JP2008022187A - Receiving device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、受信したRF信号または中間周波数にダウンコンバートされたIF信号からI成分及びQ成分のデジタル直交信号を生成する直交信号生成手段と、生成されたデジタル直交信号からベースバンド信号を出力するデジタル検波手段を備えてなる受信装置に関する。 The present invention outputs quadrature signal generation means for generating a digital quadrature signal of I component and Q component from a received RF signal or IF signal down-converted to an intermediate frequency, and outputs a baseband signal from the generated digital quadrature signal The present invention relates to a receiving apparatus provided with digital detection means.
AM放送信号を受信してDSP等のデジタル信号処理デバイスにより復調する場合、サンプリング周波数の低い安価なADコンバータが採用できるように、周波数変換手段により予めRF信号を低域のIF信号にダウンコンバートすることによりサンプリング周波数を低減させるように構成される。 When an AM broadcast signal is received and demodulated by a digital signal processing device such as a DSP, the RF signal is down-converted into a low-frequency IF signal in advance by a frequency conversion means so that an inexpensive AD converter with a low sampling frequency can be employed. Thus, the sampling frequency is configured to be reduced.
例えば、前記RF信号または中間周波数にダウンコンバートされたIF信号に対して、零IF方式によりベースバンド周波数にダウンコンバートして、〔数1〕に示すようなI成分及びQ成分のアナログ直交信号を生成する直交復調手段を備え、生成された前記アナログ直交信号がAD変換手段によりデジタル直交信号に変換される。 For example, the RF signal or the IF signal down-converted to the intermediate frequency is down-converted to the baseband frequency by the zero IF method, and the analog orthogonal signal of I component and Q component as shown in [Equation 1] is converted. A quadrature demodulating unit is provided, and the generated analog quadrature signal is converted into a digital quadrature signal by an AD conversion unit.
しかし、さらに部品点数の削減等により安価に構成すべく、前記直交復調手段には、RF信号またはIF信号から位相及び周波数がキャリアと同期した基準信号を抽出するキャリア抽出回路を備えて、抽出されたキャリアと前記RF信号または前記IF信号とを乗積してベースバンド周波数にダウンコンバートするのではなく、キャリアとほぼ同じ周波数の基準信号をローカルで生成する基準信号発信器を設けて、当該基準信号と前記RF信号または前記IF信号とを乗積してベースバンド周波数にダウンコンバートするように構成される。
ここに、Aは振幅、Mは変調度、X(t)はベースバンド信号、φ(t)はキャリアと基準信号のずれによる信号成分である。
However, in order to further reduce the number of parts, etc., the quadrature demodulation means is provided with a carrier extraction circuit for extracting a reference signal whose phase and frequency are synchronized with the carrier from the RF signal or IF signal. Rather than multiplying the carrier and the RF signal or the IF signal and downconverting to a baseband frequency, a reference signal transmitter that locally generates a reference signal having substantially the same frequency as the carrier is provided. A signal is multiplied by the RF signal or the IF signal and is downconverted to a baseband frequency.
Here, A is the amplitude, M is the modulation factor, X (t) is the baseband signal, and φ (t) is the signal component due to the deviation between the carrier and the reference signal.
その結果、生成されたI成分およびQ成分のアナログ直交信号には、キャリアと基準信号との周波数誤差や位相のずれに起因する低周波信号φ(t)が重畳されることになる。このような低域のIQ信号をAD変換したデジタル直交信号からベースバンド信号を得るために一般に広いロック範囲を持つ同期検波方式を用いる場合には、位相の同期をとるのが極めて困難となるため、実用に供されるのが困難であった。 As a result, the low frequency signal φ (t) resulting from the frequency error or phase shift between the carrier and the reference signal is superimposed on the generated analog quadrature signal of I component and Q component. In order to obtain a baseband signal from a digital quadrature signal obtained by AD-converting such a low-frequency IQ signal, in general, it is extremely difficult to achieve phase synchronization when using a synchronous detection method having a wide lock range. It was difficult to be put to practical use.
そこで、基準信号を用いずにデジタル直交信号からベースバンド信号を取り出すため、〔数2〕に示すように、I成分及びQ成分の夫々の信号成分の自乗和の平方根を演算導出して、その値からDC成分を除去するフィルタ演算処理を行なうことにより、ベースバンド信号X(t)を取り出す非同期検波方式が採用されていた。
ところで、参考文献として特許文献1には、同期検波あるいはPLL周波数検波を切り替えて行える検波回路であって、入力された被変調波に対して同期検波を行う同期検波手段と、入力された被変調波に対してPLL周波数検波を行うPLL周波数検波手段と、状況に応じて上記同期検波手段とPLL周波数検波手段とを切り替えるスイッチ手段とを有し、上記同期検波手段とPLL周波数検波手段とが、少なくとも電圧制御発振器(VCO)および乗算器を共用することを特徴とし、フェージングによるビット誤り率が大きくなった場合に、前記スイッチ手段により上記PLL周波数検波手段に切り替える検波回路が提案されている。
しかし、非同期検波方式を採用する場合には、変調度Mが1以下の場合には好ましい検波特性を示すが、変調度Mが1を超えた過変調が生じると再生波に歪が生じる結果、検波特性が大きく劣化するという問題があった。そこで、過変調にも対応可能な同期検波方式の実用化が望まれていた。 However, when the asynchronous detection method is adopted, a preferable detection characteristic is exhibited when the modulation degree M is 1 or less. However, as a result of overmodulation with the modulation degree M exceeding 1, the reproduced wave is distorted. There was a problem that the detection characteristics deteriorated greatly. Therefore, there has been a demand for practical use of a synchronous detection method that can cope with overmodulation.
