JP4241223B2 - 磁気軸受装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ターボ分子ポンプや工作機械などに使用する磁気軸受装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
低振動で高速回転が要求されるターボ分子ポンプや工作機械などにおいては、軸受けとして磁気軸受が用いられることが多い。回転体においては５軸制御型の磁気軸受が一般的に用いられ、ラジアル方向に４軸、アキシャル方向に１軸が配置されている。各軸には電磁石と変位センサが対で設けられている。回転体の変位を検出する変位センサにはインダクタンス式センサが多く用いられ、通常、ラジアル軸には対向型が、アキシャル軸には非対向型のものが使用される。変位センサには搬送波が印加され、回転体とのギャップ変化によるセンサ部のインピーダンス変化により搬送波が振幅変調される。そして、この振幅変調された信号を用いて電磁石の励磁電流を制御している。
【０００３】
アキシャル軸の変位センサの場合には、対向型でないためセンサ部や信号ラインの浮遊容量の変化によってセンサ信号のオフセット値が変化する。特に、磁気軸受装置とコントローラとを接続するケーブルを変更すると、ケーブルの浮遊容量変化によってオフセット値が大きく変化する傾向があるので、交換の度にオフセット調整を行う必要があった。そのため、このようなオフセット調整作業を省略できるように、搬送波の周波数を低く設定する傾向にある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、搬送波の周波数を低く設定した場合、振幅変調波から搬送波の基本波および高調波を除去してセンサ信号をフィルタリングする際に、センサ信号の必要帯域に対して搬送波の周波数が比較的接近した状況となる。そのため、磁気浮上制御性が低下しないように、必要帯域の位相遅れを極力避けるとともに、フィルタリングに関してローパスフィルタに代えてノッチフィルタを多数使用する必要があった。その結果、回路規模の増大を招くという欠点があった。
【０００５】
本発明の目的は、回路規模の縮小化を図ることができ、搬送波の低周波数化に適した磁気軸受装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
（１）請求項１の発明による磁気軸受装置は、被支持体を非接触支持する電磁石と、電磁石に励磁電流を供給する励磁アンプと、搬送波を生成する搬送波生成手段と、搬送波を被支持体の浮上位置に応じて変調してセンサ信号として出力するセンサと、センサ信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、デジタル値に変換されたセンサ信号に基づいてデジタル演算処理により復調する復調演算手段と、復調演算手段の演算結果に基づいて励磁アンプを制御する制御手段とを備え磁気軸受装置であって、復調演算手段は、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、デジタル値に変換されたセンサ信号と正弦波離散値とを乗算する乗算部と、乗算部の乗算結果にローパス演算処理を行うローパス演算部とを備え、搬送波生成手段は、乗算部で乗算される正弦波離散値とセンサ信号とがほぼ同位相となるように正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトする位相シフト演算部と、その位相シフトされた正弦波離散値をＤ／Ａ変換して搬送波を生成するＤ／Ａ変換部とを備え、制御手段は、ローパス演算部の演算結果に基づいて励磁アンプを制御することを特徴とする。
（２）請求項２の発明は、請求項１に記載の磁気軸受装置において、センサは、被支持体を挟んで対向して配設され、搬送波を被支持体の浮上位置に応じて変調してセンサ信号としてそれぞれ出力する一対のセンサを備えるものであって、一対のセンサから出力されるセンサ信号の差分を演算する差分演算手段を備え、Ａ／Ｄ変換手段は、差分演算手段で演算された差分をデジタル値に変換し、復調演算手段は、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、デジタル値に変換された差分と正弦波離散値とを乗算する乗算部と、乗算部の乗算結果にローパス演算処理を行うローパス演算部とを備え、搬送波生成手段は、乗算部で乗算される正弦波離散値と差分とがほぼ同位相となるように正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトする位相シフト演算部と、その位相シフトされた正弦波離散値をＤ／Ａ変換して搬送波を生成するＤ／Ａ変換部とを備えることを特徴とする。
（３）請求項３の発明は、搬送波に基づいて所定振幅値を有する搬送波基準信号を生成する基準信号生成手段と、センサ信号と搬送波基準信号との差分を演算する差分演算手段とを備え、Ａ／Ｄ変換手段は、差分演算手段で演算された差分をデジタル値に変換し、復調演算手段は、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、デジタル値に変換された差分と正弦波離散値とを乗算する乗算部と、乗算部の乗算結果にローパス演算処理を行うローパス演算部とを備え、搬送波生成手段は、乗算部で乗算される正弦波離散値と差分とがほぼ同位相となるように正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトする位相シフト演算部と、その位相シフトされた正弦波離散値をＤ／Ａ変換して搬送波を生成するＤ／Ａ変換部とを備えることを特徴とする。
（４）請求項４の発明は、請求項３に記載の磁気軸受装置において、差分演算手段に入力される搬送波基準信号とセンサ信号とがほぼ同位相となるように、搬送波基準信号の位相をシフトする位相シフト手段を設けたものである。
（５）請求項５の発明は、被支持体を非接触支持する電磁石と、電磁石に励磁電流を供給する励磁アンプと、被支持体を挟んで対向して配設され、搬送波を被支持体の浮上位置に応じて変調してセンサ信号としてそれぞれ出力する一対のセンサと、一対のセンサから出力されるセンサ信号の差分を演算する差分演算手段と、差分演算手段で演算された差分をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段とを有する制御軸を、複数備えた磁気軸受装置に適用され、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、正弦波離散値をＤ／Ａ変換することにより搬送波を生成して前記センサの各々に出力するＤ／Ａ変換部とを備える搬送波生成手段と、正弦波離散値とデジタル値に変換された差分とがほぼ同位相となるように正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトする位相シフト演算部と、デジタル値に変換された差分と位相シフト演算部で位相シフトされた正弦波離散値とを乗算する乗算部と、乗算部の乗算結果にローパス演算処理を行うローパス演算部とを複数の制御軸毎に備える復調演算手段と、ローパス演算部の演算結果に基づく励磁ア ンプの制御を各制御軸毎に行う制御手段とを備えたことを特徴とする。
