JP4275401B2 - Sidelobe canceller - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、移動体に搭載され、目標からの反射波である目標信号と周波数が重なるクラッタを抑圧するサイドローブキャンセラに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のサイドローブキャンセラは、補助アンテナの受信信号に荷重を乗算し、主アンテナの受信信号から荷重乗算後の補助アンテナの受信信号を減算する。
ただし、補助アンテナの受信信号に荷重を乗算する際、減算信号の電力が最小化するような荷重を計算して乗算する。
これにより、主アンテナの受信信号に含まれている信号成分のうち、補助アンテナの受信信号と相関が高い成分だけを抑圧することができる。
したがって、補助アンテナが不要信号だけを強く受信することができれば、主アンテナの受信信号に含まれている信号成分のうち、不要信号の成分だけを抑圧することができる（以下の特許文献１を参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開昭６０−４１８０２号公報（第６頁から第８頁、図２）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来のサイドローブキャンセラは以上のように構成されているので、補助アンテナが目標信号と周波数が重なるクラッタを受信すると、主アンテナの受信信号に含まれている信号成分から、不要信号の成分だけでなく目標信号の成分も抑圧してしまうなどの課題があった。
【０００５】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、補助アンテナが目標信号と周波数が重なるクラッタを受信しても、主アンテナの受信信号に含まれている信号成分のうち、不要信号の成分だけを抑圧することができるサイドローブキャンセラを得ることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るサイドローブキャンセラは、減算手段の差分信号を参照して目標信号の周波数を推定し、その周波数を含む周波数帯域を通過帯域制限手段の通過帯域に設定するようにしたものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるサイドローブキャンセラを示す構成図であり、図において、主アンテナ１の受信信号ｘ_０（ｔ）が通過帯域制限部３に入力され、通過帯域制限部３から受信信号ｘ_ｂ０（ｔ）が出力される。ブロードな指向性を有する補助アンテナ２の受信信号ｘ_１（ｔ）が通過帯域制限部３に入力され、通過帯域制限部３からｘ_ｂ１（ｔ）が出力される。ただし、受信信号ｘ_０（ｔ），ｘ_１（ｔ）はダウンコンバータによってベースバンド、あるいは、中間周波数にダウンコンバートされているものとする。また、受信信号ｘ_０（ｔ），ｘ_１（ｔ），ｘ_ｂ０（ｔ），ｘ_ｂ１（ｔ）は複素信号であり、ｔは時間を表す因子である。
通過帯域制限部３の帯域フィルタ４，５はレーダ装置の周波数追尾装置９により通過帯域が設定され、受信信号ｘ_０（ｔ），ｘ_１（ｔ）に含まれる通過帯域以外の周波数成分を除去する。なお、通過帯域制限部３は通過帯域制限手段を構成している。
【０００８】
荷重計算部６は減算器８から出力される差分信号ｅ（ｔ）の電力を最小化する荷重ｗを計算し、乗算器７は帯域フィルタ５から出力された受信信号ｘ_ｂ１（ｔ）に対して、荷重計算部６により計算された荷重ｗを乗算する。なお、荷重計算部６は荷重計算手段を構成し、乗算器７は荷重乗算手段を構成している。
減算器８は帯域フィルタ４から出力された受信信号ｘ_ｂ０(ｔ)と乗算器７から出力された乗算信号ｗ・ｘ_ｂ１（ｔ）との差分を求め、その差分信号ｅ（ｔ）を出力する。なお、減算器８は減算手段を構成している。周波数追尾装置９は減算器８から出力された差分信号ｅ（ｔ）を参照して目標信号の周波数を推定し、その周波数を含む周波数帯域を帯域フィルタ４，５の通過帯域に設定する。なお、周波数追尾装置９は通過帯域設定手段を構成している。
【０００９】
次に動作について説明する。
まず、通過帯域制限部３の帯域フィルタ４は、主アンテナ１の受信信号ｘ_０（ｔ）を入力すると、その受信信号ｘ_０（ｔ）に含まれている信号成分から、周波数追尾装置９により設定された通過帯域以外の周波数成分を除去する。
また、通過帯域制限部３の帯域フィルタ５は、補助アンテナ２の受信信号ｘ_１（ｔ）を入力すると、その受信信号ｘ_１（ｔ）に含まれている信号成分から、周波数追尾装置９により設定された通過帯域以外の周波数成分を除去する。
【００１０】
ここで、周波数追尾装置９は、減算器８から出力された差分信号ｅ（ｔ）を参照して目標信号の周波数ｆ_ｓを推定し、その周波数ｆ_ｓを含む周波数帯域を帯域フィルタ４，５の通過帯域ＢＷに設定するが、その周波数ｆ_ｓを含む周波数帯域ＢＷは、図３に示すように、目標信号の周波数成分よりも広く設定される。
これにより、通過帯域制限部３の帯域フィルタ４，５は、目標信号の周波数成分以外の周波数成分を有するクラッタについても目標信号と一緒に通過させることになるので、目標信号とクラッタの相関を低下させることができる。このように目標信号とクラッタの相関が低下すれば、以下の処理では、目標信号とクラッタを独立した２つの信号として扱うことができるようになる。
なお、周波数追尾装置９における周波数の推定方法は、特に限定するものではなく、従来から広く知られている方法を使用すればよいが、例えば、特開平１１−２７１４３６号公報に開示されている方法を使用すればよい。
【００１１】
荷重計算部６は、減算器８から出力される差分信号ｅ（ｔ）の電力を最小化するような荷重ｗを計算する。このような荷重ｗは、例えば、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）アルゴリズムを用いて計算するが、ＳＭＩアルゴリズムを用いて計算する場合、少ないサンプル数で、精度よく荷重ｗを計算することができる。具体的には、主アンテナの受信信号ｘ_ｂ０（ｔ）と、補助アンテナ２の受信信号ｘ_ｂ１(ｔ)を用いて次式のように求められることができる。
【数１】

肩字の＊は複素共役を表し、Ｅ［］は時間平均を表す演算子である。
【００１２】
ここでは、ＳＭＩアルゴリズムを用いて荷重ｗを計算するものについて示したが、これに限るものではなく、例えば、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムなどの収束型のアルゴリズムを用いてもよい。このアルゴリズムは次式に示すような荷重計算を繰り返し、収束後に減算器８の差分信号ｅ（ｔ）を最小化するような荷重ｗを求めるものである。
【数２】

式（２）において、μはステップサイズパラメータと呼ばれる係数であり、収束の速さを調節する係数である。
【００１３】
乗算器７は、荷重計算部６が差分信号ｅ（ｔ）の電力を最小化する荷重ｗを計算すると、帯域フィルタ５から出力された受信信号ｘ_ｂ１（ｔ）に対して荷重ｗを乗算する。
減算器８は、帯域フィルタ４から出力された受信信号ｘ_ｂ０（ｔ）と乗算器７から出力された乗算信号ｗ・ｘ_ｂ１（ｔ）との差分を求め、その差分信号ｅ（ｔ）を出力する。
【００１４】
１つの補助アンテナ２を備えるサイドローブキャンセラでは、上記のように減算器８から出力される差分信号ｅ（ｔ）の電力を最小化すると、１つの信号成分だけが優先的に抑圧される。即ち、帯域フィルタ４，５の出力信号には目標信号成分とクラッタ成分の２つの信号成分が含まれるので、このうちの強い信号成分だけが優先的に抑圧されることになる。これはパワーインバージョンの原理として知られている性質によるものである。クラッタの波源は目標よりも近く、また、有効反射面積ＲＣＳも目標より大きいので、目標よりも大きい電力を有することが多い。このため、図１のように、１つの補助アンテナ２を備えるサイドローブキャンセラによってクラッタだけを有効に抑圧することができる。
【００１５】
ここで、帯域フィルタ４，５を通過するクラッタの入射方向の特性について考察する。
クラッタの入射方向ベクトルをＶ_Ｃとし、レーダ装置を搭載する移動体の速度ベクトルＶ_ｍと入射方向ベクトルＶ_Ｃのなす角をΨ_Ｃとすると、そのクラッタの周波数ｆ_ｄｃは次式で与えられる。
【数３】