尚、特許文献1に記載された技術は、変形コスタスループ及びPLLを用いてキャリアから基準信号を抽出する同期検波方式で、フェージング等に起因するキャリアのダイナミックな変動に対処するべく両検波方式の何れかに切り替える技術であり、キャリア周波数と局発周波数とのスタティックなずれに起因する問題に効果的に対処できるような示唆がなされるものではない。
The technique described in
本発明の目的は、上述の従来欠点に鑑み、デジタル直交信号に重畳された周波数または位相のずれ成分φ(t)を精度良く検出して良好に同期検波できる受信装置、さらには、同期が取れない場合であっても確実にベースバンド信号を取り出せる受信装置を提供する点にある。 In view of the above-described conventional drawbacks, an object of the present invention is to provide a receiver that can detect a frequency or phase shift component φ (t) superimposed on a digital quadrature signal with high accuracy and perform good synchronous detection. The present invention is to provide a receiving apparatus that can reliably extract a baseband signal even if it is not available.
上述の目的を達成するため、本発明による受信装置の第一の特徴構成は、受信したRF信号または中間周波数にダウンコンバートされたIF信号からI成分及びQ成分のデジタル直交信号を生成する直交信号生成手段と、生成されたデジタル直交信号からベースバンド信号を出力するデジタル検波手段を備え、前記デジタル検波手段に、前記ベースバンド信号の帯域下限値以下の発振周波数の範囲で動作するPLLにより前記デジタル直交信号に重畳された周波数または位相のずれ成分φ(t)に同期した基準信号を生成する基準信号生成手段と、生成された基準信号と前記デジタル直交信号とを乗積する同期検波手段を備えて構成されている点にある。 In order to achieve the above-described object, a first characteristic configuration of a receiving apparatus according to the present invention is a quadrature signal that generates a digital quadrature signal of I component and Q component from a received RF signal or an IF signal down-converted to an intermediate frequency. Generating means and digital detecting means for outputting a baseband signal from the generated digital quadrature signal, and the digital detecting means includes the digital signal by means of a PLL that operates within an oscillation frequency range that is less than or equal to the lower limit of the band of the baseband signal. Reference signal generating means for generating a reference signal synchronized with the frequency or phase shift component φ (t) superimposed on the orthogonal signal, and synchronous detection means for multiplying the generated reference signal and the digital orthogonal signal are provided. It is in that it is configured.
直交信号生成手段により生成され、RF信号またはIF信号のキャリアと局発の周波数または位相のずれ成分φ(t)が重畳したデジタル直交信号の周波数スペクトルを観察すると、周波数0から僅かにずれた位置に存在するずれ成分の周波数fΔを基準としてその両側にベースバンド信号の帯域が分布している。そこで、ずれ成分φ(t)に同期した基準信号を生成する基準信号生成手段を、ベースバンド信号の帯域下限値以下の発振周波数の範囲で動作するPLLで構成することにより、容易に基準信号を生成することができるようになるのである。好ましくは、基準信号生成手段の前段に前記帯域下限値近傍を遮断周波数とするLPFを備えることにより、さらに容易に基準信号を生成することができるようになる。
When the frequency spectrum of the digital quadrature signal generated by the quadrature signal generation unit and superimposed on the carrier of the RF signal or IF signal and the local frequency or phase shift component φ (t) is observed, the position slightly deviated from the
さらなる特徴構成は、上述の特徴構成に加えて、前記デジタル検波手段に、前記基準信号を用いずに前記ベースバンド信号を取り出す非同期検波手段を備え、前記同期検波手段または非同期検波手段からの出力を選択的に切り替えて後段に出力する出力切替手段を備えている点にある。 In addition to the above-described feature configuration, the further characteristic configuration includes an asynchronous detection unit that extracts the baseband signal without using the reference signal, and outputs the output from the synchronous detection unit or the asynchronous detection unit. An output switching means for selectively switching and outputting to the subsequent stage is provided.
上述の構成によれば、同期検波手段が正常に動作するまでの間は出力切替手段により非同期検波手段から出力されるように、また、同期検波手段が正常に動作した後には出力切替手段により同期検波手段から出力されるように切り替えることにより高品位なベースバンド信号を再生することができるようになる。 According to the configuration described above, the output switching means outputs the signal from the asynchronous detection means until the synchronous detection means operates normally, and after the synchronous detection means operates normally, the output switching means performs synchronization. A high-quality baseband signal can be reproduced by switching to output from the detection means.
