JP4324595B2

JP4324595B2 - Digital modulation signal demodulator

Info

Publication number: JP4324595B2
Application number: JP2006028891A
Authority: JP
Inventors: 素直論手; 彰人藤原
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2006-02-06
Filing date: 2006-02-06
Publication date: 2009-09-02
Anticipated expiration: 2026-02-06
Also published as: JP2007208928A

Description

本発明は、ＰＳＫ方式で変調されたデジタル変調信号を誤りなく復調するための技術に関する。 The present invention relates to a technique for demodulating a digitally modulated signal modulated by the PSK method without error.

１、０のデジタル情報を伝達するための変調方式として、従来から位相シフト（ＰＳＫ方式が用いられている。 Conventionally, a phase shift (PSK system) is used as a modulation system for transmitting 1 and 0 digital information.

このＰＳＫ方式は、キャリア信号の位相をデータで可変する方式で、振幅性雑音の影響を受けにくい通信が可能であるため、各種デジタル変調方式で採用されている。 This PSK method is a method in which the phase of a carrier signal is changed by data, and communication that is not easily affected by amplitude noise is possible. Therefore, this PSK method is adopted in various digital modulation methods.

この変調信号を復調するための復調装置としては、例えば、特許文献１のように直交復調器を用いてベースバンド信号Ｉ、Ｑを検出し、そのベースバンド信号Ｉ、Ｑで決まる座標点をシンボル点としてデータの復調を行っている。 As a demodulator for demodulating the modulated signal, for example, as in Patent Document 1, a quadrature demodulator is used to detect baseband signals I and Q, and a coordinate point determined by the baseband signals I and Q is a symbol. The data is demodulated as a point.

特開平７−３２１８６４JP-A-7-321864

しかしながら、上記のように直交復調器を用いてデータを復調するシステムでは、変調信号のキャリア周波数と直交復調器のローカル信号周波数との間に周波数誤差があると、その誤差が位相誤差として現れるので、復調データの誤り率が大きくなってしまう。 However, in a system that demodulates data using a quadrature demodulator as described above, if there is a frequency error between the carrier frequency of the modulated signal and the local signal frequency of the quadrature demodulator, the error appears as a phase error. As a result, the error rate of the demodulated data increases.

特に、無線信号のように高いキャリア周波数で情報を伝送するシステムでは、信号の周波数を中間周波数や低周波帯に変換してから復調処理を行っており、その周波数変換処理の際の数１０Ｈｚの僅かな周波数誤差が、直交復調処理では大きな誤差になってしまう。 In particular, in a system that transmits information at a high carrier frequency such as a radio signal, demodulation processing is performed after converting the frequency of the signal to an intermediate frequency or a low frequency band, and several tens of Hz at the time of the frequency conversion processing. A slight frequency error becomes a large error in the orthogonal demodulation process.

また、別の問題として伝送路による振幅減衰が大きいとＳ／Ｎが低下し、さらにガウス性雑音が重畳することで、復調時の誤りが大きくなってくる。 Further, as another problem, when the amplitude attenuation by the transmission path is large, the S / N is lowered, and further, Gaussian noise is superimposed, so that an error at the time of demodulation becomes large.

このため、上記変調方式の信号を伝送するシステムでは、その伝送路による振幅減衰を抑制するために自動利得制御を行っている。 For this reason, in a system that transmits a signal of the above modulation scheme, automatic gain control is performed in order to suppress amplitude attenuation by the transmission path.

例えば、前記した特許文献１では、中間周波数の信号を可変利得増幅器を介して直交検波回路に入力し、直交検波回路から出力されたベースバンド信号Ｉ、Ｑからデータ復調するとともに、Ｉ信号の２乗とＱ信号の２乗との和の平方根を計算して振幅を求め、この振幅が一定になるように、可変利得増幅器の利得をフィードバック制御している。 For example, in Patent Document 1 described above, an intermediate frequency signal is input to a quadrature detection circuit via a variable gain amplifier, data is demodulated from baseband signals I and Q output from the quadrature detection circuit, and 2 of the I signal is obtained. The amplitude is obtained by calculating the square root of the sum of the power and the square of the Q signal, and the gain of the variable gain amplifier is feedback controlled so that the amplitude becomes constant.

しかしながら、上記特許文献１のようなフィードバック制御では平均値処理になってしまうため、信号振幅のゆっくりとした変動には追従可能であるが、振幅変動が速い、例えば信号に重畳したガウス性雑音に対しては応答できず、この雑音成分による振幅変動を抑圧することはできない。特に、雑音成分のうち、ナイキスト帯域内のものはフィルタによる除去ができない。 However, since the feedback control as described in Patent Document 1 results in average value processing, it is possible to follow a slow fluctuation in signal amplitude, but the amplitude fluctuation is fast, for example, to Gaussian noise superimposed on a signal. In response to this, it is impossible to suppress the amplitude fluctuation due to the noise component. In particular, noise components in the Nyquist band cannot be removed by a filter.

