JP4275401B2 - Sidelobe canceller - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、移動体に搭載され、目標からの反射波である目標信号と周波数が重なるクラッタを抑圧するサイドローブキャンセラに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来のサイドローブキャンセラは、補助アンテナの受信信号に荷重を乗算し、主アンテナの受信信号から荷重乗算後の補助アンテナの受信信号を減算する。
ただし、補助アンテナの受信信号に荷重を乗算する際、減算信号の電力が最小化するような荷重を計算して乗算する。
これにより、主アンテナの受信信号に含まれている信号成分のうち、補助アンテナの受信信号と相関が高い成分だけを抑圧することができる。
したがって、補助アンテナが不要信号だけを強く受信することができれば、主アンテナの受信信号に含まれている信号成分のうち、不要信号の成分だけを抑圧することができる(以下の特許文献1を参照)。
【0003】
【特許文献1】
特開昭60−41802号公報(第6頁から第8頁、図2)
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
従来のサイドローブキャンセラは以上のように構成されているので、補助アンテナが目標信号と周波数が重なるクラッタを受信すると、主アンテナの受信信号に含まれている信号成分から、不要信号の成分だけでなく目標信号の成分も抑圧してしまうなどの課題があった。
【0005】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、補助アンテナが目標信号と周波数が重なるクラッタを受信しても、主アンテナの受信信号に含まれている信号成分のうち、不要信号の成分だけを抑圧することができるサイドローブキャンセラを得ることを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るサイドローブキャンセラは、減算手段の差分信号を参照して目標信号の周波数を推定し、その周波数を含む周波数帯域を通過帯域制限手段の通過帯域に設定するようにしたものである。
【0007】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1によるサイドローブキャンセラを示す構成図であり、図において、主アンテナ1の受信信号x0(t)が通過帯域制限部3に入力され、通過帯域制限部3から受信信号xb0(t)が出力される。ブロードな指向性を有する補助アンテナ2の受信信号x1(t)が通過帯域制限部3に入力され、通過帯域制限部3からxb1(t)が出力される。ただし、受信信号x0(t),x1(t)はダウンコンバータによってベースバンド、あるいは、中間周波数にダウンコンバートされているものとする。また、受信信号x0(t),x1(t),xb0(t),xb1(t)は複素信号であり、tは時間を表す因子である。
通過帯域制限部3の帯域フィルタ4,5はレーダ装置の周波数追尾装置9により通過帯域が設定され、受信信号x0(t),x1(t)に含まれる通過帯域以外の周波数成分を除去する。なお、通過帯域制限部3は通過帯域制限手段を構成している。
【0008】
荷重計算部6は減算器8から出力される差分信号e(t)の電力を最小化する荷重wを計算し、乗算器7は帯域フィルタ5から出力された受信信号xb1(t)に対して、荷重計算部6により計算された荷重wを乗算する。なお、荷重計算部6は荷重計算手段を構成し、乗算器7は荷重乗算手段を構成している。
減算器8は帯域フィルタ4から出力された受信信号xb0(t)と乗算器7から出力された乗算信号w・xb1(t)との差分を求め、その差分信号e(t)を出力する。なお、減算器8は減算手段を構成している。周波数追尾装置9は減算器8から出力された差分信号e(t)を参照して目標信号の周波数を推定し、その周波数を含む周波数帯域を帯域フィルタ4,5の通過帯域に設定する。なお、周波数追尾装置9は通過帯域設定手段を構成している。
