JP4290644B2

JP4290644B2 - フィルタ回路

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Publication number: JP4290644B2
Application number: JP2004377570A
Authority: JP
Inventors: 義広斉藤; 満石橋
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Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2004-12-27
Filing date: 2004-12-27
Publication date: 2009-07-08
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Description

本発明は、導電線上を伝搬するノイズを抑制するフィルタ回路に関する。

スイッチング電源、インバータ、照明機器の点灯回路等のパワーエレクトロニクス機器は、電力の変換を行う電力変換回路を有している。電力変換回路は、直流を矩形波の交流に変換するスイッチング回路を有している。そのため、電力変換回路は、スイッチング回路のスイッチング周波数と等しい周波数のリップル電圧や、スイッチング回路のスイッチング動作に伴うノイズを発生させる。このリップル電圧やノイズは他の機器に悪影響を与える。そのため、電力変換回路と他の機器あるいは線路との間には、リップル電圧やノイズを低減する手段を設ける必要がある。

また、最近、家庭内における通信ネットワークを構築する際に用いられる通信技術として電力線通信が有望視され、その開発が進められている。電力線通信は、電力線に高周波信号を重畳して通信を行う。この電力線通信では、電力線に接続された種々の電気・電子機器の動作によって、電力線上にノイズが発生し、このことが、エラーレートの増加等の通信品質の低下を招く。そのため、電力線上のノイズを低減する手段が必要になる。また、電力線通信では、屋内電力線上の通信信号が屋外電力線に漏洩することを阻止する必要がある。

なお、２本の導電線を伝搬するノイズには、２本の導電線の間で電位差を生じさせるノーマルモード（ディファレンシャルモード）ノイズと、２本の導電線を同じ位相で伝搬するコモンモードノイズとがある。

これらのノイズを抑制するために、電源ラインや信号ラインなどにラインフィルタを設けることが有効である。ラインフィルタとしては、インダクタンス素子（インダクタ）とキャパシタとを含むフィルタ、いわゆるＬＣフィルタがよく用いられている。ＬＣフィルタには、インダクタンス素子とキャパシタとを１つずつ有するものの他に、Ｔ型フィルタやπ型フィルタ等がある。

図１１は、従来のＴ型フィルタの構成を示している。このＴ型フィルタは、導電線１０３上で互いに直列的に接続された第１および第２のインダクタＬ１０１，Ｌ１０２と、一端が第１および第２のインダクタＬ１０１，Ｌ１０２の間に接続され、他端が接地されたキャパシタＣ１０１とを備えている。第１のインダクタＬ１０１は、磁性材料よりなる第１のコア１２１に導体よりなる第１の巻線１１１を巻くことで形成されている。第２のインダクタＬ１０２は、磁性材料よりなる第２のコア１２２に導体よりなる第２の巻線１１２を巻くことで形成されている。

特許文献１には、Ｔ型フィルタにおいて、隣接するインダクタ間の相互の電磁的結合が少ない高密度実装を実現するために、電気的に短絡したショートリングを有するコイルタイプのインダクタを使用することが記載されている。

特許文献２には、３つのインピーダンス素子で構成されたローパスフィルタが記載されている。このローパスフィルタは、３つのインピーダンス素子をＴ型に配置する点で、基本構造はＴ型フィルタと同様である。このローパスフィルタは、２本の導電線のうちの一方に直列に挿入された２つの高インピーダンス素子と、一端が２つの高インピーダンス素子の間に接続され、他端が２本の導電線のうちの他方に接続された低インピーダンス素子とを備えている。２つの高インピーダンス素子は、それぞれ、コイルと抵抗との並列接続回路で構成され、低インピーダンス素子はキャパシタで構成されている。このローパスフィルタは、ノーマルモードノイズを低減する。
特開２００３−１９８３０５号公報（図１）特開平５−１２１９８８号公報（図１）

しかしながら、従来のＬＣフィルタでは、インダクタンスおよびキャパシタンスで決まる固有の共振周波数を有するため、所望の減衰量を狭い周波数範囲でしか得ることができないという問題点があった。また特にＴ型フィルタでは、第１のインダクタＬ１０１と第２のインダクタＬ１０２との結合度を変えることによっても減衰特性が変化し、減衰のピーク点が変化する。従って、インダクタンスとキャパシタンスの値を変えたり、各インダクタ間の結合度を変えることによって減衰のピーク位置を調整することができるが、例えば低域側にピーク位置を持ってくると高域側の特性が悪くなってしまうという問題がある。また、低域側にピーク位置を持ってくるためには、インダクタンス値の大きいコイルを形成する必要があり、回路が大型化してしまう。従来のＴ型フィルタでは、低域側にピーク位置を有した状態で高域側でもある程度の減衰量を保つような広帯域での減衰特性を得ることはできない。特許文献１および２に記載されたフィルタも、ノイズ低減の原理は従来のＴ型フィルタと同様であるため、従来のＴ型フィルタと同様の問題点を有している。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、簡単な回路構成で、既存のＴ型フィルタ等では得られなかった広帯域での減衰特性を得ることができるようにしたフィルタ回路を提供することにある。