【００１６】
式（３）より、移動体の速度ベクトルＶ_ｍと入射方向ベクトルＶ_Ｃのなす角Ψ_Ｃと、クラッタの周波数ｆ_ｄｃとは、１対１に対応することが分かる。このことから、速度ベクトルＶ_ｍとのなす角がΨ_Ｃとなる方向から入射するクラッタはすべて同一の周波数を有することになる。このように、ある周波数のクラッタはある範囲の方向から入射することになるが、この周波数がキャリア周波数に比べて十分に狭帯域であり、コヒーレントな波の集合体である場合には、１つの信号としての性質しか持たないので、サイドローブキャンセラは１つの自由度だけで対応できることになる。このため、帯域フィルタ４，５の帯域幅は、クラッタが１つの信号として扱える程度に十分に狭帯域な範囲で設定するものとする。
【００１７】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、減算器８の差分信号ｅ（ｔ）を参照して目標信号の周波数ｆ_ｓを推定し、その周波数ｆ_ｓを含む周波数帯域を帯域フィルタ４，５の通過帯域に設定するように構成したので、補助アンテナ２が目標信号と周波数が重なるクラッタを受信しても、主アンテナ１の受信信号に含まれている信号成分のうち、不要信号の成分だけを抑圧することができる効果を奏する。
【００１８】
この実施の形態１では、通過帯域制限部３が主アンテナ１の受信信号ｘ_０（ｔ）の通過帯域を制限する帯域フィルタ４と、補助アンテナ２の受信信号ｘ_１（ｔ）の通過帯域を制限する帯域フィルタ５とから構成されているものについて示したが、図２に示すように、補助アンテナ２の受信信号ｘ_１（ｔ）の通過帯域を制限する帯域フィルタ５のみから構成されていてもよい。あるいは、主アンテナ１の受信信号ｘ_０（ｔ）の通過帯域を制限する帯域フィルタ４のみから構成されていてもよい。
サイドローブキャンセラでは、主アンテナ１と補助アンテナ２の帯域が重なる部分でのみ作用するので、補助アンテナ２又は主アンテナ１の一方にだけ帯域フィルタを接続しても、同様の効果を得ることができる。
【００１９】
また、帯域フィルタ４，５は、目標信号の周波数成分よりも広い帯域を有するという条件の下で、例えば、ＦＩＲフィルタで構成してもよい。また、受信信号に対してＦＦＴ処理を実施することにより、周波数領域で通過帯域以外の周波数成分をカットし、その後、ＩＦＦＴ処理を実施するようにしてもよい。
また、数種類の帯域フィルタを用意しておき、周波数追尾装置９により推定された目標信号の周波数ｆ_ｓに応じて目標が含まれる帯域フィルタを選択するようにしてもよい。
【００２０】
実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２によるサイドローブキャンセラを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ブロードな指向性を有する補助アンテナ１１の受信信号ｘ_２（ｔ）が通過帯域制限部３に入力され、通過帯域制限部３から受信信号ｘ_ｂ２（ｔ）が出力される。通過帯域制限部３の帯域フィルタ１２はレーダ装置の周波数追尾装置９により通過帯域が設定され、受信信号ｘ_２（ｔ）に含まれる通過帯域以外の周波数成分を除去する。ただし、帯域フィルタ１２の通過帯域は、帯域フィルタ４，５の通過帯域と同様に、目標信号の周波数ｆ_ｓを含む周波数帯域が設定される。
【００２１】
乗算器１３は帯域フィルタ１２から出力された受信信号ｘ_ｂ２（ｔ）に対して、荷重計算部１６により計算された荷重を乗算する。なお、乗算器１３は荷重乗算手段を構成している。合成器１４は乗算器７の乗算信号と乗算器１３の乗算信号を合成する。なお、合成器１４は合成手段を構成している。
角度追尾装置１５は減算器８から出力された差分信号ｅ（ｔ）を参照して目標信号の入射方向を推定する。荷重計算部１６は角度追尾装置１５により推定された入射方向の信号電力が変化しないように減算器８から出力された差分信号ｅ（ｔ）の電力を最小化する荷重を計算する。なお、角度追尾装置１５及び荷重計算部１６から荷重計算手段が構成されている。
【００２２】
上記実施の形態１では、１つの補助アンテナ２を備えているものについて示したが、２つの補助アンテナ２，１１を備えるようにしてもよい。
ただし、この実施の形態２では、荷重計算部１６が目標信号の入射方向の信号電力が変化しないように減算器８から出力された差分信号ｅ（ｔ）の電力を最小化する荷重を計算している。具体的には下記の通りである。
【００２３】
まず、角度追尾装置１５は、減算器８から出力された差分信号ｅ（ｔ）を参照して目標信号の入射方向を推定する。
角度追尾装置１５における入射方向の推定方法は、特に限定するものではなく、従来から広く知られている方法を使用すればよいが、例えば、特開平１１−２７１４３６号公報に開示されている方法を使用すればよい。
【００２４】
荷重計算部１６は、角度追尾装置１５が目標信号の入射方向を推定すると、その入射方向の信号電力が変化しないように減算器８から出力された差分信号ｅ（ｔ）の電力を最小化する荷重を計算する。即ち、サイドローブキャンセラ処理後も目標信号方向のアンテナゲインを変えないように拘束をかけて減算器８の差分信号ｅ（ｔ）を最小化するような荷重を算出する。
例えば、ＤＣＭＰ（Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｌｙ Ｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄ Ｍｉｎｉｍｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ）アルゴリズムを実施することにより、上記のような荷重を計算する。以下、ＤＣＭＰによる荷重計算を具体的に説明する。
【００２５】
まず、荷重計算部１６は、次式に示すように拘束する方向のステアリングベクトルａを求める。
【数４】

【００２６】
ここで、ｄ_ｔは目標の方向ベクトルであり、角度追尾装置１５から得られる。Ｇ_Ｍ（ｄ_ｔ），Ｇ_１（ｄ_ｔ），Ｇ_２（ｄ_ｔ）はそれぞれ主アンテナ１，補助アンテナ２，補助アンテナ１１の目標方向のアンテナゲインであり、例えば、メモリにアンテナゲインが記憶されている場合には、そのメモリからアンテナゲインを読み込むようにする。あるいは、アンテナがアレーアンテナで与えられる場合には、素子配置と目標の入射方向ベクトルから計算により求めるようにする。
φ_１（ｄ_ｔ），φ_２（ｄ_ｔ）はそれぞれ主アンテナ１と補助アンテナ２、主アンテナ１と補助アンテナ１１の受信位相差であり、補助アンテナ配置と目標の入射方向ベクトルから計算により求めることができる。
【００２７】
次に、荷重計算部１６は、ステアリングベクトルａを拘束ベクトルとして、次式のように主アンテナ１、補助アンテナ２及び補助アンテナ１１に対する荷重ｗ_ａ０，ｗ_ａ１，ｗ_ａ２を求める。
【数５】

