JP4325422B2 - 復調装置、ディスクドライブ装置、位相調整方法 - Google Patents

Description

本発明は第１，第２の変調信号を含む信号に対する復調装置、復調装置を備えたディスクドライブ装置、及び復調装置における内部基準波の位相調整方法に関し、特に第１，第２の変調信号としてのＭＳＫ（Minimum Shift Keying）変調信号、ＳＴＷ(Saw Tooth Wobble)変調信号の復調に好適なものである。

特開２００３−１２３２４９号公報 特開平１１−３０６６８６号公報 特開２００２−７４６６０号公報

デジタルデータを記録・再生するための技術として、例えば、ＣＤ（Compact Disk），ＭＤ（Mini-Disk），ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）などの、光ディスク（光磁気ディスクを含む）を記録メディアに用いたデータ記録技術がある。光ディスクとは、金属薄板をプラスチックで保護した円盤に、レーザ光を照射し、その反射光の変化で信号を読み取る記録メディアの総称である。
光ディスクには、例えばＣＤ、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭなどとして知られているように再生専用タイプのものと、ＭＤ、ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−ＲＷ、ＤＶＤ−Ｒ、ＤＶＤ−ＲＷ、ＤＶＤ＋ＲＷ、ＤＶＤ−ＲＡＭなどで知られているようにユーザーデータが記録可能なタイプがある。記録可能タイプのものは、光磁気記録方式、相変化記録方式、色素膜変化記録方式などが利用されることで、データが記録可能とされる。色素膜変化記録方式はライトワンス記録方式とも呼ばれ、一度だけデータ記録が可能で書換不能であるため、データ保存用途などに好適とされる。一方、光磁気記録方式や相変化記録方式は、データの書換が可能であり音楽、映像、ゲーム、アプリケーションプログラム等の各種コンテンツデータの記録を始めとして各種用途に利用される。
更に近年、ブルーレイディスク（Blu-Ray Disc）と呼ばれる高密度光ディスクが開発され、著しい大容量化が図られている。

光磁気記録方式、色素膜変化記録方式、相変化記録方式などの記録可能なディスクに対してデータを記録するには、データトラックに対するトラッキングを行うための案内手段が必要になり、このために、プリグルーブとして予め溝（グルーブ）を形成し、そのグルーブもしくはランド（グルーブとグルーブに挟まれる断面台地状の部位）をデータトラックとすることが行われている。
またデータトラック上の所定の位置にデータを記録することができるようにアドレス情報を記録する必要もあるが、このアドレス情報は、グルーブをウォブリング（蛇行）させることで記録される場合がある。

すなわち、データを記録するトラックが例えばプリグループとして予め形成されるが、このプリグループの側壁をアドレス情報に対応してウォブリングさせる。
このようにすると、記録時や再生時に、反射光情報として得られるウォブリング情報からアドレスを読み取ることができ、例えばアドレスを示すピットデータ等を予めトラック上に形成しておかなくても、所望の位置にデータを記録再生することができる。
このようにウォブリンググルーブとしてアドレス情報を付加することで、例えばトラック上に離散的にアドレスエリアを設けて例えばピットデータとしてアドレスを記録することが不要となり、そのアドレスエリアが不要となる分、実データの記録容量を増大させることができる。
なお、このようなウォブリングされたグルーブにより表現される絶対時間（アドレス）情報は、ＡＴＩＰ（Absolute Time In Pregroove）又はＡＤＩＰ（Adress In Pregroove）と呼ばれる。

上記ブルーレイディスクの場合、ＭＳＫ変調とＳＴＷ変調を組み合わせた変調波形に基づいてグルーブがウォブリングされる。
このＭＳＫ変調とＳＴＷ変調、及びこれらを組み合わせて形成されるＡＤＩＰ情報について詳しくは後述するが、ＭＳＫ変調は、位相が連続したＦＳＫ（Frequency Shift Keying）変調のうちの変調指数が０．５のものである。
またＳＴＷ変調は、ウォブル基本波に対して２倍の高調波を加算又は減算することで、鋸歯状波形のような変調波形を生成する変調方式である。
ブルーレイディスクに対応するディスクドライブ装置では、このようなＡＤＩＰ情報を再生するために、ＭＳＫ復調器、ＳＴＷ復調器が搭載されることになる。
特にＭＳＫ／ＳＴＷ変調信号の復調及びＡＤＩＰ情報のデコードに関する技術は上記特許文献１，２，３に開示されている。

図２４に、ＡＤＩＰ情報をデコードするために、その前段の処理として必要となるＭＳＫ復調／ＳＴＷ復調を行う回路例を示す。これは、ディスクのウォブリンググルーブによる反射光情報としてのプッシュプル信号Ｐ／Ｐ（ウォブル信号）について、ＭＳＫ復調／ＳＴＷ復調を行い、その復調信号を後段のＡＤＩＰデコーダに供給する回路である。

ウォブル信号として供給されるプッシュプル信号Ｐ／Ｐは、図２４のＭＳＫ復調器１１０において、Ａ／Ｄ変換器１１１及びコンパレータ１１２に供給される。
コンパレータ１１２は、プッシュプル信号Ｐ／Ｐを２値化し、ＰＬＬ回路１１３に供給する。ＰＬＬ回路１１３では、２値化信号に基づいてプッシュプル信号Ｐ／Ｐ、つまりウォブリンググルーブの変調信号の周波数（ウォブル周波数）のクロック（以下、ウォブルクロックＷＣＫという）を生成する。
またＰＬＬ回路１１３から出力されるウォブルクロックＷＣＫは、ＰＬＬ回路１１４及び遅延回路１１６に供給される。
ＰＬＬ回路１１４では、ウォブルクロックＷＣＫを逓倍し、マスタークロックＭＣＫを生成する。このマスタークロックＭＣＫは、Ａ／Ｄ変換器１１１のサンプリングクロックとされ、また、遅延回路１１６、カウンタ１１７など、各部で用いられる。

遅延回路１１６は、ウォブルクロックＷＣＫに対して、マスタークロックＭＣＫの単位で所定の遅延時間を与え、カウンタ１１７に供給する。遅延時間はＣＰＵ１００によって設定される。
カウンタ１１７は、マスタークロックＭＣＫをカウントする動作を行うが、遅延回路１１６を介したウォブルクロックＷＣＫの立ち上がりをリセットタイミング信号として入力し、カウントリセットを行う。つまりカウンタ１１７は、ウォブルクロックＷＣＫによるリセットタイミングからマスタークロックＭＣＫをカウントしていき、そのカウント値をｃｏｓテーブル１２１に出力する。
ｃｏｓテーブル１２１は、内部基準波となる波形データを記憶したテーブルであり、各データがカウンタ１１７のカウント値に応じて読み出される。
例えばマスタークロックＭＣＫが、ウォブル基本波形の１周期（ウォブルクロックＷＣＫ単位）において２３クロックとなる周波数であるとする。カウンタ１１７は、ウォブル基本波形の１周期間隔でリセットされるため、この場合カウンタ１１７は０〜２２のカウント値を繰り返し発生させることになる。
ｃｏｓテーブル１２１では、内部基準波となるｃｏｓ波形データとして、ＴＤ０〜ＴＤ２２のデータを記憶しており、これがカウント値に応じて順次読み出されていく。これによってウォブル基本波形と同一周波数の内部基準波が発生され、乗算器１１８に供給される。

一方、入力されたプッシュプル信号Ｐ／ＰはＡ／Ｄ変換器１１１でマスタークロックＭＣＫでサンプリングされてデジタルデータ化（ウォブルデータ）され、乗算器１１８に供給される。
従って乗算器１１８においては、ウォブルデータと、内部基準波データが乗算される。この乗算値は積算器１１９に供給されて積算される。積算器１１９は、遅延回路１１６からのウォブルクロックＷＣＫの立ち上がりタイミングでリセットされる。つまり積算器１１９はカウンタ１１７と同タイミングでリセットされる。従って積算器１１９では、１ウォブル基本波形周期の間で乗算値の積算を行うことになる。例えば２３サンプルの乗算結果を積算する動作を繰り返す。
するとその積算値（乗算後加算値）は、入力されるウォブル信号においてウォブル基本波の区間では正方向に推移し、一方、ＭＳＫ変調された区間では負方向に推移する。従って、これを正負判定回路１２０で正負判定することでＭＳＫマークと基本波を判別する復調信号が得られる。

ＳＴＷ復調器１３０については、ここでの詳細な説明は略すが、ＭＳＫ復調器１１０とほぼ同様の構成となる。即ち変調信号であるプッシュプル信号Ｐ／Ｐをデジタルデータ化し、それに対して内部基準波を乗算し、乗算結果の積算値を正負判定することでＳＴＷ復調信号が得られる。但しＳＴＷ復調器１３０の場合、内部基準波はウォブル基本波形の二次高調波の信号となる。また積算は、１ウォブル基本波形の期間ではなく、ウォブル信号においてＳＴＷ変調がなされている複数ウォブル期間において行われる。

ところで、ディスク上の隣接トラックからのクロストークや、記録前と記録後の出力振幅の違い、さらにはディスクの品質ばらつきなどにより、ウォブル信号は変動している。このウォブルの振幅変化を避ける方式としてＡＧＣ回路方式やウォブル信号の振幅を制限させる方式が考えられ、例えば上記特許文献２，３等において提案されているが、ウォブル信号波形は振幅だけでなく、時間軸（位相）方向にも外乱を受けている。
後述するが、この位相外乱を避ける方式として、上記ブルーレイディスクのＡＤＩＰフォーマットでは、ウォブル信号のＳＴＷ変調信号に関しては、復調器の検波のための内部基準波の位相を調整する目的で リファレンス信号が設けられている。ところが外乱による振幅変動が大きくなってきたときの復調が困難であるという問題が残されている。
またＭＳＫ変調信号の復調に関しては、従来、そもそも外乱による位相変動を検出する機能は設けられていないため、外乱による位相変動が大きくなってきたときのＭＳＫ変調信号の復調が困難であった。

上記図２４の復調回路構成からわかるように、ウォブル信号（プッシュプル信号Ｐ／Ｐ）は、内部基準波と乗算された後、所定期間積算される。そして積算値が正負判定されてＭＳＫ復調信号、ＳＴＷ復調信号が得られる。
この場合の入力されるウォブル信号と積算器１１９の出力（積算値）としてのＭＳＫ復調信号波形を図２５（ａ）に示す。また図２５（ｂ）は、図２５（ａ）の波形を時間軸方向に縮小した波形を示している。
外乱による位相変動が大きくなると、図２５（ｂ）にみられるように、ＭＳＫ復調信号波形（積算値）は周期的に振幅が変動する。この場合、信号の振幅が小さくなった部分でＭＳＫ復調が困難になる。このため例えば、ビートの大きいディスクを再生した場合や、フォーカスオフセット或いはメディア傾きの大きなディスクを再生した場合、ＭＳＫ復調が困難になる。

本発明はこのような問題に鑑み、外乱による位相変動にも対応して安定した復調動作が実現されるようにすることを目的とする。

本発明の復調装置は、第１の変調信号と第２の変調信号を含む入力信号を復調する復調装置において、上記第１の変調信号に対する第１の内部基準波を出力する第１の内部基準波発生手段と、上記第１の内部基準波と上記入力信号の演算処理により、上記第１の変調信号の復調信号を得る第１の復調演算手段と、上記第１の内部基準波発生手段から出力される上記第１の内部基準波の位相を調整する第１の位相調整手段と、上記入力信号について位相をずらした３つの入力信号における上記第２の変調信号に対する第２の内部基準波を出力する第２の内部基準波発生手段と、上記第２の内部基準波と上記３つの入力信号の演算処理により、上記第２の変調信号の復調信号を得る３つの第２の復調演算手段と、復調結果が必ず正又は負となるべき所定の入力信号区間において、上記３つの第２の復調演算手段の復調結果のいずれの復調結果が正又は負の最大になるかにより上記第２の内部基準波の最適な位相を判別し、判別された最適位相値に基づいて、上記第２の内部基準波発生手段から出力される上記第２の内部基準波の位相を調整する第２の位相調整手段とを備える。そして上記第１の位相調整手段は、上記第２の位相調整手段での最適位相値を用いて、上記第１の内部基準波発生手段から出力される上記第１の内部基準波の位相の調整を行う。

また本発明のディスクドライブ装置は、ディスク記録媒体上でウォブリンググルーブとして記録された、第１の変調信号と第２の変調信号を含むウォブル信号を読み出す読出手段を備え、その読出手段で読み出されたウォブル信号について、上記構成の復調装置で復調を行う。そして復調された復調信号をデコード手段でデコードし、上記ウォブリンググルーブとして記録された情報を得る構成とする。
この場合上記デコード手段は、上記ウォブリンググルーブとして記録された情報として、ディスク記録媒体上のアドレス情報を得る。