本発明の第１の観点に係るフィルタ回路は、第１の導電線上に設けられた第１のインダクタと、直列接続されたインダクタおよびキャパシタを含み、一端が第１のインダクタの一端に接続され、他端が第１のインダクタの他端に接続されることにより第１のインダクタに並列接続された第１の直列回路と、一端が第１のインダクタの一端に接続され、他端が接地された第１のキャパシタとを備えている。そして、第１のインダクタと第１の直列回路のインダクタとが磁気的に結合されているものである。

本発明の第１の観点に係るフィルタ回路では、第１の直列回路のインダクタおよびキャパシタにより直列共振回路が形成される。第１の導電線上の第１のインダクタに第１の直列回路のインダクタが磁気的に結合されていることで、その直列共振回路の特性がフィルタ特性として追加され、従来の単純なＬＣフィルタでは得られなかった広帯域での減衰特性が得られる。

この第１の観点に係るノイズ抑制回路において、特に以下の条件を満足することで広帯域での良好な減衰特性が得られるので、好ましい。
まず、第１の直列回路のインダクタのインダクタンスをＬ３１、第１のインダクタのインダクタンスをＬ１としたとき、
Ｌ３１≧Ｌ１となっていることが好ましい。
また、第１の直列回路のキャパシタのキャパシタンスをＣ３１、第１のキャパシタのキャパシタンスをＣ１としたとき、
Ｃ１≧Ｃ３１となっていることが好ましい。

また、この第１の観点に係るフィルタ回路において、第１の導電線上で第１のインダクタに直列接続された第２のインダクタをさらに備え、第１のキャパシタの一端が第１および第２のインダクタの間に接続され、他端が接地されていても良い。
この場合、第１および第２のインダクタと第１のキャパシタとにより、Ｔ型フィルタが構成される。そして第１のインダクタに第１の直列回路のインダクタが磁気的に結合されていることで、Ｔ型フィルタの一方のインダクタに直列共振回路が並列接続された状態において、その直列共振回路の特性がＴ型フィルタのフィルタ特性に追加され、従来のＴ型フィルタでは得られなかった広帯域での減衰特性が得られる。

またさらに、第２の導電線上で互いに直列的に接続された第３および第４のインダクタと、直列接続された他のインダクタおよび他のキャパシタを含み、一端が第３のインダクタの一端に接続され、他端が第３のインダクタの他端に接続されることにより第３のインダクタに並列接続された第２の直列回路と、一端が第３および第４のインダクタの間に接続され、他端が接地された第２のキャパシタとを備えていても良い。そして、第２のインダクタと第４のインダクタとが磁気的に結合され、第１のインダクタ、第１の直列回路のインダクタ、第３のインダクタおよび第２の直列回路のインダクタがすべて互いに磁気的に結合された構成にするようにしても良い。
この場合、第１および第２の導電線を同じ位相で伝搬するコモンモードノイズを抑制するコモンモードフィルタが構成される。特に第１および第２の直列回路を除いた部分でＴ型のコモンモードフィルタが構成される。そして第１のインダクタ、第１の直列回路のインダクタ、第３のインダクタおよび第２の直列回路のインダクタがすべて互いに磁気的に結合されていることで、Ｔ型のコモンモードフィルタにおける各導電線上の一方のインダクタに直列共振回路が並列接続された状態において、その直列共振回路の特性がＴ型のコモンモードフィルタのフィルタ特性に追加され、従来のＴ型のコモンモードフィルタでは得られなかった広帯域での減衰特性が得られる。

本発明の第２の観点に係るフィルタ回路は、第１および第２の導電線によって伝送され、これらの導電線の間で電位差を生じさせるノーマルモードノイズを抑制する回路であって、第１の導電線上で互いに直列的に接続された第１および第２のインダクタと、直列接続されたインダクタおよびキャパシタを含み、一端が第１のインダクタの一端に接続され、他端が第１のインダクタの他端に接続されることにより第１のインダクタに並列接続された第１の直列回路と、第２の導電線上で互いに直列的に接続された第３および第４のインダクタと、直列接続された他のインダクタおよび他のキャパシタを含み、一端が第３のインダクタの一端に接続され、他端が第３のインダクタの他端に接続されることにより第３のインダクタに並列接続された第２の直列回路と、一端が第１および第２のインダクタの間に接続され、他端が第３および第４のインダクタの間に接続されたキャパシタとを備えている。そして、第１のインダクタと第１の直列回路のインダクタとが互いに磁気的に結合されていると共に、第３のインダクタと第２の直列回路のインダクタとが互いに磁気的に結合されているものである。

本発明の第２の観点に係るフィルタ回路では、第１の導電線上のインダクタと第２の導電線上のインダクタとが分離された平衡分離型のノーマルモードフィルタが構成される。特に第１および第２の直列回路を除いた部分で、平衡分離型のＴ型ノーマルモードフィルタが構成される。そして第１のインダクタと第１の直列回路のインダクタとが互いに磁気的に結合されていると共に、第３のインダクタと第２の直列回路のインダクタとが互いに磁気的に結合されていることで、平衡分離型のＴ型ノーマルモードフィルタにおける各導電線上の一方のインダクタに直列共振回路が並列接続された状態において、その直列共振回路の特性が平衡分離型のＴ型ノーマルモードフィルタのフィルタ特性に追加され、従来の平衡分離型のＴ型ノーマルモードフィルタでは得られなかった広帯域での減衰特性が得られる。