（６）請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれか一項に記載の磁気軸受装置において、位相シフト演算部は、乗算部で乗算される正弦波離散値と差分とがほぼ同位相となるように位相シフトするのに代えて、乗算部で乗算される正弦波離散値と差分とがほぼ逆位相となるように位相シフトすることを特徴とする。
（７）請求項７の発明は、被支持体を非接触支持する電磁石と、電磁石に励磁電流を供給する励磁アンプと、搬送波を生成する搬送波生成手段と、搬送波を被支持体の浮上位置に応じて変調してセンサ信号として出力するセンサと、搬送波に基づいて所定振幅値を有する搬送波基準信号を生成する基準信号生成手段と、センサ信号と前記搬送波基準信号との差分を演算する差分演算手段と、差分演算手段で演算された差分をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、デジタル値に変換された差分に基づいてデジタル演算処理により復調する復調演算手段と、復調演算手段の演算結果に基づいて励磁アンプを制御する制御手段とを備える磁気軸受装置であって、復調演算手段は、(a)正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、(b)余弦波離散値をデジタル演算処理により生成する余弦波離散値生成部と、(c)デジタル値に変換された差分を２つに分岐し、分岐された一方の差分に正弦波離散値とを乗算し、分岐された他方の差分に余弦波離散値を乗算する乗算部と、(d)乗算部の各乗算結果にローパス演算処理をそれぞれ行うローパス演算部と、(e)ローパス演算部の各演算結果をそれぞれ２乗し、それらの２乗値の和に対して平方根を演算する合一演算部とを備え、制御手段は、前記合一演算部の演算結果に基づいて前記励磁アンプを制御することを特徴とする。
（８）請求項８の発明は、請求項７に記載の磁気軸受装置において、差分演算手段に入力される搬送波基準信号とセンサ信号とがほぼ同位相となるように、搬送波基準信号の位相をシフトする位相シフト手段を設けたことを特徴とする。
（９）請求項９の発明による磁気軸受装置は、被支持体を非接触支持する電磁石と、電磁石に励磁電流を供給する励磁アンプと、搬送波を生成する搬送波生成手段と、被支持体を挟んで対向して配設され、搬送波を被支持体の浮上位置に応じて変調してセンサ信号としてそれぞれ出力する一対のセンサと、搬送波に基づいて所定振幅値を有する搬送波基準信号を生成する基準信号生成手段と、一対のセンサの各センサ信号と搬送波基準信号との差分をそれぞれ演算する差分演算手段と、差分演算手段で演算された各差分をそれぞれデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、デジタル値に変換された２つの差分の各々に対して(a)正弦波離散値を生成する正弦波離散値生成部と、(b)余弦波離散値を生成する余弦波離散値生成部と、(c)差分を２つの分岐信号に分岐し、一方の分岐信号に正弦波離散値とを乗算し、他方の分岐信号に余弦波離散値を乗算する乗算部と、(d)前記乗算部の各乗算結果にローパス演算処理をそれぞれ行うローパス演算部と、(e)ローパス演算部の各演算結果をそれぞれ２乗し、それらの２乗値の和に対して平方根を演算する合一演算部とを有し、２つの合一演算部の演算結果の差分を算出することにより復調演算を行う復調演算手段と、復調演算手段の演算結果に基づいて励磁アンプを制御する制御手段とを備えて上述の目的を達成する。
（１０）請求項１０の発明は、請求項１〜９のいずれか一項に記載の磁気軸受装置において、Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換された差分に対しバンドパス演算処理および／またはハイパス演算処理を行い、処理後の信号を乗算部に入力するフィルタ演算部を設けたものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、図を参照して本発明の実施の形態を説明する。
−第１の実施の形態−
図１は本発明による磁気軸受装置の第１の実施の形態を示す図であり、磁気軸受式ターボ分子ポンプの概略構成を示す断面図である。ポンプ本体１に設けられたケーシング２０の内部には、複数段のロータ翼２１およびネジ溝部２２が形成されたロータ４と、ロータ翼２１に対して交互に配設されるステータ翼２３と、上記ネジ溝部２２と対向するように配設される筒状部材２４とが設けられている。ロータ４を非接触支持する電磁石５はラジアル磁気軸受を構成する電磁石５１，５２とアキシャル磁気軸受を構成する電磁石５３とを有し、これらは５軸制御型磁気軸受を構成している。
【０００８】
これらのラジアル電磁石５１，５２とアキシャル電磁石５３に対応して、ラジアル変位センサ７１，７２およびアキシャル変位センサ７３が設けられている。ポンプ本体１は不図示のコントローラにより駆動され、コントローラとポンプ本体とを接続するケーブル（不図示）は、レセプタクル２５に接続される。ロータ４を電磁石５１，５２，５３により非接触支持しつつモータ６により回転駆動すると、吸気口フランジ２０側のガスは矢印Ｇ１のように背圧側（空間Ｓ１）に排気され、背圧側に排気されたガスは排気口フランジ２６に接続された補助ポンプによりポンプ外に排出される。
【０００９】
２７，２８は非常用のメカニカルベアリングであり、ロータ４が磁気浮上していないときには、ロータ４はこれらのベアリング２７，２８により支持される。ベアリング２７はロータ４のラジアル方向の２軸（ｘ軸およびｙ軸）の運動を非常時に拘束し、ベアリング２８はラジアル方向の２軸（ｘ軸およびｙ軸）とスラスト方向の１軸（ｚ軸）を拘束する。
【００１０】
図２は５軸制御型磁気軸受の概念図であり、ロータ４の回転軸Ｊがｚ軸に一致するように示した。図１に示したラジアル電磁石５１は、ｘ軸に関する一対の電磁石５１ｘとｙ軸に関する一対の電磁石５１ｙとを備えている。同様に、ラジアル電磁石５２も、ｘ軸に関する一対の電磁石５２ｘとｙ軸に関する一対の電磁石５２ｙとを備えている。また、アキシャル電磁石５３は、ロータ４の下端に設けられたディスク４１をｚ軸に沿って挟むように対向して配設される一対の電磁石５３ｚを備えている。図１の変位センサ７１，７２に関しても、電磁石５１ｘ，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙに対応してそれぞれ一対のラジアル変位センサで構成されている。これら５組の電磁石５１ｘ，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙ，５３および変位センサ７１〜７３により５軸制御型磁気軸受が構成されている。
