JP4281412B2

JP4281412B2 - Motor control device

Info

Publication number: JP4281412B2
Application number: JP2003141729A
Authority: JP
Inventors: 光英東; 俊成馬場; 英二後藤; 祐二谷; 洋平鈴木; 完爾羽根田
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-05-20
Filing date: 2003-05-20
Publication date: 2009-06-17
Anticipated expiration: 2023-05-20
Also published as: JP2004350348A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスＤＣモータを周波数制御するモータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ブラシレスＤＣモータを回転数制御するモータ制御装置として、１２０゜通電方式と、正弦波１８０゜通電方式がある。１２０゜通電方式は、誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行って得られるものである。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。このゼロクロス信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
１８０゜通電方式は、モータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検出信号を得ている。この位置検出信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である（特許文献２および３参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特許第２６４２３５７号公報
【特許文献２】
特開平７−２４５９８２号公報
【特許文献３】
特開平７−３３７０７９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の構成では以下のような課題があった。
【０００６】
図５は従来のモータ制御装置の制御ブロック図である。この１２０゜通電方式は、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。また、１２０゜通電では、１相当たり誘起電圧が電気角６０゜連続して確認できるのであるが、モータ運転時の音・振動を軽減しようとして、通電角を１５０゜程度に設定して運転させようとすると、１相当たり誘起電圧が電気角３０゜分しか連続確認できず、通常運転時においても脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。また、本構成では、１８０゜通電に近い運転はまず不可能であるという課題を有していた。図６(a)は１２０゜通電方式の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧１０に対して相電流２０の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流２１の位置まで進角させる。しかし、相電流２１の位置より進角させることは困難であるため、最高回転数も低くなり、限定された速度範囲しか運転できない課題がある。
【０００７】
図６(b)は１８０゜通電方式の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。１８０゜通電方式は、積分回路を通すため、誘起電圧のゼロクロス位置を絶対値での的確な把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検出信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であったり、制御演算が複雑になる。また、モータに中性点出力端子が必要、誘起電圧波形の３次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という課題を有していた。
【０００８】
また、電流フィードバック方式によるセンサレス正弦波１８０゜通電駆動制御では、モータの磁極位置をモータ電流とモータ電気的定数とにより推定演算するため演算誤差が大きくなり、モータ電流の進角制御の限界点が早く、最高回転数も位置センサ付制御に対しどうしても遠く及ばない課題があった。１８０゜通電方式の場合にも、通常運転時には誘起電圧１０に対して相電流２２の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流２３の方向へ進角させる。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決すべきなされたものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付正弦波１８０゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、さらには安価かつ信頼性の高いモータ制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記のような課題を解決するために本発明のモータ制御装置は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧検出手段から電気角１周期に６個出力される磁極位置に基づいて電圧波形１を出力する電圧制御１手段と、該電圧波形１を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、所定周波数領域内で動作し前記磁極位置を電気角１周期に（６−ｎ）(≡ｍ≧１と定義)個選択して磁極位置選択を出力する誘起電圧選択手段と、該磁極位置選択に基づいて電圧波形２を創出して前記ＰＷＭ制御手段に出力する電圧制御２手段とを有し、該電圧制御２手段は選択されない各々ｎ個の時間領域では前記電圧波形２を出力し、前記所定周波数領域内の真偽判定により前記電圧制御１手段もしくは前記電圧制御２手段のどちらか一方を動作させ、前記磁極位置と前記磁極位置選択とに基づいて前記交流電圧の位相角を制御する位相角設定手段とを有するものである。
【００１１】
また、上記位相角設定手段は、電気角６０゜毎に位相角を個別に一つずつ設定し、該位相角を電気角変化に対して凸型もしくは凹型もしくは凸凹型に配置する。
【００１２】
また、上記位相角設定手段は、上記磁極位置選択を含む時間領域においては、位相角を０゜に設定する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。図１は本発明の実施の形態のモータ制御装置の制御ブロック図を示す。本実施の形態のモータ制御装置は、３相ブラシレスＤＣモータ７を回転数制御するモータ制御装置を示している。この図において、モータ制御装置は、直流電圧８を交流電圧に変換し、３相ブラシレスＤＣモータ（以下、ＢＬＭと略）７に出力する直流交流変換手段６と、ＢＬＭ７の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１と、誘起電圧検出手段１から出力される磁極位置に基づいて電圧波形１を出力する電圧制御１手段３と、電圧波形１をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段５と、磁極位置を電気角１周期に（６−ｎ）(≡ｍ≧１と定義)個選択して磁極位置選択を出力する誘起電圧選択手段２と、磁極位置選択に基づいて電圧波形２をＰＷＭ制御手段５に出力する電圧制御２手段４とを有し、電圧制御２手段４は磁極位置選択の各々ｍ個の時間領域における電圧位相よりも選択されない各々ｎ個の時間領域の電圧位相を所定値進角させた電圧波形２を出力する。