したがって、上記ＰＳＫ方式で変調された信号をＳ／Ｎの悪い回線で伝送して復調しようとすると、ガウス性雑音の振幅変動の影響を大きく受け、誤り率が低下する。 Therefore, if the signal modulated by the PSK method is transmitted through a line with a poor S / N and demodulated, it is greatly affected by the amplitude fluctuation of the Gaussian noise and the error rate is lowered.

本発明は、これらの問題を解決し、ＰＳＫ方式の変調信号に対する復調時の周波数誤差を低減し、またガウス性雑音の影響を低減して、誤り率の低い復調が可能なデジタル変調信号復調装置を提供することを目的としている。 The present invention solves these problems, reduces a frequency error at the time of demodulation for a PSK modulation signal, and reduces the influence of Gaussian noise, thereby enabling demodulation with a low error rate. The purpose is to provide.

前記目的を達成するために、本発明の請求項１のデジタル変調信号復調装置は、
アナログの入力信号をサンプリングしてデジタル値に順次変換するＡ／Ｄ変換器（２１）と、
前記入力信号に対応した周波数で互いに位相が９０度異なる２相のローカル信号を発生するローカル信号発生器（３１）と、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるデジタル値列を、前記２相のローカル信号とそれぞれ乗算し、その乗算結果からベースバンド信号を抽出する直交復調器（３２）と、
前記直交復調器から出力されたベースバンド信号に基づいて前記入力信号のキャリア周波数と前記ローカル信号の周波数との差による位相誤差を検出する誤差検出手段（３３）と、
前記誤差検出手段によって検出された位相誤差が小さくなるように前記ローカル信号を制御するローカル信号制御手段（３４）と、
前記直交復調器から出力されたベースバンド信号から位相情報を検出して、データを復調するデータ復調器（３５）とを備えたデジタル変調信号復調装置であって、
前記Ａ／Ｄ変換器と前記直交復調器の間に、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号を互いに位相が直交する２信号Ｉ、Ｑに分離する信号分離手段（２３）と、
前記信号Ｉ、Ｑに基づいて前記入力信号の振幅値を求める振幅算出手段（２４）と、
前記信号Ｉ、Ｑのいずれか一方の信号を前記振幅算出手段により算出された振幅値で除算して、振幅が安定化され且つ雑音成分が抑圧された信号を前記直交復調器に出力する除算手段（２５）とを設けたことを特徴としている。 In order to achieve the above object, a digital modulation signal demodulating device according to claim 1 of the present invention comprises:
An A / D converter (21) that samples an analog input signal and sequentially converts it into a digital value;
A local signal generator (31) for generating two-phase local signals having phases different from each other by 90 degrees at a frequency corresponding to the input signal;
A quadrature demodulator (32) for multiplying the digital value sequence output from the A / D converter by the two-phase local signals and extracting a baseband signal from the multiplication result;
Error detection means (33) for detecting a phase error due to a difference between a carrier frequency of the input signal and a frequency of the local signal based on a baseband signal output from the quadrature demodulator;
Local signal control means (34) for controlling the local signal so as to reduce the phase error detected by the error detection means;
A digital modulation signal demodulator comprising a data demodulator (35) for detecting phase information from a baseband signal output from the quadrature demodulator and demodulating data ,
Between the A / D converter and the quadrature demodulator,
Signal separation means (23) for separating the output signal of the A / D converter into two signals I and Q whose phases are orthogonal to each other;
Amplitude calculation means (24) for obtaining an amplitude value of the input signal based on the signals I and Q;
Dividing means for dividing one of the signals I and Q by the amplitude value calculated by the amplitude calculating means and outputting a signal whose amplitude is stabilized and whose noise component is suppressed to the quadrature demodulator (25) is provided .

また、本発明の請求項２のデジタル変調信号復調装置は、請求項１記載のデジタル変調信号復調装置において、
前記振幅算出手段により算出された振幅値と所定の基準値とを比較する比較手段（２８）と、
前記比較手段の結果を受け、前記振幅値が前記基準値を超えている期間は前記一方の信号を前記振幅値で除算して得られた信号を処理結果として出力し、前記振幅値が前記基準値を超えていない期間は前記一方の信号を処理結果として出力する切換手段（２９）とを備えたことを特徴としている。 A digital modulation signal demodulating device according to claim 2 of the present invention is the digital modulation signal demodulating device according to claim 1 ,
Comparing means (28) for comparing the amplitude value calculated by the amplitude calculating means with a predetermined reference value;
In response to the result of the comparison means, during a period in which the amplitude value exceeds the reference value, a signal obtained by dividing the one signal by the amplitude value is output as a processing result, and the amplitude value is the reference value Switching means (29) for outputting the one signal as a processing result during a period not exceeding the value is provided.

このように本発明のデジタル変調信号復調装置は、直交復調器の出力信号に基づいて、入力信号の周波数とローカル信号の周波数の差によって生じる位相誤差を検出し、その位相誤差が小さくなるようにローカル信号を制御している。 As described above, the digital modulation signal demodulator according to the present invention detects the phase error caused by the difference between the frequency of the input signal and the frequency of the local signal based on the output signal of the quadrature demodulator, and reduces the phase error. The local signal is controlled.