【００１１】
図３は磁気軸受装置の磁気浮上制御系の基本構成を示すブロック図であり、磁気軸受部分に関してはラジアル方向の一軸にのみ示した。電磁石５としては一対のラジアル電磁石５１ｘを示し、変位センサ７としては電磁石５１ｘに対応したラジアル変位センサ７１ｘを示す。変位センサ７はインダクタンス式のセンサであり、ギャップ変位の変化によるセンサ部インピーダンスの変化を利用して、ギャップ変位を電気信号に変換している。ロータ４のセンサ対向面は強磁性体または導体で構成される。
【００１２】
ポンプ本体１を駆動するコントローラには、センサ回路２、制御回路３、励磁アンプ８が設けられている。制御回路３は、Ａ／Ｄコンバータ３０１、Ｄ／Ａコンバータ３０２、演算部であるＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）３０７、ＲＯＭ３０４やＲＡＭ３０５等を有する記憶部３０６を備えている。変位センサ７にはセンサ回路２により数十ｋＨｚの搬送波が印加され、ギャップ変位により生じるセンサ部インピーダンス変化に応じて搬送波を振幅変調する。この振幅被変調波（ＡＭ波）は、センサ信号としてセンサ回路２を介して制御回路３に入力される。ラジアル変位センサ７１ｘの場合には、センサ回路２において各変位センサ７１ｘからのセンサ信号の差分が演算され、その差分成分がセンサ信号として制御回路３に入力される。
【００１３】
制御回路３に入力されたアナログセンサ信号は、Ａ／Ｄコンバータ３０１によりデジタル値に変換され、ＤＳＰ３０７に入力される。記憶部３０６には予め磁気浮上制御定数がインプットされており、ＤＳＰ３０７は変位センサ７の出力と制御定数とに基づいて電磁石５に流すべき励磁電流を算出する。例えば、ロータ４の浮上位置が適正位置よりも左側にずれている場合には、右側の電磁石５１ｘの励磁電流を大きくして適正位置となるように制御する。このときの電流制御量はＰＩＤ演算により算出される。ＤＳＰ３０７からは供給すべき励磁電流に応じた制御信号が出力され、その制御信号はＤ／Ａコンバータ３０２によりアナログ値に変換された後に励磁アンプ８に入力される。
【００１４】
図４はセンサ回路２およびＤＳＰ３０７の構成を示すブロック図である。センサ回路２には搬送波生成部２０１が設けられており、生成された搬送波は抵抗Ｒを通して直列接続された変位センサ７（７３）に印加される。変位センサ７からはインピーダンス変化により振幅変調されたＡＭ波が出力され、そのＡＭ波はＡ／Ｄコンバータ３０１によりデジタル信号に変換される。デジタル変換されたセンサ信号は、ＤＳＰ３０７の復調演算部３１０により復調される。復調演算部３１０では、整流処理された信号から直流成分を取り除いて変位信号成分の抽出が行われるとともに、整流に伴って発生する高調波を除去する処理や、ゲイン・オフセット補正処理などが行われる。制御演算部３１１では、復調演算部３１０で得られた変位信号成分に基づいて電流制御量の演算が行われる。
【００１５】
図４はアキシャル変位センサ７３を例に示したものであるが、一対の変位センサから成るラジアル変位センサ７１ｘに関しては図５のような構成となる。この場合、センサ信号の線形性を改善するために、両センサ７１ｘからの信号の差分が用いられる。各センサ７１ｘからのＡＭ波は差動アンプ２０３に入力され、二つのＡＭ波の差分信号が差動アンプ２０３によって得られる。この差分信号はＡ／Ｄコンバータ３０１によりデジタル変換される。それ以後の処理は図４に示す場合と同様である。
【００１６】
（変形例）
図６は図４に示した制御系の変形例を示す図である。図６においてはＤＳＰ３０７の構成は図４のものと同一で、センサ回路２Ｂが図４のセンサ回路２と構成が異なっている。センサ回路２Ｂには差動アンプ２０３が設けられており、差動アンプ２０３には、変位センサ７（７３）からのＡＭ波と搬送波信号から生成された一定振幅を有する信号（以下では搬送波基準信号と呼ぶことにする）とが入力される。そして、ＡＭ波と搬送波基準信号との差分が、差動アンプ２０３からＡ／Ｄコンバータ３０１に入力される。搬送波基準信号は、搬送波生成部２０１からの搬送波をゲイン補正部２０２でゲイン補正することにより形成される。
【００１７】
ここで、搬送波基準信号をαsin（ωｔ）、センサ信号をαγsin（ωｔ＋β）とそれぞれ表すと、差分信号＝搬送波基準信号−センサ信号は次式（１）のようになる。なお、βは位相ずれである。
【数１】
差分信号＝Ｃsin（ωｔ−φ） …（１）
Ｃ＝α｛（１−γ）^２＋２γ（１−cosβ）｝^０．５
φ＝tan^−１｛γsinβ／（１−γcosβ）｝
【００１８】
例えば、位相ずれβ＝０の場合、差分信号の振幅値はα｜１−γ｜となる。すなわち、差分信号の振幅値は差分する各信号の振幅値が同じ場合（γ＝１）に最小となり、両信号の振幅値の差が大きくなるに従って同符号で大きくなる。そのため、両信号の差分信号を復調した場合には、ロータ変位の大きさ情報のみしか得られず、変位方向情報については得られない。
【００１９】
そこで、図６の制御系において、予めロータ変位の変動範囲に対応したセンサ信号変動範囲を把握しておき、搬送波基準信号の一定振幅値をセンサ信号変動範囲の最大値以上、または、センサ信号変動範囲の最小値以下に設定する。このように搬送波基準信号を設定すると、ロータ変位の変動範囲においては、搬送波基準信号の振幅値はロータ変位に関して単調増加または単調減少となる。この場合、センサ信号変動範囲の中心値を、ロータ変動範囲の最大に対応するセンサ信号値と最小に対応するセンサ信号値との平均値とすれば、変位方向情報も得られることになる。通常は、上記中心値は最大と最小の平均値がゼロとなるようにオフセット調整される。
【００２０】
インダクタンス式の変位センサ７では位置変動による搬送波振幅の変化量が小さく、搬送波の振幅変調度は必ずしも高くない。そのため、図４のようにセンサ出力信号を直接Ａ／Ｄ変換してＤＳＰ３０７で復調処理を行った場合、Ａ／Ｄ変換時の量子化誤差が問題となる。また、サンプリング周波数の１／２の周波数以上の高調波成分の折り返しでノイズ成分（aliasing）が発生するが、振幅変調度が小さいとノイズ成分に対するセンサ信号レベルが低くなるため、Ｓ／Ｎ比が低くなるという欠点がある。
【００２１】
図６の制御系では、差動アンプ２０３によりセンサ信号と一定振幅を有する搬送波基準信号との差分を取ることにより、センサ信号から変動しない部分が予め取り除かれる。この場合、センサ信号の変動部分をデジタル変換したものに基づいて制御信号の演算が行われるため、Ｓ／Ｎ比の向上を図ることができる。なお、図５に示したラジアル軸の制御系の場合には、対向する変位センサ７１ｘの差分信号が用いられるため、図４の場合と異なりＳ／Ｎ比の向上が図られている。