また上記復調装置、又はディスクドライブ装置において、上記第１の変調信号はＭＳＫ変調信号であり、上記第１の内部基準波発生手段は、ＭＳＫ変調信号の基準波と同一周波数とされる第１の内部基準波を出力する。
また上記第２の変調信号はＳＴＷ変調信号であり、上記第２の内部基準波発生手段は、ＳＴＷ変調信号の基準波の二次高調波とされる第２の内部基準波を出力する。
また上記第１の位相調整手段は、設定された位相調整値に対して、上記第２の位相調整手段からの最適位相値に基づく位相調整値を加算し、その加算結果の位相調整値により上記第１の内部基準波の位相を調整する。
また上記第２の位相調整手段は、上記３つの第２の復調演算手段の復調結果に基づいてカウント値をアップ／ダウンさせるカウンタを有し、該カウンタのカウント値から上記最適位相値を得るとともに、上記カウンタは、値が連続した上記最適位相値が得られる状態となるように制御される。
さらにその場合、上記カウンタは、位相調整開始時点で所定のカウント初期値がロードされる。

本発明の位相調整方法は、第１の変調信号と第２の変調信号を含む入力信号の、上記第１の変調信号に対する第１の内部基準波を出力する第１の内部基準波発生手段と、上記第１の内部基準波と上記入力信号の演算処理により、上記第１の変調信号の復調信号を得る第１の復調演算手段と、上記入力信号の上記第２の変調信号に対する第２の内部基準波を出力する第２の内部基準波発生手段と、上記第２の内部基準波と、上記入力信号について位相をずらした３つの入力信号との演算処理により、上記第２の変調信号の復調信号を得る３つの第２の復調演算手段とを備えた復調装置における、上記第１、第２の内部基準波の位相調整方法である。そして復調結果が必ず正又は負となるべき所定の入力信号区間において、上記３つの第２の復調演算手段の復調結果のいずれの復調結果が正又は負の最大になるかにより上記第２の内部基準波の最適な位相を判別し、判別された最適位相値に基づいて、上記第２の内部基準波発生手段から出力される上記第２の内部基準波の位相を調整するステップと、上記最適位相値を用いて、上記第１の内部基準波発生手段から出力される上記第１の内部基準波の位相の調整を行うステップとを備える。

即ち本発明は、第１，第２の変調信号に対する復調処理において、第２の変調信号（ＳＴＷ変調信号）の復調のための検波用基準波、即ち第２の内部基準波について、復調結果に応じて最適位相値を発生させ、位相を自動調整する機能を有するようにする。そして、その自動調整のための最適位相値を用いて、第１の変調信号（ＭＳＫ変調信号）の復調のための検波用基準波、即ち第１の内部基準波の位相も調整するようにする。

本発明によれば、第１，第２の変調信号に対する復調処理において、第２の変調信号（ＳＴＷ変調信号）の復調のための検波用基準波、即ち第２の内部基準波について、復調結果に応じて最適位相値を発生させ、位相を自動調整する。そしてさらに、その自動調整のための最適位相値を用いて、第１の変調信号（ＭＳＫ変調信号）の復調のための検波用基準波、即ち第１の内部基準波の位相も自動調整されるようにしている。これによって、例えば隣接トラックからのクロストーク、書き込み後の反射率の低下による変調信号振幅の低下、ディスクスキュー等の外乱により、入力信号（ウォブル信号）の位相変動が発生しても、十分に復調できるようになる。ディスクドライブ装置の場合、このようなＭＳＫ変調信号、ＳＴＷ変調信号の復調性能の向上により、アドレスエラーが低減し、記録再生動作性能が向上される。例えば物理特性や記録再生特性のバラツキの大きい記録再生メディアに対しても安定した記録再生を行えるようになる。
また、自動的な位相調整によりＭＳＫ変調／ＳＴＷ変調に対する復調能力が上がることは、ピックアップ部の特性のばらつきに対しても、ウォブルアドレス復調能力を維持できることになるため、ピックアップ部の歩留まりを改善することもできる。

またＭＳＫ復調のための第１の位相調整手段は、設定された位相調整値に対して、ＳＴＷ復調のための第２の位相調整手段からの最適位相値に基づく位相調整値を加算し、その加算結果の位相調整値により第１の内部基準波の位相を調整するようにすることで、適切な位相調整が可能となる。
また第２の位相調整手段は、第２の復調演算手段の復調結果に基づいてカウント値をアップ／ダウンさせるカウンタを有し、該カウンタのカウント値から上記最適位相値を得るとともに、カウンタは、値が連続した最適位相値が得られる状態となるように制御される。この場合、連続した値として最適位相値を第１の位相調整手段に受け渡すことができ、適切な位相調整制御を実現させる。
また上記カウンタは、位相調整開始時点で所定のカウント初期値がロードされることで、初期状態から常に連続したカウント値が出力される状態にできる。

以下、本発明の実施の形態を次の順序で説明する。
１．ＭＳＫ変調、ＳＴＷ変調、及びＡＤＩＰ
２．ディスクドライブ装置の構成
３．ウォブル回路
３−１ ＭＳＫ復調器の構成
３−２ ＳＴＷ復調器の構成
３−３ 位相調整動作
４．変形例

１．ＭＳＫ変調、ＳＴＷ変調、及びＡＤＩＰ

本発明の実施の形態に対応する光ディスク１は、図１（ａ）に示すように、記録トラックとなるグルーブＧＶが形成されている。このグルーブＧＶは、内周側から外周側へスパイラル状に形成されている。そのため、この光ディスク１の半径方向の切断面を見ると、図１（ｂ）に示すように、凸状のランドＬと、凹状のグルーブＧＶとが交互に形成されることとなる。なお、図１（ａ）のスパイラル方向は、光ディスク１を記録面側から見た状態であり、複数の記録層を有するディスクの場合、各記録層でスパイラル状態が異なる場合がある。

光ディスク１のグルーブＧＶは、図１（ｂ）に示すように、接線方向に対して蛇行形成されている。このグルーブＧＶの蛇行形状は、ウォブル信号に応じた形状となっている。そのため、光ディスクドライブでは、グルーブＧＶに照射したレーザスポットＬＳの反射光からそのグルーブＧＶの両エッジ位置を検出し、レーザスポットＬＳを記録トラックに沿って移動させていった際におけるその両エッジ位置のディスク半径方向に対する変動成分を抽出することにより、ウォブル信号を再生することができる。
このウォブル信号には、その記録位置における記録トラックのアドレス情報（物理アドレスやその他の付加情報等）が変調されている。そのため、光ディスクドライブでは、このウォブル信号からアドレス情報等を復調することによって、データの記録や再生の際のアドレス制御等を行うことができる。

なお、本発明の実施の形態では、グルーブ記録がされる光ディスクについて説明をするが、本発明はこのようなグルーブ記録の光ディスクに限らず、ランドにデータを記録するランド記録を行う光ディスクに適用することも可能であるし、また、グルーブ及びランドにデータを記録するランドグルーブ記録の光ディスクにも適用することも可能である。

ここで、本実施の形態の光ディスク１では、２つの変調方式を用いて、ウォブル信号に対してアドレス情報を変調している。一つは、ＭＳＫ（Minimum Shift Keying）変調方式である。もう一つは、正弦波のキャリア信号に対して偶数次の高調波信号を付加し、被変調データの符号に応じて当該高調波信号の極性を変化させることによって変調するＳＴＷ(Saw Tooth Wobble)変調方式である。

本実施の形態の光ディスク１では、図３（ａ）に示すように、所定周波数の正弦波の基準キャリア信号波形が所定周期連続したブロックを構成し、このブロック内に、ＭＳＫ変調されたアドレス情報が挿入されるＭＳＫ変調部と、ＳＴＷ変調されたアドレス情報が挿入されるＳＴＷ変調部とを設けたウォブル信号を生成する。すなわち、ＭＳＫ変調されたアドレス情報と、ＳＴＷ変調されたアドレス情報とを、ブロック内の異なる位置に挿入している。さらに、ＭＳＫ変調で用いられる２つの正弦波のキャリア信号のうちの一方のキャリア信号と、ＳＴＷ変調のキャリア信号とを、上記の基準キャリア信号としている。また、ＭＳＫ変調部とＳＴＷ変調部とは、それぞれブロック内の異なる位置に配置するものとし、ＭＳＫ変調部とＳＴＷ変調部との間には、１周期以上の基準キャリア信号が配置されるものとしている。

なお、なんらデータの変調がされておらず、基準キャリア信号の周波数成分だけが現れる部分を、以下モノトーンウォブルと呼ぶ。また、以下では、基準キャリア信号として用いる正弦波信号は、Ｃｏｓ(ωｔ)であるものとする。また、基準キャリア信号の１周期を１ウォブル周期と呼ぶ。また、基準キャリア信号の周波数は、光ディスク１の内周から外周まで一定であり、レーザスポットが記録トラックに沿って移動する際の線速度との関係に応じて定まる。

以下、ＭＳＫ変調及びＳＴＷ変調の変調方法についてさらに詳細に説明をする。まず、ＭＳＫ変調方式を用いたアドレス情報の変調方式について説明をする。
ＭＳＫ変調は、位相が連続したＦＳＫ（Frequency Shift Keying）変調のうちの変調指数が０．５のものである。ＦＳＫ変調は、周波数ｆ１と周波数ｆ２の２つのキャリア信号に対して、被変調データの符号の“０”，“１”をそれぞれ対応させて変調する方式である。つまり、被変調データが“０”であれば周波数ｆ１の正弦波波形を出力し、被変調データが“１”であれば周波数ｆ１の正弦波波形を出力する変調方式である。さらに、位相が連続したＦＳＫ変調の場合には、被変調データの符号の切り換えタイミングにおいて、２つのキャリア信号の位相が連続する。
このＦＳＫ変調では、変調指数ｍというものが定義される。この変調指数ｍは、
ｍ＝｜ｆ１−ｆ２｜Ｔ
で定義される。ここで、Ｔは、被変調データの伝送速度（１／最短の符号長の時間）である。このｍが０．５の場合の位相連続ＦＳＫ変調のことを、ＭＳＫ変調という。

ＭＳＫ変調波形を図２（ａ）に示す。図２（ａ）においては、モノトーンウォブルＭＷに挟まれた３ウォブル周期の領域にＭＳＫ変調波形（ＭＭ１，ＭＭ２，ＭＭ３）が存在している状態を示している。
上記のようにモノトーンウォブルをＣｏｓ(ωｔ)と表現すると、ＭＳＫ変調に用いられる２つの周波数は、一方を基準キャリア信号と同一の周波数とし、他方を基準キャリア信号の１．５倍の周波数とするため、ＭＳＫ変調に用いられる信号波形は、一方がＣｏｓ(ωｔ)又は−Ｃｏｓ(ωｔ)となり、他方がＣｏｓ(１．５ωｔ)又は−Ｃｏｓ(１．５ωｔ)となる。
そして図２（ａ）の波形では、２つのモノトーンウォブルと、ＭＳＫ変調領域と、２つのモノトーンウォブルを示しており、その場合、ＭＳＫストリームの信号波形は、１ウォブル周期毎に、Cos(wt),Cos(wt),Cos(1.5wt),-Cos(wt),-Cos(1.5wt),Cos(wt)といった波形となる。なお図面では、モノトーンウォブルのＣｏｓ(ωｔ)＝ｃｏｓ｛２π・(fwob)・ｔ｝として示しており（fwobは基準キャリア周波数）、従って、ＭＳＫ変調領域としての３ウォブル期間は、ＭＭ１＝ｃｏｓ｛２π・(1.5・fwob)・ｔ｝、ＭＭ２＝−ｃｏｓ｛２π・(fwob)・ｔ｝、ＭＭ３＝−ｃｏｓ｛２π・(1.5・fwob)・ｔ｝となる。
このように１個目のウォブル周期期間（ＭＭ１）はモノトーンウォブルの１．５倍の周波数、２個目（ＭＭ２）はモノトーンウォブルと同じ周波数、３個目（ＭＭ３）はモノトーンウォブルの１．５倍の周波数とされ、この３ウォブル期間で位相が戻る。つまり前後のモノトーンウォブルと位相が連続した状態であり、しかも２個目のウォブル（ＭＭ２）はモノトーンウォブルに対して極性が反転したものとなる。