このため、周波数ずれによる位相誤差の発生を防止することができ、低い誤り率でデータを復調することができる。 For this reason, it is possible to prevent the occurrence of a phase error due to a frequency shift and to demodulate data with a low error rate.

また、前処理として、入力信号から得られた２信号Ｉ、Ｑに基づいて算出した振幅値で信号Ｉまたは信号Ｑを除算するものでは、高速なリアルタイム処理で振幅を安定化でき、フィルタで除去できない雑音成分を大幅に抑圧することができ、さらに低い誤り率でデータ復調が可能となる。 In addition, in the pre-processing that divides the signal I or Q by the amplitude value calculated based on the two signals I and Q obtained from the input signal, the amplitude can be stabilized by high-speed real-time processing and removed by a filter. Noise components that cannot be suppressed can be greatly suppressed, and data demodulation can be performed with a lower error rate.

また、振幅算出手段により算出された振幅値と所定の基準値とを比較手段で比較し、振幅値が基準値を超えている期間は一方の信号を振幅値で除算して得られた信号を処理結果として出力し、振幅値が基準値を超えていない期間は一方の信号を処理結果として出力するようにしたものでは、バースト波に対応することができる。 Further, the amplitude value calculated by the amplitude calculating means is compared with a predetermined reference value by the comparing means, and a signal obtained by dividing one signal by the amplitude value during a period when the amplitude value exceeds the reference value is obtained. A period in which one signal is output as a processing result during a period when the processing result is output and the amplitude value does not exceed the reference value can correspond to a burst wave.

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用したデジタル変調信号復調装置２０の構成を示している。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows the configuration of a digital modulation signal demodulator 20 to which the present invention is applied.

このデジタル変調信号復調装置２０は、例えばＱＰＳＫ方式で変調されたアナログの入力信号ｓ（ｔ）をＡ／Ｄ変換器２１によりサンプリングしてデジタルの信号列Ｓ（ｋ）に変換して、前処理部２２に入力する。 This digital modulation signal demodulator 20 samples, for example, an analog input signal s (t) modulated by the QPSK method by an A / D converter 21 and converts it into a digital signal sequence S (k) for preprocessing. Input to the unit 22.

前処理部２２は、入力信号の振幅安定化と雑音抑圧を行うものであり、デジタルの信号列Ｓ（ｋ）を信号分離手段２３に入力する。 The pre-processing unit 22 stabilizes the amplitude of the input signal and suppresses noise, and inputs the digital signal sequence S (k) to the signal separation unit 23.

信号分離手段２３は、信号Ｓ（ｋ）を互いに位相が直交する信号Ｉ（ｋ）、Ｑ（ｋ）に分離する。 The signal separation means 23 separates the signal S (k) into signals I (k) and Q (k) whose phases are orthogonal to each other.

この信号分離手段２３は、信号Ｓ（ｋ）をヒルベルト変換器２３ａに入力して信号Ｓ（ｋ）を９０度移相した信号Ｑ（ｋ）を生成している。また、遅延器２３ｂは、ヒルベルト変換器２３ａの処理に必要な遅延時間Ｔｄと等しい遅延時間を信号Ｓ（ｋ）に与えて、これを信号Ｉ（ｋ）として出力している。この遅延時間Ｔｄは、サンプリング周期Ｔｓの整数ｎ倍で表される。 The signal separation means 23 inputs the signal S (k) to the Hilbert transformer 23a and generates a signal Q (k) obtained by shifting the signal S (k) by 90 degrees. The delay unit 23b gives the signal S (k) a delay time equal to the delay time Td necessary for the processing of the Hilbert transformer 23a, and outputs this as the signal I (k). This delay time Td is represented by an integer n times the sampling period Ts.

信号分離手段２３によって得られた２つの信号Ｉ（ｋ）、Ｑ（ｋ）は、振幅算出手段２４に入力される。振幅算出手段２４は、次の演算により信号Ｓ（ｋ）の振幅値Ｖを算出する。 The two signals I (k) and Q (k) obtained by the signal separation unit 23 are input to the amplitude calculation unit 24. The amplitude calculation means 24 calculates the amplitude value V of the signal S (k) by the following calculation.

Ｖ（ｋ）＝［Ｉ（ｋ）^２＋Ｑ（ｋ）^２］^１／２ V (k) = [I (k) ² + Q (k) ² ] ^1/2

この振幅値Ｖ（ｋ）は信号Ｑ（ｋ）とともに除算手段２５に入力され、次の演算がなされる。 This amplitude value V (k) is input to the dividing means 25 together with the signal Q (k), and the following calculation is performed.

Ｓ（ｋ）′＝Ｑ（ｋ）／Ｖ（ｋ）＝Ｑ（ｋ）／［Ｉ（ｋ）^２＋Ｑ（ｋ）^２］^１／２ S (k) ′ = Q (k) / V (k) = Q (k) / [I (k) ² + Q (k) ² ] ^1/2

このようにして得られた信号Ｓ（ｋ）′は、元の信号Ｓ（ｋ）に含まれる雑音成分が低減され、振幅が安定化（規格化）された信号となる。 The signal S (k) ′ thus obtained becomes a signal in which the noise component contained in the original signal S (k) is reduced and the amplitude is stabilized (standardized).