【００２２】
ところで、変位センサ７のインダクタンスが大きい場合、搬送波基準信号に対するセンサ出力信号（ＡＭ波）の位相ずれ（上記のβ）が大きくなり、差分信号は位相ずれの影響を大きく受けることになる。位相ずれがあると（β≠０）、上述した振幅値Ｃの変位変動分である（１−γ）^２が２γ（１−cosβ）に比べて小さくなり、Ｓ／Ｎ比が悪化する原因となる。そこで、図７に示すようにセンサ回路２Ｂに位相シフト部２０４を設け、搬送波基準信号を位相シフト部２０４で位相シフトさせてセンサ信号との位相ずれがほぼゼロとなるようにすれば良い。この場合、搬送波に対するセンサ信号の位相ずれβはそのままで、搬送波基準信号の方の位相をセンサ信号に合わせるようにしている。
【００２３】
《復調に関する詳細説明》
次に、ＤＳＰ３０７における復調演算の詳細について説明する。以下では図７の制御系を例に説明するが、図４〜６に示す制御系にも同様に適用することができる。図８は、図７の復調演算部３１０における処理を詳細に示すブロック図である。センサ回路２Ｂからの差分信号は、Ａ／Ｄコンバータ３０１によりデジタル値に変換される。その後、Ａ／Ｄコンバータ３０１から出力された差分信号は２つに分けられ、分岐された一方の差分信号には正弦波離散値演算部３２０からの正弦波離散値信号が乗算され、他方の差分信号には余弦波離散値演算部３２１からの余弦波離散値信号が乗算される。このとき、正弦波離散値信号および余弦波離散値信号と差分信号とは同期していなくても良い。
【００２４】
図９および図１０は、図８の（ａ）〜（ｇ）および（ｌ）における信号波形の一例を示したものであり、波形およびその波形を表す式を示す。図９の（ａ）は、図８の搬送波生成部２０１から変位センサ７に印加される搬送波信号を示したものである。搬送波はａ_１sin(２πｆ_ｃｔ)で表される。図９，１０において、横軸は時間およびサンプリングのタイミングｎを表している。離散値はｎ＝０、ｎ＝１、ｎ＝２、…の順にサンプリングされる。Ｔ_ｓはサンプリング時間間隔であって、サンプリング周波数をｆ_ｓとするとＴ_ｓ＝１／ｆ_ｓである。また、ｆ_ｃは搬送波周波数、Ｔ_ｃは周期であって、ｆ_ｓ＝４ｆ_ｃとなっている。
【００２５】
搬送波（ａ）が変位センサ７に印加されると、図９の（ｂ）のように位相ずれφを有するＡＭ波ａ_２sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)が変位センサ７から差動アンプ２０３に出力される。一方、位相シフト部２０４は搬送波を上記位相ずれφと同じだけ位相シフトしたものを搬送波基準信号ａ_３sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)として出力するので、その波形は図９の（ｃ）のようになる。ただし、ａ_３＜ａ_２またはａ_３＞ａ_２のように設定する。
【００２６】
信号（ｂ）と信号（ｃ）との差分を取ると差分信号は（ｄ）のようになり、その波形はａ_４sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)で表される。差動アンプ２０３から出力されたアナログ信号（ｄ）をＡ／Ｄコンバータ３０１でデジタル値に変換すると、図９の（ｅ）のような離散値信号ａ_５sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ＋φ)が得られる。正弦波離散値信号および余弦波離散値信号は、それぞれ図１０の（ｆ）および（ｇ）に示すようなものとなる。ここでは、正弦波離散値信号（ｆ）をsin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ)とし、余弦波離散値信号（ｇ）には信号（ｆ）と位相が９０度ずれたsin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ−π／２)＝−cos(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ)を用いる。
【００２７】
分岐された各差分信号に対する乗算部３１４の乗算結果（ｈ）および（ｉ）は次式のように表される。
【数２】

【００２８】
ローパスフィルタ演算部３１５は各信号（ｈ），（ｉ）に含まれる高調波成分を除去するものであり、各信号（ｈ），（ｉ）の直流成分が信号（ｊ）、信号（ｋ）として抽出される。すなわち、信号（ｊ）は信号（ｈ）の直流成分（ａ_５cosφ）／２であり、信号（ｋ）は信号（ｉ）の直流成分（−ａ_５sinφ）／２である。その後、信号（ｊ）および（ｋ）を２乗算演算部３２２でそれぞれ２乗し、各演算結果を和算部３２３で加え合わせる。さらに、その演算結果を平方根演算部３２４で処理すると、図１０（ｌ）のような信号ａ_５／２が得られる。その後、ゲイン・オフセット演算部３１６においてゲイン補正およびオフセット補正を行い、その補正後の信号に基づいて制御演算を行う。
【００２９】
図８に示す制御系はアキシャル軸に関するものであったが、図１１はラジアル軸の制御系に適用した場合のブロック図である。この場合、変位センサ７１ｘが２つ設けられているので、それぞれの変位センサ７１ｘに関して搬送波基準信号との差分を取り、各差分信号毎に図９の信号（ｌ）までの演算処理を行い、両方の平方根演算部３２４から出力される信号（ｌ）に関して差分演算部３３１により差分信号を演算する。その後、この差分信号に対してゲイン・オフセット補正を行われ、この補正された信号に基づいて制御演算が行われる。
【００３０】
図１２は、従来の磁気軸受装置におけるセンサ回路１２の構成を示す図である。従来は、センサ回路１２内に整流回路１２１およびフィルタ回路１２２を備えていて、アナログ的に復調を行うようにしている。図１２はラジアル軸に関するものであり、各変位センサ７１ｘ毎に整流回路１２１，フィルタ回路１２２が設けられている。整流回路１２１から出力される整流信号に含まれる搬送波基本波および高調波は、フィルタ回路１２２に設けられたローパスフィルタおよびノッチフィルタにて除去される。その後、差動アンプ２０３により差分が求められ、ゲイン・オフセット補正回路１２３で所定のゲイン補正およびオフセット補正が行われ、その信号がセンサ信号としてＡ／Ｄコンバータ３０１に出力される。
【００３１】
図１２に示すような従来の磁気軸受装置では、前述したように搬送波周波数を低くするとフィルタ回路１２２の規模が大きくなってしまうという欠点があった。しかし、本実施の形態の磁気軸受装置では、図１２の整流回路１２１，フィルタ回路１２２，ゲイン・オフセット補正回路１２３の各処理を図４，５のＤＳＰ３０７によってソフト的に行うようにしているため、回路規模の縮小が図れ、搬送波周波数の低周波化に容易に対応することができる。
【００３２】
−第２の実施の形態−
上述した図８に示す制御系では、差分信号と正弦波離散値信号および余弦波離散値信号とを非同期状態で整流処理を行った。第２の実施形態では同期状態で整流処理を行うものについて説明する。