【0009】
次に動作について説明する。
まず、通過帯域制限部3の帯域フィルタ4は、主アンテナ1の受信信号x0(t)を入力すると、その受信信号x0(t)に含まれている信号成分から、周波数追尾装置9により設定された通過帯域以外の周波数成分を除去する。
また、通過帯域制限部3の帯域フィルタ5は、補助アンテナ2の受信信号x1(t)を入力すると、その受信信号x1(t)に含まれている信号成分から、周波数追尾装置9により設定された通過帯域以外の周波数成分を除去する。
【0010】
ここで、周波数追尾装置9は、減算器8から出力された差分信号e(t)を参照して目標信号の周波数fsを推定し、その周波数fsを含む周波数帯域を帯域フィルタ4,5の通過帯域BWに設定するが、その周波数fsを含む周波数帯域BWは、図3に示すように、目標信号の周波数成分よりも広く設定される。
これにより、通過帯域制限部3の帯域フィルタ4,5は、目標信号の周波数成分以外の周波数成分を有するクラッタについても目標信号と一緒に通過させることになるので、目標信号とクラッタの相関を低下させることができる。このように目標信号とクラッタの相関が低下すれば、以下の処理では、目標信号とクラッタを独立した2つの信号として扱うことができるようになる。
なお、周波数追尾装置9における周波数の推定方法は、特に限定するものではなく、従来から広く知られている方法を使用すればよいが、例えば、特開平11−271436号公報に開示されている方法を使用すればよい。
【0011】
荷重計算部6は、減算器8から出力される差分信号e(t)の電力を最小化するような荷重wを計算する。このような荷重wは、例えば、SMI(Sample Matrix Inversion)アルゴリズムを用いて計算するが、SMIアルゴリズムを用いて計算する場合、少ないサンプル数で、精度よく荷重wを計算することができる。具体的には、主アンテナの受信信号xb0(t)と、補助アンテナ2の受信信号xb1(t)を用いて次式のように求められることができる。
【数1】
肩字の*は複素共役を表し、E[]は時間平均を表す演算子である。
【0012】
ここでは、SMIアルゴリズムを用いて荷重wを計算するものについて示したが、これに限るものではなく、例えば、LMS(Least Mean Square)アルゴリズムなどの収束型のアルゴリズムを用いてもよい。このアルゴリズムは次式に示すような荷重計算を繰り返し、収束後に減算器8の差分信号e(t)を最小化するような荷重wを求めるものである。
【数2】
式(2)において、μはステップサイズパラメータと呼ばれる係数であり、収束の速さを調節する係数である。
【0013】
乗算器7は、荷重計算部6が差分信号e(t)の電力を最小化する荷重wを計算すると、帯域フィルタ5から出力された受信信号xb1(t)に対して荷重wを乗算する。
減算器8は、帯域フィルタ4から出力された受信信号xb0(t)と乗算器7から出力された乗算信号w・xb1(t)との差分を求め、その差分信号e(t)を出力する。
【0014】
1つの補助アンテナ2を備えるサイドローブキャンセラでは、上記のように減算器8から出力される差分信号e(t)の電力を最小化すると、1つの信号成分だけが優先的に抑圧される。即ち、帯域フィルタ4,5の出力信号には目標信号成分とクラッタ成分の2つの信号成分が含まれるので、このうちの強い信号成分だけが優先的に抑圧されることになる。これはパワーインバージョンの原理として知られている性質によるものである。クラッタの波源は目標よりも近く、また、有効反射面積RCSも目標より大きいので、目標よりも大きい電力を有することが多い。このため、図1のように、1つの補助アンテナ2を備えるサイドローブキャンセラによってクラッタだけを有効に抑圧することができる。
【0015】
ここで、帯域フィルタ4,5を通過するクラッタの入射方向の特性について考察する。
クラッタの入射方向ベクトルをVCとし、レーダ装置を搭載する移動体の速度ベクトルVmと入射方向ベクトルVCのなす角をΨCとすると、そのクラッタの周波数fdcは次式で与えられる。