光ディスク１では、ウォブル信号を以上のようなＭＳＫストリームとすることによって、ウォブル信号にアドレス情報を変調しており、このＭＳＫ変調信号は以下の理由により同期検波が可能なものとなる。
光ディスク１のウォブル信号にＭＳＫ変調方式で被変調データを挿入する場合、まず、被変調データのデータストリームに対して、ウォブル周期に対応するクロック単位で差動符号化処理をする。すなわち、被変調データのストリームと、基準キャリア信号の１周期分遅延させた遅延データとを差分演算する。この差動符号化処理をしたデータを、プリコードデータとする。続いて、このプリコードデータをＭＳＫ変調して、上記のようなＭＳＫストリームを生成する。

上記差動符号化データ（プリコードデータ）は、被変調データの符号変化点でビットが立つ（“１”となる）。被変調データの符号長がウォブル周期の２倍以上とされているので、被変調データの符号長の後半部分には、必ず基準キャリア信号（Ｃｏｓ(ωｔ)）又はその反転信号（−Ｃｏｓ(ωｔ)）が挿入されることとなる。プリコードデータのビットが“１”となると、基準キャリア信号に対して１．５倍の周波数の波形が挿入され、さらに、符号の切り換え点においては位相を合わせて波形が接続される。従って、被変調データの符号長の後半部分に挿入される信号波形は、被変調データが“０”であれば、必ず基準キャリア信号波形（Ｃｏｓ(ωｔ)）となり、被変調データが“１”であれば必ずその反転信号波形（−Ｃｏｓ(ωｔ)）となる。同期検波出力は、キャリア信号に対して位相が合っていれば、プラス側の値になり、位相が反転していればマイナス側の値となるので、以上のようなＭＳＫ変調した信号を基準キャリア信号により同期検波すれば、被変調データの復調が可能となるものである。

続いてＳＴＷ変調について説明する。
ＳＴＷ変調は、上述のように正弦波のキャリア信号に対して偶数次の高調波信号を付加し、当該高調波信号の極性を被変調データの符号に応じて変化させることによってデジタル符号を変調する変調方式である。
光ディスク１では、ＳＴＷ変調のキャリア信号は、上記ＭＳＫ変調のキャリア信号である基準キャリア信号（Ｃｏｓ(ωｔ)）と同一周波数及び位相の信号としている。付加する偶数次の高調波信号は、基準キャリア信号（Ｃｏｓ(ωｔ)）の２次高調波であるＳｉｎ(２ωｔ)、−Ｓｉｎ(２ωｔ)とし、その振幅は、基準キャリア信号の振幅に対して−１２ｄＢの振幅としている。被変調データの最小符号長は、ウォブル周期（基準キャリア信号の周期）の２倍としている。
そして、被変調データの符号が“１”のときにはＳｉｎ(２ωｔ)をキャリア信号に付加し、“０”のときには−Ｓｉｎ(２ωｔ)をキャリア信号に付加して変調を行うものとする。

以上のような方式でウォブル信号を変調した場合の信号波形を図２（ｂ）に示す。図２（ｂ）においては、中央のウォブル期間に基準キャリア信号（Ｃｏｓ(ωｔ)）のモノトーンウォブルＭＷの信号波形を示している。そしてその前の２つのウォブル期間において、基準キャリア信号（Ｃｏｓ(ωｔ)）に対してＳｉｎ(２ωｔ)が付加された信号波形、即ち、被変調データが“１”のときの信号波形を示している。またモノトーンウォブルＭＷの後の２ウォブル期間において、基準キャリア信号（Ｃｏｓ(ωｔ)）に対して−Ｓｉｎ(２ωｔ)が付加された信号波形、即ち、被変調データが“０”のときの信号波形を示している。
なお図面では、モノトーンウォブルのＣｏｓ(ωｔ)＝ｃｏｓ｛２π・(fwob)・ｔ｝として示しており、従って、ＳＴＷ変調信号は、被変調データが“１”の場合、ｃｏｓ｛２π・(fwob)・ｔ｝＋ａ・ｓｉｎ｛２π・(２・fwob)・ｔ｝となり、被変調データが“０”の場合、ｃｏｓ｛２π・(fwob)・ｔ｝−ａ・ｓｉｎ｛２π・(２・fwob)・ｔ｝となるとして示している。
図からわかるように、このＳＴＷ信号波形は、ディスク外周側に急峻に立ち上がり、内周側に緩やかに戻る波形と、その逆にディスク外周側に緩い傾斜で立ち上がって急峻に戻る波形となり、これによって「１」「０」の値が表現される。またどちらの波形の場合も、破線で示すモノトーンウォブルＭＷと共通のゼロクロスポイントを有するものとなる。従ってＭＳＫ方式のモノトーンウォブルＭＷの部分と共通の基本波成分からクロックを抽出するに当たって、その位相に影響を与えない。

そしてこのように基準キャリア信号に対して正負の偶数次の高調波信号を付加した場合には、その生成波形の特性から、この高調波信号により同期検波して、被変調データの符号長時間その同期検波出力を積分することによって、被変調データを復調することが可能である。
なお、光ディスク１では、キャリア信号に加える高調波信号を２次高調波としているが、２次高調波に限らず、偶数次の高調波であればどのような信号を加算してもよい。また光ディスク１では、２次高調波のみを加算しているが、２次高調波と４次高調波との両者を同時に加算するといったように複数の高調波信号を同時に加算しても良い。

以上のようなＭＳＫ変調、ＳＴＷ変調を含むＡＤＩＰ構造を説明する。ＡＤＩＰ情報としての１つのユニット（ＡＤＩＰユニット）は、５６ウォブルから構成される。
図３（ｂ）に８種類のＡＤＩＰユニットを示す。８種類とは、モノトーンユニット、リファレンスユニット、シンク０ユニット、シンク１ユニット、シンク２ユニット、シンク３ユニット、データ１ユニット、データ０ユニットである。
８種類の全てのＡＤＩＰユニットでは、先頭のウォブル番号０，１，２はＭＳＫマークとされる。
モノトーンユニットは、ＭＳＫマークに続くウォブル番号４〜５５が全てモノトーンウォブルで構成される。
リファレンスユニットは、ウォブル番号１８〜５４が、０値を示すＳＴＷ変調ウォブルとなる。
シンク０ユニット、シンク１ユニット、シンク２ユニット、シンク３ユニットは、それぞれシンク情報の為のＡＤＩＰユニットであり、図示するようにそれぞれ所定ウォブル番号位置にＭＳＫマークが配置される。
データ１ユニットは値「１」を表現し、またデータ０ユニットは値「０」を表現するユニットである。データ１ユニットの場合、ウォブル番号１２〜１４にＭＳＫマークが配され、またウォブル番号１８〜５４が、値「１」のＳＴＷ変調ウォブルとされる。データ０ユニットの場合、ウォブル番号１４〜１６にＭＳＫマークが配され、またウォブル番号１８〜５４が、値「０」のＳＴＷ変調ウォブルとされる。

このようなＡＤＩＰユニットが８３個集められることによって、１つのＡＤＩＰ情報（アドレス情報）が形成される。
即ち図４に示すように、ＡＤＩＰ情報の１単位は、ＡＤＩＰユニット０〜８２により形成される。そしてＡＤＩＰユニットナンバ０から７が、モノトーンユニット、シンク０ユニット、モノトーンユニット、シンク１ユニット、モノトーンユニット、シンク２ユニット、モノトーンユニット、シンク３ユニットとされる。
ＡＤＩＰユニットナンバ８以降は、リファレンスユニット及び４ビット分のデータユニットとしての５つのユニットが繰り返し配される。そして各データユニット（例えばdata[0]、data[1]、data[2]、data[3]・・・data[59]）は、上記データ１ユニット、データ０ユニットのいずれかとされることで、ＡＤＩＰ情報としての６０ビットの値が示される。この６０ビットには、アドレス値、付加情報、ＥＣＣパリティ等が含まれる。

２．ディスクドライブ装置の構成

次に、上記のようなディスク１に対応して記録／再生を行うことのできるディスクドライブ装置を説明する。図５はディスクドライブ装置の構成を示す。
ディスク１は、図示しないターンテーブルに積載され、記録／再生動作時においてスピンドルモータ５２によって一定線速度（ＣＬＶ）で回転駆動される。
そして光学ピックアップ（光学ヘッド）５１によってディスク１上のグルーブトラックのウォブリングとして埋め込まれたＡＤＩＰ情報の読み出しがおこなわれる。
なお、ディスク１上には、再生専用の管理情報として例えばディスクの物理情報等がエンボスピット又はウォブリンググルーブによって記録されるが、これらの情報の読出もピックアップ５１により行われる。
またデータ記録時には光学ピックアップによってトラックにユーザーデータがフェイズチェンジマークとして記録され、再生時には光学ピックアップによって記録されたマークの読出が行われる。

ピックアップ５１内には、レーザ光源となるレーザダイオードや、反射光を検出するためのフォトディテクタ、レーザ光の出力端となる対物レンズ、レーザ光を対物レンズを介してディスク記録面に照射し、またその反射光をフォトディテクタに導く光学系（図示せず）が形成される。レーザダイオードは、例えば波長４０５ｎｍのいわゆる青色レーザを出力する。また光学系によるＮＡは０．８５である。

ピックアップ５１内において対物レンズは二軸機構によってトラッキング方向及びフォーカス方向に移動可能に保持されている。
またピックアップ５１全体はスレッド機構５３によりディスク半径方向に移動可能とされている。
またピックアップ５１におけるレーザダイオードはレーザドライバ６３からのドライブ信号（ドライブ電流）によってレーザ発光駆動される。

ディスク１からの反射光情報はフォトディテクタによって検出され、受光光量に応じた電気信号とされてマトリクス回路５４に供給される。
マトリクス回路５４には、フォトディテクタとしての複数の受光素子からの出力電流に対応して電流電圧変換回路、マトリクス演算／増幅回路等を備え、マトリクス演算処理により必要な信号を生成する。
例えば再生データに相当する高周波信号（再生データ信号）、サーボ制御のためのフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号などを生成する。
さらに、グルーブのウォブリングに係る信号、即ちウォブリングを検出する信号としてプッシュプル信号を生成する。
マトリクス回路５４から出力される再生データ信号はリーダ／ライタ回路５５へ、フォーカスエラー信号及びトラッキングエラー信号はサーボ回路６１へ、プッシュプル信号はウォブル回路５８へ、それぞれ供給される。

リーダ／ライタ回路５５は、再生データ信号に対して２値化処理、ＰＬＬによる再生クロック生成処理等を行い、例えばフェイズチェンジマークとして読み出されたデータを再生して、変復調回路５６に供給する。
変復調回路５６は、再生時のデコーダとしての機能部位と、記録時のエンコーダとしての機能部位を備える。
再生時にはデコード処理として、再生クロックに基づいてランレングスリミテッドコードの復調処理を行う。
またＥＣＣエンコーダ／デコーダ５７は、記録時にエラー訂正コードを付加するＥＣＣエンコード処理と、再生時にエラー訂正を行うＥＣＣデコード処理を行う。
再生時には、変復調回路５６で復調されたデータを内部メモリに取り込んで、エラー検出／訂正処理及びデインターリーブ等の処理を行い、再生データを得る。
ＥＣＣエンコーダ／デコーダ５７で再生データにまでデコードされたデータは、システムコントローラ６０の指示に基づいて読み出され、ＡＶ（Audio-Visual）システム１２０に転送される。

グルーブのウォブリングに係る信号としてマトリクス回路５４から出力されるプッシュプル信号は、ウォブル回路５８において処理される。ＡＤＩＰ情報としてのプッシュプル信号は、ウォブル回路５８においてＭＳＫ復調、ＳＴＷ復調され、ＡＤＩＰアドレスを構成するデータストリームに復調されてアドレスデコーダ５９に供給される。
アドレスデコーダ５９は、供給されるデータについてのデコードを行い、アドレス値を得て、システムコントローラ６０に供給する。
またアドレスデコーダ５９はウォブル回路５８から供給されるウォブル信号を用いたＰＬＬ処理でクロックを生成し、例えば記録時のエンコードクロックとして各部に供給する。
なおウォブル回路５８におけるＭＳＫ復調、ＳＴＷ復調を行う構成は後述する。

記録時には、ＡＶシステム１２０から記録データが転送されてくるが、その記録データはＥＣＣエンコーダ／デコーダ５７におけるメモリに送られてバッファリングされる。
この場合ＥＣＣエンコーダ／デコーダ５７は、バファリングされた記録データのエンコード処理として、エラー訂正コード付加やインターリーブ、サブコード等の付加を行う。
またＥＣＣエンコードされたデータは、変復調回路５６においてＲＬＬ（１−７）ＰＰ方式（ＲＬＬ；Run Length Limited、ＰＰ：Parity preserve/Prohibit rmtr(repeated minimum transition runlength)）の変調が施され、リーダ／ライタ回路５５に供給される。
記録時においてこれらのエンコード処理のための基準クロックとなるエンコードクロックは上述したようにウォブル信号から生成したクロックを用いる。