【００３３】
図１３は、差分信号を用いる制御系のブロック図であり、アキシャル軸制御系に関するセンサ回路２Ｃと制御回路３Ｃとを示す。図７に示した制御系では、センサ回路２Ｂの搬送波生成部２０１で生成された搬送波を変位センサ７に印加したが、第２の実施の形態ではＤＳＰ３０７の正弦波離散値生成部３２０で生成された正弦波離散値をＤ／Ａコンバータ３１３によりアナログ波に変換し、それを搬送波として変位センサ７に印加する。
【００３４】
ＤＳＰ３０７の乗算部３１４では、Ａ／Ｄコンバータ３０１からの差分信号に正弦波離散値生成部３２０で生成した正弦波離散値を乗算することにより同期検波（整流）を行う。図７の場合と同様に、センサ出力信号と正弦波離散値生成部３２０で発生する正弦波との間には位相ずれがあるため、差分信号は正弦波と同相の成分と９０度遅れの二成分に分離される。そのため、符号情報を有した信号成分を取り出すには、乗算時の差分信号の位相が正弦波の位相とほぼ同位相となるようにすれば良い。ここでは、センサ回路２Ｃに出力される搬送波の位相をＤＳＰ３０７の位相シフト演算部３１２でシフトさせて、乗算時の差分信号と正弦波離散値とが同位相となるようにする。
【００３５】
図１４および１５は、図１３の（ａ）〜（ｊ）における信号波形の一例を示したものである。図１４（ａ）は正弦波離散値生成部３２０で生成された正弦波離散値を示しており、それらの値はａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ)で表される。図１４（ａ）に示す正弦波離散値を図１３の位相シフト演算部３１２で位相シフトすると、（ｂ）に示すように右方向にφだけ位相シフトした離散値信号が得られる。位相シフト後の離散値信号はａ_２sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ−φ)で表される。なお、ここではａ_１＝ａ_２とする。
【００３６】
図１４（ｂ）に示す正弦波離散値がＤ／Ａコンバータ３１３に入力されると、（ｃ）に示すようなアナログ信号が出力される。（ｃ）の波形には高調波が含まれていて階段状になっているが、この信号をローパスフィルタやバンドパスフィルタ等のフィルタ回路２０５でフィルタリングすることにより、（ｄ）に示すような滑らかな搬送波ａ_４sin(２πｆ_ｃｔ−φ)が得られる。
【００３７】
（ｄ）の搬送波を変位センサ７に印加すると、ＡＭ波ａ_５sin(２πｆ_ｃｔ)が得られる。この例では、搬送波に対するＡＭ波の位相ずれは＋φであって、位相シフト演算部３１２ではこの位相ずれ＋φに対応するように−φだけ位相シフトしている。そのため、ＡＭ波（ｅ）と正弦波離散値（ａ）とは同位相となっている。図１５（ｆ）は差動アンプ２０３に入力される搬送波基準信号ａ_６sin(２πｆ_ｃｔ)を示したものであり、位相シフト部２０４によって搬送波基準信号とＡＭ波（ｅ）とは同位相となっている。
【００３８】
差動アンプ２０３において信号（ｅ）と信号（ｆ）との差分を取ると、差分信号ａ_７sin(２πｆ_ｃｔ)は図１５（ｇ）のようになり、式ａ_７sin(２πｆ_ｃｔ)で表される。差分信号（ｇ）をＡ／Ｄコンバータ３０１によりデジタル変換すると、（ｈ）のような離散値が取得される。このときのサンプリング周期はＴ_ｓであって、差分信号離散値はａ_８sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ)で表される。乗算部３１４では、Ａ／Ｄコンバータ３０１からの差分信号離散値（ｈ）と正弦波離散値生成部３２０からの正弦波離散値（ａ）が乗算される。乗算結果は次式（２）で表され、その波形は図１１の（ｉ）のようになる。
【数３】

【００３９】
式（２）からも分かるように、信号（ｉ）は直流成分ａ_１ａ_８／２と搬送波の２倍の周波数を有する信号ａ_１ａ_８cos(４πｆｃ・ｎＴ_ｓ)／２を含んでいる。そこで、ローパスフィルタ演算部３１５において信号ａ_１ａ_８cos(４πｆｃ・ｎＴ_ｓ)／２を除去することにより、変位信号である直流成分ａ_１ａ_８／２を抽出する。図１５（ｊ）はローパスフィルタ演算部３１５から出力される直流成分ａ_１ａ_８／２を示したものである。その後、ゲイン・オフセット演算部３１６においてゲイン補正およびオフセット補正を行い、その補正後の信号に基づいて制御演算を行う。
【００４０】
図１６は、図１３に示した制御系をラジアル軸用に書き換えたものである。制御回路３Ｃについては図１３のものと全く同一であり、センサ回路２Ｃをラジアル変位センサ７１ｘ用に変更した。このセンサ回路２Ｃは、図５に示したセンサ回路２と搬送波生成に関する部分が異なる。すなわち、図５の搬送波生成部２０１に変えて、ＤＳＰ３０７の正弦波離散値生成部３２０で生成した搬送波離散値をアナログ変換して得られる搬送波を各変位センサ７１ｘに印加するようにした。このことは、図１３の制御系と全く同じである。
【００４１】
（変形例）
図１７は図１６に示す制御系の変形例を示すブロック図である。差分信号がセンサ回路２Ｃから制御回路３Ｃに入力されると、差分信号はＡ／Ｄコンバータ３０１でデジタル値に変換される。このデジタル値は、Ａ／Ｄコンバータ３０１に起因するオフセットを持ってしまうのが一般的である。乗算部３１４に入力される差分信号にオフセットがあると乗算値がずれてしまうため、現実的には、個々のＡ／Ｄコンバータ３０１に対してオフセットを調整する必要がある。
【００４２】
図１７に示す制御系では、Ａ／Ｄコンバータ３０１と乗算部３１４との間に、バンドパス処理やハイパス処理を行うフィルタ演算部３４１を設けた。このフィルタ演算部３４１により差分信号に含まれる上記オフセット分が除去されるので、上述したようなオフセット調整を省略することができる。なお、フィルタ演算部３４１については、図１７に示す制御系だけではなく、図４〜８，１１，１３に示す制御系にも同様に適用することができる。
【００４３】
−第３の実施の形態−
上述した第２の実施の形態では、図１３にアキシャル変位センサ７３に関する制御系を示し、図１６に４軸あるラジアル変位センサの一つに関する制御系を示した。例えば、図１３のセンサ回路２Ｃに出力される正弦波離散値の位相をＤＳＰ３０７の位相シフト演算部３１２でシフトさせることによって、乗算部３１４で乗算する際にＡ／Ｄコンバータ３０１からの差分信号と正弦波離散値生成部３２０で生成した正弦波離散値とがほぼ同位相となるようにしていた。
【００４４】
ところで、センサ回路２Ｃから出力される差分信号の位相ずれは、アキシャル変位センサ７３とラジアル変位センサ７１ｘとの構造の相違や各センサ７１ｘ間のばらつき等により、各軸毎に異なっている。そのため、各軸毎に位相シフト演算部３１２が設けられていて、各位相シフト演算部３１２はそれぞれの軸に応じたシフト量で正弦波離散値の位相をシフトさせるようにしていた。そして、各位相シフト演算部３１２で位相シフトされた正弦波離散値を各々Ｄ／Ａコンバータ３１３でアナログ波に変換し、各センサ回路２Ｃに出力するようにしていた。