【００１４】
ＰＷＭ制御手段５は、ＢＬＭ７を回転数制御するための印加電圧・周波数・位相を制御するＰＷＭ信号を出力する。直流交流変換手段６は、高速に開閉する６つのスイッチング素子から成り立っている。
【００１５】
まず、図１において誘起電圧検出手段１と電圧制御１手段３、ＰＷＭ制御手段５の役割について順次説明する。この部分は、図５従来のモータ制御装置の制御ブロック図の働きと同様である。
【００１６】
図１において、誘起電圧検出手段１は、ＢＬＭ７の誘起電圧を降下させ、そのゼロクロス信号を検出し、そのゼロクロス信号を磁極位置として電圧制御１手段３に出力する。電圧制御１手段３はその磁極位置に基づいて、ＢＬＭ７を駆動させるための電圧波形を演算しそれを電圧波形１としてＰＷＭ制御手段５に出力する。電圧波形１に基づきＰＷＭ制御手段５はＰＷＭ信号を直流交流変換手段６に出力する。このように構成されたモータ制御装置では、ＢＬＭ７の回転数は、直流交流変換手段６から出力される交流電圧の周波数と位相(以下、『インバータ周波数』と称す)を変化させることにより制御される。
【００１７】
１２０゜通電方式の場合、ＰＷＭ制御手段５は、直流交流変換手段６のスイッチング素子を開閉する６通りのＰＷＭ信号を出力し、その６通りのＰＷＭ信号によりスイッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換手段６から出力されるインバータ周波数が制御される。
【００１８】
６通りのＰＷＭ信号について説明する。６通りのＰＷＭ信号とは、直流交流変換手段６のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号である。ＰＷＭ信号は、インバータ電気角１周期において６つの基本的なパターンＰＴＮ１〜ＰＴＮ６を有し、ＰＷＭ信号１周期の逆数がインバータ周波数となる。
【００１９】
実際、ＢＬＭ７の回転数を変更させるべき手法は、ＰＷＭ制御手段５が直流交流変換手段６のインバータ周波数を変化させながら、ＢＬＭ７を回転数制御する。
【００２０】
直流交流変換手段６は、６個のスイッチング素子を有し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対して、それぞれ上アームにスイッチング素子１個、下アームにスイッチング素子１個具備している。
【００２１】
ＰＴＮ１では、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００２２】
ＰＴＮ２では、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００２３】
ＰＴＮ３では、Ｖ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００２４】
ＰＴＮ４では、Ｖ相上アームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００２５】
ＰＴＮ５では、Ｗ相上アームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００２６】
ＰＴＮ６では、Ｗ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００２７】
ＰＷＭ信号の転流切換は、電圧制御１手段３の電圧波形１出力に基づいて行われる。
【００２８】
誘起電圧検出手段１の詳細動作を図３の誘起電圧検出手段の動作説明図を用いて説明する。ＢＬＭ７の誘起電圧ゼロクロス信号は、電気角１周期中に６回発生する。図３は１相当たりの誘起電圧ゼロクロス信号を記載している。図３(ａ)は相電流波形と誘起電圧波形との関係図であり、誘起電圧１０と相電流９とその正ゼロクロス信号１１と逆ゼロクロス信号１２を示している。正ゼロクロス信号１１は電気角０゜、逆ゼロクロス信号１２は電気角１８０゜で発生する。誘起電圧検出手段１が実際に観測できる誘起電圧は、直流電圧８の負側をＧＮＤ電位Ｎとするならば、図３の誘起電圧１０ａ・１０ｂのようになっており、これはＢＬＭ７の線間電圧を観測していることになるが、ゼロクロス信号付近の誘起電圧を考えるものとすれば、誘起電圧１０の電圧波形にＰＷＭ電圧成分が重畳された波形となる。基本的には、直流電圧８ＶＤＣの半分である（＝ＶＤＣ／２）と誘起電圧１０ａ(１０ｂ)の交点、さらには直流交流変換手段６の上アーム素子と下アーム素子がそれぞれ１つずつ導通点弧している期間（図３中のＴＯＮ部分）であれば正ゼロクロス信号１１(逆ゼロクロス信号１２)を検出できる。
【００２９】
誘起電圧検出手段１は、図中の正ゼロクロス信号１１および逆ゼロクロス信号１２を検出して、それを磁極位置として電圧制御１手段３に出力する。そのゼロクロス信号に基づいて電圧制御１手段３は相電流９とほぼ相似形の電圧波形１を演算し、ＰＷＭ制御手段５ではその電圧波形１の情報に基づいて、各電気角に対応したＰＷＭ信号のベースＰＴＮを創出する。電気角Ｘ１〜Ｘ２、Ｘ３〜Ｘ４は電流カット区間である。また、電圧制御１手段３は１２０゜〜１８０゜通電波形の電圧波形１を創出できる。ただし、誘起電圧を観測するためには、その通電角を１８０゜未満にする必要がある。
【００３０】
通電角＞１２０゜とする場合には、１２０゜通電方式で説明した６通りのＰＷＭ信号に加えて、３相正弦波駆動用ＰＷＭ信号を追加する。基本的には、３相のうちどれか１相でも電流ＯＦＦとなる区間では、１２０゜通電方式用のＰＷＭ信号を使用する。３相すべてに相電流が流れている区間では、３相正弦波駆動用ＰＷＭ信号を使用する。このＰＷＭ信号については、３相正弦波ＰＷＭ制御としてすでに公知技術であるので、ここでは詳細な説明は省略する。
【００３１】
なお、電圧波形１は相電流９とほぼ相似系であるが、実際その位相差は相電流９に対して多少進んでいる。本文の説明では簡単化のため、その位相差をゼロとして説明することにする。すなわち
相電流９≡電圧波形１と定義する。
【００３２】
図７は、ＢＬＭ７の等価回路図である。Ｒ１は巻線一次抵抗、Ｌu・Ｌv・Ｌwは各相のインダクタンス、Ｅu・Ｅv・Ｅwは各相の界磁誘起電圧である。ここで、界磁誘起電圧とは、ＢＬＭ７が無通電状態で回転したときに、マグネット（界磁）のみによる発生する誘起電圧を意味している。図４は３相ブラシレスＤＣモータの界磁誘起電圧波形関係図である。図中のＵ１はＥｕの正ゼロクロス位置を、Ｕ２は逆ゼロクロス位置を表している。同様に他相も表記しており、ゼロクロス位置の間隔は理想的には６０゜毎、電気角１周期につき６回発生することになる。これらゼロクロス位置を、ＢＬＭ７の真の磁極位置と命名する。
【００３３】