エンコード処理により生成された記録データは、リーダ／ライタ回路５５で記録補償処理として、記録層の特性、レーザー光のスポット形状、記録線速度等に対する最適記録パワーの微調整やレーザドライブパルス波形の調整などが行われた後、レーザドライブパルスとしてレーザードライバ６３に送られる。
レーザドライバ６３では供給されたレーザドライブパルスをピックアップ５１内のレーザダイオードに与え、レーザ発光駆動を行う。これによりディスク１に記録データに応じたピット（フェイズチェンジマーク）が形成されることになる。

なお、レーザドライバ６３は、いわゆるＡＰＣ回路（Auto Power Control）を備え、ピックアップ５１内に設けられたレーザパワーのモニタ用ディテクタの出力によりレーザ出力パワーをモニターしながらレーザーの出力が温度などによらず一定になるように制御する。記録時及び再生時のレーザー出力の目標値はシステムコントローラ６０から与えられ、記録時及び再生時にはそれぞれレーザ出力レベルが、その目標値になるように制御する。

サーボ回路６１は、マトリクス回路５４からのフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号から、フォーカス、トラッキング、スレッドの各種サーボドライブ信号を生成しサーボ動作を実行させる。
即ちフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号に応じてフォーカスドライブ信号、トラッキングドライブ信号を生成し、ピックアップ５１内の二軸機構のフォーカスコイル、トラッキングコイルを駆動することになる。これによってピックアップ５１、マトリクス回路５４、サーボ回路６１、二軸機構によるトラッキングサーボループ及びフォーカスサーボループが形成される。
またサーボ回路６１は、システムコントローラ６０からのトラックジャンプ指令に応じて、トラッキングサーボループをオフとし、ジャンプドライブ信号を出力することで、トラックジャンプ動作を実行させる。
またサーボ回路６１は、トラッキングエラー信号の低域成分として得られるスレッドエラー信号や、システムコントローラ６０からのアクセス実行制御などに基づいてスレッドドライブ信号を生成し、スレッド機構５３を駆動する。スレッド機構５３には、図示しないが、ピックアップ５１を保持するメインシャフト、スレッドモータ、伝達ギア等による機構を有し、スレッドドライブ信号に応じてスレッドモータを駆動することで、ピックアップ５１の所要のスライド移動が行なわれる。

スピンドルサーボ回路６２はスピンドルモータ５２をＣＬＶ回転させる制御を行う。
スピンドルサーボ回路６２は、ウォブル信号に対するＰＬＬ処理で生成されるクロックを、現在のスピンドルモータ５２の回転速度情報として得、これを所定のＣＬＶ基準速度情報と比較することで、スピンドルエラー信号を生成する。
またデータ再生時においては、リーダ／ライタ回路５５内のＰＬＬによって生成される再生クロック（デコード処理の基準となるクロック）が、現在のスピンドルモータ５２の回転速度情報となるため、これを所定のＣＬＶ基準速度情報と比較することでスピンドルエラー信号を生成することもできる。
そしてスピンドルサーボ回路６２は、スピンドルエラー信号に応じて生成したスピンドルドライブ信号を出力し、スピンドルモータ６２のＣＬＶ回転を実行させる。
またスピンドルサーボ回路６２は、システムコントローラ６０からのスピンドルキック／ブレーキ制御信号に応じてスピンドルドライブ信号を発生させ、スピンドルモータ５２の起動、停止、加速、減速などの動作も実行させる。

以上のようなサーボ系及び記録再生系の各種動作はマイクロコンピュータによって形成されたシステムコントローラ６０により制御される。
システムコントローラ６０は、ＡＶシステム１２０からのコマンドに応じて各種処理を実行する。
例えばＡＶシステム１２０から書込命令（ライトコマンド）が出されると、システムコントローラ６０は、まず書き込むべきアドレスにピックアップ５１を移動させる。そしてＥＣＣエンコーダ／デコーダ５７、変復調回路５６により、ＡＶシステム１２０から転送されてきたデータ（例えばＭＰＥＧ２などの各種方式のビデオデータや、オーディオデータ等）について上述したようにエンコード処理を実行させる。そして上記のようにリーダ／ライタ回路５５からのレーザドライブパルスがレーザドライバ６３に供給されることで、記録が実行される。

また例えばＡＶシステム１２０から、ディスク１に記録されている或るデータ（ＭＰＥＧ２ビデオデータ等）の転送を求めるリードコマンドが供給された場合は、まず指示されたアドレスを目的としてシーク動作制御を行う。即ちサーボ回路６１に指令を出し、シークコマンドにより指定されたアドレスをターゲットとするピックアップ５１のアクセス動作を実行させる。
その後、その指示されたデータ区間のデータをＡＶシステム１２０に転送するために必要な動作制御を行う。即ちディスク１からのデータ読出を行い、リーダ／ライタ回路５５、変復調回路５６、ＥＣＣエンコーダ／デコーダ５７におけるデコード／バファリング等を実行させ、要求されたデータを転送する。

なお、これらのフェイズチェンジマークによるデータの記録再生時には、システムコントローラ６０は、ウォブル回路５８及びアドレスデコーダ５９によって検出されるＡＤＩＰアドレスを用いてアクセスや記録再生動作の制御を行う。

ところで、この図５の例は、ＡＶシステム１２０に接続されるディスクドライブ装置としたが、本発明のディスクドライブ装置としては例えばパーソナルコンピュータ等と接続されるものとしてもよい。
さらには他の機器に接続されない形態もあり得る。その場合は、操作部や表示部が設けられたり、データ入出力のインターフェース部位の構成が、図５とは異なるものとなる。つまり、ユーザーの操作に応じて記録や再生が行われるとともに、各種データの入出力のための端子部が形成されればよい。
もちろん構成例としては他にも多様に考えられ、例えば記録専用装置、再生専用装置としての例も考えられる。

３．ウォブル回路
３−１ ＭＳＫ復調器の構成

図６は、上記図５の構成の内で、ウォブル信号を復調しＡＤＩＰ情報を得るための回路系のみを示している。上記もしたようにマトリクス回路５４からのプッシュプル信号Ｐ／Ｐがウォブル回路５８に供給される。ウォブル回路５８には、ＭＳＫ復調器１０、ＳＴＷ復調器３０が設けられており、ＭＳＫ復調器１０は、プッシュプル信号Ｐ／Ｐをデジタルデータ化したウォブルデータを復調し、ＭＳＫ復調信号を出力する。ＳＴＷ復調器３０には同じくプッシュプル信号Ｐ／Ｐをデジタルデータ化したウォブルデータがＭＳＫ復調器１０から供給され、そのウォブルデータを復調し、ＳＴＷ復調信号を出力する。このＭＳＫ復調信号及びＳＴＷ復調信号がアドレスデコーダ５９に供給される。そしてアドレスデコーダ５９によってＡＤＩＰ情報がデコードされ、システムコントローラ６０に供給される。

ウォブル回路５８におけるＭＳＫ復調器１０、ＳＴＷ復調器３０の構成を説明する。まずここはＭＳＫ復調器１０について、その構成を図７に挙げ、図８〜図１２を参照しながら説明する。

ウォブリンググルーブの変調信号（ウォブル信号）として上述したマトリクス回路５４から端子１５ａに入力される、図８（ａ）のようなプッシュプル信号Ｐ／Ｐは、ＭＳＫ復調器１０において、Ａ／Ｄ変換器１１及びコンパレータ１２に供給される。
コンパレータ１２は、オペアンプ、コンパレータアンプで構成され、プッシュプル信号Ｐ／Ｐを２値化する。そして２値化したプッシュプル信号Ｐ／ＰをＰＬＬ回路１３に供給する。
ＰＬＬ回路１３では、２値化信号に基づいて図８（ｂ）のように、プッシュプル信号Ｐ／Ｐ、つまりウォブリンググルーブの変調信号の周波数（ウォブル周波数）のクロック（ウォブルクロックＷＣＫ）を生成する。なおＰＬＬ回路１３はデジタル回路を用いてもよい。

ＰＬＬ回路１３から出力されるウォブルクロックＷＣＫは、ＰＬＬ回路１４及び遅延回路１６に供給される。また端子１５ｂから後述するＳＴＷ復調器３０にも供給される。
ＰＬＬ回路１４では、ウォブルクロックＷＣＫを逓倍し、マスタークロックＭＣＫを生成する。このマスタークロックＭＣＫは、Ａ／Ｄ変換器１１のサンプリングクロックとされ、また、遅延回路１６、カウンタ１７等で用いられる。さらに端子１５ｃからＳＴＷ復調器３０に供給される。
なおＰＬＬ回路１４も、アナログ回路、デジタル回路のいずれで構成しても良い。

遅延回路１６は、ウォブルクロックＷＣＫをマスタークロックＭＣＫの単位で遅延させる。この場合の遅延時間は、システムコントローラ６０から加算器２３を介して供給される位相調整値に基づいて設定される。この遅延回路１６は、ウォブルクロックＷＣＫを遅延させて、例えばその立ち上がりエッジ（又は立ち下がりエッジ）を、カウンタ１７のリセット／スタートタイミング、及び積算器２７のクリアタイミングとしての基準タイミング信号とするものである。後述するが、遅延時間の調整により、復調用の内部基準波の位相を調整し、ウォブルデータの位相に一致させる。
なお遅延回路１６は、例えばフリップフロップにより構成されるシフトレジスタとセレクタにより構成できる。もちろん他の構成でも良い。例えばデジタルカウンタを用いても実現でき、或いはＣＲ構成のアナログ回路を用いてもよい。さらにはバッファとセレクタを用いた遅延回路を用いてもよい。

遅延回路１６を介したウォブルクロックＷＣＫは、リセット／スタート信号としてカウンタ１７に供給される。
カウンタ１７は、マスタークロックＭＣＫをカウントする動作を行うが、遅延回路１６からのリセット／スタート信号が供給されたタイミングでカウントリセットを行う。つまりカウンタ１７は、遅延されたウォブルクロックＷＣＫのエッジタイミングでカウント値をリセットしながらマスタークロックＭＣＫのカウントを行っていき、そのカウント値をテーブル群２１に対してテーブルのアドレスとして出力する。
例えばマスタークロックＭＣＫは、ウォブル基本波形の１周期が２３クロックとなる周波数であるとする。そしてカウンタ１７は、ウォブル基本波形の１周期間隔でリセットされることになるため、０〜２２のカウント値を繰り返し発生させることになる。

テーブル群２１は、例えばテーブルＴＢ０〜ＴＢ７として８個のテーブルを有する。なお、テーブルを８個とするのは一例である。
そして各テーブルＴＢ０〜ＴＢ７は、それぞれが内部基準波となる波形データを記憶したテーブル（ＲＯＭ）であり、各データがカウンタ１７のカウント値に応じて読み出されるものである。
各テーブルＴＢ０〜ＴＢ７の波形データとしては、例えばＴＤ０〜ＴＤ２２の２３個のデータが記憶されている。これが上記０〜２２のカウント値に応じて順次読み出されていくことで、図８（ｃ）のように、ウォブル基本波形と同一周波数の内部基準波が発生される。
ただし、各テーブルＴＢ０〜ＴＢｎに記憶されている内部基準波の波形は、それぞれが少しづつ位相がずらされたｓｉｎ波形（又はｃｏｓ波形）とされている。つまり各テーブルＴＢ０〜ＴＢｎのデータＴＤ０〜ＴＤ２２は、それぞれ位相をずらしたウォブル１周期の波形を示すデータとされている。各テーブルＴＢ０〜ＴＢｎの位相差については後述する。

選択回路２２は、テーブルＴＢ０〜ＴＢ７の内の１つを選択する。選択回路２２はシステムコントローラ６０から加算器２３を介して供給された位相調整値に基づいて１つのテーブルを選択する。
なお、位相調整値は、例えば８ビット値とされ、上位５ビットが遅延回路１６での２３段階の遅延量を指示し、下位３ビットが選択回路２２でのテーブルＴＢ０〜ＴＢ７の選択値を指示するものとされる。
各テーブルＴＢ０〜ＴＢ７は、カウンタ１７からのカウント値に応じて内部基準波となる波形データが順次出力されるが、選択回路２２で選択されたテーブルＴＢｘからの内部基準波が乗算器１８に供給されることになる。