【００４５】
図１８および図１９は第３の実施の形態における制御系のブロック図であり、５軸全ての変位センサについて示したものである。図１８は各変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙ、７３とセンサ回路２Ｄとを示す図であり、図１９は制御回路３Ｄを示したものである。ラジアル変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙは図２に示した各ラジアル電磁石５１ｘ、５１ｙ、５２ｘ、５２ｙに対応して設けられた変位センサである。なお、図１３，１６に示したものと同一の部分には同一の符号を付した。以下では、図１３，１６と異なる部分を中心に説明する。
【００４６】
まず、搬送波を生成する原信号となる正弦波離散値を、図１９に示す制御回路３Ｄの正弦波離散値生成部３２０で生成する。なお、搬送波を生成するための正弦波離散値D/A出力サンプリング周波数は、ＤＳＰ等のデジタル演算処理能力が許す限り高くした方が、Ｄ／Ａ出力後の高調波除去ためのアナログフィルタの次数を低減できるので好ましい。
【００４７】
生成された正弦波離散値は、Ｄ／Ａコンバータ３１３によりアナログ波に変換される。Ｄ／Ａコンバータ３１３から出力されたアナログ波は、図１８に示すフィルタ回路２０５によって高調波除去やオフセット除去などが行われる。このとき、フィルタ回路２０５から出力される搬送波信号は原信号基準位相からずれを生じる。フィルタ回路２０５から出力された搬送波信号は、抵抗Ｒを介して各変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙ、７３に印加される。
【００４８】
各変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙ、７３からは、インピーダンス変化により振幅変調されたＡＭ波が出力される。ラジアル変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙに関しては、図１６の場合と同様に、それぞれ一対の変位センサの信号が作動アンプ２０３に入力され、作動アンプ２０３からそれらの差分信号が出力される。
【００４９】
一方、アキシャル変位センサ７３の場合、変位センサ７３に印加される搬送波信号に対して変位センサ７３から出力されるＡＭ波は位相ずれが生じる。そこで、作動アンプ２０３での差分処理が同位相で行われるように、ゲイン補正部２０２でゲイン補正した搬送波信号を、位相シフト部２０４でＡＭ波の位相ずれに対応する分だけ位相シフトし、それを作動アンプ２０３に入力する。
【００５０】
５軸に関する各作動アンプ２０３から出力された差分信号は、フィルタ回路４００において搬送波周波数を中心周波数とするバンドパス処理が行われる。これにより、後続する検波処理におけるＳ／Ｎ比の向上を図ることができる。各フィルタ回路４００から出力された信号は、図１９に示す制御回路３ＤのＡ／Ｄコンバータ３０１に入力されてそれぞれデジタル変換される。デジタル変換された各信号は、バンドパス処理やハイパス処理を行うフィルタ演算部３４１によって差分信号に含まれるオフセット分が除去される。乗算部３１４にはフィルタ演算部３４１からの差分信号と、位相シフト演算部４０１からの信号とが入力される。
【００５１】
各乗算部３１４に入力される差分信号は、正弦波離散値生成部３２０で生成された原信号（正弦波離散値）基準位相からずれが生じる。具体的には、（１）Ｄ／Ａ変換され、アナログフィルタを通過する過程、（２）各軸の変位センサに印加され、アナログ回路を通過する過程でそれぞれ発生する。さらに、センサ出力差分信号をＡ／Ｄコンバータ３０１でＡ／Ｄ変換するタイミングが各軸毎に異なるので、各軸間の相対的な位相ずれも生じる。
【００５２】
そのため、各軸に対応して設けられた位相シフト部演算４０１は、各差分信号の位相ずれに応じて正弦波離散値生成部３２０からの正弦波離散値をそれぞれ異なるシフト量で位相シフトすることになる。その結果、各軸に関して、差分信号と、それに乗算される正弦波離散値とがほぼ同位相となる。乗算部３１４以後の各処理は、図１３または図１６に示した処理手順と全く同一なので、ここでは説明を省略する。
【００５３】
図２０，２１は、図１８，１９の（ａ）〜（ｈ’）における信号波形の一例を示したものである。本実施の形態においても、説明を簡単にするために、上述した第２の実施の形態と同様に変位センサにおける位相ずれのみに着目して説明する。図２０（ａ）は正弦波離散値生成部３２０で生成された正弦波離散値を示しており、それらの値はａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ)で表される。Ｔ_ｓはサンプリング時間間隔、ｆ_ｃは搬送波周波数であって、上述した実施の第１，２の形態と同様である。
【００５４】
図２０（ａ）の信号をＤ／Ａコンバータ３１３でアナログ変換すると、図２０（ｂ）のような階段状の信号が得られる。この信号をフィルタ演算部２０５で処理することにより、図２０（ｃ）のような滑らかな搬送波ａ_４sin(２πｆ_ｃｔ)が得られる。図２０（ｃ）の搬送波を変位センサ７３に印加すると、図２０（ｄ）のような搬送波に対して＋φだけ位相ずれしたＡＭ波ａ_５sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)が得られる。
【００５５】
図２０（ｅ）は差動アンプ２０３に入力される搬送波基準信号ａ_６sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)を示したものであり、位相シフト部２０４によってＡＭ波ａ_５sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)と同位相とされている。差動アンプ２０３から出力される差分信号ａ_７sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)は、図２１（ｆ）のようになる。その後Ａ／Ｄコンバータ３０１でＡ／Ｄ変換され、フィルタ演算部３４１から乗算部３１４に出力される信号は図２１（ｇ）のようになる。
【００５６】
一方、位相シフト演算部４０１では、正弦波離散値生成部３２０で生成された正弦波離散値ａ_１sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ)をＡＭ波ａ_５sin(２πｆ_ｃｔ＋φ)の位相ずれと同じ＋φだけ位相シフトして、乗算部３１４に入力する。図２１（ｈ）は、位相シフト演算部４０１から乗算部３１４に入力される信号を示したものであり、ａ_２sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ＋φ)のように表される。