例えば、図２のように振幅Ａ、周波数ｆの正弦波で雑音が無い信号Ｓが入力された場合、各信号Ｓ、Ｉ、Ｑは、それぞれアナログ信号と仮定して次のように表される。 For example, as shown in FIG. 2, when a signal S having amplitude A and frequency f and having no noise is input, each signal S, I, and Q is expressed as follows assuming that each signal is an analog signal. .

Ｓ＝Ａcos （２πｆｔ＋Ｔｄ）
Ｉ＝Ａcos （２πｆｔ）
Ｑ＝Ａsin （２πｆｔ） S = Acos (2πft + Td)
I = Acos (2πft)
Q = Asin (2πft)

したがって、振幅算出手段２４で算出される振幅値Ｖは、
Ｖ＝［Ｉ^２＋Ｑ^２］^１／２
＝Ａ｛［cos （２πｆｔ）］^２＋［sin （２πｆｔ）］^２｝^１／２
＝Ａ
となる。 Therefore, the amplitude value V calculated by the amplitude calculating means 24 is
V = [I ² + Q ² ] ^1/2
= A {[cos (2πft)] ² + [sin (2πft)] ² } ^1/2
= A
It becomes.

よって、除算手段２５から出力される信号Ｓ′は、
Ｓ′＝Ｑ／Ｖ＝sin （２πｆｔ）
となる。 Therefore, the signal S ′ output from the dividing means 25 is
S ′ = Q / V = sin (2πft)
It becomes.

この出力信号Ｓ′は、図２に示しているように、信号Ｓの振幅を１／Ａ倍して振幅１に規格化（減衰）し、信号Ｓに対して位相を９０度シフトし、Ｔｄ分の遅延を与えたものである。 As shown in FIG. 2, the output signal S ′ is normalized (attenuated) by multiplying the amplitude of the signal S by 1 / A and is normalized (attenuated), and the phase is shifted by 90 degrees with respect to the signal S. A delay of minutes.

図２は信号Ｓの振幅Ａが１より大きい場合を示したが、上記処理は入力信号の任意の振幅Ａに対して同一である。したがって、図３のように信号Ｓの振幅Ａが１より小さい場合であっても、出力信号Ｓ′の振幅は１に規格化（増幅）される。 FIG. 2 shows the case where the amplitude A of the signal S is greater than 1, but the above processing is the same for an arbitrary amplitude A of the input signal. Therefore, even when the amplitude A of the signal S is smaller than 1 as shown in FIG. 3, the amplitude of the output signal S ′ is normalized (amplified) to 1.

つまり、信号Ｓの振幅Ａが変動しても、出力信号Ｓ′の振幅は常に一定値（この場合１）に安定化される。 That is, even if the amplitude A of the signal S varies, the amplitude of the output signal S ′ is always stabilized at a constant value (in this case, 1).

しかもこの信号処理は、ヒルベルト変換のための遅延はあるもののリアルタイム制御であるので、例えば図４のように信号Ｓにガウス性雑音が重畳して振幅が小刻みに変化している場合であっても、上記信号処理がその変化に追従するため、出力信号Ｓ′は振幅１の正弦波で出力されることになる。つまり、上記信号処理は、入力信号の振幅安定化と雑音抑圧作用を有している。換言すれば、図５のように、信号Ｉと信号Ｑの直交性が確保されていれば、振幅値Ｖがどのように変動してもその振幅値Ｖに対する信号Ｑの比Ｑ／Ｖ（信号Ｓ′）はsin ２πｆｔとなり、その振幅は１で一定になる。 Moreover, since this signal processing is real-time control although there is a delay for the Hilbert transform, for example, as shown in FIG. 4, even if the signal S is superposed with Gaussian noise and the amplitude changes in small increments. Since the signal processing follows the change, the output signal S ′ is output as a sine wave having an amplitude of 1. That is, the signal processing has an input signal amplitude stabilization and noise suppression action. In other words, as shown in FIG. 5, if the orthogonality between the signal I and the signal Q is ensured, the ratio Q / V of the signal Q to the amplitude value V (signal Q / V (signal S ′) is sin 2πft, and its amplitude is constant at 1.

このようにして、入力信号ｓに対して振幅が安定化され、雑音成分が抑圧された信号Ｓ′は復調部３０に入力される。 In this way, the signal S ′ whose amplitude is stabilized with respect to the input signal s and the noise component is suppressed is input to the demodulator 30.

復調部３０は、ローカル信号発生器３１、直交復調器３２、誤差検出手段３３、ローカル信号制御手段３４およびデータ復調器３５により構成されている。 The demodulator 30 includes a local signal generator 31, an orthogonal demodulator 32, an error detector 33, a local signal controller 34, and a data demodulator 35.

ローカル信号発生器３１は、所定周波数ｆ′で互いに位相が９０度異なる正弦波のローカル信号Ｌ１、Ｌ２を直交復調器３２に出力する。 The local signal generator 31 outputs sine wave local signals L1 and L2 having a predetermined frequency f ′ and a phase difference of 90 degrees to the quadrature demodulator 32.