なおテーブル群２１は内部基準波を発生させるものであるが、波形データを出力するものであればテーブル群以外の構成のものでもよく、ＲＡＭを用いてシステムコントローラ６０から設定してもよいし、組み合わせ回路で構成してもよい。また、データ列を順番に出力するシフトレジスタを採用しても良いし、発振器を用いたアナログ回路でもよい。また発生する信号はｓｉｎ信号、ｃｏｓ信号のいずれでもよく、さらには矩形波を発生する回路でも良い。
また、カウンタ１７，テーブル群２１、選択回路２２は、後述するように多様な位相状態で内部基準波を発生する構成例の１つであるが、同様の動作が実行されれば構成は限定されず、例えばカウンタ１７を例えばシステムコントローラ６０からの設定により１の増減ではなくｎ個の増減で動作させ、ｎ個のテーブルを融合して１つのテーブルとする構成も考えられる。

一方、端子１５ａから入力されたプッシュプル信号Ｐ／ＰはＡ／Ｄ変換器１１でマスタークロックＭＣＫでサンプリングされてデジタルデータ化され、ウォブルデータとして乗算器１８に供給される。なお、このウォブルデータは端子１５ｄからＳＴＷ復調器３０にも供給される。
乗算器１８においては、Ａ／Ｄ変換器１１からのウォブルデータと、選択回路２２で選択されたテーブルＴＢｘからの内部基準波データが乗算される。この乗算値は例えば図８（ｄ）のようになる。そして乗算値は加算器１９に供給される。
加算器１９は、乗算器１８からの乗算値と、フリップフロップにより構成される積算器２７の出力を加算し、加算値を積算器２７に供給する。そして積算器２７は、遅延回路１６からのタイミング信号でクリアされる。つまり積算器１９はカウンタ１７と同タイミングでリセットされる。従って積算器２７では、１ウォブル基本波形周期の間で乗算値の積算を行うことになる。例えば２３サンプルの乗算結果を積算する動作を繰り返す。
するとその積算値（乗算後加算値）は、図８（ｅ）のように推移する。このような積算器２７の出力は正負判定回路２０で正負判定され、判定結果がＭＳＫ復調信号となる。そしてそのＭＳＫ復調信号が端子１５ｆからアドレスデコーダ５９に出力される。
積算器２７が２の補数表現で積算値を出力する場合は、正負判定回路２０は、その最上位ビットを出力する構成とされれば良い。もちろん数値の正負を判定するものであれば他のものでもよく正負の判定はコンパレータ回路を用いてもよい。
また加算器１９，積算器２７による構成は、乗算器１８の乗算値を１ウォブル期間で積分する回路であればどのようなものでも良く、各種のデジタル回路またはアナログ回路を用いることができる。

ところで後述するＳＴＷ復調器３０からは、端子１５ｅにＳＴＷ最適位相値が供給される。このＳＴＷ最適位相値は、減算器２５及び振幅中心測定回路２６に入力される。振幅中心測定回路２６は、ＳＴＷ最適位相値の振幅中心を計測する。そして減算器２５において、ＳＴＷ最適位相値から振幅中心値が減算されることで、ＳＴＷ位相変化量が求められる。なお、減算器２５及び振幅中心測定回路２６は、ＳＴＷ位相変化量を求める構成例であり、他の回路構成も考えられる。また振幅中心値は例えばシステムコントローラ６０から与えるようにしてもよい。
減算器２５から出力されるＳＴＷ位相変化量は、振幅調整器２４でゲイン調整される。そしてゲイン調整されたＳＴＷ位相変化量が、加算器２３でシステムコントローラ６０からの位相調整値に加算され、遅延回路１６及び選択回路２２に供給される。

以上の構成のＭＳＫ復調器１０の処理においては、図８からわかるように、入力されるウォブル信号においてウォブル基本波（モノトーンウォブルＭＷ）の区間では乗算後加算値は正方向に推移する。一方、ＭＳＫマークの区間では乗算後加算値が負方向に推移する。従って、これを正負判定することでＭＳＫマークと基本波を判別する復調信号が得られる。
但し、この図８は、乗算器１８に与えられるウォブルデータと内部基準波の位相が一致している状態である。即ち位相が一致しているときに一番よい復調結果が得られる。一方、図９にはプッシュプル信号Ｐ／Ｐ（ウォブルデータ）と内部基準波の位相がずれた場合を示しているが、この図９（ｅ）の乗算後加算値は、位相が合っている場合の図８（ｅ）の乗算後加算値と比較してわかるように、正負判定の際にエラーの生じやすい状態となっている。つまりウォブルデータと内部基準波の位相ズレによって復調精度が悪化する。

そこでＭＳＫ復調器１０では、遅延回路１６の遅延量及び選択回路２２でのテーブルの選択により、内部基準波の位相を調整できるようにしている。
なお、上記のＳＴＷ最適位相値に基づいたＳＴＷ位相変化量（位相調整値）を、加算器２３でシステムコントローラ６０からの位相調整値に加算する動作による位相調整については後述することとし、ここではシステムコントローラ６０からの位相調整値によって基本的な位相調整が行われる点について説明する。

システムコントローラ６０が例えば８ビットの位相調整値の上位５ビットで、遅延回路１６での遅延量を調整することによっては、内部基準波の位相をマスタークロックＣＫ単位で可変設定できるものとなる。
例えば上記のようにマスタークロックＭＣＫは、１ウォブル基本波形周期において２３クロックとなる周波数であるとするとき、遅延回路１６での遅延量を変更することで、１／２３周期単位で内部基準波の位相を調整できることになる。つまり遅延回路１６から出力されるウォブルクロックＷＣＫのエッジタイミングでカウンタ１７がリセットされるため、遅延量を変えれば、１ウォブル周期においてカウンタ１７のリセットタイミングを２３段階に変化させることができる。カウンタ１７のリセットタイミングは、或るテーブルＴＢｘのデータＴＤ０〜ＴＤ２２における先頭のデータＴＤ０の出力タイミングとなるため、遅延量を２３段階で可変とすることで、テーブルＴＢｘから出力される内部基準波の位相を１ウォブル周期内で２３段階に可変できる。
例えば図１０は、或るテーブルＴＢｘから出力される内部基準波として、遅延時間調整によって１／２３周期単位で位相調整できる様子を示している。

また、このような遅延回路１６による位相調整に加えて、テーブルＴＢ０〜ＴＢ７を選択することでさらに精細な位相調整ができる。
入力されるプッシュプル信号Ｐ／Ｐの位相が、マスタークロックＭＣＫの位置で常にゼロクロスする波形であれば、遅延回路１６による位相調整のみで問題ないが、回路動作の遅延等で内部動作クロックサンプリングのタイミングにより位相がずれる事がある。また動作周波数を下げるとサンプリングの間隔が大きくなり位相差が大きくなる。特に高転送レート時においてはサンプリング周波数が相対的に低くなるため、ウォブル信号波形と、内部基本波との位相が大きく異なる場合がある。従ってマスタークロック単位よりさらに精細な位相調整を行う必要が生ずる。

テーブルＴＢ０〜ＴＢ７は、このようにマスタークロック単位よりも細かい位相調整を行うために設けられる。例えば８個とされるテーブルＴＢ０〜ＴＢ７により１クロック期間の１／８期間単位で位相をずらした内部基準波形を用意する。
図１１に、各テーブルＴＢ０〜ＴＢ７に記憶される波形データ例を示している。図示するように、各テーブルＴＢ０〜ＴＢ７に記憶されるデータは、それぞれが１／８ＭＣＫ期間だけ位相がずれたデータとなっている。特に図１１の破線Ｓの部分を拡大して図１２に示しているが、図１２に明瞭に示されるように、マスタークロックＭＣＫによるサンプリング間隔の内で位相がずれるように、各テーブルＴＢ０〜ＴＢ７のデータＴＤが設定されている。

つまり、選択回路２２でテーブル群２１の内の１つのテーブルを選択することで、より精細な位相調整が可能となる。換言すれば、８個のテーブルＴＢ０〜ＴＢ７を備える場合、サンプリング周波数（マスタークロック周波数）を上げることなしに、サンプリング周波数を８倍上げた場合と同じ精度での位相調整を実現できる。

なお、テーブル数は次の様に計算する事ができる。
テーブル数＝（１／２）・２^ADB×Ｓｉｎ（２π／Ｓ）
但し、ＡＤＢはＡ／Ｄ変換器１１のビット数、Ｓは入力信号１周期のサンプル数である。
例えばＡ／Ｄ変換器１１のビット数が６ビットで、入力信号１周期のサンプル数が上記のように２３個である場合、上記式によるテーブル数は８．６となり、テーブル数は８個ないし９個が適正であるといえる。

このように内部基準波の位相調整は、システムコントローラ６０が遅延回路１６の遅延量及び選択回路２２の選択動作を制御することによって行われる。
このような位相調整は、例えばディスクドライブ装置の製造後の調整工程において行われる。
例えばシステムコントローラ６０は、まず位相調整値の上位５ビットの値を順次変化させながら再生動作を実行させ、アドレスデコーダ５９で得られるＡＤＩＰ情報のエラーレートを観測する。つまり遅延回路１６の遅延量を段階的に変化させながら、各遅延時間でのエラーレートを観測する。そして最適なエラーレートの遅延時間を判別し、上位５ビットの値を決定する。
続いて、下位３ビットの値を順次変化させながら、同様に再生動作を実行させ、アドレスデコーダ５９で得られるＡＤＩＰ情報のエラーレートを観測する。つまりテーブルＴＢ０〜ＴＢ７を順次切り換えて各テーブル選択状態でのエラーレートを観測する。そして最適なテーブルを判別し、上位３ビットの値を決定する。

このように遅延量及びテーブルが設定されることで、乗算器１８に与えられる内部基準波は、乗算器１８に与えられるウォブルデータに対して最適な位相状態、つまり最も位相の合った状態に調整されていることになる。
そしてテーブルＴＢ０〜ＴＢ８を用意することは、サンプリング周波数を上げること無しに内部基準波の位相を精度良く調整でき、これによってＭＳＫ復調精度を向上させることができるものとなる。
なお通常は、このような調整がディスクドライブ装置の製造段階で一度行われれば、以降はその調整状態に固定されればよい。特にクロックタイミングに対する入力信号の位相ズレは、回路の素子の特性等によるものであるため、テーブルＴＢ０〜ＴＢ７で調整されるべき位相ズレ量はほぼ固定的なためである。

但し、このような基本的な調整のみでは、上述した各種外乱の影響に対応できない。そこで本例では、このＭＳＫ復調器１０において、ＳＴＷ最適位相値を用いた位相調整を行うようにする。即ち、加算器２３において、システムコントローラ６０からの位相調整値に、ＳＴＷ最適位相値に基づく位相調整値を加算し、これによって再生動作中に内部基準波の位相が自動調整されるようにするものである。この動作については後述する。

３−２ ＳＴＷ復調器の構成

次に、図６に示したＳＴＷ復調器３０の構成を図１３に示し、図１４〜図１６を参照しながら説明する。
上述のようにＭＳＫ復調器１０におけるＡ／Ｄ変換器１１で得られるウォブルデータは、端子１５ｄからＳＴＷ復調器３０に供給され、図１３の端子４６ｄに入力される。入力されるウォブルデータ（プッシュプル信号Ｐ／Ｐ）におけるＳＴＷ変調波形の例を図１４（ａ）に示している。
ＳＴＷ復調器３０では、このウォブルデータに対する復調回路系として、第１復調器３１Ａ，第２復調器３１Ｂ，第３復調器３１Ｃを備えている。

各復調器３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃは、それぞれ乗算器（３２−１，３２−２，３２−３）、加算器（３３−１，３３−２，３３−３）、積算器（３４−１，３４−２，３４−３）を備えている。
また第２復調器３１ＢはマスタークロックＭＣＫのＮクロック時間の遅延回路３５−２を備え、第３復調器３１Ｃは２Ｎクロック時間の遅延回路３５−３を備えている。（Ｎは０以外の設定値）
そして、入力されたウォブルデータは、第１復調器３１Ａではそのまま乗算器３２−１に供給され、また第２復調器３１ＢにおいてはＮクロック時間遅延されて乗算器３２−２に供給され、第３復調器３１Ｃにおいては２Ｎクロック時間遅延されて乗算器３２−３に供給されることになる。
乗算器３２−１，３２−２，３２−３には、後述するセレクタ４２を介して内部基準波が供給される。なお、この場合内部基準波がウォブル基本波形の２次高調波となるｓｉｎ波又はｃｏｓ波とされる。