【００５７】
なお、各変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙ、７３に関して設けられた５つのＡ／Ｄコンバータ３０１では、各差分信号のＡ／Ｄ変換が行われるが、それぞれ時間的に異なるタイミングで変換が行われる。図２１（ｇ’）および図２１（ｈ’）は変位センサ７２ｙに関する信号（ｇ’）および（ｈ’）を示したものであり、ここでは、Ａ／Ｄ変換のタイミングが変位センサ７３の場合よりもΔｔだけ遅れているとした。この場合には、位相シフト演算部４０１では、Δｔのタイミング遅れも考慮して正弦波離散値の位相シフトを行う。信号（ｇ’）はａ_８sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ＋φ_１＋２πｆ_ｃ・Δｔ)のように表され、信号（ｈ’）はａ_２sin(２πｆ_ｃ・ｎＴ_ｓ＋φ_１＋２πｆ_ｃ・Δｔ)のように表される。
【００５８】
上述したように、第３の実施の形態では、一つのＤ／Ａコンバータ３１３から出力された搬送波を各軸の変位センサ７１ｘ、７１ｙ、７２ｘ、７２ｙ、７３に印加し、正弦波離散値を位相シフトして変位センサ出力差分信号に乗算するようにしているので、第２の実施の形態に比べてＤ／Ａコンバータ３１３の数を削減することができ、回路のコストダウンが図れるとともに、回路規模の縮小も図れる。例えば、第２の実施の形態では各軸毎にＤ／Ａコンバータ３１３を必要とするので、上述した５軸制御型の磁気軸受の場合、Ｄ／Ａコンバータ３１３が５つ必要となる。本実施の形態では５軸制御の場合を例に示したが、３軸制御などの制御軸数が異なる場合にも適用することができる。
【００５９】
なお、上述した第１〜３の実施の形態では、乗算部３１４で乗算される２つの信号がほぼ同位相となるように位相シフトしたが、同位相ではなくて逆位相（１８０degの位相ずれ）であっても良い。逆位相の場合、乗算結果に符号変換を施すことにより、同位相の場合と同一符号の値となる。
【００６０】
上述した実施の形態ではターボ分子ポンプの磁気軸受装置を例に説明したが、本発明は、工作機械や真空搬送装置等に用いられる磁気軸受装置にも適用することができる。なお、以上説明した実施の形態と特許請求の範囲の要素との対応において、図８の２乗算演算部３２２，和算部３２３および平方根演算部３２４は請求項７の合一演算部を、図１１の２乗算演算部３２２，和算部３２３および平方根演算部３２４は請求項９の合一演算部をそれぞれ構成する。
【００６１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、従来アナログ的に行ってきた整流処理、フィルタ処理、ゲイン・オフセット補正処理を、デジタル演算処理によりソフト的に行うようにしているため、回路規模の縮小が図れる。また、回路規模を増大することなく、搬送波周波数の低周波化を図ることができる。
特に、請求項３および７の発明では、センサ信号と所定振幅を有する搬送波基準信号との差分を取ることにより、ロータ変位の大きさ情報のみならず変位方向情報についても得られる。また、Ｓ／Ｎ比の向上を図ることもできる。
請求項４および８の発明によれば、差分される搬送波基準信号とセンサ信号とがほぼ同位相となるため、Ｓ／Ｎ比の向上を図ることができる。
請求項１〜４の発明によれば、復調演算において、センサ信号の差分とほぼ同位相の正弦波離散値を乗算することで、デジタル演算処理により復調処理を行うようにしたので、復調処理をアナログ処理で行っている従来の装置に比べて回路規模の縮小が図れる。
請求項７〜９の発明によれば、差分信号に正弦波離散値を乗算したものと、差分信号に余弦波離散値を乗算したものとを用いて非同期で復調処理を行うようにした。この復調処理はデジタル演算により行われるので、復調処理をアナログ処理で行っている従来の装置に比べて回路規模の縮小が図れる。
請求項５の発明によれば、Ｄ／Ａ変換部の数を削減することができ、制御軸を複数備えた磁気軸受装置において、回路のコストダウンが図れるとともに、回路規模の縮小も図れる。
請求項１０の発明によれば、デジタル値に変換された差分にバンドパス演算処理やハイパス演算処理をすることにより、Ａ／Ｄ変換時に生じるオフセットを除去することができ、復調処理の精度が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による磁気軸受装置の第１の実施の形態を示す図であり、磁気軸受式ターボ分子ポンプの概略構成を示す断面図である。
【図２】５軸制御型磁気軸受の概念図である。
【図３】磁気軸受装置の磁気浮上制御系の基本構成を示すブロック図である。
【図４】アキシャル軸に関するセンサ回路２およびＤＳＰ３０７の構成を示すブロック図である。
【図５】ラジアル軸に関するセンサ回路２およびＤＳＰ３０７の構成を示すブロック図である。
【図６】図４に示した制御系の変形例を示す図である。
【図７】位相シフト回路２０４を設けた制御系のブロック図である。
【図８】図７の復調演算部３１０における処理を詳細に示すブロック図である。
【図９】図８の（ａ）〜（ｅ）における信号波形および波形を表す式を示す図である。
【図１０】図８の（ｇ），（ｆ），（ｌ）における信号波形および波形を表す式を示す図である。
【図１１】図８に示す制御系をラジアル軸の制御系に適用した場合のブロック図である。
【図１２】従来の磁気軸受装置におけるセンサ回路１２の構成を示す図である。
【図１３】本発明による磁気軸受装置の第２の実施の形態を示す図であり、差分信号を用いる制御系のブロック図である。
【図１４】図１３の（ａ）〜（ｅ）における信号波形および波形を表す式を示す図である。
【図１５】図１３の（ｆ）〜（ｊ）における信号波形および波形を表す式を示す図である。
【図１６】図１３に示した制御系をラジアル軸用に書き換えブロック図である。
【図１７】図１６に示す制御系の変形例を示すブロック図である。
【図１８】本発明による磁気軸受装置の第３の実施の形態を示す図であり、制御系のセンサ回路２Ｄを示すブロック図である。
【図１９】制御系の制御回路３Ｄを示すブロック図である。
【図２０】図１８，１９の（ａ）〜（ｅ）における信号波形および波形を表す式を示す図である。
【図２１】図１８，１９の（ｆ）〜（ｈ’）における信号波形および波形を表す式を示す図である。
【符号の説明】
１ ポンプ本体１
２，２Ｂ，２Ｃ，２Ｄ センサ回路
３，３Ｃ，３Ｄ 制御回路
４ ロータ
５，５１〜５３，５１ｘ，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙ 電磁石
７，７１〜７３，７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙ 変位センサ
８ 励磁アンプ
２０１ 搬送波生成部
２０２ ゲイン補正部