【００２８】
ここで、γは定数、Ｒは相関行列である。
帯域フィルタ４，５，１２を通過した主アンテナ１、補助アンテナ２及び補助アンテナ１１の受信信号ｘ_ｂ０（ｔ），ｘ_ｂ１（ｔ），ｘ_ｂ２（ｔ）から為る受信信号ベクトルをＸ_ｂと定義して、相関行列Ｒを下記のように計算する。
【数６】

【００２９】
荷重計算部１６は、主アンテナ１、補助アンテナ２及び補助アンテナ１１に対する荷重ｗ_ａ０，ｗ_ａ１，ｗ_ａ２を式（５）から求めるが、主アンテナ１に対する荷重を“１”とする場合、次式のように主アンテナ１に対する荷重ｗ_ａ０で正規化して補助アンテナ２，１１に対する荷重ｗ_ｂ１，ｗ_ｂ２を求める。
【数７】

【００３０】
この実施の形態２によれば、目標信号方向のゲインを拘束するＤＣＭＰアルゴリズムを用いて補助アンテナ２，１１に対する荷重ｗ_ｂ１，ｗ_ｂ２を求めるので、上記実施の形態１の効果に加え、目標方向にアンテナパターンのナルが形成されることを防ぐことができる。したがって、減算器８の差分信号ｅ（ｔ）における目標信号成分の抑圧を防止することができる効果を奏する。
【００３１】
この実施の形態２では、通過帯域制限部３が主アンテナ１の受信信号ｘ_０（ｔ）の通過帯域を制限する帯域フィルタ４と、補助アンテナ２，１１の受信信号ｘ_１（ｔ），ｘ_２（ｔ）の通過帯域を制限する帯域フィルタ５，１２とから構成されているものについて示したが、図５に示すように、補助アンテナ２，１１の受信信号ｘ_１（ｔ），ｘ_２（ｔ）の通過帯域を制限する帯域フィルタ５，１２のみから構成されていてもよい。あるいは、主アンテナ１の受信信号ｘ_０（ｔ）の通過帯域を制限する帯域フィルタ４のみから構成されていてもよい。
【００３２】
実施の形態３．
図６はこの発明の実施の形態３によるサイドローブキャンセラを示す構成図であり、図において、図１及び図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ビームフォーミング荷重計算部１７は角度追尾装置１５により推定された入射方向の信号電力を最小化する荷重を計算する。なお、ビームフォーミング荷重計算部１７は第２の荷重計算手段を構成している。乗算器１８は補助アンテナ２の受信信号ｘ_１（ｔ）に対してビームフォーミング荷重計算部１７により計算された荷重を乗算し、乗算器１９は補助アンテナ１１の受信信号ｘ_２（ｔ）に対してビームフォーミング荷重計算部１７により計算された荷重を乗算する。合成器２０は乗算器１８の乗算信号と乗算器１９の乗算信号を合成する。なお、乗算器１８，１９及び合成器２０から合成手段が構成されている。
【００３３】
上記実施の形態１では、１つの補助アンテナ２を備えているものについて示したが、２つの補助アンテナ２，１１を備えるようにしてもよい。
この実施の形態３では、ビームフォーミング荷重計算部１７は、角度追尾装置１５が目標の入射方向を推定すると、その入射方向の信号電力を最小化する荷重を計算する。即ち、補助アンテナ２，１１の受信信号の荷重合成後のパターンとして（合成器２０の合成信号）、目標方向にナルが形成されるような荷重を計算する。
【００３４】
このような荷重は、例えば、目標の入射方向のステアリングベクトルａが式（４）のように与えられる場合、補助アンテナ２，１１の受信信号ｘ_１（ｔ），ｘ_２（ｔ）に乗じる荷重ｗ_ｃ１，ｗ_ｃ２は次式のように求めることができる。
【数８】