上記ＭＳＫ復調器１０において端子１５ｄから出力されるウォブルクロックＷＣＫ（図１４（ｂ））は、ＳＴＷ復調器３０の端子４６ｂに入力される。またＭＳＫ復調器１０の端子１５ｃから出力されるマスタークロックＭＣＫは、端子４６ｃから入力され、ＳＴＷ復調器３０内の各部で基準クロックとして用いられる。
端子４６ｂからのウォブルクロックＷＣＫは、遅延回路３６に供給される。遅延回路３６ではウォブルクロックＷＣＫに対して、マスタークロックＭＣＫの単位で所定の遅延時間が与え、カウンタ３６に供給する。
カウンタ３７は、マスタークロックＭＣＫをカウントする動作を行うが、遅延回路３６からのウォブルクロックＷＣＫの立ち上がりエッジ（又は立ち下がりエッジ）のタイミングでカウントリセット／スタートを行う。つまりカウンタ３７は、ウォブルクロックＷＣＫによるリセットタイミングからマスタークロックＣＫをカウントしていき、そのカウント値をテーブル群４１に対してテーブルのアドレスとして出力する。
上記のようにマスタークロックＭＣＫは、ウォブル基本波形の１周期が２３クロックとなる周波数であるとすると、カウンタ３７は、ウォブル基本波形の１周期間隔でリセットされることになるため、０〜２２のカウント値を繰り返し発生させることになる。

テーブル群４１は、テーブルＴＢ０〜ＴＢ１５として１６個のテーブルを有する。そして各テーブルＴＢ０〜ＴＢ１５は、それぞれが内部基準波となる波形データを記憶したテーブル（ＲＯＭ）であり、各データがカウンタ３７のカウント値に応じて読み出されるものである。
各テーブルＴＢ０〜ＴＢ１５の波形データとしては、例えばＴＤ０〜ＴＤ２２の２３個のデータが記憶されている。これが上記０〜２２のカウント値に応じて順次読み出されていくことで、図１４（ｃ）のように、ウォブル基本波形の２次高調波となる内部基準波が発生される。
ただし、各テーブルＴＢ０〜ＴＢ１５に記憶されている内部基準波の波形は、それぞれが少しづつ位相がずらされた波形とされている。つまり各テーブルＴＢ０〜ＴＢ１５のデータＴＤ０〜ＴＤ２２は、それぞれ位相をずらしたウォブル１周期の波形を示すデータとされている。
図１６に、上記図１２と同様にゼロクロス近辺での、各テーブルＴＢ０〜ＴＢ１５の位相のずれた波形の様子を示している。即ち各テーブルＴＢ０〜ＴＢ１５では、マスタークロックＭＣＫによるサンプリング間隔の内で位相がずれるように、それぞれのデータＴＤが設定されている。

この場合のテーブル数は、
テーブル数＝（１／２）・２^ADB×Ｓｉｎ（４π／Ｓ）
で計算できる。この場合も、ＡＤＢはＡ／Ｄ変換器１１のビット数、Ｓは入力信号１周期のサンプル数である。すると、例えばＡ／Ｄ変換器１１のビット数が６ビットで、入力信号１周期のサンプル数が上記のように２３個である場合、テーブル数は１６個程度が適切となる。

なお、各テーブルＴＢ０〜ＴＢ１５は、ＳＴＷ信号を復調するための基本波である、ウォブル基本周波数の２倍の周波数として、Ｓｉｎ（２ωｔ）又はＣｏｓ（２ωｔ）の内部基準波を発生させるものであるが、ＲＯＭテーブルに限らず、ＲＡＭテーブルを用いたり、発振器を用いたアナログ回路で構成しても良い。

選択回路４２は、テーブルＴＢ０〜ＴＢ１５の内の１つを選択する。各テーブルＴＢ０〜ＴＢ１５は、カウンタ３７からのカウント値に応じて内部基準波となる波形データが順次出力されるが、選択回路４２で選択されたテーブルＴＢｘからの内部基準波が乗算器３２−１，３２−２，３２−３に供給されることになる。

第１，第２，第３復調器３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃにおいては、乗算器３２−１、３２−２，３２−３のそれぞれに、Ｎクロック時間ずつずれたタイミングでウォブルデータが供給されるが、このタイミングのずれた３系統のウォブルデータが、それぞれ乗算器３２−１、３２−２，３２−３で内部基準波と乗算される。乗算値は例えば図１４（ｄ）のようになる。
そして第１，第２，第３復調器３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃは、それぞれ上記ＭＳＫ復調器１０の場合と同様に、乗算結果を加算器（３３−１，３３−２，３３−３）及び積算器（３４−１，３４−２，３４−３）により積算する。
なお、各積算器３４−１，３４−２，３４−３としてのフリップフロップは、後段のアドレスデコーダ５９から端子４６ｇに供給されるＳＴＷエリア信号によってイネーブル／クリア制御される。
つまりこの場合、積算器３４−１，３４−２，３４−３は、例えば図３（ｂ）に示したＡＤＩＰユニットのＳＴＷ変調信号の範囲で乗算値の積算を行うように制御され、１ＡＤＩＰユニット毎にリセットされる。例えばウォブル番号１８〜５４の区間において積算を行う。するとその積算値（乗算後加算値）は、図１４（ｅ）のように推移する。

各積算器３４−１，３４−２，３４−３の積算値は、最適位相判定部３８に供給される。また第２復調器３１Ｂにおける積算器３４−２の出力は、正負判定回路４０に供給される。
正負判定回路４０では、積算器３４−２の積算値に対して正負判定を行い、その判定結果をＳＴＷ復調信号として端子４６ｆから後段のアドレスデコーダ５９に供給する。つまりこの場合、第２復調器３１Ｂが、アドレスデコーダ５９にＳＴＷ復調信号を供給するための主たる復調回路系となる。

図１４からわかるように、入力される変調信号において「１」値のＳＴＷ変調波の区間では乗算後加算値は正方向に推移する。一方、「０」値のＳＴＷ変調波の区間では乗算後加算値が負方向に推移する。またモノトーンウォブル区間では、ほぼゼロレベルで推移する。従って、これを正負判定することでＳＴＷ復調信号が得られる。
但しこの図１４は、乗算器３２−１に与えられるウォブルデータと内部基準波（二次高調波）の位相が一致している状態である。即ち位相が一致しているときに一番よい復調結果が得られる。一方、図１５に同様の波形を示すが、この図１５は乗算器３２−２に与えられるウォブルデータと内部基準波の位相がずれた場合を示している。この場合図１５（ｅ）からわかるように、乗算後加算値の推移が曖昧になり、正負判定回路４０での正確な正負判定が困難な状態になって復調精度が悪化することになる。

そこで本例では、内部基準波について、遅延回路３６の遅延時間の調整、及び選択回路４２でのテーブルＴＢ０〜ＴＢ１５の選択によって、精細な位相調整が自動的に実行できるようにしている。
上記のように主たる復調回路系である第２復調器３１Ｂに加えて、第１，第３復調器３１Ａ，３１Ｃが設けられることと、最適位相判定部３８、アップダウンカウンタ３９が設けられるのは、第２復調器３１Ｂの乗算器３２−２に与えられるウォブルデータと内部基準波の位相を合わせる自動調整を行うためである。

最適位相判定部３８は、ＳＴＷリファレンス区間において 第１，第２，第３復調器３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃの各積算器３４−１，３４−２，３４−３の積算結果をみて、どの復調器において位相が最適であったかを判定する。そしてその判定結果により、アップダウンカウンタ３９に対して、カウントアップ／カウントダウン／ホールド（カウント変更せず）を指示する。この最適位相判定部３８は比較器により構成できる。
ＳＴＷリファレンス区間とは、図３（ｂ）に示したリファレンスユニットのＳＴＷ変調信号区間（ウォブル番号１８〜５４）である。リファレンスユニットは図４に示したように８３ＡＤＩＰユニットの内で、繰り返しあらわれる。このＳＴＷリファレンス区間であるか否かは、アドレスデコーダ５９から端子４６ｈに供給されるＳＴＷリファレンスエリア信号によって示される。
アドレスデコーダ５９では、ＭＳＫ復調信号により各ＡＤＩＰユニットのタイミングをを判別することで、ＳＴＷリファレンスエリア信号や、上記ＳＴＷエリア信号を生成し、ＳＴＷ復調器３０に与えることができる。

アップダウンカウンタは、最適位相判定部３８からの指示に応じて、カウント値をアップ／カウントダウン／ホールドする。
このアップダウンカウンタ３９のカウント値は、ＳＴＷ最適位相値として遅延回路３６、選択回路４２、及び端子４６ｅに供給される。
なお、アップダウンカウンタ３９は、カウント値が非連続にならない（負にならない）ように制御される折り返し防止機能が設けられている。また、例えばシステムコントローラ６０から端子４６ｉに初期値ロード信号が供給されることで、カウント初期値をロードできる。これらについては後述する。

遅延回路３６では、例えばアップダウンカウンタ３９から供給されるカウント値（ＳＴＷ最適位相値）の上位ビットに応じて遅延時間を設定する。また選択回路４２は、アップダウンカウンタ３９から供給されるカウント値（ＳＴＷ最適位相値）の下位ビットに応じてテーブルＴＢ０〜ＴＢ１５のうちの１つを選択する。
基本的に上記ＭＳＫ復調器１０の場合と同様であるため詳細な説明は省略するが、遅延回路３６での遅延時間を調整することで、内部基準波の位相をマスタークロックＭＣＫ単位で調整でき、またテーブルＴＢ０〜ＴＢ１５を選択することで、マスタークロックＭＣＫの１／１６単位で調整できることになる。

つまりこのＳＴＷ復調器３０の自動位相調整は、３つの復調系である第１，第２，第３復調器３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃの復調結果を監視しながら、内部基準波の位相を最適状態に追い込んでいくものである。
上記のように３つの復調系の各乗算器３２−１，３２−２，３２−３には、タイミングのずれたウォブルデータが供給される。従って各乗算器３２−１，３２−２，３２−３でのウォブルデータと内部基準波の位相ズレ状態は異なるものとなる。このため、最適位相判定部３８で、どの復調系が最適な位相状態かを判別することで、第２復調器３１Ｂでの位相状態を最適化させる方向に追い込むことができる。

最適位相判定部３８は、アドレスデコーダ５９からのＳＴＷリファレンスエリア信号によってＳＴＷリファレンス区間が終了したことを合図に第１、第２、第３復調部３１Ａ，３１Ｂ，３１Ｃの積算結果で一番よい結果を示した方向にアップダウンカウンタ３９を加減させる。
即ち、内部基準波に対するウォブルデータの位相が最も進んでいる第１復調器３１Ａでの位相状態が最適である場合は、アップダウンカウンタ３９を例えばカウントダウンさせる。すると、内部基準波の位相が進む方向、つまり第２復調器３１Ｂでの位相状態を合致させる方向に調整される。また内部基準波に対するウォブルデータの位相が最も遅れている第３復調器３１Ｃでの位相状態が最適である場合は、アップダウンカウンタ３９を例えばカウントアップさせる。すると、内部基準波の位相が遅れる方向、つまり第２復調器３１Ｂでの位相状態を合致させる方向に調整される。第２復調器３１Ｂでの位相状態が最適である場合は、アップダウンカウンタ３９をホールドさせる。つまり第２復調器３１Ｂでの位相状態が適切である場合は、内部基準波の位相を変化させない。

基本的にこのような動作が行われることで、第２復調器３１Ｂでの位相状態は自動的に最適状態に追い込まれ、これによってＳＴＷ復調性能を向上させることができる。
特には遅延回路３６での遅延時間だけでなく、テーブル群４１でのテーブル選択によって、サンプリング周波数（マスタークロックＭＣＫ）を高周波数化しなくても、高精度な位相の自動調整が可能となる。
なお、この自動調整の調整精度（分解能）は、マスタークロックＭＣＫ周波数と、テーブル群４１のテーブル数と、遅延回路３５−２、３５−３での遅延時間（Ｎ）の設定によるものとなるため、必要とする調整精度を考慮して、これらが適切に設計されればよい。
また、図１３の例では、第２，第３復調器３１Ｂ，３１Ｃにおいて遅延回路３５−２、３５−３でウォブルデータを遅延させるようにしているが、ウォブルデータについては遅延させずに、乗算器３２−２、３２−３に与える内部基準波を遅延させるように構成しても、同様の動作が可能である。