直交復調器３２は、デジタルの信号列Ｓ′を、２つの乗算器３２ａ、３２ｂで受けてローカル信号Ｌ１、Ｌ２とそれぞれ乗算し、その乗算結果からフィルタ（低域通過フィルタ）３２ｃ、３２ｄによりベースバンド信号Ｉ′、Ｑ′を抽出する。 The quadrature demodulator 32 receives the digital signal sequence S ′ by the two multipliers 32a and 32b and multiplies the signals by the local signals L1 and L2, respectively. Band signals I 'and Q' are extracted.

誤差検出手段３３は、直交復調器３２から出力されたベースバンド信号Ｉ′、Ｑ′に基づいて入力信号とローカル信号の位相誤差を検出する。 The error detector 33 detects the phase error between the input signal and the local signal based on the baseband signals I ′ and Q ′ output from the quadrature demodulator 32.

以下、その詳細について説明する。
ＱＰＳＫ方式の入力信号の４状態を±Ａsin ωｔ、±Ａcos ωｔで表し、入力信号が±Ａsin ωｔのときに、ローカル信号Ｌ２をcos
（ω′ｎＴ＋θ）とすると、乗算器３２ｂでは次の演算が行われる。ただし、ω＝２πｆ、ω′＝２πｆ′、Ｔはサンプリング周期、θは位相誤差とする。 The details will be described below.
The four states of the QPSK input signal are expressed as ± Asin ωt and ± Acos ωt. When the input signal is ± Asin ωt, the local signal L2 is cos
Assuming that (ω′nT + θ), the multiplier 32b performs the following calculation. However, ω = 2πf, ω ′ = 2πf ′, T is a sampling period, and θ is a phase error.

±Ａsin ωｔ＊cos
（ω′ｎＴ＋θ）
＝±（Ａ／２）｛sin （ωｔ＋ω′ｎＴ＋θ）
＋sin （ωｔ−ω′ｎＴ−θ）｝ ± Asin ωt * cos
(Ω'nT + θ)
= ± (A / 2) {sin (ωt + ω′nT + θ)
+ Sin (ωt−ω′nT−θ)}

ここで、角周波数ω、ω′はほぼ等しく、周波数（ω＋ω′）／２πはフィルタ３２ｄの帯域外にある。 Here, the angular frequencies ω and ω ′ are substantially equal, and the frequency (ω + ω ′) / 2π is outside the band of the filter 32d.

したがって、フィルタ３２ｄの出力信号Ｑ′は、
Ｑ′＝±（Ａ／２）｛sin （ωｔ−ω′ｎＴ−θ）｝
となる。 Therefore, the output signal Q ′ of the filter 32d is
Q ′ = ± (A / 2) {sin (ωt−ω′nT−θ)}
It becomes.

また、ωｔ−ω′ｎＴがほぼゼロ、θが非常に小さいとすれば、
Ｑ′≒±（Ａ／２）｛sin （−θ）｝＝−（±Ａ／２）（sin
θ）
≒−（±Ａθ／２）
となる。 If ωt−ω′nT is almost zero and θ is very small,
Q′≈ ± (A / 2) {sin (−θ)} = − (± A / 2) (sin
θ)
≒-(± Aθ / 2)
It becomes.

また、入力信号が±Ａcos ωｔのときのフィルタ３２ｄの出力信号Ｑ′は、次のようになる。 The output signal Q ′ of the filter 32d when the input signal is ± A cos ωt is as follows.

Ｑ′≒±（Ａ／２）｛cos （−θ）｝＝±（Ａ／２）cos θ
≒±Ａ／２ Q′≈ ± (A / 2) {cos (−θ)} = ± (A / 2) cos θ
≒ ± A / 2

よって、入力信号の４つの状態±Ａsin ωｔ±Ａcos ωｔに対して、フィルタ３２ｄの出力信号Ｑ′は、
Ｑ′≒−（±Ａ／２）sin θ±（Ａ／２）cos θ
＝±［（−Ａ／２）sin θ＋（Ａ／２）cos θ］
と表すことができる。 Therefore, for the four states ± Asin ωt ± Acos ωt of the input signal, the output signal Q ′ of the filter 32d is
Q′≈− (± A / 2) sin θ ± (A / 2) cos θ
= ± [(− A / 2) sin θ + (A / 2) cos θ]
It can be expressed as.

一方、入力信号が±Ａcos ωｔのときに、ローカル信号Ｌ１をsin （ω′ｎＴ＋θ）とすると、乗算器３２ａでは次の演算が行われる。 On the other hand, when the input signal is ± Acos ωt and the local signal L1 is sin (ω′nT + θ), the multiplier 32a performs the following calculation.

±Ａcos ωｔ＊sin （ω′ｎＴ＋θ）
＝±Ａ／２｛sin （ωｔ＋ω′ｎＴ＋θ）＋sin （ωｔ−ω′ｎＴ−θ）｝ ± Acos ωt * sin (ω'nT + θ)
= ± A / 2 {sin (ωt + ω′nT + θ) + sin (ωt−ω′nT−θ)}

ここで、前記同様に角周波数ω、ω′はほぼ等しく、周波数（ω＋ω′）／２πはフィルタ３２ｃの帯域外にある。 Here, as described above, the angular frequencies ω and ω ′ are substantially equal, and the frequency (ω + ω ′) / 2π is outside the band of the filter 32c.