【００３５】
このように、補助アンテナ２，１１の受信信号ｘ_１（ｔ），ｘ_２（ｔ）の合成パターンにおいて、目標方向にナルビームを形成することにより、合成器２０の合成信号において目標信号を含まないようにすることができる。
これにより、帯域フィルタ５には、目標信号との相関が低い補助アンテナの受信信号（合成器２０の合成信号）を入力することができるため、減算器８において、電力の強いクラッタ成分だけを抑圧することができる。したがって、減算器８の差分信号ｅ（ｔ）における目標信号成分の抑圧を防止することができる効果を奏する。
【００３６】
この実施の形態３では、通過帯域制限部３が主アンテナ１の受信信号ｘ_０（ｔ）の通過帯域を制限する帯域フィルタ４と、合成器２０の合成信号の通過帯域を制限する帯域フィルタ５とから構成されているものについて示したが、図７に示すように、合成器２０の合成信号の通過帯域を制限する帯域フィルタ５のみから構成されていてもよい。あるいは、主アンテナ１の受信信号ｘ_０（ｔ）の通過帯域を制限する帯域フィルタ４のみから構成されていてもよい。
【００３７】
実施の形態４．
図８はこの発明の実施の形態４によるサイドローブキャンセラを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
通過帯域制限部３の帯域フィルタ２１はレーダ装置の周波数追尾装置２２により通過帯域が設定され、補助アンテナ２の受信信号ｘ_１（ｔ）に含まれる通過帯域以外の周波数成分を除去する。なお、この実施の形態４では帯域フィルタ４が第１の通過帯域制限手段を構成し、帯域フィルタ２１が通過帯域制限手段を構成している。
周波数追尾装置２２は減算器８から出力された差分信号ｅ（ｔ）を参照して目標信号の周波数を推定し、その周波数を含む周波数帯域を帯域フィルタ４の通過帯域に設定するとともに、その周波数の近傍の周波数帯域を帯域フィルタ２１の通過帯域に設定する。なお、周波数追尾装置２２は通過帯域設定手段を構成している。
【００３８】
上記実施の形態１では、レーダ装置の周波数追尾装置９が図３に示すように、目標信号の周波数ｆ_ｓを含む周波数帯域を帯域フィルタ４，５の通過帯域ＢＷに設定するものについて示したが、レーダ装置の周波数追尾装置２２が図３に示すように、目標信号の周波数ｆ_ｓを含む周波数帯域を帯域フィルタ４の通過帯域ＢＷに設定する一方、図９に示すように、目標信号の周波数ｆ_ｓの近傍の周波数帯域（周波数ｆ_ｓの両側又は片側の周波数帯域）を帯域フィルタ２１の通過帯域ＢＷに設定するようにしてもよい。
【００３９】
この場合においても、補助アンテナ２の受信信号ｘ_ｂ１（ｔ）において、目標信号と相関を低くすることができるため、減算器８において、電力の強いクラッタ成分だけを抑圧することができる。したがって、減算器８の差分信号ｅ（ｔ）における目標信号成分の抑圧を防止することができる効果を奏する。
なお、図８では、主アンテナ１の受信信号ｘ_０（ｔ）を帯域フィルタ４に通すものについて示したが、帯域フィルタ４を設けずに、直接、主アンテナ１の受信信号ｘ_０（ｔ）を減算器８に与えるようにしても同様の効果を奏することができる。
【００４０】
実施の形態５．
図１０はこの発明の実施の形態５によるサイドローブキャンセラを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
電力推定器２３は帯域フィルタ５から出力された補助アンテナ２の受信信号ｘ_ｂ１（ｔ）を参照して、目標信号に対する不要信号（例えば、クラッタや受信機雑音）の電力比を推定し、その電力比が所定比より小さくなるとスイッチ２４をオフする。なお、電力推定器２３及びスイッチ２４は減算手段を構成している。
【００４１】
図１のサイドローブキャンセラでは、例えば、目標が接近して目標信号の電力がクラッタの電力よりも大きくなる場合には、目標信号を抑圧する場合がある。そこで、この実施の形態５では、目標信号に対する不要信号の電力比が小さくなると、サイドローブキャンセラが動作しないようにするため、補助アンテナ側から受信信号が減算器８に入力されないようにしている。
即ち、電力推定器２３が帯域フィルタ５から出力された補助アンテナ２の受信信号ｘ_ｂ１（ｔ）を参照して、目標信号に対する不要信号の電力比を推定する。そして、その電力比が所定比より小さくなると、目標が接近していると判断して、スイッチ２４をオフする。
これにより、目標が接近して来たとき、目標信号を抑圧しないようにすることができる効果を奏する。
【００４２】
この実施の形態５では、上記実施の形態１のサイドローブキャンセラに電力推定器２３とスイッチ２４を搭載するものについて示したが、上記実施の形態２から４のサイドローブキャンセラに電力推定器２３とスイッチ２４を搭載するようにしてもよく、同様の効果を奏することができる。
【００４３】
実施の形態６．
図１１はこの発明の実施の形態６によるサイドローブキャンセラを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
スキャン回路２５は目標の追尾を開始する前に実施する目標の捜索モードにおいて、目標のサーチ周波数に合わせて帯域フィルタ４，５の通過帯域を変更するスキャン手段を構成している。
【００４４】
上記実施の形態１から５では、レーダが目標を追尾している追尾モードのときの動作について示したが、目標の追尾を開始する前は、目標の位置が分からないので、目標を捜索する捜索モードを実施する必要がある。
スキャン回路２５は、目標の捜索モードにおいて、目標のサーチ周波数に合わせて帯域フィルタ４，５の通過帯域を変更するようにする。
即ち、帯域フィルタ４，５の通過帯域（通過帯域は、目標信号の周波数成分よりも広く設定される）の中心周波数がクラッタの存在する帯域内で変化するように動作させる。目標が検出された後は、上記実施の形態１から５における追尾モードに移行する。
この実施の形態６によれば、クラッタを抑圧しながら目標信号を捜索することができる効果を奏する。即ち、捜索モードにおいて、仮に設定した通過帯域内に目標信号が存在する場合でも、その目標信号を抑圧することなく、クラッタだけを有効に抑圧することができる。
【００４５】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、減算手段の差分信号を参照して目標信号の周波数を推定し、その周波数を含む周波数帯域を通過帯域制限手段の通過帯域に設定するように構成したので、補助アンテナが目標信号と周波数が重なるクラッタを受信しても、主アンテナの受信信号に含まれている信号成分のうち、不要信号の成分だけを抑圧することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１によるサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図２】 この発明の実施の形態１による他のサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図３】 目標信号やクラッタ等の周波数特性を示す説明図である。
【図４】 この発明の実施の形態２によるサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図５】 この発明の実施の形態２による他のサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図６】 この発明の実施の形態３によるサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図７】 この発明の実施の形態３による他のサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図８】 この発明の実施の形態４によるサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図９】 目標信号やクラッタ等の周波数特性を示す説明図である。
【図１０】 この発明の実施の形態５によるサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図１１】 この発明の実施の形態６によるサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【符号の説明】
１ 主アンテナ、２ 補助アンテナ、３ 通過帯域制限部（通過帯域制限手段）、４，５ 帯域フィルタ、６ 荷重計算部（荷重計算手段）、７ 乗算器（荷重乗算手段）、８ 減算器（減算手段）、９ 周波数追尾装置（通過帯域設定手段）、１１ 補助アンテナ、１２ 帯域フィルタ、１３ 乗算器（荷重乗算手段）、１４ 合成器（合成手段）、１５ 角度追尾装置（荷重計算手段）、１６ 荷重計算部（荷重計算手段）、１７ ビームフォーミング荷重計算部（第２の荷重計算手段）、１８ 乗算器（合成手段）、１９ 乗算器（合成手段）、２０ 合成器（合成手段）、２１ 帯域フィルタ（通過帯域制限手段）、２２ 周波数追尾装置（通過帯域設定手段）、２３ 電力推定器（減算手段）、２４ スイッチ（減算手段）、２５ スキャン回路（スキャン手段）。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a sidelobe canceller that is mounted on a moving body and suppresses clutter having a frequency overlapping with a target signal that is a reflected wave from a target.
[0002]
[Prior art]
The conventional sidelobe canceller multiplies the received signal of the auxiliary antenna by a load, and subtracts the received signal of the auxiliary antenna after the weight multiplication from the received signal of the main antenna.
However, when multiplying the received signal of the auxiliary antenna by a load, a load that minimizes the power of the subtraction signal is calculated and multiplied.
Thereby, it is possible to suppress only a component having a high correlation with the reception signal of the auxiliary antenna among the signal components included in the reception signal of the main antenna.
Therefore, if the auxiliary antenna can strongly receive only the unnecessary signal, only the unnecessary signal component among the signal components included in the reception signal of the main antenna can be suppressed (see Patent Document 1 below). ).
[0003]
[Patent Document 1]
JP 60-41802 (pages 6 to 8, FIG. 2)
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
Since the conventional sidelobe canceller is configured as described above, when the auxiliary antenna receives a clutter whose frequency overlaps with the target signal, only the unnecessary signal component is included in the signal component contained in the received signal of the main antenna. There were also problems such as suppressing the components of the target signal.
[0005]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and even if the auxiliary antenna receives a clutter whose frequency overlaps with the target signal, it is unnecessary among the signal components included in the received signal of the main antenna. An object of the present invention is to obtain a sidelobe canceller that can suppress only signal components.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
The sidelobe canceller according to the present invention estimates the frequency of the target signal with reference to the difference signal of the subtracting means, and sets the frequency band including the frequency as the passband of the passband limiting means.
[0007]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described below.
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. ₀ (T) is input to the passband limiting unit 3 and received signal x from the passband limiting unit 3 _b0 (T) is output. Received signal x of auxiliary antenna 2 having broad directivity ₁ (T) is input to the passband limiting unit 3, and the passband limiting unit 3 _b1 (T) is output. However, the received signal x ₀ (T), x ₁ It is assumed that (t) is down-converted to a baseband or an intermediate frequency by a down converter. The received signal x ₀ (T), x ₁ (T), x _b0 (T), x _b1 (T) is a complex signal, and t is a factor representing time.
The bandpass filters 4 and 5 of the passband limiting unit 3 are set with a passband by the frequency tracking device 9 of the radar apparatus, and the received signal x ₀ (T), x ₁ Remove frequency components other than the passband included in (t). The pass band limiting unit 3 constitutes a pass band limiting unit.
[0008]
The load calculation unit 6 calculates a load w that minimizes the power of the differential signal e (t) output from the subtracter 8, and the multiplier 7 receives the received signal x output from the bandpass filter 5. _b1 Multiply (t) by the load w calculated by the load calculation unit 6. The load calculator 6 constitutes a load calculator, and the multiplier 7 constitutes a load multiplier.
The subtracter 8 receives the received signal x output from the bandpass filter 4. _b0 (t) and the multiplication signal w · x output from the multiplier 7 _b1 The difference from (t) is obtained, and the difference signal e (t) is output. The subtracter 8 constitutes a subtracting unit. The frequency tracking device 9 estimates the frequency of the target signal with reference to the difference signal e (t) output from the subtracter 8 and sets the frequency band including the frequency as the pass band of the bandpass filters 4 and 5. The frequency tracking device 9 constitutes passband setting means.
[0009]
Next, the operation will be described.
First, the band filter 4 of the pass band limiting unit 3 receives the received signal x of the main antenna 1. ₀ When (t) is input, the received signal x ₀ The frequency components other than the pass band set by the frequency tracking device 9 are removed from the signal component included in (t).
In addition, the band filter 5 of the passband limiting unit 3 receives the received signal x of the auxiliary antenna 2. ₁ When (t) is input, the received signal x ₁ The frequency components other than the pass band set by the frequency tracking device 9 are removed from the signal component included in (t).
[0010]
Here, the frequency tracking device 9 refers to the difference signal e (t) output from the subtracter 8 and the frequency f of the target signal. _s And its frequency f _s Is set as the passband BW of the bandpass filters 4 and 5, and the frequency f _s As shown in FIG. 3, the frequency band BW including is set wider than the frequency component of the target signal.
As a result, the bandpass filters 4 and 5 of the passband limiting unit 3 allow the clutter having a frequency component other than the frequency component of the target signal to pass along with the target signal, thereby reducing the correlation between the target signal and the clutter. Can be made. Thus, if the correlation between the target signal and the clutter decreases, the target signal and the clutter can be handled as two independent signals in the following processing.
The frequency estimation method in the frequency tracking device 9 is not particularly limited, and a conventionally well-known method may be used. For example, a method disclosed in JP-A-11-271436 Can be used.
[0011]
The load calculation unit 6 calculates a load w that minimizes the power of the difference signal e (t) output from the subtracter 8. Such a load w is calculated using, for example, an SMI (Sample Matrix Inversion) algorithm. When calculating using the SMI algorithm, the load w can be accurately calculated with a small number of samples. Specifically, the received signal x of the main antenna _b0 (T) and the received signal x of the auxiliary antenna 2 _b1 Using (t), the following equation can be obtained.
[Expression 1]