【数3】
【0016】
式(3)より、移動体の速度ベクトルVmと入射方向ベクトルVCのなす角ΨCと、クラッタの周波数fdcとは、1対1に対応することが分かる。このことから、速度ベクトルVmとのなす角がΨCとなる方向から入射するクラッタはすべて同一の周波数を有することになる。このように、ある周波数のクラッタはある範囲の方向から入射することになるが、この周波数がキャリア周波数に比べて十分に狭帯域であり、コヒーレントな波の集合体である場合には、1つの信号としての性質しか持たないので、サイドローブキャンセラは1つの自由度だけで対応できることになる。このため、帯域フィルタ4,5の帯域幅は、クラッタが1つの信号として扱える程度に十分に狭帯域な範囲で設定するものとする。
【0017】
以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、減算器8の差分信号e(t)を参照して目標信号の周波数fsを推定し、その周波数fsを含む周波数帯域を帯域フィルタ4,5の通過帯域に設定するように構成したので、補助アンテナ2が目標信号と周波数が重なるクラッタを受信しても、主アンテナ1の受信信号に含まれている信号成分のうち、不要信号の成分だけを抑圧することができる効果を奏する。
【0018】
この実施の形態1では、通過帯域制限部3が主アンテナ1の受信信号x0(t)の通過帯域を制限する帯域フィルタ4と、補助アンテナ2の受信信号x1(t)の通過帯域を制限する帯域フィルタ5とから構成されているものについて示したが、図2に示すように、補助アンテナ2の受信信号x1(t)の通過帯域を制限する帯域フィルタ5のみから構成されていてもよい。あるいは、主アンテナ1の受信信号x0(t)の通過帯域を制限する帯域フィルタ4のみから構成されていてもよい。
サイドローブキャンセラでは、主アンテナ1と補助アンテナ2の帯域が重なる部分でのみ作用するので、補助アンテナ2又は主アンテナ1の一方にだけ帯域フィルタを接続しても、同様の効果を得ることができる。
【0019】
また、帯域フィルタ4,5は、目標信号の周波数成分よりも広い帯域を有するという条件の下で、例えば、FIRフィルタで構成してもよい。また、受信信号に対してFFT処理を実施することにより、周波数領域で通過帯域以外の周波数成分をカットし、その後、IFFT処理を実施するようにしてもよい。
また、数種類の帯域フィルタを用意しておき、周波数追尾装置9により推定された目標信号の周波数fsに応じて目標が含まれる帯域フィルタを選択するようにしてもよい。
【0020】
実施の形態2.
図4はこの発明の実施の形態2によるサイドローブキャンセラを示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ブロードな指向性を有する補助アンテナ11の受信信号x2(t)が通過帯域制限部3に入力され、通過帯域制限部3から受信信号xb2(t)が出力される。通過帯域制限部3の帯域フィルタ12はレーダ装置の周波数追尾装置9により通過帯域が設定され、受信信号x2(t)に含まれる通過帯域以外の周波数成分を除去する。ただし、帯域フィルタ12の通過帯域は、帯域フィルタ4,5の通過帯域と同様に、目標信号の周波数fsを含む周波数帯域が設定される。
【0021】
乗算器13は帯域フィルタ12から出力された受信信号xb2(t)に対して、荷重計算部16により計算された荷重を乗算する。なお、乗算器13は荷重乗算手段を構成している。合成器14は乗算器7の乗算信号と乗算器13の乗算信号を合成する。なお、合成器14は合成手段を構成している。
角度追尾装置15は減算器8から出力された差分信号e(t)を参照して目標信号の入射方向を推定する。荷重計算部16は角度追尾装置15により推定された入射方向の信号電力が変化しないように減算器8から出力された差分信号e(t)の電力を最小化する荷重を計算する。なお、角度追尾装置15及び荷重計算部16から荷重計算手段が構成されている。
【0022】
上記実施の形態1では、1つの補助アンテナ2を備えているものについて示したが、2つの補助アンテナ2,11を備えるようにしてもよい。