本発明の第２の観点に係るフィルタ回路において、さらに、第１のインダクタ、第１の直列回路のインダクタ、第３のインダクタおよび第２の直列回路のインダクタをすべて互いに磁気的に結合するようにしても良い。
この場合、第１および第２の導電線間の対応するインダクタ同士が磁気的に結合された平衡結合型のノーマルモードフィルタが構成される。特に第１および第２の直列回路を除いた部分で、平衡結合型のＴ型ノーマルモードフィルタが構成される。そして第１のインダクタ、第１の直列回路のインダクタ、第３のインダクタおよび第２の直列回路のインダクタがすべて互いに磁気的に結合されていることで、平衡結合型のＴ型ノーマルモードフィルタにおける各導電線上の一方のインダクタに直列共振回路が並列接続された状態において、その直列共振回路の特性が平衡結合型のＴ型ノーマルモードフィルタのフィルタ特性に追加され、従来の平衡結合型のＴ型ノーマルモードフィルタでは得られなかった広帯域での減衰特性が得られる。

本発明の第１の観点に係るフィルタ回路によれば、第１の導電線上の第１のインダクタに第１の直列回路のインダクタを磁気的に結合するようにしたので、第１の直列回路を除いた部分のフィルタ特性に、第１の直列回路のインダクタおよびキャパシタによる直列共振回路の特性がフィルタ特性として追加されることとなり、直列共振回路を追加しただけの簡単な回路構成で、従来のＴ型フィルタ等では得られなかった広帯域での減衰特性を得ることができる。

本発明の第２の観点に係るフィルタ回路によれば、第１の導電線上の第１のインダクタと第１の直列回路のインダクタとを互いに磁気的に結合すると共に、第２の導電線上の第３のインダクタと第２の直列回路のインダクタとを互いに磁気的に結合するようにしたので、第１および第２の直列回路を除いたノーマルモードフィルタのフィルタ特性に、第１および第２の直列回路のインダクタおよびキャパシタによる直列共振回路の特性がフィルタ特性として追加されることとなり、各導電線上の一方のインダクタに直列共振回路を追加しただけの簡単な回路構成で、従来のＴ型ノーマルモードフィルタ等では得られなかった広帯域での減衰特性を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

［第１の実施の形態］
まず、本発明の第１の実施の形態に係るフィルタ回路について説明する。図１は、本実施の形態に係るフィルタ回路の一構成例を示している。このフィルタ回路は、ノーマルモードノイズを抑制する不平衡型のフィルタ回路である。このフィルタ回路は、入出力端子１Ａ，２Ａ間において第１の導電線３上で互いに直列的に接続された第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２と、一端が第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２の間に接続され、他端が接地された第１のキャパシタＣ１とを備えている。第１のインダクタＬ１は、磁性材料よりなる第１のコア２１に第１の巻線１１が巻かれることにより形成されている。第２のインダクタＬ２は、磁性材料よりなる第２のコア２２に第２の巻線１２が巻かれることにより形成されている。

このフィルタ回路はまた、直列接続されたインダクタＬ３１およびキャパシタＣ３１を含み、全体として第１のインダクタＬ１に並列接続された直列回路３０を備えている。インダクタＬ３１およびキャパシタＣ３１は、直列共振回路を構成している。インダクタＬ３１は、その巻線３１が、例えば第１の巻線１１と共通の第１のコア２１に巻かれることで、第１のインダクタＬ１に磁気的に結合されている。直列回路３０は、本発明における「第１の直列回路」の一具体例に相当する。
なお、第２のインダクタＬ２が省かれ、第１の導電線３上には第１のインダクタＬ１のみが設けられた構成であっても良い。また、直列回路３０内で、インダクタＬ３１とキャパシタＣ３１とが図示した状態とは逆の配置となっていても良い。すなわち、図示した状態ではキャパシタＣ３１の一端が第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２の間に接続されているが、インダクタＬ３１の方を第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２の間に接続するようにしても良い。

このフィルタ回路において、各部のインダクタンス値やキャパシタンス値などは、フィルタの使用目的、所望とする特性に応じて任意の値に設定されるが、特に以下の条件を満足することで広帯域での良好な減衰特性が得られるので、好ましい。まず、直列回路３０のインダクタＬ３１のインダクタンスをＬ３１、第１のインダクタＬ１のインダクタンスをＬ１としたとき、
Ｌ３１≧Ｌ１
となっていることが好ましい。
また、直列回路３０のキャパシタＣ３１のキャパシタンスをＣ３１、第１のキャパシタＣ１のキャパシタンスをＣ１としたとき、
Ｃ１≧Ｃ３１
となっていることが好ましい。

また、図示したように第１のインダクタＬ１とインダクタＬ３１との磁気的な結合度を示す結合係数をｋ１とすると、ｋ１＝０．９９程度が好ましい。第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２は、磁気的に分離（結合係数がゼロ）していることが好ましい。なお、これらの条件を満足することによるフィルタ特性の優位性については、後に具体例を挙げて説明する。