また、前記同様に、ωｔ−ω′ｎＴがほぼゼロ、θが非常に小さいとすれば、フィルタ３２ｃの出力信号Ｉ′は、
Ｉ′≒±（Ａ／２）sin θ
となる。 Similarly to the above, if ωt−ω′nT is substantially zero and θ is very small, the output signal I ′ of the filter 32c is
I′≈ ± (A / 2) sin θ
It becomes.

また、入力信号が±Ａsin ωｔのときのフィルタ３２ｃの出力信号Ｉ′は、
Ｉ′≒±（Ａ／２）cos θ
となり、入力信号の４つの状態±Ａsin ωｔ±Ａcos ωｔに対して、フィルタ３２ｃの出力信号Ｉ′は、
Ｉ′≒（±Ａ／２）sin θ±（Ａ／２）cos θ
＝±［（Ａ／２）sin θ＋（Ａ／２）cos
θ］
となる。 The output signal I ′ of the filter 32c when the input signal is ± Asin ωt is
I′≈ ± (A / 2) cos θ
For the four states ± Asin ωt ± Acos ωt of the input signal, the output signal I ′ of the filter 32c is
I′≈ (± A / 2) sin θ ± (A / 2) cos θ
= ± [(A / 2) sin θ + (A / 2) cos
θ]
It becomes.

このような直交復調器３２の出力信号Ｉ′、Ｑ′に対して、誤差検出手段３３は、上記位相誤差θを検出するために、符号検出手段３３ａ、３３ｂ、乗算器３３ｃ、３３ｄおよび減算器３３ｅを有している。 With respect to the output signals I ′ and Q ′ of the quadrature demodulator 32, the error detection means 33 detects the phase error θ by sign detection means 33a and 33b, multipliers 33c and 33d, and a subtractor. 33e.

ここで、符号検出手段３３ａは、信号Ｉ′の符号、即ち、±［（Ａ／２）sin θ＋（Ａ／２）cos θ］の符号（±）を検出し、符号検出手段３３ｂは、信号Ｑ′の符号、即ち、±［（−Ａ／２）sin
θ＋（Ａ／２）cos θ］の符号（±）を検出する。 Here, the sign detection means 33a detects the sign of the signal I ′, that is, the sign (±) of ± [(A / 2) sin θ + (A / 2) cos θ], and the sign detection means 33b The sign of Q ′, that is, ± [(− A / 2) sin
The sign (±) of θ + (A / 2) cos θ] is detected.

したがって、減算器３３ｅの出力は、
（Ｉ′符号）・Ｑ′−（Ｑ′符号）・Ｉ′
＝（±）（±）［（−Ａ／２）sin θ＋（Ａ／２）cos θ］
−（±）（±）［（Ａ／２）sin θ＋（Ａ／２）cos θ］
＝−Ａsin θ
となる。 Therefore, the output of the subtractor 33e is
(I 'code) · Q'-(Q 'code) · I'
= (±) (±) [(− A / 2) sin θ + (A / 2) cos θ]
− (±) (±) [(A / 2) sin θ + (A / 2) cos θ]
= -Asin θ
It becomes.

ここで、入力信号の振幅Ａは、前記した前処理部２２により１に安定化（規格化）されているので、位相誤差θが小さければ減算器３３ｅの出力は−θとなり、位相誤差θの大きさを表している。この位相誤差θは、キャリア信号とローカル信号の初期位相差と両信号の周波数ずれにより発生する位相差を含んでいる。したがって、この位相誤差θをゼロに近づけるように制御することで、ＱＰＳＫ方式で変調された信号のデータを誤りなく復調することができる。 Here, since the amplitude A of the input signal is stabilized (standardized) to 1 by the preprocessing unit 22 described above, if the phase error θ is small, the output of the subtractor 33e becomes −θ, and the phase error θ Represents size. This phase error θ includes an initial phase difference between the carrier signal and the local signal and a phase difference caused by a frequency shift between the two signals. Therefore, by controlling the phase error θ to approach zero, it is possible to demodulate the data of the signal modulated by the QPSK method without error.

ローカル信号制御手段３４は、この位相誤差θの大きさが小さくなる方向に、ローカル信号発生器３１から出力されるローカル信号Ｌ１、Ｌ２の位相、周波数を制御する。 The local signal control unit 34 controls the phase and frequency of the local signals L1 and L2 output from the local signal generator 31 in the direction in which the magnitude of the phase error θ decreases.

この位相制御の方法は任意であるが、例えばローカル信号発生器３１がＤＤＳ（ダイレクトデジタルシンセサイザ）で構成されている場合には、波形メモリに対する読み出しアドレスあるいはその読み出しステップを位相誤差θに応じて可変制御し、ローカル信号Ｌ１、Ｌ２の位相を修正する。 The phase control method is arbitrary. For example, when the local signal generator 31 is configured by a DDS (direct digital synthesizer), the read address for the waveform memory or the read step thereof can be changed according to the phase error θ. And correct the phases of the local signals L1 and L2.