The superscript * represents a complex conjugate, and E [] is an operator representing a time average.
[0012]
Here, the load w is calculated using the SMI algorithm. However, the present invention is not limited to this. For example, a convergent algorithm such as a LMS (Least Mean Square) algorithm may be used. This algorithm repeats load calculation as shown in the following equation, and obtains a load w that minimizes the difference signal e (t) of the subtracter 8 after convergence.
[Expression 2]

In Expression (2), μ is a coefficient called a step size parameter, and is a coefficient that adjusts the speed of convergence.
[0013]
When the load calculator 6 calculates the load w that minimizes the power of the difference signal e (t), the multiplier 7 receives the received signal x output from the band filter 5. _b1 Multiply (t) by the load w.
The subtracter 8 receives the received signal x output from the bandpass filter 4. _b0 (T) and the multiplication signal w · x output from the multiplier 7 _b1 The difference from (t) is obtained, and the difference signal e (t) is output.
[0014]
In the sidelobe canceller having one auxiliary antenna 2, when the power of the differential signal e (t) output from the subtractor 8 is minimized as described above, only one signal component is preferentially suppressed. That is, since the output signals of the bandpass filters 4 and 5 include two signal components, the target signal component and the clutter component, only the strong signal component is preferentially suppressed. This is due to the nature known as the principle of power inversion. Since the clutter source is closer to the target and the effective reflection area RCS is also larger than the target, it often has more power than the target. Therefore, as shown in FIG. 1, only the clutter can be effectively suppressed by the side lobe canceller including one auxiliary antenna 2.
[0015]
Here, the characteristics of the incident direction of the clutter passing through the bandpass filters 4 and 5 will be considered.
The incidence direction vector of the clutter is V _C Velocity vector V of the moving body on which the radar device is mounted _m And the incident direction vector V _C The angle between _C Then, the frequency f of the clutter _dc Is given by:
[Equation 3]