次に、このフィルタ回路の作用を説明する。

このフィルタ回路では、直列回路３０を除いた部分（第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２と第１のキャパシタＣ１）で、Ｔ型フィルタが構成される。そして第１のインダクタＬ１に直列回路３０のインダクタＬ３１が磁気的に結合されていることで、Ｔ型フィルタの一方のインダクタＬ１に直列共振回路が並列接続された状態において、その直列共振回路の特性がＴ型フィルタのフィルタ特性に追加される。このとき、追加された直列共振回路のキャパシタＣ３１はＧＮＤ（グランド）パスを作らないので、追加された回路部分では漏洩電流の増加は生じない。これにより、従来のＴ型フィルタでは得られなかった広帯域での減衰特性が得られる。特に、第１の導電線３上にインダクタンス値の大きいコイルを形成することなく、また高域側のフィルタ特性を良好に維持した状態で、低域側に減衰のピーク位置を持ってくることが可能となる。以下、このフィルタ回路の減衰特性を具体例を挙げて示す。

図２は、このフィルタ回路において、第１の導電線３上の第１のインダクタＬ１と直列回路３０のインダクタＬ３１との結合係数をｋ１＝０．９９とし、インダクタＬ３１のインダクタタンス値を変化させた場合の減衰量の周波数特性を計算してグラフ化した図である。横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸は減衰量（ｄＢ）を示す。比較のために、直列共振回路３０を設けていない従来の純粋なＴ型フィルタ（図１１）での特性も示す。なお、第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスは互いに等しくそれぞれ２ｍＨ、第１のキャパシタＣ１のキャパシタンスは２０００ｐＦに設定した。第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ１の浮遊容量として、それぞれ１０ｐＦを設定した。信号の入出力インピーダンスは５０Ωとした。また、第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２間の磁気的結合はないものとしている（結合係数がゼロ）。直列回路３０におけるキャパシタＣ３１のキャパシタンス値は、Ｃ１≧Ｃ３１となるように、１０００ｐＦに設定した。

図２の結果から分かるように、直列回路３０があることで、低域側に減衰のピーク点が生じている。また、直列回路３０におけるインダクタＬ３１のインダクタタンス値を変えることで、低域側の減衰のピーク位置が変化していくことが分かる。一方で、高域側は最終的に従来の純粋なＴ型フィルタの性能に達している。ここで、インダクタＬ３１のインダクタタンス値が大きくなると減衰のピーク位置が低域側にシフトし、逆にインダクタタンス値を小さくして第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンス値（ここでは２ｍＨ）に近づけると、低域のピーク点が純粋なＴ型フィルタのピーク点に近づき、広帯域での減衰特性が得られ難くなってくる。このことから、広帯域での良好な減衰特性を得るために、Ｌ３１≧Ｌ１であることが好ましいことが分かる。
また、第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンス値を大きくすることは第１の導電線３上でインダクタンス値の大きい（巻数の多い）コイルを形成することであり、回路の大型化を避けるためにも、Ｌ１，Ｌ２が直列回路３０のインダクタタンス値に比べ小さめであることが好ましい。

図３は、このフィルタ回路において、第１のインダクタＬ１と直列回路３０のインダクタＬ３１との結合係数をｋ１＝０．９９とし、直列回路３０におけるキャパシタＣ３１のキャパシタンス値を変化させた場合の減衰量の周波数特性を計算してグラフ化した図である。直列回路３０におけるインダクタＬ３１のインダクタタンス値はＬ３１≧Ｌ１となるように４ｍＨに固定した。それ以外の計算条件は図２の場合と同様である。図３の結果から分かるように、直列回路３０におけるキャパシタＣ３１のキャパシタンス値を変えることによっても、低域側の減衰のピーク位置が変化していくことが分かる。一方で、高域側は最終的に従来の純粋なＴ型フィルタの性能に達している。
ここで、キャパシタＣ３１のキャパシタンス値が大きくなり、接地された第１のキャパシタＣ１のキャパシタンス値（ここでは２０００ｐＦ）を超えると、特に図の符号５０で示した部分、低域側の減衰のピーク後の特性が低減衰になる傾向にある。このことから、広帯域での良好な減衰特性を得るために、Ｃ１≧Ｃ３１であることが好ましいことが分かる。

図４は、このフィルタ回路において、第１のインダクタＬ１と直列回路３０のインダクタＬ３１との結合係数をｋ１＝０．９９９とし、インダクタＬ３１のインダクタタンス値を変化させた場合の減衰量の周波数特性を計算してグラフ化した図である。結合係数ｋ１を０．９９９として、図２の場合（ｋ１＝０．９９）よりも磁気的な結合度を非常に強く設定したことを除いて、その計算条件は図２の場合と同様である。また、図５は同様に結合係数ｋ１＝０．９９９として磁気的な結合度を強く設定し、直列回路３０におけるキャパシタＣ３１のキャパシタンス値を変化させた場合の減衰量の周波数特性を計算してグラフ化した図である。結合度を強く設定したことを除いて、その計算条件は図３の場合と同様である。
図４および図５の結果から分かるように、結合度を非常に強く設定した場合であっても、図２および図３に示した場合と同様に低域側に減衰のピークが現れ、直列回路３０におけるインダクタタンス値またはキャパシタンス値を変えることでそのピーク位置が変化する。一方で、このように結合度を強くしすぎると、特に図４および図５において符号５１，５２で示した部分、高域側での特性が悪化する傾向にある。このことから、広帯域での良好な減衰特性を得るために、第１のインダクタＬ１と直列回路３０のインダクタＬ３１との結合係数ｋ１が０．９９程度であると好ましいことが分かる。