以上説明した通り、本発明によれば、デジタル直交信号に重畳された周波数または位相のずれ成分φ(t)を精度良く検出して良好に同期検波できる受信装置、さらには、同期が取れない場合であっても確実にベースバンド信号を取り出せる受信装置を提供することができるようになった。 As described above, according to the present invention, a receiving apparatus that can detect a frequency or phase shift component φ (t) superimposed on a digital quadrature signal with high accuracy and perform good synchronous detection, and further, when synchronization is not achieved Even so, it is possible to provide a receiving apparatus that can reliably extract a baseband signal.
以下に、本発明による受信装置の実施形態を説明する。 Hereinafter, embodiments of the receiving apparatus according to the present invention will be described.
本発明による受信装置は、音声信号が50Hzから4500Hzに帯域制限されるAM放送波の受信装置であり、図2に示すように、AM放送のRF信号を受信する受信アンテナ1と、所望のキャリア周波数を通過させるバンドパスフィルタ2と、バンドパスフィルタ(以下、「BPF」と記す。)2を通過したRF信号を増幅する低雑音アンプ10aを備えたRF増幅手段10と、増幅されたRF信号をIF信号にダウンコンバートする周波数変換手段20と、前記IF信号を増幅する低雑音アンプ3aを備えたIF増幅手段3と、零IF方式により前記IF信号からベースバンド信号の周波数にダウンコンバートしてI成分及びQ成分のデジタル直交信号を生成する直交信号生成手段30と、生成されたデジタル直交信号からAMのベースバンド信号を出力するデジタル検波手段40とを備えて構成されている。
The receiving apparatus according to the present invention is an AM broadcast wave receiving apparatus whose audio signal is band-limited from 50 Hz to 4500 Hz. As shown in FIG. 2, a receiving
前記周波数変換手段20は、前記RF信号の周波数と前記IF信号の周波数との差の周波数の信号を発生させる第一局部発振回路21と、前記RF信号と前記第一局部発振回路21の出力信号とを乗積する混合器22とを備えて構成されている。尚、図には示されていないが、前記混合器22の後段には乗積により生じる高調波を除去するローパスフィルタ(以下、「LPF」と記す。)が備えられていることは言うまでも無い。
The frequency converting means 20 generates a signal having a frequency difference between the frequency of the RF signal and the frequency of the IF signal, and the RF signal and the output signal of the first
前記直交信号生成手段30は、前記RF信号またはIF信号を零IF方式によりベースバンド周波数にダウンコンバートしてアナログ直交信号を生成する直交復調手段300と、前記アナログ直交信号をデジタル直交信号に変換するAD変換手段5,7で構成されている。 The quadrature signal generation means 30 converts the RF signal or IF signal into a baseband frequency by down-converting the RF signal or IF signal to a baseband frequency to generate an analog quadrature signal, and converts the analog quadrature signal into a digital quadrature signal. It comprises AD conversion means 5 and 7.
前記直交復調手段300は、前記IF信号の周波数と同じ周波数の信号を発生させる第二局部発信回路31と、前記第二局部発信回路31の出力信号を90度シフトさせる移相器32と、前記IF信号と前記第二局部発信回路31の出力信号とを乗積してアナログ直交信号のI成分を出力する混合器33と、前記IF信号と前記移相器32の出力信号とを乗積して、アナログ直交信号のQ成分を出力する混合器34と、各混合器33,34の出力から高調波成分を除去するLPF4,6とを備えて構成され、前記LPF4,6を通過したアナログ直交信号が前記AD変換手段5,7によりI成分Q成分のデジタル直交信号に変換される。
The quadrature demodulation means 300 includes a second
前記デジタル検波手段40は、デジタルシグナルプロセッサ(以下、「DSP」と記す。)及びその周辺回路で構成され、図3に示すように、前記デジタル直交信号I,Qに基づいてAMのベースバンド信号を出力する同期検波手段42と、同期検波された直交信号のうち、Q成分が零となるように補正する補正手段43と、非同期検波手段44を備え、前記同期検波手段42または前記非同期検波手段44の何れか一方の出力を選択的に切り替えて後段に出力する出力切替手段48等を備えて構成されている。ここで、図3に示す信号ラインの太線は前記デジタル直交信号I,Qの双方に対してなされる処理であることを示すものである。 The digital detection means 40 is composed of a digital signal processor (hereinafter referred to as “DSP”) and its peripheral circuits, and, as shown in FIG. 3, an AM baseband signal based on the digital quadrature signals I and Q. , A correction means 43 for correcting the Q component of the synchronously detected quadrature signal to be zero, and an asynchronous detection means 44, the synchronous detection means 42 or the asynchronous detection means The output switching means 48 etc. which selectively switch the output of any one of 44 and output to a back | latter stage are comprised. Here, the thick lines of the signal lines shown in FIG. 3 indicate that the processing is performed on both the digital orthogonal signals I and Q.