ただし、この実施の形態2では、荷重計算部16が目標信号の入射方向の信号電力が変化しないように減算器8から出力された差分信号e(t)の電力を最小化する荷重を計算している。具体的には下記の通りである。
【0023】
まず、角度追尾装置15は、減算器8から出力された差分信号e(t)を参照して目標信号の入射方向を推定する。
角度追尾装置15における入射方向の推定方法は、特に限定するものではなく、従来から広く知られている方法を使用すればよいが、例えば、特開平11−271436号公報に開示されている方法を使用すればよい。
【0024】
荷重計算部16は、角度追尾装置15が目標信号の入射方向を推定すると、その入射方向の信号電力が変化しないように減算器8から出力された差分信号e(t)の電力を最小化する荷重を計算する。即ち、サイドローブキャンセラ処理後も目標信号方向のアンテナゲインを変えないように拘束をかけて減算器8の差分信号e(t)を最小化するような荷重を算出する。
例えば、DCMP(Directionally Constrained Minimization of Power)アルゴリズムを実施することにより、上記のような荷重を計算する。以下、DCMPによる荷重計算を具体的に説明する。
【0025】
まず、荷重計算部16は、次式に示すように拘束する方向のステアリングベクトルaを求める。
【数4】
【0026】
ここで、dtは目標の方向ベクトルであり、角度追尾装置15から得られる。GM(dt),G1(dt),G2(dt)はそれぞれ主アンテナ1,補助アンテナ2,補助アンテナ11の目標方向のアンテナゲインであり、例えば、メモリにアンテナゲインが記憶されている場合には、そのメモリからアンテナゲインを読み込むようにする。あるいは、アンテナがアレーアンテナで与えられる場合には、素子配置と目標の入射方向ベクトルから計算により求めるようにする。
φ1(dt),φ2(dt)はそれぞれ主アンテナ1と補助アンテナ2、主アンテナ1と補助アンテナ11の受信位相差であり、補助アンテナ配置と目標の入射方向ベクトルから計算により求めることができる。
【0027】
次に、荷重計算部16は、ステアリングベクトルaを拘束ベクトルとして、次式のように主アンテナ1、補助アンテナ2及び補助アンテナ11に対する荷重wa0,wa1,wa2を求める。
【数5】
【0028】
ここで、γは定数、Rは相関行列である。
帯域フィルタ4,5,12を通過した主アンテナ1、補助アンテナ2及び補助アンテナ11の受信信号xb0(t),xb1(t),xb2(t)から為る受信信号ベクトルをXbと定義して、相関行列Rを下記のように計算する。
【数6】
【0029】
荷重計算部16は、主アンテナ1、補助アンテナ2及び補助アンテナ11に対する荷重wa0,wa1,wa2を式(5)から求めるが、主アンテナ1に対する荷重を“1”とする場合、次式のように主アンテナ1に対する荷重wa0で正規化して補助アンテナ2,11に対する荷重wb1,wb2を求める。
【数7】
【0030】
この実施の形態2によれば、目標信号方向のゲインを拘束するDCMPアルゴリズムを用いて補助アンテナ2,11に対する荷重wb1,wb2を求めるので、上記実施の形態1の効果に加え、目標方向にアンテナパターンのナルが形成されることを防ぐことができる。したがって、減算器8の差分信号e(t)における目標信号成分の抑圧を防止することができる効果を奏する。
【0031】
この実施の形態2では、通過帯域制限部3が主アンテナ1の受信信号x0(t)の通過帯域を制限する帯域フィルタ4と、補助アンテナ2,11の受信信号x1(t),x2(t)の通過帯域を制限する帯域フィルタ5,12とから構成されているものについて示したが、図5に示すように、補助アンテナ2,11の受信信号x1(t),x2(t)の通過帯域を制限する帯域フィルタ5,12のみから構成されていてもよい。あるいは、主アンテナ1の受信信号x0(t)の通過帯域を制限する帯域フィルタ4のみから構成されていてもよい。
【0032】
実施の形態3.