図６は、このフィルタ回路において、第１のインダクタＬ１と直列回路３０のインダクタＬ３１との結合係数をｋ１＝０とし、インダクタＬ３１のインダクタタンス値を変化させた場合の減衰量の周波数特性を計算してグラフ化した図である。結合係数ｋ１を０として第１のインダクタＬ１とインダクタＬ３１とを磁気的に分離したことを除いて、その計算条件は図２の場合と同様である。また、図７は同様に結合係数ｋ１＝０として磁気的に分離し、直列回路３０におけるキャパシタＣ３１のキャパシタンス値を変化させた場合の減衰量の周波数特性を計算してグラフ化した図である。磁気的に分離したことを除いて、その計算条件は図３の場合と同様である。
図６および図７の結果から分かるように、磁気的な結合のある図２および図３、ならびに図４および図５に示した場合に比べて、低域側での減衰のピークの特徴部分がほとんど得られていないことが分かる。このことから、第１のインダクタＬ１と直列回路３０のインダクタＬ３１とが磁気的に結合していると好ましいことが分かる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、第１の導電線３上の第１のインダクタＬに直列回路３０のインダクタＬ３１を磁気的に結合するようにしたので、直列回路３０を除いた部分のフィルタ特性に、直列回路３０のインダクタＬ３１およびキャパシタＣ３１による直列共振回路の特性がフィルタ特性として追加されることとなり、直列共振回路を追加しただけの簡単な回路構成で、従来のＴ型フィルタ等では得られなかった広帯域での減衰特性を得ることができる。特に、低域側で減衰のピークを形成すると共に、高域はＴ型フィルタの性能に達するような減衰特性を得ることができる。
［第２の実施の形態］

次に、本発明の第２の実施の形態に係るフィルタ回路について説明する。本実施の形態に係るフィルタ回路は、第１および第２の導電線を同じ位相で伝搬するコモンモードノイズを抑制する回路である。

図８は、本実施の形態に係るフィルタ回路の一構成例を示している。なお、図１に示した上記第１の実施の形態におけるフィルタ回路と実質的に同一の構成部分には同一の符号を付している。このフィルタ回路は、図１の構成要素に加え、入出力端子１Ｂ，２Ｂ間において第２の導電線４上で互いに直列的に接続された第３および第４のインダクタＬ３，Ｌ４と、一端が第３および第４のインダクタＬ３，Ｌ４の間に接続され、他端が接地された第２のキャパシタＣ２とを備えている。第３のインダクタＬ３は、第１のインダクタＬ１と共通の第１のコア２１に第３の巻線１３が巻かれることにより形成されている。第４のインダクタＬ４は、第２のインダクタＬ２と共通の第２のコア２２に第４の巻線１４が巻かれることにより形成されている。
第１および第３の巻線１１，１３は、共通の第１のコア２１に巻かれることにより、協働してコモンモードノイズを抑制するように互いに磁気的に結合している。すなわち、第１および第３の巻線１１，１３は、これらにノーマルモードの電流が流れたときに各巻線を流れる電流によって第１のコア２１に誘起される磁束が互いに相殺されるような向きに第１のコア２１に巻かれている。このように、第１および第３の巻線１１，１３と第１のコア２１は、コモンモードノイズを抑制し、ノーマルモード信号を通過させるコモンモードチョークコイルを構成している。第２および第４の巻線１２，１４も同様に、共通の第２のコア２２に巻かれることにより、協働してコモンモードノイズを抑制するように互いに磁気的に結合し、コモンモードチョークコイルを構成している。

このフィルタ回路はまた、直列接続された他のインダクタＬ３２および他のキャパシタＣ３２を含み、全体として第３のインダクタＬ３に並列接続された他の直列回路４０を備えている。他のインダクタＬ３２および他のキャパシタＣ３２は、もう一方の直列回路３０におけるインダクタＬ３１およびキャパシタＣ３１と同様に、直列共振回路を構成している。以下、本実施の形態において、第１のインダクタＬ１に並列接続された直列回路３０の方を第１の直列回路と呼び、第３のインダクタＬ３の方に並列接続された直列回路４０を第２の直列回路と呼ぶ。第２の直列回路４０において、インダクタＬ３２の巻線３２は、例えば第１の巻線１１、第３の巻線１３、および第１の直列回路３０における巻線３１と共に、共通の第１のコア２１に巻かれている。これにより、第１のインダクタＬ１、第１の直列回路３０のインダクタＬ３１、第３のインダクタＬ３および第２の直列回路４０の他のインダクタＬ３２がすべて互いに磁気的に結合されている。