前記同期検波手段42は、前記ベースバンド信号の帯域下限値つまり50Hz以下の発振周波数の範囲で動作するPLL412を備え、前記デジタル直交信号に重畳された周波数または位相のずれ成分φ(t)に同期した基準信号を生成する基準信号生成手段41と、生成された基準信号と前記デジタル直交信号とを乗積する混合器421とから構成されている。
The synchronous detection means 42 includes a
前記PLL412は、位相検波器414と、50Hz以下の発振周波数の範囲で動作するように調整された電圧制御発振器415と、周波数分周器413により構成され、前記ベースバンド信号の帯域下限値を遮断周波数とするLPF411を通過したずれ成分φ(t)を示す信号と、前記周波数分周器413により分周された信号との位相差が前記位相検波器414により検出され、当該位相差が一致するように前記電圧制御発振器415がフィードバック制御されて前記基準信号が生成される。
The
当該基準信号と前記直交信号I,Qが前記混合器421で乗積されて、ずれ成分φ(t)が除去される。
The reference signal and the orthogonal signals I and Q are multiplied by the
つまり、図1(a)に示すように、前記受信アンテナ1で受信されたキャリア周波数fRFの両側に音声信号であるベースバンド信号の帯域LSB,USBが分布するRF信号が、図1(b)に示すように、前記周波数変換手段20により中間周波数fIFのIF信号にダウンコンバートされ、さらに、零IF方式を採用する前記直交信号生成手段30により、図1(c)に示すように、周波数0の両側にベースバンド信号の帯域LSB,USBが分布する直交信号I,Qが生成される。
That is, as shown in FIG. 1A, the RF signal in which the bands LSB and USB of the baseband signal as the audio signal are distributed on both sides of the carrier frequency f RF received by the
しかし、前記第二局部発信回路31の出力信号はローカル信号でありIF信号から抽出されるものではく、IF信号とは周波数や位相が僅かにずれているため、そのような出力信号とIF信号とを乗積した零IF信号である前記直交信号I,Qには、〔数3〕及び図1(d)に示すように、IF信号との周波数または位相のずれ成分φ(t)である周波数fΔの極めて低い信号が重畳されている。つまり、コンスタレーションで表すと、図4(b)に示すように、ずれ成分φ(t)に起因する位相Φだけずれた状態で前記直交信号のI成分及びQ成分が得られるのである。
ここに、Aは振幅、Mは変調度、X(t)はベースバンド信号、φ(t)はIF信号の周波数と基準信号のずれによる信号成分である。
However, the output signal of the second
Here, A is the amplitude, M is the modulation factor, X (t) is the baseband signal, and φ (t) is the signal component due to the difference between the frequency of the IF signal and the reference signal.
そこで、前記同期検波手段42によりずれ成分φ(t)が除去されるのである。理想的には、図4(a)に示すように、前記同期検波手段42から出力された直交信号のうちQ成分は零となるのであるが、前記PLL412のずれがあると僅かではあるがQ成分が残存する。 Therefore, the shift component φ (t) is removed by the synchronous detection means 42. Ideally, as shown in FIG. 4 (a), the Q component of the quadrature signal output from the synchronous detection means 42 is zero. Ingredients remain.
前記補正手段43は、このような僅かに残存したQ成分を除去するブロックであり、前記同期検波手段42から出力されたデジタル直交信号のQ成分を2乗する自乗器431と、入力信号の周波数と同じ周波数の信号を出力するために周波数調整を行うPLL432と、前記同期検波手段42から出力された前記直交信号I,Qと前記PLL432の出力信号とを乗積する混合器433とを備えて構成されている。当該PLL432も、位相検波器4435と電圧制御発振器4436と周波数分周器434により構成されている。尚、前記自乗器431は必ずしも必要なものではなく、混合器433の出力であるQ成分を直接前記PLL432にフィードバックするものであってもよい。
The correction means 43 is a block that removes such a slightly remaining Q component, a squarer 431 that squares the Q component of the digital quadrature signal output from the synchronous detection means 42, and the frequency of the input signal. A
その結果、〔数4〕に示すようなI成分の直交信号が出力され、直流成分Aを除去するハイパスフィルタ(以下、「HPF」と記す。)53を通して直流成分が除去されてベースバンド信号が出力される。
一方、前記非同期検波手段44は、前記基準信号を用いずに前記ベースバンド信号を取り出すブロックであり、前記AD変換手段5、7から出力されたI,Q夫々の直交信号を2乗演算する混合器441,442と、前記混合器441,442の出力を加算演算する加算器443と、加算値の平方根を算出する平方根演算器444とを備えて構成されており、演算の結果、〔数3〕に示すI,Q成分の直交信号から〔数5〕に示すDCオフセットを有するベースバンド信号が取り出され、HPF54を通して直流成分が除去されてベースバンド信号が出力される。
上述の同期検波手段42では、RF信号の受信強度の変動等に起因して前記直交信号生成手段30により生成されたI,Q直交信号に重畳されるずれ成分φ(t)の周波数fΔが大きく変動する場合には、前記LPF411を通過した信号にベースバンド信号成分が大きく含まれ、前記PLL412によりスムーズに同期に引き込むことができなくなるという不都合があり、上述の非同期検波手段44では、変調度Mが1以下の場合には好ましい検波特性を示すが、変調度Mが1を超えた過変調が生じると再生波に歪が生じる結果、検波特性が大きく劣化するという不都合がある。
In the above-described synchronous detection means 42, the frequency f Δ of the shift component φ (t) superimposed on the I and Q orthogonal signals generated by the orthogonal signal generation means 30 due to fluctuations in the received intensity of the RF signal, etc. In the case of a large fluctuation, there is a disadvantage that a signal that has passed through the LPF 411 contains a large amount of baseband signal components and cannot be smoothly pulled in synchronously by the
そこで、前記出力切替手段48により前記同期検波手段42または前記非同期検波手段44の何れか一方の好ましい出力を選択的に切り替えて後段に出力するように構成されている。 Therefore, the output switching means 48 is configured to selectively switch one of the preferred outputs of the synchronous detection means 42 or the asynchronous detection means 44 and output it to the subsequent stage.