３−３ 位相調整動作

ここまでの説明でわかるように、ＭＳＫ復調器１０においては、システムコントローラ６０からの位相調整値により、内部基準波の位相が初期的に最適な状態に調整される。またＳＴＷ復調器３０においては、常時、第２復調器３１Ｂでの位相状態が最適となるように自動調整される。
ここで、ＭＳＫ復調器１０側で、動作中の自動調整が行われないと、各種外乱の影響による位相ズレに対応できない。そこで本例では、ＭＳＫ復調器１０側も、ＳＴＷ復調器３０で得られるＳＴＷ最適位相値を用いて位相調整が行われるようにしている。
図１３の端子４６ｅから出力されるＳＴＷ最適位相値は、図７のＭＳＫ復調器１０の端子１５ｅに入力され、上記した振幅中心測定回路２６及び減算器２５に供給される。
そして上述のように減算及び振幅調整器２４でのゲイン演算された位相調整値、つまりＳＴＷ最適位相値に基づく位相調整値が加算器２３でシステムコントローラ６０からの位相調整値に加算される。
この加算器２３からの位相調整値が遅延回路１６及び選択回路２２に与えられ、内部基準波の位相が調整されるため、ＭＳＫ復調器１０側においても、記録再生動作中の位相自動調整が行われることになる。

ＳＴＷ変調信号とＭＳＫ変調信号は共にウォブル信号上の変調信号であり、ディスクの特性、バラツキ、例えば隣接トラックからの漏れ込み（ビート）の多いディスクの場合や、フォーカスオフセット等の外乱による位相ズレは、ほぼ同様に発生する。従って、ＳＴＷ最適位相値を用いてＭＳＫ復調器１０での位相調整を行うことで、ＭＳＫ復調器１０側においても外乱による位相ズレに対応した位相調整が実現され、これによってＭＳＫ復調性能をさらに向上させることができる。
図１７に、ＭＳＫ復調波形（積算器２７の積算出力波形）を示す。図１７（ａ）はＳＴＷ最適位相値を用いた位相調整を行っていない場合であり、図１７（ｂ）が本例のようにＳＴＷ最適位相値を用いた位相調整を行った場合である。図からわかるように、本例ではＭＳＫ復調波形としての振幅変動が抑えられており、これによって復調動作性能が向上されることが理解される。
また、ＳＴＷ最適位相値を用いることで、ＭＳＫ復調器１０側では、例えば３系統の復調系を設けて最適位相を判別する等の構成を設ける必要もないため、ウォブル回路５８としての構成を複雑化させないという利点もある。

また、ＭＳＫ復調器１０において外乱による位相ズレに対応した調整ができることで、アドレスエラーを低減させることができ、ばらつきの大きい記録再生メディアに対しても安定して記録再生することができる。
また、ＭＳＫ、ＳＴＷ復調能力が上がるのでピックアップ５１の特性のばらつきによる歩留まりを改善することもできる。

ところで、アップダウンカウンタ３９にはカウント値の折り返し防止機能が付加されていると先に述べた。これについて説明する。
内部基準波の位相調整は、基本的に遅延時間調整である。テーブル群４１でのテーブルＴＢ０〜ＴＢ１５の選択は、マスタークロックＭＣＫの１／１６での遅延時間調整といえる。そしてアップダウンカウンタ３９のカウント値が、遅延時間を示すものとなる。いま、遅延回路３６で２３クロック期間の範囲で位相調整が行われるとし（２３クロック時間の遅延の場合、位相は０クロック時間の遅延と同じになる）、またテーブル群４１として１６個のテーブルＴＢ０〜ＴＢ１５があるとする。この場合の位相調整分解能にカウント値を対応させると、２３×１６＝３６８であるため、カウント値０とカウント値３６８の場合に発生される内部基準波の位相は同じになる。またＳＴＷ復調器３０の場合、内部基準波はウォブル信号の２次高調波ｓｉｎ（２ωｔ）であるため、１ウォブル期間に２周期となる。従ってカウント値＝１８４の場合もカウント値０の場合と同位相となる。
ここで、カウント値０と同位相となる、例えばカウント値１８４を第１周期値、カウント値３６８を第２周期値とする。

図１８（ａ）（ｂ）（ｃ）に、アップダウンカウンタ３９のカウント値の推移の例を示している。なお、後述する初期値ロードがなされないとすれば、カウント値初期値は不定である。
図１８（ａ）（ｂ）は折り返し防止機能が付加された場合のカウント値の推移、図１８（ｃ）は折り返し防止機能のない場合の推移の例を示している。
まず図１８（ｃ）の、折り返し機能のない場合を説明する。
ＳＴＷ最適位相値となるカウント値は、遅延回路３６及び選択回路２２での遅延時間制御に用いられる値となるため、負の値をとることができない。但し、０値と第１周期値（＝１８４）の場合は同じ位相状態となる。そこで、例えば図１８（ｃ）のようにカウンタ値が初期値０から始まった後、図のようにアップダウンされ、ｔＡ時点で一旦０値に戻ってからさらにカウントダウンされる状態となったとすると、このときアップダウンカウンタ３９のカウント値は１８３にセットされてカウントダウンされていくようにする。またｔＢ時点で１８３を越える方向にカウントアップされる状態となったとすると、カウント値が０にセットされてカウントアップされるようにする。
つまり、ＳＴＷ復調器３０の位相調整では、遅延調整のため負のカウント値はとれないが、０〜１８３の範囲で遅延時間が設定されて位相が調整されればよいため、この図１８（ｃ）のように折り返し（カウント値の不連続）が生じても問題ない。

ところが、このカウント値、つまりＳＴＷ最適位相値をＭＳＫ復調器１０に受け渡すことを考えると、このように折り返しが行われてしまうと不適切となる。
図７において説明したように、ＭＳＫ復調器１０において端子１５ｅに供給されるＳＴＷ最適位相値は、振幅中心測定回路２６において振幅中心が測定され、減算器２５でＳＴＷ最適位相値から振幅中心値が減算されることで、ＳＴＷ位相変化量が求められる。そしてＳＴＷ位相変化量の値が振幅調整器２４で調整され、ＭＳＫ復調のための内部基準波の位相調整値とされて加算器２３に与えられる。
つまりＭＳＫ復調器１０においては、位相調整時の引込のセンタ値からのズレ量を検出して位相調整することになる。つまりＳＴＷ最適位相値（カウント値）の変化が、或るセンタ値を中心として連続した値で上下に変動することが必要である。このため図１８（ｃ）のようにカウント値が不連続となる折り返しがあることは不都合となる。

そこで本例では、アップダウンカウンタ３９が、カウント値の折り返しが無くなるように制御されるようにしている。例えば図１８（ａ）では、カウント値がｔＣ時点で第２周期値−１（３６７）に達しているが、さらにカウントアップする場合は第１周期値に戻してカウントアップ／ダウンが行われるようにしている。そしてその後は、第１周期値を中心にしてアップ／ダウンが行われるようにする。
また図１８（ｂ）では、カウント値がｔＤ時点で０値に達しているが、さらにカウントダウンする場合は第１周期値−１をセットしてカウントアップ／ダウンが行われるようにしている。そしてその後は、第１周期値を中心にしてアップ／ダウンが行われるようにする。
つまり、０値よりダウンする場合は第１周期値−１をセットし、、或いは第２周期値−１よりアップする場合に、第１周期値をセットし、第１周期値をクロスする際には折り返しを行わないようにすることで、最初の折り返し以降は、折り返しが発生しないようにされる。

なお、この図では第１周期値をセンタ値としてカウント値が推移しているが、これはもちろん説明上の例にすぎない。センタ値は、その時点の位相収束点として決まるものであるため変動する。但し、カウント値が０以下、もしくは第２周期値以上となるときに、第１周期値からのカウントに移行されることで、以降は、カウント値が０以下、もしくは第２周期値以上となることはない。つまり、変動するカウント値のセンタ値は、第１周期値を中心とした前後の位相変動範囲、例えばこの場合でカウント値９１〜２７５の範囲になるためである。
そして、このようにＳＴＷ最適位相値の値として折り返しがなくなるように制御されることで、ＳＴＷ最適位相値をＭＳＫ復調器１０において位相調整に使用することが問題ないものとできる。

例えば図１８（ａ）（ｂ）のように折り返し防止を行うためのアップダウンカウンタ３９のカウント処理の例を図１９で説明する。図１９の処理は、最適位相判定部３８からのカウント指示毎に行われる。
ステップＦ１０１では、最適位相判定部３８からのアップ／ダウン／ホールドの指示を判別する。ホールド指示であればそのままカウント値を変化させずに終了する。
カウントダウン指示であればステップＦ１０２に進み、現在のカウント値が「０」であるか否かを判別する。そして「０」でなければステップＦ１０３に進み、通常のカウントダウンを行う。つまりカウント値を−１する。
一方、ステップＦ１０２でカウント値＝０と判断された場合は、ステップＦ１０４に進み、カウント値を第１周期値−１（例えば１８３）とする。

ステップＦ１０１でカウントアップ指示と判別された場合は、ステップＦ１０５に進み、現在のカウント値が第２周期値−１（例えば３６７）であるか否かを判別する。そして第２周期値−１でなければステップＦ１０６に進み、通常のカウントアップを行う。つまりカウント値を＋１する。
一方、ステップＦ１０５でカウント値＝第２周期値−１と判断された場合は、ステップＦ１０７に進み、カウント値を第１周期値（例えば１８４）とする。
このような処理が行われることで、折り返しが発生しない状態に制御されることになり、上述のようにＳＴＷ最適位相値をＭＳＫ復調器１０で正しく利用して位相調整できるようになる。

ところで、図１８（ａ）（ｂ）の例では、最初に１回はカウント値の折り返しが発生している。ただ最初の１回のみであるため、ＭＳＫ復調器１０での位相調整にさほど大きな影響を与えることはない。また、このような１回の折り返しは必ずしも発生するわけではなく、カウント値の初期値が０又は第２周期値に近い値であった場合に、折り返しが発生する可能性が生ずるものである。そうであっても、理想的には、確実に一度も折り返しが発生しないようにすることが好ましい。
最初に折り返しが発生する可能性はカウント値の初期値の値によって生ずるため、初期値をロードするようにすれば、折り返しを一度も発生させないようにすることができる。
例えば図１３に示したように、システムコントローラ６０は、位相調整の開始に当たって、端子４６ｉからアップダウンカウンタ３９に対して初期値ロード信号を与え、例えば第１周期値「１８４」をカウント初期値としてロードさせる。
その状態で図１９の処理を行えば、カウント値の推移は例えば図１８（ｄ）のようになる。つまり０以下へのダウンカウント、又は第２周期値を越えるアップカウントが指示されることが無くなって、一度も折り返しのない状態とすることができる。これによってＳＴＷ最適位相値をＭＳＫ復調器１０において使用するに最適となる。
なお、ロードする初期値は第１周期値に限らず、第１周期値に近い値とすればよい。初期値として適切な数値範囲は、位相調整のための遅延制御範囲及びそれによるカウント値としての第１周期値の設定によって決まることはいうまでもない。

折り返し防止のための制御方式は他にも各種考えられる。
図２０に他の例を示す。この場合、アップダウンカウンタ３９は、負の値をとりうるカウンタとするとともに、ＳＴＷフェイズ値カウンタ、ＭＳＫフェイズ値カウンタを有するようにする。そしてＳＴＷフェイズ値カウンタのカウント値が、遅延回路３６及び選択回路４２に供給され、またＭＳＫフェイズ値カウンタのカウント値が、ＭＳＫ復調器１０の端子１５ｅに供給されるものとする。
アップダウンカウンタ３９は、ステップＦ２０１では、最適位相判定部３８からの指示に応じてカウント値のアップ／ダウン／ホールドを行う。
ここでステップＦ２０２で、アップダウンカウンタ３９のカウント値が正の値となっているか負の値となっているかを判別する。
負の値になっている場合はステップＦ２０３に進み、ＳＴＷフェイズ値カウンタの値を、カウント値＋第１周期値とする。またＭＳＫフェイズ値カウンタのカウント値も、同じくカウント値＋第１周期値とする。
一方、ステップＦ２０２でカウント値が正の値になっている場合は、ステップＦ２０４に進み、そのカウント値をそのままＳＴＷフェイズ値カウンタの値に代入する。ＭＳＫフェイズ値カウンタのカウント値については、カウント値＋第１周期値とする。