なお、図において各巻線に記した黒い丸印はその巻線の極性、巻き方の向きを表すが、各インダクタの巻線の極性、巻き方の向きが結合している巻線同士の関係を維持していれば図示したものとはすべて逆になっていても良い。また、第２のインダクタＬ２と第４のインダクタＬ４とが省かれ、第１の導電線３上には第１のインダクタＬ１のみが設けられると共に、第２の導電線４上には第３のインダクタＬ３のみが設けられた構成であっても良い。また、第１の直列回路３０内で、インダクタＬ３１とキャパシタＣ３１とが図示した状態とは逆の配置となっていても良い。すなわち、図示した状態ではキャパシタＣ３１の一端が第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２の間に接続されているが、インダクタＬ３１の方を第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２の間に接続するようにしても良い。第２の直列回路４０内の他のインダクタＬ３２と他のキャパシタＣ３２とについても同様である。

このフィルタ回路においても、図１に示したフィルタ回路と同様の理由で、以下の条件を満足することが好ましい。すなわち、第１の直列回路３０のインダクタＬ３１のインダクタンスをＬ３１、第１のインダクタＬ１のインダクタンスをＬ１としたとき、
Ｌ３１≧Ｌ１
となっていることが好ましい。同様に、第２の直列回路４０の他のインダクタＬ３２のインダクタンスをＬ３２、第３のインダクタＬ３のインダクタンスをＬ３としたとき、
Ｌ３２≧Ｌ３
となっていることが好ましい。また、Ｌ３１＝Ｌ３２，Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３＝Ｌ４となっていることが好ましい。

また、第１の直列回路３０のキャパシタＣ３１のキャパシタンスをＣ３１、第１のキャパシタＣ１のキャパシタンスをＣ１としたとき、
Ｃ１≧Ｃ３１
となっていることが好ましい。同様に、第２の直列回路４０の他のキャパシタＣ３２のキャパシタンスをＣ３２、第２のキャパシタＣ２のキャパシタンスをＣ２としたとき、
Ｃ２≧Ｃ３２
となっていることが好ましい。

また、第１および第３のインダクタＬ１，Ｌ３の組と第２および第４のインダクタＬ２，Ｌ４の組とが、磁気的に分離（結合係数がゼロ）していることが好ましい。

このフィルタ回路では、第１および第２の直列回路３０，４０を除いた部分でＴ型のコモンモードフィルタが構成される。そして第１のインダクタＬ１、第１の直列回路３０のインダクタＬ３１、第３のインダクタＬ３および第２の直列回路４０の他のインダクタＬ３２がすべて互いに磁気的に結合されていることで、Ｔ型のコモンモードフィルタにおける各導電線上の一方のインダクタに直列共振回路が並列接続された状態において、その直列共振回路の特性がＴ型のコモンモードフィルタのフィルタ特性に追加される。これにより、従来のＴ型のコモンモードフィルタでは得られなかった広帯域での減衰特性が得られる。特に、第１および第２の導電線３，４上にインダクタンス値の大きいコイルを形成することなく、また高域側のフィルタ特性を良好に維持した状態で、低域側に減衰のピーク位置を持ってくることが可能となる。
［第３の実施の形態］

次に、本発明の第３の実施の形態に係るフィルタ回路について説明する。本実施の形態に係るフィルタ回路は、２本の導電線によって伝送され、これらの導電線の間で電位差を生じさせるノーマルモードノイズを抑制する回路に関する。

図９は、本実施の形態に係るフィルタ回路の一構成例を示している。なお、図１に示した上記第１の実施の形態におけるフィルタ回路と実質的に同一の構成部分には同一の符号を付している。このフィルタ回路は、図１の構成要素に加え、入出力端子１Ｂ，２Ｂ間において第２の導電線４上で互いに直列的に接続された第３および第４のインダクタＬ３，Ｌ４を備えている。第３のインダクタＬ３は、第３のコア２３に第３の巻線１３が巻かれることにより形成されている。第４のインダクタＬ４は、第４のコア２４に第４の巻線１４が巻かれることにより形成されている。図１の構成例では、第１のキャパシタＣ１の他端が接地されていたが、このフィルタ回路では、第１のキャパシタＣ１の他端が第３および第４のインダクタＬ３，Ｌ４の間に接続されている。

このフィルタ回路はまた、直列接続された他のインダクタＬ３２および他のキャパシタＣ３２を含み、全体として第３のインダクタＬ３に並列接続された他の直列回路４０を備えている。他のインダクタＬ３２および他のキャパシタＣ３２は、もう一方の直列回路３０におけるインダクタＬ３１およびキャパシタＣ３１と同様に、直列共振回路を構成している。以下、本実施の形態において、第１のインダクタＬ１に並列接続された直列回路３０の方を第１の直列回路と呼び、第３のインダクタＬ３の方に並列接続された直列回路４０を第２の直列回路と呼ぶ。第２の直列回路４０において、インダクタＬ３２の巻線３２は、例えば第３の巻線１３と共に、共通の第３のコア２３に巻かれている。これにより、このフィルタ回路では、第１のインダクタＬ１と第１の直列回路３０のインダクタＬ３１とが互いに磁気的に結合されていると共に、第３のインダクタＬ３と第２の直列回路４０の他のインダクタＬ３２とが互いに磁気的に結合されている。