以下、前記同期検波手段42を安定動作させるための構成、及び、前記出力切替手段48による切替動作について詳述する。 Hereinafter, the configuration for stably operating the synchronous detection means 42 and the switching operation by the output switching means 48 will be described in detail.
図2及び図3に示すように、前記デジタル検波手段40を構成するDSP及びその周辺回路には、さらに、前記直交信号I,Qからずれ成分φ(t)の影響を受けない受信信号の電力を演算する電力算出手段45(49a)と、前記帯域下限値近傍である約50Hzを遮断周波数とするLPF46(49a)を備えており、前記LPF46(49a)を通過した電力の直流成分が所定レベルとなるように前記IF増幅手段3のゲインを調整する自動ゲイン制御手段(以下、「AGC」と記す。)47が設けられ、前記出力切替手段48は前記AGC47の出力レベルに基づいて出力を切り替えるように構成されている。
As shown in FIGS. 2 and 3, the DSP and its peripheral circuits constituting the digital detection means 40 further receive received signal power that is not affected by the deviation component φ (t) from the orthogonal signals I and Q. And an LPF 46 (49a) having a cutoff frequency of about 50 Hz that is in the vicinity of the lower limit of the band, and the DC component of the power that has passed through the LPF 46 (49a) is at a predetermined level. An automatic gain control means (hereinafter referred to as “AGC”) 47 for adjusting the gain of the IF amplification means 3 is provided so that the output switching means 48 switches the output based on the output level of the
前記電力算出手段45(49a)は、前記AD変換手段5、7から出力されたデジタル直交信号のI,Q成分を夫々2乗するための一対の混合器と、夫々の混合器の出力を加算して〔数6〕に示すような電力Pを算出する加算器(図示せず)を備えて構成され、加算出力が前記LPF46(49a)を通過すると電力の直流成分A2、つまりキャリアの振幅の2乗値が出力される。
前記AGC47は、前記電力の直流成分が予め設定された目標レベルに維持されるように、前記IF増幅手段3のゲインを調整するフィードバック制御部として機能し、前記電力の直流成分と前記目標レベルの偏差が大きいときには、偏差が小さくなるように前記IF増幅手段3のゲインを可変制御する。
The
例えば、図5に示すように、初期に前記電力の直流成分が前記目標レベルより小さいときには前記IF増幅手段3のゲインが大きくなるようにAGC出力レベルが上昇し、その結果、前記電力の直流成分が前記目標レベルより大きくなれば前記IF増幅手段3のゲインが小さくなるようにAGC出力レベルが下降する。このような動作を繰り返して次第に前記電力の直流成分が前記目標レベルに近づくように収束する時点、つまり、前記AGC47の出力レベルのレベル変動幅が所定変動幅Lthより小さくなる時点T以降に安定期に到る。
For example, as shown in FIG. 5, when the DC component of the power is initially smaller than the target level, the AGC output level rises so that the gain of the IF amplifying means 3 is increased. As a result, the DC component of the power is increased. If the value becomes larger than the target level, the AGC output level decreases so that the gain of the IF amplifying means 3 becomes small. By repeating such an operation, when the DC component of the electric power gradually converges so as to approach the target level, that is, after the time T when the level fluctuation width of the output level of the
このようなAGC出力レベルをモニタするAGC出力判定手段52が設けられ、前記AGC出力判定手段52によりAGC47が安定期に達すると判定された時点で、前記出力切替手段48に対して前記非同期検波手段44からベースバンド信号が出力されている状態から前記同期検波手段42からベースバンド信号が出力されるように切り替える。つまり、AGC47が安定期に達すると、前記直交信号生成手段30により生成されたI,Q直交信号に重畳されるずれ成分φ(t)の周波数fΔが小さくなり、前記PLL412が適正に作動する状態になったと判断するものである。
An AGC output determining means 52 for monitoring the AGC output level is provided, and when the AGC
さらに、前記デジタル検波手段40を構成するDSPには、前記デジタル直交信号I,Qから電力を演算する一対の電力算出手段45(49a,49b)と、前記帯域下限値近傍を遮断周波数とする一対のLPF46(49a,49b)を備え、前記出力切替手段48は、前記電力算出手段45(49a)により演算され前記LPF46(49a)を通過した電力信号の直流成分と、前記LPF46(49b)を通過した前記デジタル直交信号I,Qから前記電力算出手段45(49b)により算出された電力の値に基づいて出力を切り替えるように構成されている。 Further, the DSP constituting the digital detection means 40 includes a pair of power calculation means 45 (49a, 49b) for calculating power from the digital quadrature signals I and Q, and a pair having a cutoff frequency near the band lower limit value. LPF 46 (49a, 49b), and the output switching means 48 is calculated by the power calculating means 45 (49a) and passes through the LPF 46 (49b) and the DC component of the power signal that has passed through the LPF 46 (49a). The output is switched based on the power value calculated by the power calculation means 45 (49b) from the digital quadrature signals I and Q.