この制御により、入力信号の周波数（キャリア周波数）に対してローカル信号の周波数が追従し、位相誤差の発生が抑圧された状態となる。 By this control, the frequency of the local signal follows the frequency of the input signal (carrier frequency), and the occurrence of the phase error is suppressed.

データ復調器３５は、上記のように位相誤差の発生が抑圧された状態で、直交復調器３２から出力されたベースバンド信号Ｉ′、Ｑ′で決まる座標（位相情報）を求め、その座標のシンボル点を変調方式に応じて特定し、データを復調する。 The data demodulator 35 obtains coordinates (phase information) determined by the baseband signals I ′ and Q ′ output from the quadrature demodulator 32 in a state where the generation of the phase error is suppressed as described above, and the coordinates of the coordinates are determined. The symbol point is specified according to the modulation method, and the data is demodulated.

このように実施形態のデジタル変調信号復調装置２０は、直交復調器３２におけるキャリア周波数とローカル周波数のずれによる位相誤差がなくなる方向にローカル信号を制御しているので、この周波数ずれによるデータの復調誤差を極めて小さくすることができる。 As described above, the digital modulation signal demodulator 20 of the embodiment controls the local signal in such a direction that the phase error due to the shift between the carrier frequency and the local frequency in the quadrature demodulator 32 is eliminated. Can be made extremely small.

また、前処理部２２で入力信号の振幅を安定化し、雑音を抑圧しているので、データをさらに低い誤り率で復調することができる。 In addition, since the preprocessing unit 22 stabilizes the amplitude of the input signal and suppresses noise, the data can be demodulated with a lower error rate.

なお、上記例では、ヒルベルト変換器２３ａによる移相処理を受けた信号Ｑを振幅Ｖで除算して信号Ｓ′を得ているが、ヒルベルト変換器２３ａの処理は基本的にハイパスフィルタ処理であるので信号Ｑには直流分が含まれず、出力信号Ｓ′にも直流分は含まれていない。したがって、直交復調器３２のミキサ３２ａ、３２ｂに直流分が加わることがなく、ローカル信号Ｌｌ、Ｌ２の漏れ（キャリア漏れ）による復調誤差が発生しないで済む。 In the above example, the signal Q subjected to the phase shift processing by the Hilbert transformer 23a is divided by the amplitude V to obtain the signal S '. However, the processing of the Hilbert transformer 23a is basically a high-pass filter processing. Therefore, the signal Q does not include a DC component, and the output signal S ′ does not include a DC component. Therefore, no direct current component is applied to the mixers 32a and 32b of the quadrature demodulator 32, and demodulation errors due to leakage (carrier leakage) of the local signals L1 and L2 do not occur.

ただし、このキャリア漏れによる誤差が少ないと予想される場合には、信号Ｉを振幅値Ｖで除算して信号Ｓ′を得ることも可能である。 However, when the error due to the carrier leakage is expected to be small, the signal S can be obtained by dividing the signal I by the amplitude value V.

この場合、
Ｓ′＝Ｉ／Ｖ＝cos ２πｆｔ
となり、前記例と同様に振幅が１に規格され、雑音成分が抑圧された信号Ｓ′を得ることができる。 in this case,
S ′ = I / V = cos 2πft
Thus, similarly to the above example, the signal S ′ whose amplitude is standardized to 1 and the noise component is suppressed can be obtained.

また、上記例は信号ｓが連続的に入力される場合について説明したが、信号ｓがバースト状に入力される場合には、図６に示す前処理部２２′のように、振幅算出手段２４で算出された振幅値Ｖと予め設定された基準値Ｖｒと比較手段２８に入力し、振幅値Ｖが基準値Ｖｒを超えている間（信号入力期間）は前記同様に除算手段２５の演算結果Ｓ′を出力し、振幅値Ｖが基準値Ｖｒ以下の期間（信号無入力期間）は、除算手段２５の演算結果Ｓ′の代わりに、信号Ｑを出力するスイッチ２９を切換手段として設けることで対応できる。なお、切換手段は、この例のように出力信号を選択する方式だけでなく、除算手段２５に入力される振幅値Ｖを強制的に１にすることで、除算手段２５から信号Ｑを出力させることもできる。 In the above example, the case where the signal s is continuously input has been described. However, when the signal s is input in a burst form, the amplitude calculating means 24 is used as in the pre-processing unit 22 'shown in FIG. The amplitude value V calculated in step S3 and the reference value Vr set in advance are input to the comparison means 28. While the amplitude value V exceeds the reference value Vr (signal input period), the calculation result of the division means 25 is the same as described above. In a period (signal non-input period) in which S ′ is output and the amplitude value V is equal to or less than the reference value Vr, a switch 29 that outputs a signal Q is provided as a switching means instead of the calculation result S ′ of the dividing means 25. Yes. Note that the switching means not only selects the output signal as in this example, but also forcibly sets the amplitude value V input to the dividing means 25 to 1 so that the signal Q is output from the dividing means 25. You can also.