図6はこの発明の実施の形態3によるサイドローブキャンセラを示す構成図であり、図において、図1及び図4と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ビームフォーミング荷重計算部17は角度追尾装置15により推定された入射方向の信号電力を最小化する荷重を計算する。なお、ビームフォーミング荷重計算部17は第2の荷重計算手段を構成している。乗算器18は補助アンテナ2の受信信号x1(t)に対してビームフォーミング荷重計算部17により計算された荷重を乗算し、乗算器19は補助アンテナ11の受信信号x2(t)に対してビームフォーミング荷重計算部17により計算された荷重を乗算する。合成器20は乗算器18の乗算信号と乗算器19の乗算信号を合成する。なお、乗算器18,19及び合成器20から合成手段が構成されている。
【0033】
上記実施の形態1では、1つの補助アンテナ2を備えているものについて示したが、2つの補助アンテナ2,11を備えるようにしてもよい。
この実施の形態3では、ビームフォーミング荷重計算部17は、角度追尾装置15が目標の入射方向を推定すると、その入射方向の信号電力を最小化する荷重を計算する。即ち、補助アンテナ2,11の受信信号の荷重合成後のパターンとして(合成器20の合成信号)、目標方向にナルが形成されるような荷重を計算する。
【0034】
このような荷重は、例えば、目標の入射方向のステアリングベクトルaが式(4)のように与えられる場合、補助アンテナ2,11の受信信号x1(t),x2(t)に乗じる荷重wc1,wc2は次式のように求めることができる。
【数8】
【0035】
このように、補助アンテナ2,11の受信信号x1(t),x2(t)の合成パターンにおいて、目標方向にナルビームを形成することにより、合成器20の合成信号において目標信号を含まないようにすることができる。
これにより、帯域フィルタ5には、目標信号との相関が低い補助アンテナの受信信号(合成器20の合成信号)を入力することができるため、減算器8において、電力の強いクラッタ成分だけを抑圧することができる。したがって、減算器8の差分信号e(t)における目標信号成分の抑圧を防止することができる効果を奏する。
【0036】
この実施の形態3では、通過帯域制限部3が主アンテナ1の受信信号x0(t)の通過帯域を制限する帯域フィルタ4と、合成器20の合成信号の通過帯域を制限する帯域フィルタ5とから構成されているものについて示したが、図7に示すように、合成器20の合成信号の通過帯域を制限する帯域フィルタ5のみから構成されていてもよい。あるいは、主アンテナ1の受信信号x0(t)の通過帯域を制限する帯域フィルタ4のみから構成されていてもよい。
【0037】
実施の形態4.
図8はこの発明の実施の形態4によるサイドローブキャンセラを示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
通過帯域制限部3の帯域フィルタ21はレーダ装置の周波数追尾装置22により通過帯域が設定され、補助アンテナ2の受信信号x1(t)に含まれる通過帯域以外の周波数成分を除去する。なお、この実施の形態4では帯域フィルタ4が第1の通過帯域制限手段を構成し、帯域フィルタ21が通過帯域制限手段を構成している。
周波数追尾装置22は減算器8から出力された差分信号e(t)を参照して目標信号の周波数を推定し、その周波数を含む周波数帯域を帯域フィルタ4の通過帯域に設定するとともに、その周波数の近傍の周波数帯域を帯域フィルタ21の通過帯域に設定する。なお、周波数追尾装置22は通過帯域設定手段を構成している。
【0038】
上記実施の形態1では、レーダ装置の周波数追尾装置9が図3に示すように、目標信号の周波数fsを含む周波数帯域を帯域フィルタ4,5の通過帯域BWに設定するものについて示したが、レーダ装置の周波数追尾装置22が図3に示すように、目標信号の周波数fsを含む周波数帯域を帯域フィルタ4の通過帯域BWに設定する一方、図9に示すように、目標信号の周波数fsの近傍の周波数帯域(周波数fsの両側又は片側の周波数帯域)を帯域フィルタ21の通過帯域BWに設定するようにしてもよい。
【0039】
この場合においても、補助アンテナ2の受信信号xb1(t)において、目標信号と相関を低くすることができるため、減算器8において、電力の強いクラッタ成分だけを抑圧することができる。したがって、減算器8の差分信号e(t)における目標信号成分の抑圧を防止することができる効果を奏する。
なお、図8では、主アンテナ1の受信信号x0(t)を帯域フィルタ4に通すものについて示したが、帯域フィルタ4を設けずに、直接、主アンテナ1の受信信号x0(t)を減算器8に与えるようにしても同様の効果を奏することができる。
【0040】
実施の形態5.