このように制御する場合のカウント値、ＳＴＷフェイズ値カウンタの値、ＭＳＫフェイズ値カウンタの値の変化例を図２１（ａ）（ｂ）に示す。
図２１（ａ）は、第１周期値を１８４とし、アップダウンカウント値が「２」からダウン方向へ変位した場合を示している。
するとＳＴＷフェイズ値カウンタの値は、図示するように２→１→０→１８３→１８２・・・と変位する。またＭＳＫフェイズ値カウンタの値は、１８６→１８５→１８４→１８３→１８２・・・と変位する。
図２１（ｂ）は、第１周期値を１８４とし、アップダウンカウント値が「１８０」からアップ方向へ変位した場合を示している。
するとＳＴＷフェイズ値カウンタの値は、図示するように１８０→１８１→１８２→１８３→１８４・・・と変位する。またＭＳＫフェイズ値カウンタの値は、３６４→３６５→３６６→３６７→３６８・・・と変位する。

つまり、ＳＴＷフェイズ値カウンタの値は、０〜第１周期値の範囲で常に正の値をとるものとなり、遅延回路３６及び選択回路４２に供給する値として適切になる。またＭＳＫフェイズ値カウンタのカウント値は、数値が不連続となる折り返しの無い値となり、ＭＳＫ復調器１０において適切な位相調整値を得ることができるようになる。

４．変形例

以上、実施の形態について説明したが、本発明の変形例は多様に考えられる。
例えば実施の形態でのＭＳＫ復調器１０、ＳＴＷ復調器３０では、テーブル群２１，４１を用いて精細な位相調整ができるようにしたが、例えば図２２、図２３のようにテーブル群を備えない構成としても良い。
図２２，図２３については上記図７，図１３と同一部分に同一符号を付し、詳細な説明は省略するが、図２２のＭＳＫ復調器１０では、内部基準波を発生させる１つのテーブル２１Ａのみを有し、また図２３のＳＴＷ復調器３０では内部基準波を発生させる１つのテーブル４１Ａのみを有している。
この場合、内部基準波の位相調整は遅延回路１６、３６での遅延時間調整によるもののみとなる。
従って図２２では加算器２３からの位相調整値は遅延回路１６のみに供給され、また図２３ではアップダウンカウンタ３９からのＳＴＷ最適位相値（カウント値）は遅延回路３６のみに供給される。

上記図７，図１３の構成においては、テーブル群２１，４１の選択により、マスタークロックＭＣＫ単位よりも精細な位相調整ができると説明したが、マスタークロックＭＣＫを十分に高周波数化できるのであれば、遅延回路１６，３６のみでの位相調整で十分に精細な位相調整が可能となる。
つまり遅延回路１６，３６の動作周波数を上げることができる場合は、この図２２，図２３のような構成で、性能上問題のない位相調整が可能となるものである。

また上記例では相変化記録方式のディスクのウォブリンググルーブによる情報の復調装置としての例を挙げたが、本発明は、色素膜変化方式、光磁気記録方式など、他の記録方式のディスクのウォブリンググルーブ復調にも適用できる。
また、本例で示した位相調整方式はクロック周波数以上の分解能を得ることが可能であることで、多様な装置に適用できる。即ち上記のように光ディスクのウォブルアドレス復調に応用できるだけでなく、ＭＳＫ変調やＳＴＷ変調を用いた信号伝送復調装置などにも適用できる。

ディスクのウォブリンググルーブの説明図である。 ウォブル信号のＭＳＫ変調波及びＳＴＷ変調波の説明図である。 ＡＤＩＰユニットの説明図である。 ＡＤＩＰユニットから形成されるＡＤＩＰ情報の説明図である。 実施の形態のディスクドライブ装置のブロック図である。 実施の形態のディスクドライブ装置のウォブル復調系のブロック図である。 実施の形態のＭＳＫ復調器のブロック図である。 ＭＳＫ復調波形の説明図である。 位相ズレの場合のＭＳＫ復調波形の説明図である。 実施の形態の遅延時間による位相調整の説明図である。 実施の形態のテーブル選択による位相調整の説明図である。 実施の形態の各テーブルの位相の説明図である。 実施の形態のＳＴＷ復調器のブロック図である。 ＳＴＷ復調波形の説明図である。 位相ズレの場合のＳＴＷ復調波形の説明図である。 実施の形態の各テーブルの位相の説明図である。 実施の形態のアップダウンカウンタの動作の説明図である。 実施の形態のアップダウンカウンタの処理のフローチャートである。 実施の形態により改善されたＭＳＫ復調波形の説明図である。 実施の形態の他のアップダウンカウンタの処理のフローチャートである。 実施の形態の他のアップダウンカウンタの処理の説明図である。 実施の形態のＭＳＫ復調器の他の構成のブロック図である。 実施の形態のＳＴＷ復調器の他の構成のブロック図である。 従来の復調回路のブロック図である。 位相変動に影響されたＭＳＫ変調信号の説明図である。

符号の説明

１ ディスク、１０ ＭＳＫ復調器、１１ Ａ／Ｄ変換器、１２ コンパレータ、１３，１４ ＰＬＬ回路、１６，３６，３５−２，３５−３ 遅延回路、１７，３７ カウンタ、１８，３２−１，３２−２，３２−３ 乗算器、１９，３３−１，３３−２，３３−３ 加算器、２０，４０ 正負判定回路、２１，４１ テーブル群、２２，４２ 選択回路、２３ 加算器、２４ 振幅調整器、２５ 減算器、２６ 振幅中心測定回路、２７，３４−１，３４−２，３４−３ 積算器、３０ ＳＴＷ復調器、３１Ａ 第１復調器、３１Ｂ 第２復調器、３１Ｃ 第３復調器、３８ 最適位相判定部、３９ アップダウンカウンタ、５１ ピックアップ、５２ スピンドルモータ、５３ スレッド機構、５４ マトリクス回路、５５ リーダ／ライタ回路、５６ 変復調回路、５７ ＥＣＣエンコーダ／デコーダ、５８ ウォブル回路、５９ アドレスデコーダ、６０ システムコントローラ、６１ サーボ回路、６２ スピンドルサーボ回路、６３ レーザドライバ、１２０ ＡＶシステム

Claims (14)

1. 第１の変調信号と第２の変調信号を含む入力信号を復調する復調装置において、
   上記第１の変調信号に対する第１の内部基準波を出力する第１の内部基準波発生手段と、
   上記第１の内部基準波と上記入力信号の演算処理により、上記第１の変調信号の復調信号を得る第１の復調演算手段と、
   上記第１の内部基準波発生手段から出力される上記第１の内部基準波の位相を調整する第１の位相調整手段と、
   上記入力信号について位相をずらした３つの入力信号における上記第２の変調信号に対する第２の内部基準波を出力する第２の内部基準波発生手段と、
   上記第２の内部基準波と上記３つの入力信号の演算処理により、上記第２の変調信号の復調信号を得る３つの第２の復調演算手段と、
   復調結果が必ず正又は負となるべき所定の入力信号区間において、上記３つの第２の復調演算手段の復調結果のいずれの復調結果が正又は負の最大になるかにより上記第２の内部基準波の最適な位相を判別し、判別された最適位相値に基づいて、上記第２の内部基準波発生手段から出力される上記第２の内部基準波の位相を調整する第２の位相調整手段と、
   を備え、
   上記第１の位相調整手段は、上記第２の位相調整手段での最適位相値を用いて、上記第１の内部基準波発生手段から出力される上記第１の内部基準波の位相の調整を行うことを特徴とする復調装置。
2. 上記第１の変調信号はＭＳＫ変調信号であり、
   上記第１の内部基準波発生手段は、ＭＳＫ変調信号の基準波と同一周波数とされる第１の内部基準波を出力することを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
3. 上記第２の変調信号はＳＴＷ変調信号であり、
   上記第２の内部基準波発生手段は、ＳＴＷ変調信号の基準波の二次高調波とされる第２の内部基準波を出力することを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
4. 上記第１の位相調整手段は、設定された位相調整値に対して、上記第２の位相調整手段からの最適位相値に基づく位相調整値を加算し、その加算結果の位相調整値により上記第１の内部基準波の位相を調整することを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
5. 上記第２の位相調整手段は、上記３つの第２の復調演算手段の復調結果に基づいてカウント値をアップ／ダウンさせるカウンタを有し、該カウンタのカウント値から上記最適位相値を得るとともに、
   上記カウンタは、値が連続した上記最適位相値が得られる状態となるように制御されることを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
6. 上記カウンタは、位相調整開始時点で所定のカウント初期値がロードされることを特徴とする請求項５に記載の復調装置。
7. ディスク記録媒体上でウォブリンググルーブとして記録された、第１の変調信号と第２の変調信号を含むウォブル信号を読み出す読出手段と、
   上記ウォブル信号における上記第１の変調信号に対する第１の内部基準波を出力する第１の内部基準波発生手段と、
   上記第１の内部基準波と上記ウォブル信号の演算処理により、上記第１の変調信号の復調信号を得る第１の復調演算手段と、
   上記第１の内部基準波発生手段から出力される上記第１の内部基準波の位相を調整する第１の位相調整手段と、
   上記ウォブル信号について位相をずらした３つのウォブル信号における上記第２の変調信号に対する第２の内部基準波を出力する第２の内部基準波発生手段と、
   上記第２の内部基準波と上記３つのウォブル信号の演算処理により、上記第２の変調信号の復調信号を得る３つの第２の復調演算手段と、
   復調結果が必ず正又は負となるべき所定のウォブル信号区間において、上記３つの第２の復調演算手段の復調結果のいずれの復調結果が正又は負の最大になるかにより上記第２の内部基準波の最適な位相を判別し、判別された最適位相値に基づいて、上記第２の内部基準波発生手段から出力される上記第２の内部基準波の位相を調整する第２の位相調整手段と、
   上記第１の復調演算手段で復調された復調信号と、上記３つの第２の復調演算手段のうちの１つで復調された復調信号とをデコードし、上記ウォブリンググルーブとして記録された情報を得るデコード手段と、
   を備え、
   上記第１の位相調整手段は、上記第２の位相調整手段での最適位相値を用いて、上記第１の内部基準波発生手段から出力される上記第１の内部基準波の位相の調整を行うことを特徴とするディスクドライブ装置。
8. 上記デコード手段は、上記ウォブリンググルーブとして記録された情報として、ディスク記録媒体上のアドレス情報を得ることを特徴とする請求項７に記載のディスクドライブ装置。
9. 上記第１の変調信号はＭＳＫ変調信号であり、
   上記第１の内部基準波発生手段は、ＭＳＫ変調信号の基準波と同一周波数とされる第１の内部基準波を出力することを特徴とする請求項７に記載のディスクドライブ装置。
10. 上記第２の変調信号はＳＴＷ変調信号であり、
    上記第２の内部基準波発生手段は、ＳＴＷ変調信号の基準波の二次高調波とされる第２の内部基準波を出力することを特徴とする請求項７に記載のディスクドライブ装置。
11. 上記第１の位相調整手段は、設定された位相調整値に対して、上記第２の位相調整手段からの最適位相値に基づく位相調整値を加算し、その加算結果の位相調整値により上記第１の内部基準波の位相を調整することを特徴とする請求項７に記載のディスクドライブ装置。
12. 上記第２の位相調整手段は、上記３つの第２の復調演算手段の復調結果に基づいてカウント値をアップ／ダウンさせるカウンタを有し、該カウンタのカウント値を上記最適位相値とするとともに、
    上記カウンタは、値が連続した上記最適位相値が得られる状態となるように制御されることを特徴とする請求項７に記載のディスクドライブ装置。
13. 上記カウンタは、位相調整開始時点で所定のカウント初期値がロードされることを特徴とする請求項１２に記載のディスクドライブ装置。
14. 第１の変調信号と第２の変調信号を含む入力信号の、上記第１の変調信号に対する第１の内部基準波を出力する第１の内部基準波発生手段と、
    上記第１の内部基準波と上記入力信号の演算処理により、上記第１の変調信号の復調信号を得る第１の復調演算手段と、
    上記入力信号の上記第２の変調信号に対する第２の内部基準波を出力する第２の内部基準波発生手段と、
    上記第２の内部基準波と、上記入力信号について位相をずらした３つの入力信号との演算処理により、上記第２の変調信号の復調信号を得る３つの第２の復調演算手段と、
    を備えた復調装置における、上記第１、第２の内部基準波の位相調整方法として、
    復調結果が必ず正又は負となるべき所定の入力信号区間において、上記３つの第２の復調演算手段の復調結果のいずれの復調結果が正又は負の最大になるかにより上記第２の内部基準波の最適な位相を判別し、判別された最適位相値に基づいて、上記第２の内部基準波発生手段から出力される上記第２の内部基準波の位相を調整するステップと、
    上記最適位相値を用いて、上記第１の内部基準波発生手段から出力される上記第１の内部基準波の位相の調整を行うステップと、
    を備えることを特徴とする位相調整方法。

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