[0016]
From equation (3), the velocity vector V of the moving object _m And the incident direction vector V _C The angle Ψ _C And the clutter frequency f _dc It can be seen that there is a one-to-one correspondence. From this, the velocity vector V _m Is the angle Ψ _C All of the clutter that enters from the direction becomes the same frequency. In this way, a clutter of a certain frequency enters from a range of directions, but if this frequency is sufficiently narrow band compared to the carrier frequency and is a collection of coherent waves, one Since it has only a signal property, the sidelobe canceller can cope with only one degree of freedom. For this reason, the bandwidths of the band-pass filters 4 and 5 are set in a sufficiently narrow range such that the clutter can be handled as one signal.
[0017]
As apparent from the above, according to the first embodiment, the frequency f of the target signal is referred to with reference to the difference signal e (t) of the subtracter 8. _s And its frequency f _s Is included in the passband of the bandpass filters 4 and 5, so that even if the auxiliary antenna 2 receives the clutter whose frequency overlaps with the target signal, it is included in the received signal of the main antenna 1. Of the signal components, only the unnecessary signal component can be suppressed.
[0018]
In the first embodiment, the passband limiting unit 3 receives the received signal x from the main antenna 1. ₀ The band filter 4 for limiting the pass band of (t) and the received signal x of the auxiliary antenna 2 ₁ Although shown about what is comprised from the band filter 5 which restrict | limits the pass band of (t), as shown in FIG. 2, the received signal x of the auxiliary antenna 2 is shown. ₁ You may comprise only the band filter 5 which restrict | limits the pass band of (t). Alternatively, the received signal x of the main antenna 1 ₀ You may comprise only the band filter 4 which restrict | limits the pass band of (t).
Since the sidelobe canceller operates only in a portion where the bands of the main antenna 1 and the auxiliary antenna 2 overlap, even if a band filter is connected to only one of the auxiliary antenna 2 or the main antenna 1, the same effect can be obtained. .
[0019]
Further, the band filters 4 and 5 may be constituted by, for example, FIR filters under the condition that the band filters 4 and 5 have a wider band than the frequency component of the target signal. Further, by performing FFT processing on the received signal, frequency components other than the passband may be cut in the frequency domain, and then IFFT processing may be performed.
Also, several types of band filters are prepared, and the frequency f of the target signal estimated by the frequency tracking device 9 is prepared. _s The band filter including the target may be selected according to the above.
[0020]
Embodiment 2. FIG.
4 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to Embodiment 2 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG.
Received signal x of auxiliary antenna 11 having broad directivity ₂ (T) is input to the passband limiting unit 3 and received signal x from the passband limiting unit 3 _b2 (T) is output. The bandpass filter 12 of the passband limiting unit 3 is set with a passband by the frequency tracking device 9 of the radar apparatus, and the received signal x ₂ Remove frequency components other than the passband included in (t). However, the pass band of the band filter 12 is similar to the pass band of the band filters 4 and 5, and the frequency f of the target signal. _s A frequency band including is set.
[0021]
The multiplier 13 receives the received signal x output from the bandpass filter 12. _b2 (T) is multiplied by the load calculated by the load calculation unit 16. The multiplier 13 constitutes load multiplying means. The combiner 14 combines the multiplication signal from the multiplier 7 and the multiplication signal from the multiplier 13. The synthesizer 14 constitutes a synthesizer.
The angle tracking device 15 estimates the incident direction of the target signal with reference to the difference signal e (t) output from the subtracter 8. The load calculation unit 16 calculates a load that minimizes the power of the difference signal e (t) output from the subtractor 8 so that the signal power in the incident direction estimated by the angle tracking device 15 does not change. The angle tracking device 15 and the load calculation unit 16 constitute a load calculation unit.
[0022]
In the first embodiment, the case where one auxiliary antenna 2 is provided is shown, but two auxiliary antennas 2 and 11 may be provided.
However, in the second embodiment, the load calculator 16 calculates a load that minimizes the power of the difference signal e (t) output from the subtractor 8 so that the signal power in the incident direction of the target signal does not change. ing. Specifically, it is as follows.
[0023]
First, the angle tracking device 15 estimates the incident direction of the target signal with reference to the difference signal e (t) output from the subtracter 8.
The method of estimating the incident direction in the angle tracking device 15 is not particularly limited, and a conventionally well-known method may be used. For example, the method disclosed in JP-A-11-271436 is used. Use it.
[0024]
When the angle tracking device 15 estimates the incident direction of the target signal, the load calculation unit 16 minimizes the power of the difference signal e (t) output from the subtractor 8 so that the signal power in the incident direction does not change. Calculate the load. That is, a load that minimizes the difference signal e (t) of the subtractor 8 is calculated by performing constraints so as not to change the antenna gain in the target signal direction even after the sidelobe canceller processing.
For example, a load as described above is calculated by implementing a DCMP (Directly Constrained Minimization of Power) algorithm. Hereinafter, load calculation by DCMP will be specifically described.
[0025]
First, the load calculation unit 16 obtains a steering vector a in a restraining direction as shown in the following equation.
[Expression 4]

[0026]
Where d _t Is a target direction vector and is obtained from the angle tracking device 15. G _M (D _t ), G ₁ (D _t ), G ₂ (D _t ) Are antenna gains in the target direction of the main antenna 1, the auxiliary antenna 2, and the auxiliary antenna 11, respectively. For example, when the antenna gain is stored in the memory, the antenna gain is read from the memory. Alternatively, when the antenna is an array antenna, it is obtained by calculation from the element arrangement and the target incident direction vector.
φ ₁ (D _t ), Φ ₂ (D _t ) Are reception phase differences between the main antenna 1 and the auxiliary antenna 2, and the main antenna 1 and the auxiliary antenna 11, respectively, and can be obtained by calculation from the auxiliary antenna arrangement and the target incident direction vector.
[0027]
Next, the load calculation unit 16 sets the load w on the main antenna 1, the auxiliary antenna 2 and the auxiliary antenna 11 as follows using the steering vector a as a constraint vector. _a0 , W _a1 , W _a2 Ask for.
[Equation 5]

[0028]
Here, γ is a constant, and R is a correlation matrix.
Received signals x of the main antenna 1, the auxiliary antenna 2 and the auxiliary antenna 11 that have passed through the bandpass filters 4, 5, 12 _b0 (T), x _b1 (T), x _b2 The received signal vector resulting from (t) is X _b And the correlation matrix R is calculated as follows.
[Formula 6]

[0029]
The load calculation unit 16 calculates the load w on the main antenna 1, the auxiliary antenna 2, and the auxiliary antenna 11. _a0 , W _a1 , W _a2 Is obtained from the equation (5). When the load on the main antenna 1 is “1”, the load w on the main antenna 1 is expressed by the following equation: _a0 Normalized by the load w for the auxiliary antennas 2 and 11 _b1 , W _b2 Ask for.
[Expression 7]

[0030]
According to the second embodiment, the load w on the auxiliary antennas 2 and 11 using the DCMP algorithm that constrains the gain in the target signal direction. _b1 , W _b2 Therefore, in addition to the effect of the first embodiment, it is possible to prevent the antenna pattern null from being formed in the target direction. Therefore, there is an effect that the suppression of the target signal component in the difference signal e (t) of the subtracter 8 can be prevented.
[0031]
In the second embodiment, the passband limiting unit 3 receives the received signal x from the main antenna 1. ₀ Band filter 4 for limiting the pass band of (t) and received signals x of auxiliary antennas 2 and 11 ₁ (T), x ₂ Although shown about what is comprised from the band filters 5 and 12 which restrict | limit the pass band of (t), as shown in FIG. ₁ (T), x ₂ It may be composed of only band filters 5 and 12 that limit the pass band of (t). Alternatively, the received signal x of the main antenna 1 ₀ You may comprise only the band filter 4 which restrict | limits the pass band of (t).
[0032]
Embodiment 3 FIG.
6 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to Embodiment 3 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIGS.
The beam forming load calculation unit 17 calculates a load that minimizes the signal power in the incident direction estimated by the angle tracking device 15. The beam forming load calculation unit 17 constitutes a second load calculation unit. The multiplier 18 receives the received signal x from the auxiliary antenna 2. ₁ (T) is multiplied by the load calculated by the beamforming load calculation unit 17, and the multiplier 19 receives the received signal x of the auxiliary antenna 11. ₂ (T) is multiplied by the load calculated by the beamforming load calculator 17. The combiner 20 combines the multiplication signal from the multiplier 18 and the multiplication signal from the multiplier 19. The multipliers 18 and 19 and the synthesizer 20 constitute a synthesizer.
[0033]
In the first embodiment, the case where one auxiliary antenna 2 is provided is shown, but two auxiliary antennas 2 and 11 may be provided.
In the third embodiment, when the angle tracking device 15 estimates the target incident direction, the beam forming load calculating unit 17 calculates a load that minimizes the signal power in the incident direction. That is, as a pattern after the weight synthesis of the received signals of the auxiliary antennas 2 and 11 (the synthesized signal of the synthesizer 20), a load is calculated so that a null is formed in the target direction.
[0034]
For example, when the steering vector a in the target incident direction is given by the equation (4), such a load is applied to the reception signal x of the auxiliary antennas 2 and 11. ₁ (T), x ₂ Load w multiplied by (t) _c1 , W _c2 Can be calculated as:
[Equation 8]