図10はこの発明の実施の形態5によるサイドローブキャンセラを示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
電力推定器23は帯域フィルタ5から出力された補助アンテナ2の受信信号xb1(t)を参照して、目標信号に対する不要信号(例えば、クラッタや受信機雑音)の電力比を推定し、その電力比が所定比より小さくなるとスイッチ24をオフする。なお、電力推定器23及びスイッチ24は減算手段を構成している。
【0041】
図1のサイドローブキャンセラでは、例えば、目標が接近して目標信号の電力がクラッタの電力よりも大きくなる場合には、目標信号を抑圧する場合がある。そこで、この実施の形態5では、目標信号に対する不要信号の電力比が小さくなると、サイドローブキャンセラが動作しないようにするため、補助アンテナ側から受信信号が減算器8に入力されないようにしている。
即ち、電力推定器23が帯域フィルタ5から出力された補助アンテナ2の受信信号xb1(t)を参照して、目標信号に対する不要信号の電力比を推定する。そして、その電力比が所定比より小さくなると、目標が接近していると判断して、スイッチ24をオフする。
これにより、目標が接近して来たとき、目標信号を抑圧しないようにすることができる効果を奏する。
【0042】
この実施の形態5では、上記実施の形態1のサイドローブキャンセラに電力推定器23とスイッチ24を搭載するものについて示したが、上記実施の形態2から4のサイドローブキャンセラに電力推定器23とスイッチ24を搭載するようにしてもよく、同様の効果を奏することができる。
【0043】
実施の形態6.
図11はこの発明の実施の形態6によるサイドローブキャンセラを示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
スキャン回路25は目標の追尾を開始する前に実施する目標の捜索モードにおいて、目標のサーチ周波数に合わせて帯域フィルタ4,5の通過帯域を変更するスキャン手段を構成している。
【0044】
上記実施の形態1から5では、レーダが目標を追尾している追尾モードのときの動作について示したが、目標の追尾を開始する前は、目標の位置が分からないので、目標を捜索する捜索モードを実施する必要がある。
スキャン回路25は、目標の捜索モードにおいて、目標のサーチ周波数に合わせて帯域フィルタ4,5の通過帯域を変更するようにする。
即ち、帯域フィルタ4,5の通過帯域(通過帯域は、目標信号の周波数成分よりも広く設定される)の中心周波数がクラッタの存在する帯域内で変化するように動作させる。目標が検出された後は、上記実施の形態1から5における追尾モードに移行する。
この実施の形態6によれば、クラッタを抑圧しながら目標信号を捜索することができる効果を奏する。即ち、捜索モードにおいて、仮に設定した通過帯域内に目標信号が存在する場合でも、その目標信号を抑圧することなく、クラッタだけを有効に抑圧することができる。
【0045】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、減算手段の差分信号を参照して目標信号の周波数を推定し、その周波数を含む周波数帯域を通過帯域制限手段の通過帯域に設定するように構成したので、補助アンテナが目標信号と周波数が重なるクラッタを受信しても、主アンテナの受信信号に含まれている信号成分のうち、不要信号の成分だけを抑圧することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明の実施の形態1によるサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図2】 この発明の実施の形態1による他のサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図3】 目標信号やクラッタ等の周波数特性を示す説明図である。
【図4】 この発明の実施の形態2によるサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図5】 この発明の実施の形態2による他のサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図6】 この発明の実施の形態3によるサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図7】 この発明の実施の形態3による他のサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図8】 この発明の実施の形態4によるサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図9】 目標信号やクラッタ等の周波数特性を示す説明図である。
【図10】 この発明の実施の形態5によるサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【図11】 この発明の実施の形態6によるサイドローブキャンセラを示す構成図である。
【符号の説明】
1 主アンテナ、2 補助アンテナ、3 通過帯域制限部(通過帯域制限手段)、4,5 帯域フィルタ、6 荷重計算部(荷重計算手段)、7 乗算器(荷重乗算手段)、8 減算器(減算手段)、9 周波数追尾装置(通過帯域設定手段)、11 補助アンテナ、12 帯域フィルタ、13 乗算器(荷重乗算手段)、14 合成器(合成手段)、15 角度追尾装置(荷重計算手段)、16 荷重計算部(荷重計算手段)、17 ビームフォーミング荷重計算部(第2の荷重計算手段)、18 乗算器(合成手段)、19 乗算器(合成手段)、20 合成器(合成手段)、21 帯域フィルタ(通過帯域制限手段)、22 周波数追尾装置(通過帯域設定手段)、23 電力推定器(減算手段)、24 スイッチ(減算手段)、25 スキャン回路(スキャン手段)。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a sidelobe canceller that is mounted on a moving body and suppresses clutter having a frequency overlapping with a target signal that is a reflected wave from a target.