詳述すると、前記デジタル検波手段40は、前記AD変換手段5、7から出力された直交信号I,Qから高周波成分を除去するためのLPF50と、前記電力算出手段45の後段に前記LPF46を設けた第一電力算出手段49aと、前記LPF46の後段に前記電力算出手段45を設けた第二電力算出手段49bと、前記第一電力算出手段49aと前記第二電力算出手段49bにより算出された電力値を比較する比較手段51を備えている。
More specifically, the digital detection means 40 is provided with an
前記第一電力算出手段49aでは、先ず、前記電力算出手段45(49a)により前記直交信号I,Qからずれ成分φ(t)の影響を受けない受信信号の電力、つまり、図1(c)に示すような周波数スペクトルに対応する電力が算出され、前記帯域下限値近傍(50Hz)を遮断周波数とする前記LPF46(49a)により零Hzつまり直流成分の電力値が算出される。 In the first power calculation means 49a, first, the power of the received signal that is not affected by the deviation component φ (t) from the orthogonal signals I and Q by the power calculation means 45 (49a), that is, FIG. The power corresponding to the frequency spectrum as shown in FIG. 5 is calculated, and the power value of zero Hz, that is, the DC component is calculated by the LPF 46 (49a) having a cutoff frequency in the vicinity of the band lower limit value (50 Hz).
前記第二電力算出手段49bでは、先ず、前記帯域下限値近傍(50Hz)を遮断周波数とする前記LPF46(49b)により前記直交信号I,Qのうち±50Hzの範囲の信号が得られ、その信号に対して前記電力算出手段45(49b)により電力が算出される。 In the second power calculation means 49b, first, a signal in the range of ± 50 Hz is obtained from the orthogonal signals I and Q by the LPF 46 (49b) having a cutoff frequency near the band lower limit value (50 Hz). On the other hand, the power is calculated by the power calculating means 45 (49b).
前記第二電力算出手段49bにより算出される電力は、前記ずれ成分φ(t)の周波数fΔが±50Hzより小さいときには、図1(d)に示す周波数スペクトルのうち、±50Hzの範囲のスペクトルに対応する電力が求まり、前記ずれ成分φ(t)の周波数fΔが±50Hzより大きいときには、図1(e)に示す周波数スペクトルのうち、±50Hzの範囲のスペクトルに対応する電力が求まる。つまり、前記ずれ成分φ(t)の周波数fΔが±50Hzより小さいときには前記第一電力算出手段49aにより求められる電力値とほぼ等しいか若干大きな値となり、前記ずれ成分φ(t)の周波数fΔが±50Hzより大きいときには前記第一電力算出手段49aにより求められる電力値より極めて小さな値となる。 The power calculated by the second power calculating means 49b is a spectrum in the range of ± 50 Hz among the frequency spectrum shown in FIG. 1 (d) when the frequency f Δ of the deviation component φ (t) is smaller than ± 50 Hz. Motomari power corresponding to, when a frequency f delta is greater than ± 50 Hz of the shift component phi (t), of the frequency spectrum shown in FIG. 1 (e), determined electric power corresponding to the spectrum in the range of ± 50 Hz. That is, when the frequency f Δ of the deviation component φ (t) is smaller than ± 50 Hz, the power value obtained by the first power calculation means 49a is almost equal to or slightly larger than the frequency f of the deviation component φ (t). When Δ is greater than ± 50 Hz, the value is much smaller than the power value obtained by the first power calculating means 49a.