また、第１の直列回路３０のキャパシタＣ３１のキャパシタンスをＣ３１、第１のキャパシタＣ１のキャパシタンスをＣ１としたとき、
Ｃ１≧Ｃ３１
となっていることが好ましい。同様に、第２のキャパシタＣ２のキャパシタンスをＣ２としたとき、
Ｃ２≧Ｃ３１
となっていることが好ましい。

また、第１および第２のインダクタＬ１，Ｌ２は磁気的に分離（結合係数がゼロ）していることが好ましい。同様に、第３および第４のインダクタＬ３，Ｌ４は磁気的に分離（結合係数がゼロ）していることが好ましい。

このフィルタ回路では、第１の導電線３上の各インダクタＬ１，Ｌ２と第２の導電線４上の各インダクタＬ３，Ｌ４とが分離された平衡分離型のノーマルモードフィルタが構成される。特に第１および第２の直列回路３０，４０を除いた部分で、平衡分離型のＴ型ノーマルモードフィルタが構成される。そして第１のインダクタＬ１と第１の直列回路３０のインダクタＬ３１とが互いに磁気的に結合されていると共に、第３のインダクタＬ３と第２の直列回路４０の他のインダクタＬ３２とが互いに磁気的に結合されていることで、平衡分離型のＴ型ノーマルモードフィルタにおける各導電線上の一方のインダクタに直列共振回路が並列接続された状態において、その直列共振回路の特性が平衡分離型のＴ型ノーマルモードフィルタのフィルタ特性に追加される。これにより、従来の平衡分離型のＴ型ノーマルモードフィルタでは得られなかった広帯域での減衰特性が得られる。特に、第１および第２の導電線３，４上にインダクタンス値の大きいコイルを形成することなく、また高域側のフィルタ特性を良好に維持した状態で、低域側に減衰のピーク位置を持ってくることが可能となる。

［第４の実施の形態］

次に、本発明の第４の実施の形態に係るフィルタ回路について説明する。本実施の形態に係るフィルタ回路も、上記第３の実施の形態と同様、ノーマルモードノイズを抑制する回路に関する。図１０は、本実施の形態に係るフィルタ回路の一構成例を示している。なお、図９に示した上記第３の実施の形態におけるフィルタ回路と実質的に同一の構成部分には同一の符号を付している。このフィルタ回路は、図９のフィルタ回路において、第２のインダクタＬ２と第４のインダクタＬ４とを例えば共通の第２のコア２２を介して磁気的に結合したものである。また、第１のインダクタＬ１、第１の直列回路３０のインダクタＬ３１、第３のインダクタＬ３および第２の直列回路４０の他のインダクタＬ３２を、例えば共通の第１のコア２１を介してすべて互いに磁気的に結合したものである。その他の構成は、図９と同様である。

このフィルタ回路では、第１および第２の導電線３，４間の対応するインダクタ同士が磁気的に結合された平衡結合型のノーマルモードフィルタが構成される。特に第１および第２の直列回路３０，４０を除いた部分で、平衡結合型のＴ型ノーマルモードフィルタが構成される。そして第１のインダクタＬ１、第１の直列回路３０のインダクタＬ３１、第３のインダクタＬ３および第２の直列回路４０の他のインダクタＬ３２がすべて互いに磁気的に結合されていることで、平衡結合型のＴ型ノーマルモードフィルタにおける各導電線上の一方のインダクタに直列共振回路が並列接続された状態において、その直列共振回路の特性が平衡結合型のＴ型ノーマルモードフィルタのフィルタ特性に追加される。これにより、従来の平衡結合型のＴ型ノーマルモードフィルタでは得られなかった広帯域での減衰特性が得られる。特に、第１および第２の導電線３，４上にインダクタンス値の大きいコイルを形成することなく、また高域側のフィルタ特性を良好に維持した状態で、低域側に減衰のピーク位置を持ってくることが可能となる。

なお、各実施の形態に係るフィルタ回路は、電力変換回路が発生するリップル電圧やノイズを低減する手段や、電力線通信において電力線上のノイズを低減したり、室内電力線上の通信信号が屋外電力線に漏洩することを防止する手段として利用することができる。