[0002]
[Prior art]
The conventional sidelobe canceller multiplies the received signal of the auxiliary antenna by a load, and subtracts the received signal of the auxiliary antenna after the weight multiplication from the received signal of the main antenna.
However, when multiplying the received signal of the auxiliary antenna by a load, a load that minimizes the power of the subtraction signal is calculated and multiplied.
Thereby, it is possible to suppress only a component having a high correlation with the reception signal of the auxiliary antenna among the signal components included in the reception signal of the main antenna.
Therefore, if the auxiliary antenna can strongly receive only the unnecessary signal, only the unnecessary signal component among the signal components included in the reception signal of the main antenna can be suppressed (see
[0003]
[Patent Document 1]
JP 60-41802 (
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
Since the conventional sidelobe canceller is configured as described above, when the auxiliary antenna receives a clutter whose frequency overlaps with the target signal, only the unnecessary signal component is included in the signal component contained in the received signal of the main antenna. There were also problems such as suppressing the components of the target signal.
[0005]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and even if the auxiliary antenna receives a clutter whose frequency overlaps with the target signal, it is unnecessary among the signal components included in the received signal of the main antenna. An object of the present invention is to obtain a sidelobe canceller that can suppress only signal components.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
The sidelobe canceller according to the present invention estimates the frequency of the target signal with reference to the difference signal of the subtracting means, and sets the frequency band including the frequency as the passband of the passband limiting means.
[0007]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described below.
FIG. 1 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to
The
[0008]
The
The subtracter 8 receives the received signal x output from the
[0009]
Next, the operation will be described.
First, the
In addition, the
[0010]
Here, the
As a result, the
The frequency estimation method in the
[0011]
The
[Expression 1]
The superscript * represents a complex conjugate, and E [] is an operator representing a time average.
[0012]
Here, the load w is calculated using the SMI algorithm. However, the present invention is not limited to this. For example, a convergent algorithm such as a LMS (Least Mean Square) algorithm may be used. This algorithm repeats load calculation as shown in the following equation, and obtains a load w that minimizes the difference signal e (t) of the subtracter 8 after convergence.
[Expression 2]
In Expression (2), μ is a coefficient called a step size parameter, and is a coefficient that adjusts the speed of convergence.
[0013]
When the
The subtracter 8 receives the received signal x output from the
[0014]
In the sidelobe canceller having one
[0015]
Here, the characteristics of the incident direction of the clutter passing through the
The incidence direction vector of the clutter is V C Velocity vector V of the moving body on which the radar device is mounted m And the incident direction vector V C The angle between C Then, the frequency f of the clutter dc Is given by:
[Equation 3]
[0016]
From equation (3), the velocity vector V of the moving object m And the incident direction vector V C The angle Ψ C And the clutter frequency f dc It can be seen that there is a one-to-one correspondence. From this, the velocity vector V m Is the angle Ψ C All of the clutter that enters from the direction becomes the same frequency. In this way, a clutter of a certain frequency enters from a range of directions, but if this frequency is sufficiently narrow band compared to the carrier frequency and is a collection of coherent waves, one Since it has only a signal property, the sidelobe canceller can cope with only one degree of freedom. For this reason, the bandwidths of the band-
[0017]
As apparent from the above, according to the first embodiment, the frequency f of the target signal is referred to with reference to the difference signal e (t) of the subtracter 8. s And its frequency f s Is included in the passband of the
[0018]
In the first embodiment, the
Since the sidelobe canceller operates only in a portion where the bands of the
[0019]
Further, the band filters 4 and 5 may be constituted by, for example, FIR filters under the condition that the band filters 4 and 5 have a wider band than the frequency component of the target signal. Further, by performing FFT processing on the received signal, frequency components other than the passband may be cut in the frequency domain, and then IFFT processing may be performed.