[0035]
Thus, the received signal x of the auxiliary antennas 2 and 11 ₁ (T), x ₂ In the synthesis pattern (t), the null signal is formed in the target direction, so that the synthesis signal of the synthesizer 20 does not include the target signal.
As a result, the reception signal of the auxiliary antenna (the combined signal of the combiner 20) having a low correlation with the target signal can be input to the band filter 5, so that only the clutter component with strong power is suppressed in the subtractor 8. can do. Therefore, there is an effect that the suppression of the target signal component in the difference signal e (t) of the subtracter 8 can be prevented.
[0036]
In the third embodiment, the passband limiting unit 3 receives the received signal x from the main antenna 1. ₀ Although the band filter 4 for limiting the pass band of (t) and the band filter 5 for limiting the pass band of the synthesized signal of the synthesizer 20 have been shown, as shown in FIG. You may be comprised only from the band filter 5 which restrict | limits the pass band of 20 synthetic | combination signals. Alternatively, the received signal x of the main antenna 1 ₀ You may comprise only the band filter 4 which restrict | limits the pass band of (t).
[0037]
Embodiment 4 FIG.
8 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to Embodiment 4 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG.
The bandpass filter 21 of the passband limiting unit 3 is set with a passband by the frequency tracking device 22 of the radar device, and the received signal x of the auxiliary antenna 2 ₁ Remove frequency components other than the passband included in (t). In the fourth embodiment, the band filter 4 constitutes the first pass band limiting means, and the band filter 21 constitutes the pass band limiting means.
The frequency tracking device 22 estimates the frequency of the target signal with reference to the difference signal e (t) output from the subtracter 8, sets the frequency band including the frequency as the pass band of the bandpass filter 4, and the frequency. Is set as the pass band of the band filter 21. The frequency tracking device 22 constitutes passband setting means.
[0038]
In the first embodiment, the frequency tracking device 9 of the radar apparatus has a frequency f of the target signal as shown in FIG. _s Is shown in FIG. 3, but the frequency tracking device 22 of the radar apparatus has a frequency f of the target signal as shown in FIG. _s Is set to the passband BW of the bandpass filter 4, while the frequency f of the target signal is set as shown in FIG. _s Near the frequency band (frequency f _s Frequency filter on both sides or one side) 21 May be set to the passband BW.
[0039]
Also in this case, the received signal x of the auxiliary antenna 2 _b1 Since the correlation with the target signal can be lowered at (t), the subtractor 8 can suppress only the clutter component having strong power. Therefore, there is an effect that the suppression of the target signal component in the difference signal e (t) of the subtracter 8 can be prevented.
In FIG. 8, the received signal x of the main antenna 1 ₀ Although (t) is shown as passing through the band filter 4, the reception signal x of the main antenna 1 is directly provided without providing the band filter 4. ₀ Even if (t) is given to the subtracter 8, the same effect can be obtained.
[0040]
Embodiment 5 FIG.
FIG. 10 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to Embodiment 5 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG.
The power estimator 23 receives the received signal x of the auxiliary antenna 2 output from the band filter 5. _b1 Referring to (t), the power ratio of an unnecessary signal (for example, clutter or receiver noise) with respect to the target signal is estimated, and the switch 24 is turned off when the power ratio becomes smaller than a predetermined ratio. The power estimator 23 and the switch 24 constitute subtraction means.
[0041]
In the sidelobe canceller of FIG. 1, for example, when the target approaches and the power of the target signal becomes larger than the power of the clutter, the target signal may be suppressed. Therefore, in the fifth embodiment, when the power ratio of the unnecessary signal to the target signal becomes small, the received signal is not input to the subtracter 8 from the auxiliary antenna side so that the sidelobe canceller does not operate.
That is, the received signal x of the auxiliary antenna 2 output from the band filter 5 by the power estimator 23. _b1 With reference to (t), the power ratio of the unnecessary signal to the target signal is estimated. When the power ratio becomes smaller than the predetermined ratio, it is determined that the target is approaching, and the switch 24 is turned off.
Thus, there is an effect that the target signal can be prevented from being suppressed when the target approaches.
[0042]
In the fifth embodiment, the power estimator 23 and the switch 24 are mounted on the side lobe canceller of the first embodiment, but the power estimator 23 and the side lobe canceller of the second to fourth embodiments are described. The switch 24 may be mounted, and the same effect can be obtained.
[0043]
Embodiment 6 FIG.
FIG. 11 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to Embodiment 6 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG.
The scanning circuit 25 constitutes scanning means for changing the passbands of the bandpass filters 4 and 5 in accordance with the target search frequency in the target search mode performed before the start of target tracking.
[0044]
In the first to fifth embodiments, the operation in the tracking mode in which the radar is tracking the target has been described. However, since the target position is not known before the target tracking is started, the search for searching for the target is performed. It is necessary to implement the mode.
The scan circuit 25 changes the passbands of the bandpass filters 4 and 5 in accordance with the target search frequency in the target search mode.
That is, the band filters 4 and 5 are operated so that the center frequency of the pass band (the pass band is set wider than the frequency component of the target signal) changes within the band where the clutter exists. After the target is detected, the mode shifts to the tracking mode in the first to fifth embodiments.
According to the sixth embodiment, it is possible to search for a target signal while suppressing clutter. That is, even in the search mode, even when a target signal exists in the set pass band, it is possible to effectively suppress only the clutter without suppressing the target signal.
[0045]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the frequency of the target signal is estimated with reference to the difference signal of the subtracting means, and the frequency band including the frequency is set as the passband of the passband limiting means. Even if the auxiliary antenna receives a clutter whose frequency overlaps with the target signal, it is possible to suppress only the unnecessary signal component among the signal components included in the received signal of the main antenna.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a sidelobe canceller according to Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 2 is a configuration diagram showing another sidelobe canceller according to Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 3 is an explanatory diagram showing frequency characteristics of a target signal, clutter, and the like.
FIG. 4 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 5 is a configuration diagram showing another sidelobe canceller according to Embodiment 2 of the present invention;
FIG. 6 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing another sidelobe canceller according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 8 is a configuration diagram showing a sidelobe canceller according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating frequency characteristics of a target signal, clutter, and the like.
FIG. 10 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 11 is a configuration diagram showing a sidelobe canceller according to Embodiment 6 of the present invention;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Main antenna, 2 Auxiliary antenna, 3 Pass band limiting part (pass band limiting means), 4, 5 band filter, 6 Load calculation part (load calculation means), 7 Multiplier (load multiplication means), 8 Subtractor (Subtraction) Means), 9 frequency tracking device (passband setting means), 11 auxiliary antenna, 12 band filter, 13 multiplier (load multiplying means), 14 combiner (combining means), 15 angle tracking device (load calculating means), 16 Load calculator (load calculator), 17 beamforming load calculator (second load calculator), 18 multiplier (synthesizer), 19 multiplier (synthesizer), 20 combiner (synthesizer), 21 bands Filter (passband limiting means), 22 Frequency tracking device (passband setting means), 23 Power estimator (subtracting means), 24 Switch (subtracting means), 25 Scan circuit (scanning means)

Claims (9)