ＢＬＭ７の真の磁極位置は、誘起電圧１０のゼロクロス信号からは、電機子反作用の影響により直接確定することはできず、両者には位相差が生ずる。また、この位相差は、運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧ゼロクロス信号から特定するのは困難である。しかし、真の磁極位置は特定できなくとも、誘起電圧ゼロクロス信号のみによりＢＬＭ７を回転数制御することは十分可能であり、むしろ誘起電圧により制御するほうが好ましい場合もある。本実施例では、両者の位相差はゼロであるものとして説明する。すなわち、
真の磁極位置≡誘起電圧ゼロクロス位置
である。すなわち、図３(ａ)の誘起電圧１０がＵ相に対応したものであるならば
ゼロクロスＵ１≡正ゼロクロス信号１１
ゼロクロスＵ２≡逆ゼロクロス信号１２
である。なお、
Ｅｕ≠誘起電圧１０
である。上式は、電機子反作用の影響により両者の電圧波形振幅が異なるために発生する。
【００３４】
次に、誘起電圧選択手段２と電圧制御２手段４の動作を説明する。この部分は本発明による新しい制御機構である。誘起電圧選択手段２は、誘起電圧検出手段１の出力である磁極位置を選択するものである。その選択動作としては、
電気角１周期中に、ｎ個間引く(（６−ｎ）(≡ｍ)個選択する）である。ここでｎ,ｍは、
ｎ≧０かつｍ≧１；ｎ＋ｍ＝６を満たす自然数である。
【００３５】
なお、上記変数は一定値である必要はなく、１周期毎もしくは、それ以上の周期で変化させてもよい。もしくは、１周期未満の周期でも変化させてもよい。この選択した磁極位置を磁極位置選択として電圧制御２手段４に出力する。
【００３６】
電圧制御２手段４では、磁極位置選択にもとづいて電圧波形２を創出する。その電圧波形２にもとづいてＰＷＭ制御手段５はＰＷＭ信号を演算するのは電圧波形１からＰＷＭ信号を創出する方式と同等である。なお、モータ制御装置の運転状態に応じて、ＰＷＭ制御手段５は電圧波形１もしくは電圧波形２を選択するようになっている。電圧波形２を図２本実施形態の相電流波形と誘起電圧波形との関係図を参照して説明する。
【００３７】
図２(ａ)(ｂ)は、ｎ＝４(ｍ＝２)と設定し、かつゼロクロスＵ１とゼロクロスＵ２を選択した場合である。なお、ゼロクロスＶ１とゼロクロスＶ２、ゼロクロスＷ１とゼロクロスＷ２の組合せでもよい。正ゼロクロス信号１１と逆ゼロクロス信号１２は１８０゜毎に磁極位置選択として入力されるので、これに基づいて電圧波形２を相電流９ａのようにつくることができる。正ゼロクロス信号１１・逆ゼロクロス信号１２の検出のために、Ｘ１〜Ｘ２、Ｘ３〜Ｘ４の区間は電流をゼロにしている。ここで、
−３０゜≦Ｘ１≦０゜
０゜≦Ｘ２≦３０゜
１５０゜≦Ｘ３≦１８０゜
１８０゜≦Ｘ４≦２１０゜
３３０゜≦Ｘ５≦３６０゜
を満たす実数である。
【００３８】
図２(ｂ)は図２(ａ)に対して、Ｘ３およびＸ５を小さく設定(進角設定)した場合の電流波形である。相電流９ｂは見かけ上、誘起電圧１０に対して進角することになり、ＢＬＭ７の回転数を向上できる。なお、上記ｎおよびｍの設定は一例であり、モータ制御装置の運転状態により電気角２周期以上にわたり、ｎ＝６（ｍ＝０）でもよい。また、突発的偶発的外乱もしくは必然的外乱作用によりＢＬＭ７の回転速度が急変した場合でも、ｎ（もしくはｍ）をリアルタイムに制御（電気角１周期以内にｎを数回変化）すれば、モータ制御装置の制御安定性・応答性を十分に確保しつつｎを大きくとることができるため、電圧制御２手段４出力である電圧波形２の波形自由度を向上できるため、任意の相電流波形をＢＬＭ７に供給できる。
【００３９】
次に、位相角設定手段１４の動作を図８を使用して説明する。位相角設定手段１４は、電気角６０゜×整数倍毎に同等もしくは異なる位相角を個別に持ち、その位相角を各電気角毎に電圧制御２手段４に出力する。また、位相角設定手段１４は、それら位相角の設定可能な角度の最大値および最小値を規定し、さらには電気角６０゜×整数倍毎に、設定可能な位相角度の最大値および最小値を設定することもできる。位相角設定手段１４は、誘起電圧検出手段１の誘起電圧ゼロクロス信号に基づいて、誘起電圧ゼロクロス信号に対応する各電気毎の位相角を電圧制御２手段４に出力する。また、誘起電圧選択手段２の磁極位置選択出力に基づいて、その磁極位置選択に対応した電気角領域・時間領域の場合には、位相角設定手段１４は位相角を０゜にし、その位相角値を電圧制御２手段４に出力する。これらのイメージ図を図８に示す。図８は、位相角設定手段１４の動作を示したものであり、誘起電圧検出手段１から出力されるゼロクロス信号に対応した各電気角毎に、位相角設定手段１４において設定される位相角を表す。各電気角に対応した位相角１５は、誘起電圧選択手段２において、ｎ＝５，ｍ＝１とし、位相角設定手段１４における位相角設定個数をｎ０とすれば、ｎ０＝６としたものである。各ゼロクロス信号に対応した電気角毎に区間分割し、その回転分割区間ｉ（本図では０≦ｉ≦５を満たす自然数）毎の位相角１５φｉを定義する。図に示すように、φｉはＵ相電流１６、Ｖ相電流１７、Ｗ相電流１８の位相角を決定するものである。ここでいう位相角は、誘起電圧ゼロクロス信号に対しての位相角を表すことになる。
【００４０】
本図では、誘起電圧選択手段２の設定を、電気角３６０゜＊自然数毎に、誘起電圧ゼロクロス信号を選択する設定である。この設定の場合には、電気角３６０゜＊自然数に相当する電気角の場合には、位相角を０゜にする。すなわち、φ０＝φ６＝０゜である。また、位相角１５のように、その位相角を電気角に対して凸形に配置したものである。このようにすれば、位相角変化を応用した低振動化・低騒音化・低入力化を達成できることとなる。また、位相角を凹形に配置しても問題ない。この場合は本図ではスムーズにブレーキトルクが働くので、モータ制御装置の過回転保護制御などに応用できる。また、位相角設定手段１４において、電気角に対して最小位相角もしくは最大位相角を凸凹形に配置することと同義の内容である。上述の効果が得られる。
【００４１】
上記説明では、誘起電圧選択手段２の磁極位置選択として１相分のゼロクロス信号(Ｕ１)に基づく記述であるが、もちろん２相〜３相にわたりどのゼロクロス信号を選択してもよく、全相においてそのゼロクロス信号を適宜選択・非選択可能である。
【００４２】
ＰＷＭ制御手段５をＢＬＭ７の低速〜中速回転時には電圧波形１を選択し、高速回転時には電圧波形２を選択するようにすれば、低中速時には磁極位置をすべて利用するので安定性が向上し、また駆動効率のよい１２０゜通電方式〜１５０゜通電方式を活用できる。高速域では、正弦波電流や台形波・円弧状電流による進角制御を利用できるので高速性能が向上する。
【００４３】
誘起電圧選択手段２において、ＢＬＭ７の電気角周期に換算して電気角（磁石極数／２）周期毎に磁極位置を１回選択した磁極位置選択を出力するようにしても良い。これにより、モータ１回転当たりにつき１回誘起電圧ゼロクロス信号を検出することになるので、１回転毎に周期的・規則的な速度変動のある負荷（たとえばロータリコンプレッサ）を駆動した場合でも、定速・定常運転領域においては誘起電圧ゼロクロス信号を検出する瞬間のモータ回転速度はほぼ一定値をとるようになる。この場合、モータ制御装置は速度変動影響をほとんど受けず非常に安定した速度制御系を構築できるようになる。
【００４４】
以上、本実施例は３相ブラシレスＤＣモータを例にあげて説明したが単相ブラシレスＤＣモータへの適用についてもその考え方は同一であり、また本発明の主旨・概念・請求範囲を逸脱しない範囲内において適宜、実施例の変更・追加・削除はもちろん可能である。
【００４５】
【発明の効果】