Also, several types of band filters are prepared, and the frequency f of the target signal estimated by the
[0020]
4 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to
Received signal x of
[0021]
The
The
[0022]
In the first embodiment, the case where one
However, in the second embodiment, the
[0023]
First, the
The method of estimating the incident direction in the
[0024]
When the
For example, a load as described above is calculated by implementing a DCMP (Directly Constrained Minimization of Power) algorithm. Hereinafter, load calculation by DCMP will be specifically described.
[0025]
First, the
[Expression 4]
[0026]
Where d t Is a target direction vector and is obtained from the
φ 1 (D t ), Φ 2 (D t ) Are reception phase differences between the
[0027]
Next, the
[Equation 5]
[0028]
Here, γ is a constant, and R is a correlation matrix.
Received signals x of the
[Formula 6]
[0029]
The
[Expression 7]
[0030]
According to the second embodiment, the load w on the
[0031]
In the second embodiment, the
[0032]
6 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to
The beam forming
[0033]
In the first embodiment, the case where one
In the third embodiment, when the
[0034]
For example, when the steering vector a in the target incident direction is given by the equation (4), such a load is applied to the reception signal x of the
[Equation 8]
[0035]
Thus, the received signal x of the
As a result, the reception signal of the auxiliary antenna (the combined signal of the combiner 20) having a low correlation with the target signal can be input to the
[0036]
In the third embodiment, the
[0037]
8 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to
The
The
[0038]
In the first embodiment, the
[0039]
Also in this case, the received signal x of the
In FIG. 8, the received signal x of the
[0040]
FIG. 10 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to
The
[0041]
In the sidelobe canceller of FIG. 1, for example, when the target approaches and the power of the target signal becomes larger than the power of the clutter, the target signal may be suppressed. Therefore, in the fifth embodiment, when the power ratio of the unnecessary signal to the target signal becomes small, the received signal is not input to the subtracter 8 from the auxiliary antenna side so that the sidelobe canceller does not operate.
That is, the received signal x of the
Thus, there is an effect that the target signal can be prevented from being suppressed when the target approaches.
[0042]
In the fifth embodiment, the
[0043]
FIG. 11 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to
The scanning circuit 25 constitutes scanning means for changing the passbands of the
[0044]
In the first to fifth embodiments, the operation in the tracking mode in which the radar is tracking the target has been described. However, since the target position is not known before the target tracking is started, the search for searching for the target is performed. It is necessary to implement the mode.
The scan circuit 25 changes the passbands of the
That is, the band filters 4 and 5 are operated so that the center frequency of the pass band (the pass band is set wider than the frequency component of the target signal) changes within the band where the clutter exists. After the target is detected, the mode shifts to the tracking mode in the first to fifth embodiments.
According to the sixth embodiment, it is possible to search for a target signal while suppressing clutter. That is, even in the search mode, even when a target signal exists in the set pass band, it is possible to effectively suppress only the clutter without suppressing the target signal.
[0045]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the frequency of the target signal is estimated with reference to the difference signal of the subtracting means, and the frequency band including the frequency is set as the passband of the passband limiting means. Even if the auxiliary antenna receives a clutter whose frequency overlaps with the target signal, it is possible to suppress only the unnecessary signal component among the signal components included in the received signal of the main antenna.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a sidelobe canceller according to
FIG. 2 is a configuration diagram showing another sidelobe canceller according to
FIG. 3 is an explanatory diagram showing frequency characteristics of a target signal, clutter, and the like.
FIG. 4 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to
FIG. 5 is a configuration diagram showing another sidelobe canceller according to
FIG. 6 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to
FIG. 7 is a block diagram showing another sidelobe canceller according to
FIG. 8 is a configuration diagram showing a sidelobe canceller according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating frequency characteristics of a target signal, clutter, and the like.
FIG. 10 is a block diagram showing a sidelobe canceller according to
FIG. 11 is a configuration diagram showing a sidelobe canceller according to
[Explanation of symbols]
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