主アンテナの受信信号及び補助アンテナの受信信号のうち、少なくとも一方の受信信号の通過帯域を制限する通過帯域制限手段と、上記通過帯域制限手段から出力された補助アンテナの受信信号に対して、提供された荷重を乗算する荷重乗算手段と、上記通過帯域制限手段から出力された主アンテナの受信信号と上記荷重乗算手段の乗算信号との差分を出力する減算手段と、上記減算手段の差分信号の電力を最小化する荷重を計算し、その荷重を上記荷重乗算手段に提供する荷重計算手段と、上記減算手段の差分信号を参照して目標信号の周波数を推定し、その周波数を含む周波数帯域を上記通過帯域制限手段の通過帯域に設定する通過帯域設定手段とを備えたサイドローブキャンセラ。  Provided for passband limiting means for limiting the passband of at least one of the received signals of the main antenna and the auxiliary antenna, and for the received signal of the auxiliary antenna output from the passband limiting means Load multiplying means for multiplying the weighted load, subtracting means for outputting the difference between the received signal of the main antenna output from the passband limiting means and the multiplication signal of the load multiplying means, and the difference signal of the subtracting means A load calculating unit that calculates a load that minimizes electric power, and provides the load to the load multiplying unit, and estimates a frequency of the target signal with reference to a difference signal of the subtracting unit, and calculates a frequency band including the frequency. A sidelobe canceller comprising: passband setting means for setting the passband of the passband limiting means. 主アンテナの受信信号及び複数の補助アンテナの受信信号のうち、少なくとも一方の受信信号の通過帯域を制限する通過帯域制限手段と、上記通過帯域制限手段から出力された複数の補助アンテナの受信信号に対して、提供された荷重をそれぞれ乗算する複数の荷重乗算手段と、上記複数の荷重乗算手段の乗算信号を合成する合成手段と、上記通過帯域制限手段から出力された主アンテナの受信信号と上記合成手段の合成信号との差分を出力する減算手段と、上記減算手段の差分信号の電力を最小化する荷重を計算し、その荷重を上記複数の荷重乗算手段に提供する荷重計算手段と、上記減算手段の差分信号を参照して目標信号の周波数を推定し、その周波数を含む周波数帯域を上記通過帯域制限手段の通過帯域に設定する通過帯域設定手段とを備えたサイドローブキャンセラ。  Among the received signal of the main antenna and the received signals of the plurality of auxiliary antennas, the passband limiting means for limiting the passband of at least one received signal, and the received signals of the plurality of auxiliary antennas output from the passband limiting means On the other hand, a plurality of load multiplying means for multiplying each provided load, a combining means for combining the multiplied signals of the plurality of load multiplying means, a received signal of the main antenna output from the passband limiting means, and the above Subtracting means for outputting a difference from the combined signal of the combining means; a load calculating means for calculating a load that minimizes the power of the difference signal of the subtracting means; and providing the load to the plurality of load multiplying means; and Pass band setting means for estimating the frequency of the target signal with reference to the difference signal of the subtracting means and setting the frequency band including the frequency as the pass band of the pass band limiting means Side lobe canceller equipped with. 荷重計算手段は、減算手段の差分信号を参照して目標信号の入射方向を推定し、その入射方向の信号電力が変化しないように上記減算手段の差分信号の電力を最小化する荷重を計算することを特徴とする請求項２記載のサイドローブキャンセラ。  The load calculating means estimates the incident direction of the target signal with reference to the difference signal of the subtracting means, and calculates a load that minimizes the power of the difference signal of the subtracting means so that the signal power in the incident direction does not change. The sidelobe canceller according to claim 2. 複数の補助アンテナが設置されている場合、減算手段の差分信号を参照して目標信号の入射方向を推定し、その入射方向の信号電力を最小化する荷重を計算する第２の荷重計算手段と、上記複数の補助アンテナの受信信号に対して上記第２の荷重計算手段により計算された荷重をそれぞれ乗算し、複数の乗算信号を合成して、その合成信号を通過帯域制限手段に出力する合成手段とを設けたことを特徴とする請求項１記載のサイドローブキャンセラ。  When a plurality of auxiliary antennas are installed, a second load calculating means for estimating the incident direction of the target signal with reference to the difference signal of the subtracting means and calculating a load that minimizes the signal power in the incident direction; The received signals of the plurality of auxiliary antennas are respectively multiplied by the weights calculated by the second load calculating means, and the plurality of multiplied signals are synthesized, and the synthesized signal is output to the passband limiting means. The side lobe canceller according to claim 1, further comprising: means. 補助アンテナの受信信号の通過帯域を制限する通過帯域制限手段と、上記通過帯域制限手段から出力された補助アンテナの受信信号に対して、提供された荷重を乗算する荷重乗算手段と、主アンテナの受信信号と上記荷重乗算手段の乗算信号との差分を出力する減算手段と、上記減算手段の差分信号の電力を最小化する荷重を計算し、その荷重を上記荷重乗算手段に提供する荷重計算手段と、上記減算手段の差分信号を参照して目標信号の周波数を推定し、その周波数を含まない近傍の周波数帯域を上記通過帯域制限手段の通過帯域に設定する通過帯域設定手段とを備えたサイドローブキャンセラ。Pass band limiting means for limiting the pass band of the reception signal of the auxiliary antenna, load multiplication means for multiplying the received signal of the auxiliary antenna output from the pass band limiting means by the provided load, and A subtracting means for outputting a difference between the received signal and the multiplication signal of the load multiplying means; a load calculating means for calculating a load that minimizes the power of the difference signal of the subtracting means and providing the load to the load multiplying means And a passband setting means that estimates the frequency of the target signal with reference to the difference signal of the subtracting means and sets a nearby frequency band not including the frequency as the passband of the passband limiting means. Robe canceller. 主アンテナの受信信号の通過帯域を制限する通過帯域制限手段を設け、通過帯域設定手段は、目標信号の周波数を含む周波数帯域を主アンテナの受信信号の通過帯域を制限する通過帯域制限手段の通過帯域に設定することを特徴とする請求項５記載のサイドローブキャンセラ。Pass band limiting means for limiting the pass band of the reception signal of the main antenna is provided, and the pass band setting means passes the frequency band including the frequency of the target signal through the pass band limiting means for limiting the pass band of the reception signal of the main antenna. 6. The sidelobe canceller according to claim 5, wherein the sidelobe canceller is set to a band. 減算手段は、目標信号に対する不要信号の電力比を推定し、その電力比が所定比より小さくなると、主アンテナの受信信号を差分信号として出力することを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載のサイドローブキャンセラ。  The subtracting means estimates the power ratio of the unnecessary signal to the target signal, and outputs the received signal of the main antenna as a differential signal when the power ratio becomes smaller than a predetermined ratio. The sidelobe canceller of any one of them. 荷重計算手段は、ＳＭＩアルゴリズムを用いて減算手段の差分信号の電力を最小化する荷重を計算することを特徴とする請求項１、請求項２および請求項４から請求項６のうちのいずれか１項記載のサイドローブキャンセラ。The load calculation means calculates a load that minimizes the power of the difference signal of the subtraction means by using an SMI algorithm. The load calculation means according to any one of claims 1, 2, and 4 to 6 . The sidelobe canceller according to 1. 目標の追尾を開始する前に実施する目標の捜索モードにおいて、目標のサーチ周波数に合わせて通過帯域制限手段の通過帯域を変更するスキャン手段を設けたことを特徴とする請求項１から請求項８のうちのいずれか１項記載のサイドローブキャンセラ。  9. A scan means for changing a pass band of a pass band limiting means in accordance with a target search frequency in a target search mode executed before starting tracking of a target is provided. The sidelobe canceller according to any one of the above.

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