以上のように、本発明のモータ制御装置は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧検出手段から電気角１周期に６個出力される磁極位置に基づいて電圧波形１を出力する電圧制御１手段と、該電圧波形１を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、所定周波数領域内で動作し前記磁極位置を電気角１周期に（６−ｎ）(≡ｍ≧１と定義)個選択して磁極位置選択を出力する誘起電圧選択手段と、該磁極位置選択に基づいて電圧波形２を創出して前記ＰＷＭ制御手段に出力する電圧制御２手段とを有し、該電圧制御２手段は選択されない各々ｎ個の時間領域では前記電圧波形２を出力し、前記所定周波数領域内の真偽判定により前記電圧制御１手段もしくは前記電圧制御２手段のどちらか一方を動作させ、前記磁極位置と前記磁極位置選択とに基づいて前記交流電圧の位相角を制御する位相角設定手段とを有するものである。これにより、ブラシレスＤＣモータに流れる電機子電流の位相角を自由自在に制御できるので、運転用途に応じた運転性能・運転特性を引き出すことができる。
【００４６】
また、上記位相角設定手段は、電気角６０゜毎に位相角を個別に一つずつ持つとともに、該位相角を電気角変化に対して凸型もしくは凹型もしくは凸凹型に配置する。これにより、位相角をきめ細かく制御できるので、運転負荷に応じた位相角を最適設計でき、高効率・高速性能・低騒音などの運転性能が向上する。また、凸形の場合には動作位相角を分散できるのでブラシレスＤＣモータ運転音スペクトラムを分散でき、モータ制御装置の運転音・共振音を極力小さく抑えることができる。凹形の場合には、ブレーキトルクがスムーズに働くのでモータ制御装置の過回転保護制御などに応用でき、異常回転動作時においてもモータ制御装置が破壊することを防止できる。
【００４７】
また、上記位相角設定手段は、上記磁極位置選択を含む時間領域においては、位相角を０゜に設定する。これにより、誘起電圧のゼロクロス信号を的確・確実に検出できるようになるので、極めて高い制御安定性を確保でき、脱調・乱調・異常振動・異常音のない動作信頼性に極めて優れたモータ制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のモータ制御装置の制御ブロック図
【図２】本発明の実施の形態の相電流波形と誘起電圧波形との関係図
【図３】誘起電圧検出手段の動作説明図
【図４】３相ブラシレスＤＣモータの界磁誘起電圧波形関係図
【図５】従来のモータ制御装置の制御ブロック図
【図６】従来の相電流波形と誘起電圧波形との関係図
【図７】３相ブラシレスＤＣモータの等価回路図
【図８】位相角設定手段の動作説明図
【符号の説明】
１誘起電圧検出手段
２誘起電圧選択手段
３電圧制御１手段
４電圧制御２手段
５ＰＷＭ制御手段
６直流交流変換手段
７ブラシレスＤＣモータ（ＢＬＭ）
８直流電圧
９相電流
１０誘起電圧
１１正ゼロクロス信号
１２逆ゼロクロス信号
１４位相角設定手段
１５位相角
１６Ｕ相電流
１７Ｖ相電流
１８Ｗ相電流
２０相電流
２１相電流
２２相電流
２３相電流[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device that controls the frequency of a brushless DC motor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, there are a 120 ° energization method and a sine wave 180 ° energization method as motor control devices for controlling the rotation speed of a brushless DC motor. The 120 ° energization method is a method of directly detecting the zero-cross signal of the induced voltage, and is obtained by comparing the inverter phase voltage with the reference voltage in order to detect it. The commutation signal is changed based on this zero cross signal. This zero cross signal is generated 12 times during one rotation of the motor, and is generated every 30 ° mechanical angle, that is, every 60 ° electrical angle (see, for example, Patent Document 1).
[0003]
The 180 ° energization method amplifies the differential voltage between the neutral point potential of the motor winding and the neutral point potential of the three-phase Y-connected resistor to the three-phase inverter output voltage, and inputs it to the integration circuit The position detection signal corresponding to the induced voltage is obtained by comparing the output signal of the integration circuit with the low-pass signal obtained by processing the output signal with a filter circuit and cutting the direct current. This position detection signal is generated 12 times during one rotation of the motor, and is generated every 30 ° mechanical angle, that is, every 60 ° electrical angle. In this method, phase correction control is necessary because the integration circuit is passed (see Patent Documents 2 and 3).
[0004]
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 2642357 [Patent Document 2]
JP 7-245982 A [Patent Document 3]
Japanese Patent Laid-Open No. 7-337079
[Problems to be solved by the invention]
However, the above conventional configuration has the following problems.