従って、前記比較手段51は前記第一電力算出手段49aにより求められる電力値と前記第二電力算出手段49bにより求められる電力値を比較することにより、前記ずれ成分φ(t)の周波数fΔが±50Hzより小さいか大きいかを判別することができ、前記ずれ成分φ(t)の周波数fΔが±50Hzより小さいときに、前記出力切替手段48に対して、前記非同期検波手段44からベースバンド信号が出力されている状態から前記同期検波手段42からベースバンド信号が出力されるように切り替える。つまり、前記ずれ成分φ(t)の周波数fΔが±50Hzより小さくなれば、前記PLL412が適正に作動する状態になったと判断するものである。
Therefore, the comparison means 51 compares the power value obtained by the first power calculation means 49a with the power value obtained by the second power calculation means 49b, so that the frequency f Δ of the deviation component φ (t) is obtained. It is possible to determine whether it is smaller or larger than ± 50 Hz, and when the frequency f Δ of the deviation component φ (t) is smaller than ± 50 Hz, the baseband from the
尚、上述の構成は、前記基準信号生成手段41がベースバンド信号の帯域下限値以下の発振周波数(50Hz)の範囲で動作するPLL412で構成されているため、前記ずれ成分φ(t)の周波数fΔが前記電圧制御発振器415の発振周波数の範囲内である場合は容易に基準信号が生成されて同期に引き込まれるが、前記ずれ成分φ(t)の周波数fΔが前記電圧制御発振器415の発振周波数の範囲外である場合は、容易に基準信号が生成されないため、同期検波することができないという課題に対応するものであり、仮に前記電圧制御発振器415がベースバンド信号の帯域下限値以上の幅の広い発振周波数の範囲で動作するように構成される場合には、もはや同期をとるのは極めて困難となる。
In the above configuration, since the reference signal generating means 41 is configured by the
本実施形態において、前記受信装置の電源投入時において、前記出力切替手段48は、前記非同期検波手段44からベースバンド信号が出力されるように設定され、前記AGC出力判定手段52及び前記比較手段51の双方がともに前記同期検波手段42からベースバンド信号が出力されるように切り替える旨の切替信号を出力したときに、前記同期検波手段42からベースバンド信号が出力されるように切り替えるように構成されている。
In the present embodiment, when the receiver is powered on, the
以下、別実施形態について説明する。 Hereinafter, another embodiment will be described.
上述の実施形態では、前記同期検波手段42からの出力を後段に出力するか否かを切り替える出力切替手段48が、前記AGC47の出力レベル、及び、デジタル直交信号I,Qの電力の双方に基づいて切り替えられる構成を説明したが、前記AGC47の出力レベル、または、デジタル直交信号I,Qの電力の何れかに基づいて切り替えられるものであってもよい。
In the above embodiment, the output switching means 48 for switching whether or not to output the output from the synchronous detection means 42 to the subsequent stage is based on both the output level of the
上述の実施形態では、受信したAM放送のRF信号を、RF信号より十分小さくゼロより大きい所定の中間周波数のIF信号にダウンコンバートする周波数変換手段20を備えた構成について説明したが、前記中間周波数はRF信号より十分小さければ特に制限されるものではない。 In the above-described embodiment, the configuration including the frequency conversion means 20 for down-converting the received AM broadcast RF signal into an IF signal having a predetermined intermediate frequency sufficiently smaller than the RF signal and larger than zero has been described. Is not particularly limited as long as it is sufficiently smaller than the RF signal.
また、RF信号をIF信号にダウンコンバートする周波数変換手段20を設けることなく、前記RF信号を直接的に零IF方式によりベースバンド周波数にダウンコンバートしてアナログ直交信号を生成する直交復調手段を構成することも可能である。
Further, there is provided a quadrature demodulating means for generating an analog quadrature signal by directly down-converting the RF signal to a baseband frequency by a zero IF method without providing a
この場合には、例えば、図6に示すように、前記直交復調手段300は、前記RF信号の周波数と同じ周波数の信号を発生させる局部発信回路である零周波数発振回路331と、前記零周波数発振回路331の出力信号を90度シフトさせる移相器332と、前記RF信号と前記零周波数発振回路331の出力信号とを乗算させて、前記アナログ直交信号のI成分を出力する混合器333と、前記RF信号と前記移相器332の出力信号とを乗積して、前記アナログ直交信号のQ成分を出力する混合器334等を備えて構成すればよく、前記AGC47は、前記IF増幅手段3の代わりに前記RF増幅手段10のゲインを調整するように構成すればよい。
In this case, for example, as shown in FIG. 6, the quadrature demodulating means 300 includes a zero
上述の構成は、キャリア周波数を直接ゼロにダウンコンバートするものであるため、前記周波数変換手段20やIF信号を増幅させるためのIF増幅手段3が不要となり回路構成を単純化できる。
Since the above-described configuration directly down-converts the carrier frequency to zero, the
上述の実施形態では、直交信号生成手段30を、周波数変換手段20によりダウンコンバートされたIF信号を零IF方式によりベースバンド周波数にダウンコンバートしてアナログ直交信号を生成する直交復調手段300と、前記アナログ直交信号をデジタル直交信号に変換するAD変換手段5,7を備えて構成するものを説明したが、図7に示すように、直交信号生成手段30を、周波数変換手段20によりダウンコンバートされたIF信号をデジタル信号に変換するAD変換手段5と、変換されたデジタルIF信号からデジタル直交信号I,Qを生成する直交信号生成手段310を備えて構成するものであってもよい。
In the above-described embodiment, the orthogonal
このように、デジタル変換されたIF信号からデジタル信号処理によりデジタル直交信号を生成することにより、アナログ回路で構成される直交復調手段300を削除して回路構成を簡略化することが可能になる。
Thus, by generating a digital quadrature signal from the digitally converted IF signal by digital signal processing, it becomes possible to eliminate the