本発明の実施形態の構成図Configuration diagram of an embodiment of the present invention 実施形態の要部の動作説明図Operation explanatory diagram of the main part of the embodiment 実施形態の要部の動作説明図Operation explanatory diagram of the main part of the embodiment 実施形態の要部の動作説明図Operation explanatory diagram of the main part of the embodiment 実施形態の要部の動作説明図Operation explanatory diagram of the main part of the embodiment バースト波に対応した実施形態の構成図Configuration diagram of an embodiment corresponding to a burst wave

符号の説明Explanation of symbols

２０……デジタル変調信号復調装置、２１……Ａ／Ｄ変換器、２２、２２′……前処理部、２３……信号分離手段、２３ａ……ヒルベルト変換器、２３ｂ……遅延器、２４……振幅算出手段、２５……除算手段、２８……比較手段、２９……スイッチ、３０……復調部、３１……ローカル信号発生器、３２……直交復調器、３３……誤差検出手段、３４……ローカル信号制御手段、３５……データ復調器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 20 ... Digital modulation signal demodulator, 21 ... A / D converter, 22, 22 '... Pre-processing part, 23 ... Signal separation means, 23a ... Hilbert converter, 23b ... Delay device, 24 ... ... Amplitude calculation means, 25... Division means, 28... Comparison means, 29... Switch, 30 ... Demodulator, 31 ... Local signal generator, 32 ... Quadrature demodulator, 33 ... Error detection means, 34 …… Local signal control means, 35 …… Data demodulator

Claims

アナログの入力信号をサンプリングしてデジタル値に順次変換するＡ／Ｄ変換器（２１）と、
前記入力信号に対応した周波数で互いに位相が９０度異なる２相のローカル信号を発生するローカル信号発生器（３１）と、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるデジタル値列を、前記２相のローカル信号とそれぞれ乗算し、その乗算結果からベースバンド信号を抽出する直交復調器（３２）と、
前記直交復調器から出力されたベースバンド信号に基づいて前記入力信号のキャリア周波数と前記ローカル信号の周波数との差による位相誤差を検出する誤差検出手段（３３）と、
前記誤差検出手段によって検出された位相誤差が小さくなるように前記ローカル信号を制御するローカル信号制御手段（３４）と、
前記直交復調器から出力されたベースバンド信号から位相情報を検出して、データを復調するデータ復調器（３５）とを備えたデジタル変調信号復調装置であって、
前記Ａ／Ｄ変換器と前記直交復調器の間に、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号を互いに位相が直交する２信号Ｉ、Ｑに分離する信号分離手段（２３）と、
前記信号Ｉ、Ｑに基づいて前記入力信号の振幅値を求める振幅算出手段（２４）と、
前記信号Ｉ、Ｑのいずれか一方の信号を前記振幅算出手段により算出された振幅値で除算して、振幅が安定化され且つ雑音成分が抑圧された信号を前記直交復調器に出力する除算手段（２５）とを設けたことを特徴とするデジタル変調信号復調装置。 An A / D converter (21) that samples an analog input signal and sequentially converts it into a digital value;
A local signal generator (31) for generating two-phase local signals having phases different from each other by 90 degrees at a frequency corresponding to the input signal;
A quadrature demodulator (32) for multiplying the digital value sequence output from the A / D converter by the two-phase local signals and extracting a baseband signal from the multiplication result;
Error detection means (33) for detecting a phase error due to a difference between a carrier frequency of the input signal and a frequency of the local signal based on a baseband signal output from the quadrature demodulator;
Local signal control means (34) for controlling the local signal so as to reduce the phase error detected by the error detection means;
A digital modulation signal demodulator comprising a data demodulator (35) for detecting phase information from a baseband signal output from the quadrature demodulator and demodulating data ,
Between the A / D converter and the quadrature demodulator,
Signal separation means (23) for separating the output signal of the A / D converter into two signals I and Q whose phases are orthogonal to each other;
Amplitude calculation means (24) for obtaining an amplitude value of the input signal based on the signals I and Q;
Dividing means for dividing one of the signals I and Q by the amplitude value calculated by the amplitude calculating means and outputting a signal whose amplitude is stabilized and whose noise component is suppressed to the quadrature demodulator (25) . A digital modulation signal demodulating device characterized by comprising:

前記振幅算出手段により算出された振幅値と所定の基準値とを比較する比較手段（２８）と、
前記比較手段の結果を受け、前記振幅値が前記基準値を超えている期間は前記一方の信号を前記振幅値で除算して得られた信号を処理結果として出力し、前記振幅値が前記基準値を超えていない期間は前記一方の信号を処理結果として出力する切換手段（２９）とを備えたことを特徴とする請求項１記載のデジタル変調信号復調装置。 Comparing means (28) for comparing the amplitude value calculated by the amplitude calculating means with a predetermined reference value;
In response to the result of the comparison means, during a period when the amplitude value exceeds the reference value, a signal obtained by dividing the one signal by the amplitude value is output as a processing result, and the amplitude value is the reference value 2. A digital modulation signal demodulating device according to claim 1, further comprising switching means (29) for outputting said one signal as a processing result during a period not exceeding the value .