[0006]
FIG. 5 is a control block diagram of a conventional motor control device. Since this 120 ° energization method compares the zero cross of the induced voltage part, if a sudden change in the motor load or power supply voltage occurs, the zero cross signal of the induced voltage will be hidden in the inverter output voltage region and detected. It may not be possible. In such a state, first, a step-out phenomenon occurs and the inverter system stops. In addition, at 120 ° energization, the induced voltage per phase can be confirmed continuously for 60 ° electrical angle, but in order to reduce the noise and vibration during motor operation, the energization angle is set to about 150 ° for operation. As a result, the induced voltage per phase can only be confirmed continuously for an electrical angle of 30 °, the risk of stepping out during normal operation increases, and unstable phenomena such as turbulence tend to occur. It was. Further, this configuration has a problem that an operation close to 180 ° energization is impossible. FIG. 6A is a relationship diagram between the phase current waveform and the induced voltage waveform of the 120 ° energization method. During normal operation, the position is set at the position of the phase current 20 with respect to the induced voltage 10, and the angle is advanced to the position of the phase current 21 when the maximum rotational speed is increased. However, since it is difficult to advance the position from the position of the phase current 21, there is a problem that the maximum number of revolutions is lowered and the driving can be performed only in a limited speed range.
[0007]
FIG. 6B is a relationship diagram between the phase current waveform and the induced voltage waveform of the 180 ° energization method. Since the 180 ° energization method passes through the integration circuit, the zero-cross position of the induced voltage cannot be accurately grasped with an absolute value, and the phase difference between the zero-cross position and the position detection signal varies greatly depending on the operating state. Complicated control such as phase correction is required, and the phase correction adjustment is difficult, and the control calculation is complicated. Further, the motor requires a neutral point output terminal, and uses the third harmonic component of the induced voltage waveform, and therefore has a problem that it cannot be used in a motor using a sine wave magnetized magnet.
[0008]
In addition, in the sensorless sine wave 180 ° energization drive control by the current feedback method, the motor magnetic pole position is estimated and calculated by the motor current and the motor electrical constant, so the calculation error becomes large, and the limit point of the motor current advance control is There was a problem that the maximum number of rotations was not far from control with a position sensor. Also in the case of the 180 ° energization method, the phase current 22 is set to the induced voltage 10 during normal operation, and the phase current 23 is advanced in order to increase the maximum rotational speed.
[0009]
The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and the object of the present invention is to provide a 180 ° sine wave with a position sensor by applying a new method of induced voltage feedback control that does not require a mechanical electromagnetic pickup sensor. An object of the present invention is to provide an inexpensive and highly reliable motor control device that achieves high speed performance at the same level.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems, the motor control device of the present invention includes a plurality of switching elements, converts a DC voltage into an AC voltage based on a PWM signal by opening and closing the switching elements, and supplies the AC voltage to a three-phase brushless DC motor. DC / AC converting means, induced voltage detecting means for detecting the induced voltage of the brushless DC motor, and voltage for outputting voltage waveform 1 based on six magnetic pole positions output from the induced voltage detecting means in one electrical angle cycle In a motor control apparatus having a control 1 means and a PWM control means for converting the voltage waveform 1 into the PWM signal, the magnetic pole position operates within a predetermined frequency region and the magnetic pole position is set to (6-n) (≡ and the induced voltage selecting means m ≧ 1 and definition) number selects and outputs the magnetic pole position selected, and creating a voltage waveform 2 based on the magnetic pole position selected out the PWM control means And a voltage control 2 means, said voltage control 2 unit is in each of n time-domain that are not selected to output the voltage waveform 2, the voltage control 1 means or the by the authenticity determination of the predetermined frequency range One of the voltage control means 2 is operated, and phase angle setting means for controlling the phase angle of the AC voltage based on the magnetic pole position and the magnetic pole position selection is provided.
[0011]
The phase angle setting means sets the phase angle individually for each electrical angle of 60 °, and arranges the phase angle in a convex shape, a concave shape, or a concave / convex shape with respect to the electrical angle change.
[0012]
The phase angle setting means sets the phase angle to 0 ° in the time domain including the magnetic pole position selection.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a control block diagram of a motor control device according to an embodiment of the present invention. The motor control device of the present embodiment is a motor control device that controls the rotation speed of the three-phase brushless DC motor 7. In this figure, the motor control device converts a DC voltage 8 into an AC voltage and outputs it to a three-phase brushless DC motor (hereinafter abbreviated as BLM) 7 and an induction for detecting an induced voltage of the BLM 7. Voltage detection means 1, voltage control 1 means 3 for outputting voltage waveform 1 based on the magnetic pole position output from induced voltage detection means 1, PWM control means 5 for converting voltage waveform 1 into a PWM signal, and magnetic pole position Is selected (6−n) (defined as ≡m ≧ 1 ) for one electrical angle period, and the induced voltage selection means 2 outputs the magnetic pole position selection, and the voltage waveform 2 is converted to the PWM control means 5 based on the magnetic pole position selection. The voltage control 2 means 4 outputs the voltage phase in each of the n time domains not selected from the voltage phase in each of the m time areas of the magnetic pole position selection to a predetermined value advance angle. Voltage waveform 2 Forces.
[0014]
The PWM control means 5 outputs a PWM signal for controlling the applied voltage, frequency, and phase for controlling the rotation speed of the BLM 7. The DC / AC converting means 6 comprises six switching elements that open and close at high speed.
[0015]
First, the role of the induced voltage detection means 1, voltage control 1 means 3, and PWM control means 5 will be described in order in FIG. This portion is the same as the operation of the control block diagram of the conventional motor control device in FIG.
[0016]
In FIG. 1, the induced voltage detection means 1 lowers the induced voltage of the BLM 7, detects the zero cross signal, and outputs the zero cross signal to the voltage control 1 means 3 as the magnetic pole position. The voltage control 1 means 3 calculates a voltage waveform for driving the BLM 7 based on the magnetic pole position, and outputs it to the PWM control means 5 as the voltage waveform 1. Based on the voltage waveform 1, the PWM control means 5 outputs a PWM signal to the DC / AC conversion means 6. In the motor control device configured as described above, the rotation speed of the BLM 7 is controlled by changing the frequency and phase (hereinafter referred to as “inverter frequency”) of the AC voltage output from the DC / AC converting means 6. .
[0017]
In the case of the 120 ° energization method, the PWM control means 5 outputs six kinds of PWM signals for opening and closing the switching elements of the direct current to alternating current conversion means 6, and the switching elements are opened and closed by the six kinds of PWM signals. The inverter frequency output from the AC conversion means 6 is controlled.