上述の実施形態では、非同期検波手段44は、混合器442と加算器443と平方根演算器444とを備えて構成されており、これらの構成要素の演算によってキャリアと基準信号のずれによる信号成分φ(t)を排除してベースバンド信号を演算導出する構成について説明したが、前記非同期検波手段44による演算構成はこれに限定されるものではなく、I,Q直交信号からベースバンド信号を生成するものであれば、他の演算方法を採用するものであってもよい。
In the above-described embodiment, the
上述の実施形態では、出力切替手段48は、同期検波手段42からの出力を後段に出力するか、非同期検波手段44からの出力を後段に出力するかを排他的に切り替える構成について説明したが、前記デジタル検波手段40に前記同期検波手段42のみ設ける場合において、前記同期検波手段42からの出力を後段に出力するか否かを切り替えるように構成されるものであってもよい。
In the above-described embodiment, the
具体的には、図8に示すように、前記AGC47の出力レベルに基づいて前記同期検波手段42からの出力を後段に出力するか否かを切り替える出力切替手段48を備え、前記AGC出力判定手段52により前記AGC47が安定域に達したと判断された場合に前記同期検波手段42からの出力を後段に出力して、前記AGC47が安定域に達していないと判断された場合に前記同期検波手段42からの出力を後段に出力しないように切り替える構成であってもよい。
Specifically, as shown in FIG. 8, the AGC output determination means includes an output switching means 48 for switching whether or not to output the output from the synchronous detection means 42 to the subsequent stage based on the output level of the
また、前記デジタル直交信号から電力を演算する電力算出手段45と、前記帯域下限値近傍を遮断周波数とするLPF46を備え、前記LPF46を通過した電力の直流成分と前記LPF46を通過した前記デジタル直交信号から前記電力算出手段45により算出された電力の値を比較する比較手段51と、比較結果に基づいて前記同期検波手段42からの出力を後段に出力する出力切替手段48を備え、両電力の差分値が予め設定された所定電力値以下である場合は、前記同期検波手段42からの出力を後段に出力して、両電力の差分値が予め設定された所定電力値より大きい場合は、前記同期検波手段42からの出力を後段に出力しないように構成するものであってもよい。
In addition, a power calculation means 45 for calculating power from the digital quadrature signal and an
さらには、前記AGC出力判定手段52と前記比較手段51の双方を備え、共に前記同期検波手段42からの出力を後段に出力すると判定したときにのみ前記同期検波手段42の出力が後段に出力されるように前記出力切替手段48を切り替えるように構成するものであってもよい。 Furthermore, both the AGC output determination means 52 and the comparison means 51 are provided, and the output of the synchronous detection means 42 is output to the subsequent stage only when it is determined that the output from the synchronous detection means 42 is output to the subsequent stage. As described above, the output switching means 48 may be switched.
尚、上述した実施形態は本発明の一例に過ぎず、本発明の作用効果を奏する範囲において各ブロックの具体的構成等を適宜変更設計できることは言うまでもない。 Note that the above-described embodiment is merely an example of the present invention, and it is needless to say that the specific configuration of each block can be changed and designed as appropriate within the scope of the effects of the present invention.
3:IF増幅手段
5:AD変換手段
7:AD変換手段
10:RF増幅手段
20:周波数変換手段
23:直交復調手段
30:直交信号生成手段
40:デジタル検波手段
41:基準信号生成手段
412:PLL
42:同期検波手段
43:補正手段
44:非同期検波手段
45:電力算出手段
46:LPF
47:AGC
48:出力切替手段
3: IF amplification means 5: AD conversion means 7: AD conversion means 10: RF amplification means 20: frequency conversion means 23: orthogonal demodulation means 30: orthogonal signal generation means 40: digital detection means 41: reference signal generation means 412: PLL
42: synchronous detection means 43: correction means 44: asynchronous detection means 45: power calculation means 46: LPF
47: AGC
48: Output switching means
Claims (8)
前記デジタル検波手段に、前記ベースバンド信号の帯域下限値以下の発振周波数の範囲で動作するPLLにより前記デジタル直交信号に重畳された周波数または位相のずれ成分φ(t)に同期した基準信号を生成する基準信号生成手段と、生成された基準信号と前記デジタル直交信号とを乗積する同期検波手段を備えて構成されている受信装置。 Quadrature signal generating means for generating digital quadrature signals of I and Q components from the received RF signal or IF signal down-converted to an intermediate frequency, and digital detection means for outputting a baseband signal from the generated digital quadrature signal Prepared,
A reference signal synchronized with the frequency or phase shift component φ (t) superimposed on the digital quadrature signal is generated in the digital detection means by a PLL that operates within an oscillation frequency range equal to or lower than the lower limit value of the baseband signal. A receiving apparatus configured to include a reference signal generating unit that performs the detection and a synchronous detection unit that multiplies the generated reference signal and the digital quadrature signal.
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