なお、本発明は上記各実施の形態に限定されず、種々の変更が可能である。例えば、本発明はライン上にインダクタを有するＬＣフィルタ全般に適用することが可能である。

本発明の第１の実施の形態に係るフィルタ回路の一構成例を示す回路図である。本発明の第１の実施の形態に係るフィルタ回路において、直列共振回路のインダクタとライン上のインダクタとの結合係数ｋ１＝０．９９とし、直列共振回路のインダクタンスを変えた場合の減衰量の周波数特性を計算してグラフ化した図である。本発明の第１の実施の形態に係るフィルタ回路において、直列共振回路のインダクタとライン上のインダクタとの結合係数ｋ１＝０．９９とし、直列共振回路のキャパシタンスを変えた場合の減衰量の周波数特性を計算してグラフ化した図である。本発明の第１の実施の形態に係るフィルタ回路において、直列共振回路のインダクタとライン上のインダクタとの結合係数ｋ１＝０．９９９とし、直列共振回路のインダクタンスを変えた場合の減衰量の周波数特性を計算してグラフ化した図である。本発明の第１の実施の形態に係るフィルタ回路において、直列共振回路のインダクタとライン上のインダクタとの結合係数ｋ１＝０．９９９とし、直列共振回路のキャパシタンスを変えた場合の減衰量の周波数特性を計算してグラフ化した図である。本発明の第１の実施の形態に係るフィルタ回路において、直列共振回路のインダクタとライン上のインダクタとの結合係数ｋ１＝０とし、直列共振回路のインダクタンスを変えた場合の減衰量の周波数特性を計算してグラフ化した図である。本発明の第１の実施の形態に係るフィルタ回路において、直列共振回路のインダクタとライン上のインダクタとの結合係数ｋ１＝０とし、直列共振回路のキャパシタンスを変えた場合の減衰量の周波数特性を計算してグラフ化した図である。本発明の第２の実施の形態に係るフィルタ回路の一構成例を示す回路図である。本発明の第３の実施の形態に係るフィルタ回路の一構成例を示す回路図である。本発明の第４の実施の形態に係るフィルタ回路の一構成例を示す回路図である。従来のＴ型フィルタの構成を示す回路図である。

符号の説明

Ｃ１…第１のキャパシタ、Ｌ１…第１のインダクタ、Ｌ２…第２のインダクタ、Ｌ３…第３のインダクタ、Ｌ４…第４のインダクタ、Ｌ３１…インダクタ、Ｃ３１…キャパシタ、３…第１の導電線、４…第２の導電線、１１…第１の巻線、１２…第２の巻線、１３…第３の巻線、１４…第４の巻線、２１…第１のコア、２２…第２のコア、３０…第１の直列回路、３１…巻線、３２…他の巻線、４０…第２の直列回路。

Claims

第１の導電線上に設けられた第１のインダクタと、
直列接続されたインダクタおよびキャパシタを含み、一端が前記第１のインダクタの一端に接続され、他端が前記第１のインダクタの他端に接続されることにより前記第１のインダクタに並列接続された第１の直列回路と、
一端が前記第１のインダクタの一端に接続され、他端が接地された第１のキャパシタと
を備え、
前記第１のインダクタと前記第１の直列回路のインダクタとが磁気的に結合されている
ことを特徴とするフィルタ回路。
前記第１の直列回路のインダクタのインダクタンスをＬ３１、前記第１のインダクタのインダクタンスをＬ１としたとき、
Ｌ３１≧Ｌ１
となっている
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ回路。
前記第１の直列回路のキャパシタのキャパシタンスをＣ３１、前記第１のキャパシタのキャパシタンスをＣ１としたとき、
Ｃ１≧Ｃ３１
となっている
ことを特徴とする請求項１または２に記載のフィルタ回路。
前記第１の導電線上で前記第１のインダクタに直列接続された第２のインダクタをさらに備え、
前記第１のキャパシタの一端が前記第１および第２のインダクタの間に接続され、他端が接地されている
ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載のフィルタ回路。
第２の導電線上で互いに直列的に接続された第３および第４のインダクタと、
直列接続された他のインダクタおよび他のキャパシタを含み、一端が前記第３のインダクタの一端に接続され、他端が前記第３のインダクタの他端に接続されることにより前記第３のインダクタに並列接続された第２の直列回路と、
一端が前記第３および第４のインダクタの間に接続され、他端が接地された第２のキャパシタと
をさらに備え、
前記第２のインダクタと前記第４のインダクタとが磁気的に結合され、
前記第１のインダクタ、前記第１の直列回路のインダクタ、前記第３のインダクタおよび前記第２の直列回路のインダクタがすべて互いに磁気的に結合されている
ことを特徴とする請求項４に記載のフィルタ回路。
第１および第２の導電線によって伝送され、これらの導電線の間で電位差を生じさせるノーマルモードノイズを抑制する回路であって、
第１の導電線上で互いに直列的に接続された第１および第２のインダクタと、
直列接続されたインダクタおよびキャパシタを含み、一端が前記第１のインダクタの一端に接続され、他端が前記第１のインダクタの他端に接続されることにより前記第１のインダクタに並列接続された第１の直列回路と、
第２の導電線上で互いに直列的に接続された第３および第４のインダクタと、
直列接続された他のインダクタおよび他のキャパシタを含み、一端が前記第３のインダクタの一端に接続され、他端が前記第３のインダクタの他端に接続されることにより前記第３のインダクタに並列接続された第２の直列回路と、
一端が前記第１および第２のインダクタの間に接続され、他端が前記第３および第４のインダクタの間に接続されたキャパシタと
を備え、
前記第１のインダクタと前記第１の直列回路のインダクタとが互いに磁気的に結合されていると共に、前記第３のインダクタと前記第２の直列回路のインダクタとが互いに磁気的に結合されている
ことを特徴とするフィルタ回路。
前記第１のインダクタ、前記第１の直列回路のインダクタ、前記第３のインダクタおよび前記第２の直列回路のインダクタがすべて互いに磁気的に結合されている
ことを特徴とする請求項６に記載のフィルタ回路。