[0018]
Six kinds of PWM signals will be described. The six types of PWM signals are pulse signals for driving the switching elements of the DC / AC converter 6. The PWM signal has six basic patterns PTN1 to PTN6 in one cycle of the inverter electrical angle, and the reciprocal of one cycle of the PWM signal is the inverter frequency.
[0019]
Actually, the method for changing the rotation speed of the BLM 7 is that the PWM control means 5 controls the rotation speed of the BLM 7 while changing the inverter frequency of the DC / AC conversion means 6.
[0020]
The DC / AC converting means 6 has six switching elements, and includes one switching element on the upper arm and one switching element on the lower arm for the U phase, the V phase, and the W phase, respectively.
[0021]
In PTN1, the U-phase upper arm switching element and the V-phase lower arm switching element are energized.
[0022]
In PTN2, the U-phase upper arm switching element and the W-phase lower arm switching element are energized.
[0023]
In PTN3, the V-phase upper arm switching element and the W-phase lower arm switching element are energized.
[0024]
In PTN4, the V-phase upper arm switching element and the U-phase lower arm switching element are energized.
[0025]
In PTN5, the W-phase upper arm switching element and the U-phase lower arm switching element are energized.
[0026]
In PTN6, the W-phase upper arm switching element and the V-phase lower arm switching element are energized.
[0027]
The commutation switching of the PWM signal is performed based on the voltage waveform 1 output of the voltage control 1 means 3.
[0028]
The detailed operation of the induced voltage detection means 1 will be described with reference to the operation explanatory diagram of the induced voltage detection means of FIG. The induced voltage zero cross signal of the BLM 7 is generated six times during one electrical angle cycle. FIG. 3 describes the induced voltage zero cross signal per phase. FIG. 3A is a relationship diagram between the phase current waveform and the induced voltage waveform, and shows the induced voltage 10, the phase current 9, the positive zero cross signal 11 and the reverse zero cross signal 12. The positive zero cross signal 11 is generated at an electrical angle of 0 °, and the reverse zero cross signal 12 is generated at an electrical angle of 180 °. The induced voltage that can be actually observed by the induced voltage detecting means 1 is the induced voltages 10a and 10b in FIG. 3 if the negative side of the DC voltage 8 is set to the GND potential N. Although the voltage is observed, if the induced voltage near the zero cross signal is considered, a waveform in which the PWM voltage component is superimposed on the voltage waveform of the induced voltage 10 is obtained. Basically, the intersection of the induced voltage 10a (10b), which is half of the DC voltage 8VDC (= VDC / 2), and the conduction point of each of the upper and lower arm elements of the DC / AC converting means 6 The positive zero-cross signal 11 (reverse zero-cross signal 12) can be detected during the arcing period (TON portion in FIG. 3).
[0029]
The induced voltage detection means 1 detects the positive zero cross signal 11 and the reverse zero cross signal 12 in the figure, and outputs them to the voltage control 1 means 3 as magnetic pole positions. Based on the zero cross signal, the voltage control 1 means 3 calculates a voltage waveform 1 substantially similar to the phase current 9, and the PWM control means 5 based on the information on the voltage waveform 1, the PWM signal corresponding to each electrical angle. Create a base PTN. Electrical angles X1 to X2 and X3 to X4 are current cut sections. The voltage control 1 means 3 can create a voltage waveform 1 having a 120 ° to 180 ° energization waveform. However, in order to observe the induced voltage, it is necessary to make the conduction angle less than 180 °.
[0030]
When the energization angle> 120 °, in addition to the six PWM signals described in the 120 ° energization method, a three-phase sine wave driving PWM signal is added. Basically, the PWM signal for the 120 ° energization method is used in the section where the current is OFF in any one of the three phases. In the section where the phase current flows in all three phases, the PWM signal for three-phase sine wave drive is used. Since this PWM signal is already known as three-phase sine wave PWM control, detailed description thereof is omitted here.
[0031]
Although the voltage waveform 1 is almost similar to the phase current 9, the phase difference is actually slightly advanced with respect to the phase current 9. In the description of the text, for the sake of simplicity, the phase difference is assumed to be zero. That is, the phase current is defined as 9≡voltage waveform 1.
[0032]
FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the BLM7. R1 is the primary resistance of the winding, Lu · Lv · Lw is the inductance of each phase, and Eu · Ev · Ew is the field induced voltage of each phase. Here, the field induced voltage means an induced voltage generated only by a magnet (field) when the BLM 7 rotates in a non-energized state. FIG. 4 is a field induced voltage waveform relationship diagram of a three-phase brushless DC motor. In the figure, U1 represents the positive zero cross position of Eu, and U2 represents the reverse zero cross position. Similarly, the other phases are also shown, and the interval between the zero cross positions is ideally generated 6 times every 60 ° and one cycle of the electrical angle. These zero-cross positions are named as the true magnetic pole positions of the BLM7.
[0033]
The true magnetic pole position of the BLM 7 cannot be determined directly from the zero cross signal of the induced voltage 10 due to the influence of the armature reaction, and a phase difference occurs between the two. Further, since this phase difference depends on the operating load, it is difficult to specify the true magnetic pole position from the induced voltage zero cross signal. However, even if the true magnetic pole position cannot be specified, it is sufficiently possible to control the rotation speed of the BLM 7 only by the induced voltage zero cross signal, and it may be preferable to control by the induced voltage. In the present embodiment, description will be made assuming that the phase difference between the two is zero. That is,
True magnetic pole position ≡ induced voltage zero cross position. That is, if the induced voltage 10 in FIG. 3A corresponds to the U phase, zero cross U1≡positive zero cross signal 11
Zero cross U2 = Reverse zero cross signal 12
It is. In addition,
Eu ≠ induced voltage 10
It is. The above equation is generated because the voltage waveform amplitudes of both are different due to the influence of the armature reaction.
[0034]
Next, operations of the induced voltage selection means 2 and the voltage control 2 means 4 will be described. This part is a new control mechanism according to the present invention. The induced voltage selection means 2 selects the magnetic pole position that is the output of the induced voltage detection means 1. As the selection operation,
In one cycle of electrical angle, n thinning is performed ((6-n) (≡m) are selected). Where n and m are
It is a natural number satisfying n ≧ 0 and m ≧ 1 ; n + m = 6.
[0035]
Note that the variable need not be a constant value, and may be changed every cycle or more. Alternatively, it may be changed even with a period of less than one period. The selected magnetic pole position is output to the voltage control 2 means 4 as a magnetic pole position selection.
[0036]
The voltage control 2 means 4 creates the voltage waveform 2 based on the magnetic pole position selection. Based on the voltage waveform 2, the PWM control means 5 calculates the PWM signal in the same manner as a method of creating a PWM signal from the voltage waveform 1. The PWM control means 5 selects the voltage waveform 1 or the voltage waveform 2 according to the operating state of the motor control device. The voltage waveform 2 will be described with reference to FIG. 2 showing the relationship between the phase current waveform and the induced voltage waveform in the present embodiment.
[0037]
FIGS. 2A and 2B show the case where n = 4 (m = 2) is set and the zero cross U1 and the zero cross U2 are selected. A combination of zero cross V1 and zero cross V2, or zero cross W1 and zero cross W2 may be used. Since the positive zero cross signal 11 and the reverse zero cross signal 12 are inputted as magnetic pole position selections every 180 °, the voltage waveform 2 can be made like the phase current 9a based on this. In order to detect the positive zero-cross signal 11 and the reverse zero-cross signal 12, currents are set to zero in the sections X1 to X2 and X3 to X4. here,
It is a real number satisfying −30 ° ≦ X1 ≦ 0 ° 0 ° ≦ X2 ≦ 30 ° 150 ° ≦ X3 ≦ 180 ° 180 ° ≦ X4 ≦ 210 ° 330 ° ≦ X5 ≦ 360 °.
[0038]
FIG. 2B shows current waveforms when X3 and X5 are set smaller (advance angle setting) than FIG. 2A. The phase current 9b apparently advances with respect to the induced voltage 10, and the rotational speed of the BLM 7 can be improved. Note that the setting of n and m is an example, and n = 6 (m = 0) may be applied over two cycles of electrical angle depending on the operating state of the motor control device. In addition, even if the rotational speed of the BLM7 changes suddenly due to sudden accidental or inevitable disturbance, if n (or m) is controlled in real time (n changes several times within one electrical angle cycle), motor control Since n can be made large while sufficiently ensuring the control stability and responsiveness of the apparatus, the degree of freedom of the waveform of the voltage waveform 2 that is the output of the voltage control 2 means 4 can be improved. Can supply.
[0039]
Next, the operation of the phase angle setting means 14 will be described with reference to FIG. The phase angle setting means 14 has an equal or different phase angle for each electrical angle 60 ° × integer multiple, and outputs the phase angle to the voltage control 2 means 4 for each electrical angle. The phase angle setting means 14 defines the maximum and minimum values of the phase angle that can be set , and further, the maximum and minimum values of the phase angle that can be set for every electrical angle 60 ° × integer multiple. Can also be set. The phase angle setting means 14 outputs the phase angle for each electricity corresponding to the induced voltage zero cross signal to the voltage control 2 means 4 based on the induced voltage zero cross signal of the induced voltage detection means 1. Further, based on the magnetic pole position selection output of the induced voltage selection means 2, in the case of the electrical angle region / time domain corresponding to the magnetic pole position selection, the phase angle setting means 14 sets the phase angle to 0 °, and the phase angle The value is output to the voltage control 2 means 4. These image diagrams are shown in FIG. FIG. 8 shows the operation of the phase angle setting unit 14. The phase angle set by the phase angle setting unit 14 is set for each electrical angle corresponding to the zero cross signal output from the induced voltage detection unit 1. To express. The phase angle 15 corresponding to each electric angle is n0 = 6 in the induced voltage selection means 2 where n = 5 and m = 1, and the number of phase angle settings in the phase angle setting means 14 is n0. is there. A section is divided for each electrical angle corresponding to each zero-cross signal, and a phase angle 15φi is defined for each rotation section i (natural number satisfying 0 ≦ i ≦ 5 in this figure). As shown in the figure, φi determines the phase angle of the U-phase current 16, the V-phase current 17, and the W-phase current 18. The phase angle here represents the phase angle with respect to the induced voltage zero-cross signal.
[0040]
In this figure, the setting of the induced voltage selection means 2 is a setting for selecting an induced voltage zero cross signal for each electrical angle of 360 ° * natural number. In the case of this setting, in the case of an electrical angle corresponding to an electrical angle of 360 ° * natural number, the phase angle is set to 0 °. That is, φ0 = φ6 = 0 °. Further, like the phase angle 15, the phase angle is arranged in a convex shape with respect to the electrical angle. In this way, it is possible to achieve low vibration, low noise, and low input by applying the phase angle change. There is no problem even if the phase angle is arranged in a concave shape. In this case, since the brake torque works smoothly in this figure, it can be applied to over-rotation protection control of the motor control device. Further, the phase angle setting means 14 is synonymous with arranging the minimum phase angle or the maximum phase angle in an uneven shape with respect to the electrical angle. The effects described above can be obtained.
[0041]
In the above description, the description is based on the zero-cross signal (U1) for one phase as the magnetic pole position selection of the induced voltage selection means 2, but of course, any zero-cross signal over two to three phases may be selected. The zero cross signal can be selected / deselected as appropriate.
[0042]
If the PWM control means 5 selects the voltage waveform 1 when the BLM 7 rotates at a low speed to a medium speed and selects the voltage waveform 2 at a high speed rotation, the stability of the magnetic pole position is improved because all the magnetic pole positions are used. Also, a 120 ° energization method to a 150 ° energization method with good driving efficiency can be utilized. In the high-speed range, advance angle control using sinusoidal current, trapezoidal wave, or arc-shaped current can be used, so high-speed performance is improved.
[0043]
The induced voltage selection unit 2 may output a magnetic pole position selection in which the magnetic pole position is selected once every electrical angle (number of magnet poles / 2) in terms of the electrical angle period of the BLM 7. As a result, the induced voltage zero cross signal is detected once per rotation of the motor. Therefore, even when a load (for example, a rotary compressor) with periodic and regular speed fluctuations is driven every rotation, a constant speed is detected. In the steady operation region, the motor rotation speed at the moment when the induced voltage zero cross signal is detected takes a substantially constant value. In this case, the motor control device is hardly affected by the speed fluctuation and can construct a very stable speed control system.
[0044]
Although the present embodiment has been described by taking a three-phase brushless DC motor as an example, the concept is the same for application to a single-phase brushless DC motor, and the scope does not depart from the spirit, concept, and claims of the present invention. Of course, it is possible to change, add, or delete the embodiment as appropriate.
[0045]
【The invention's effect】
As described above, the motor control apparatus according to the present invention includes a plurality of switching elements, a DC / AC converting means that converts a DC voltage into an AC voltage based on a PWM signal by opening and closing the switching elements and supplies the AC voltage to a three-phase brushless DC motor. , An induced voltage detecting means for detecting the induced voltage of the brushless DC motor, and a voltage control 1 means for outputting a voltage waveform 1 based on the magnetic pole positions output from the induced voltage detecting means in one electrical angle cycle; In a motor control device having a PWM control means for converting the voltage waveform 1 into the PWM signal, the magnetic pole position is defined as (6-n) (≡m ≧ 1 ) in one electrical angle cycle operating in a predetermined frequency region. ) number selected and the induced voltage selecting means for outputting a magnetic pole position selected, voltage control 2 hand and outputting the created voltage waveform 2 in the PWM controller based on the magnetic pole position selection Has the door, said voltage control 2 unit is in each of n time-domain that are not selected to output the voltage waveform 2, the authenticity determination of the predetermined frequency range of the voltage control 1 unit or the voltage control 2 means Either one of them is operated, and phase angle setting means for controlling the phase angle of the AC voltage based on the magnetic pole position and the magnetic pole position selection is provided. As a result, the phase angle of the armature current flowing through the brushless DC motor can be freely controlled, so that the driving performance and driving characteristics according to the driving application can be derived.
[0046]
The phase angle setting means has one phase angle for each electrical angle of 60 °, and the phase angle is arranged in a convex shape, a concave shape, or a concave / convex shape with respect to a change in the electrical angle. Thereby, since the phase angle can be finely controlled, the phase angle corresponding to the driving load can be optimally designed, and the driving performance such as high efficiency, high speed performance and low noise is improved. Further, in the case of the convex shape, the operating phase angle can be dispersed, so that the brushless DC motor operating sound spectrum can be dispersed, and the operating sound and resonance sound of the motor control device can be minimized. In the case of the concave shape, since the brake torque works smoothly, it can be applied to over-rotation protection control of the motor control device, and the motor control device can be prevented from being broken even during abnormal rotation operation.
[0047]
The phase angle setting means sets the phase angle to 0 ° in the time domain including the magnetic pole position selection. As a result, the zero-cross signal of the induced voltage can be detected accurately and reliably, ensuring extremely high control stability and motor control with excellent operational reliability without step-out, turbulence, abnormal vibration, or abnormal noise. Equipment can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control block diagram of a motor control apparatus according to an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a relationship diagram between a phase current waveform and an induced voltage waveform according to an embodiment of the present invention. [Fig. 4] Field induced voltage waveform relationship diagram of three-phase brushless DC motor [Fig. 5] Control block diagram of conventional motor controller [Fig. 6] Relationship diagram between conventional phase current waveform and induced voltage waveform [Fig. FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of a three-phase brushless DC motor. FIG. 8 is an operation explanatory diagram of phase angle setting means.
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Induced voltage detection means 2 Induced voltage selection means 3 Voltage control 1 means 4 Voltage control 2 means 5 PWM control means 6 DC / AC conversion means 7 Brushless DC motor (BLM)
8 DC voltage 9 phase current 10 induced voltage 11 positive zero cross signal 12 reverse zero cross signal 14 phase angle setting means 15 phase angle 16 U phase current 17 V phase current 18 W phase current 20 phase current 21 phase current 22 phase current 23 phase current

Claims

スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧検出手段から電気角１周期に６個出力される磁極位置に基づいて電圧波形１を出力する電圧制御１手段と、該電圧波形１を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、所定周波数領域内で動作し前記磁極位置を電気角１周期に（６−ｎ）(≡ｍ≧１と定義)個選択して磁極位置選択を出力する誘起電圧選択手段と、該磁極位置選択に基づいて電圧波形２を創出して前記ＰＷＭ制御手段に出力する電圧制御２手段とを有し、該電圧制御２手段は選択されない各々ｎ個の時間領域では前記電圧波形２を出力し、前記所定周波数領域内の真偽判定により前記電圧制御１手段もしくは前記電圧制御２手段のどちらか一方を動作させ、前記磁極位置と前記磁極位置選択とに基づいて前記交流電圧の位相角を制御する位相角設定手段とを有することを特徴とするモータ制御装置。DC / AC conversion means that includes a plurality of switching elements, converts a DC voltage into an AC voltage based on a PWM signal by opening and closing the switching element, and supplies the AC voltage to a three-phase brushless DC motor; Detection means; voltage control 1 means for outputting voltage waveform 1 based on the magnetic pole positions output from the induced voltage detection means in one electrical angle cycle; and PWM control for converting voltage waveform 1 into the PWM signal. Inductive voltage that operates within a predetermined frequency range and selects (6-n) (≡m ≧ 1 ) electrical pole positions in one cycle of electrical angle and outputs magnetic pole position selection and selection means, and a voltage controlled second means for outputting and creating a voltage waveform 2 in the PWM controller based on the magnetic pole position selected, the voltage control 2 means Do is selected Each of n time domain and outputs the voltage waveform 2, wherein the authenticity determination of a predetermined frequency range by operating either the the voltage control 1 unit or the voltage control 2 unit, wherein said magnetic pole position pole A motor control device comprising phase angle setting means for controlling a phase angle of the AC voltage based on position selection.

位相角設定手段は、電気角６０゜毎に位相角を個別に一つずつ設定し、該位相角を電気角変化に対して凸型もしくは凹型もしくは凸凹型に配置することを特徴とする、請求項１記載のモータ制御装置。The phase angle setting means sets the phase angle individually for each electrical angle of 60 °, and arranges the phase angle in a convex shape, a concave shape, or a concave / convex shape with respect to the electrical angle change. Item 2. The motor control device according to Item 1.

位相角設定手段は、磁極位置選択を含む時間領域においては、位相角を０゜に設定することを特徴とする、請求項１〜２のいずれかに記載のモータ制御装置。The phase angle setting means, in the time domain including a magnetic pole position selection, the phase angle, characterized that you 0 ° setting, the motor control device according to any one of claims 1-2.