２０３ 差動アンプ
２０４ 位相シフト部
２０５，４００ フィルタ回路
３０１ Ａ／Ｄコンバータ
３０２ Ｄ／Ａコンバータ
３０７ ＤＳＰ
３１０ 復調演算部
３１１ 制御演算部
３１２，４０１ 位相シフト演算部
３１３ Ｄ／Ａコンバータ
３１４ 乗算部
３１５ ローパスフィルタ演算部
３２０ 正弦波離散値演算部
３２１ 余弦波離散値演算部
３２２ ２乗算演算部
３２３ 和算部
３２４ 平方根演算部
３３１ 差分演算部
３４１ フィルタ演算部

Claims (10)

1. 被支持体を非接触支持する電磁石と、
   前記電磁石に励磁電流を供給する励磁アンプと、
   搬送波を生成する搬送波生成手段と、
   前記搬送波を前記被支持体の浮上位置に応じて変調してセンサ信号として出力するセンサと、
   前記センサ信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記デジタル値に変換されたセンサ信号に基づいてデジタル演算処理により復調する復調演算手段と、
   前記復調演算手段の演算結果に基づいて前記励磁アンプを制御する制御手段とを備える磁気軸受装置であって、
   前記復調演算手段は、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、前記デジタル値に変換されたセンサ信号と前記正弦波離散値とを乗算する乗算部と、前記乗算部の乗算結果にローパス演算処理を行うローパス演算部とを備え、
   前記搬送波生成手段は、前記乗算部で乗算される正弦波離散値とセンサ信号とがほぼ同位相となるように前記正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトする位相シフト演算部と、その位相シフトされた正弦波離散値をＤ／Ａ変換して前記搬送波を生成するＤ／Ａ変換部とを備え、
   前記制御手段は、前記ローパス演算部の演算結果に基づいて前記励磁アンプを制御することを特徴とする磁気軸受装置。
2. 請求項１に記載の磁気軸受装置において、
   前記センサは、前記被支持体を挟んで対向して配設され、前記搬送波を前記被支持体の浮上位置に応じて変調してセンサ信号としてそれぞれ出力する一対のセンサを備えるものであって、
   前記一対のセンサから出力されるセンサ信号の差分を演算する差分演算手段を備え、
   前記Ａ／Ｄ変換手段は、前記差分演算手段で演算された差分をデジタル値に変換し、
   前記乗算部は、前記デジタル値に変換された差分と前記正弦波離散値とを乗算し、
   前記位相シフト演算部は、前記乗算部で乗算される正弦波離散値と差分とがほぼ同位相となるように、前記正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトすることを特徴とする磁気軸受装置。
3. 請求項１に記載の磁気軸受装置において、
   前記搬送波に基づいて所定振幅値を有する搬送波基準信号を生成する基準信号生成手段と、
   前記センサ信号と前記搬送波基準信号との差分を演算する差分演算手段とを備え、
   前記Ａ／Ｄ変換手段は、前記差分演算手段で演算された差分をデジタル値に変換し、
   前記乗算部は、前記デジタル値に変換された差分と前記正弦波離散値とを乗算し、
   前記位相シフト演算部は、前記乗算部で乗算される正弦波離散値と差分とがほぼ同位相となるように、前記正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトすることを特徴とする磁気軸受装置。
4. 請求項３に記載の磁気軸受装置において、
   前記差分演算手段に入力される前記搬送波基準信号と前記センサ信号とがほぼ同位相となるように、前記搬送波基準信号の位相をシフトする位相シフト手段を設けたことを特徴とする磁気軸受装置。
5. 被支持体を非接触支持する電磁石と、前記電磁石に励磁電流を供給する励磁アンプと、前記被支持体を挟んで対向して配設され、搬送波を前記被支持体の浮上位置に応じて変調 してセンサ信号としてそれぞれ出力する一対のセンサと、前記一対のセンサから出力されるセンサ信号の差分を演算する差分演算手段と、前記差分演算手段で演算された差分をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段とを有する制御軸を、複数備えた磁気軸受装置において、
   正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、前記正弦波離散値をＤ／Ａ変換することにより前記搬送波を生成して前記センサの各々に出力するＤ／Ａ変換部とを備える搬送波生成手段と、
   前記正弦波離散値と前記デジタル値に変換された差分とがほぼ同位相となるように前記正弦波離散値をデジタル演算処理により位相シフトする位相シフト演算部と、前記デジタル値に変換された差分と前記位相シフト演算部で位相シフトされた正弦波離散値とを乗算する乗算部と、前記乗算部の乗算結果にローパス演算処理を行うローパス演算部とを前記複数の制御軸毎に備える復調演算手段と、
   前記ローパス演算部の演算結果に基づく前記励磁アンプの制御を各制御軸毎に行う制御手段とを備えたことを特徴とする磁気軸受装置。
6. 請求項１〜５のいずれか一項に記載の磁気軸受装置において、
   前記位相シフト演算部は、前記乗算部で乗算される正弦波離散値と差分とがほぼ同位相となるように位相シフトするのに代えて、前記乗算部で乗算される正弦波離散値と差分とがほぼ逆位相となるように位相シフトすることを特徴とする磁気軸受装置。
7. 被支持体を非接触支持する電磁石と、
   前記電磁石に励磁電流を供給する励磁アンプと、
   搬送波を生成する搬送波生成手段と、
   前記搬送波を前記被支持体の浮上位置に応じて変調してセンサ信号として出力するセンサと、
   前記搬送波に基づいて所定振幅値を有する搬送波基準信号を生成する基準信号生成手段と、
   前記センサ信号と前記搬送波基準信号との差分を演算する差分演算手段と、
   前記差分演算手段で演算された差分をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記デジタル値に変換された差分に基づいてデジタル演算処理により復調する復調演算手段と、
   前記復調演算手段の演算結果に基づいて前記励磁アンプを制御する制御手段とを備える磁気軸受装置であって、
   前記復調演算手段は、(a)正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、(b)余弦波離散値をデジタル演算処理により生成する余弦波離散値生成部と、(c)前記デジタル値に変換された差分を２つに分岐し、分岐された一方の差分に前記正弦波離散値を乗算し、分岐された他方の差分に前記余弦波離散値を乗算する乗算部と、(d)前記乗算部の各乗算結果にローパス演算処理をそれぞれ行うローパス演算部と、(e)前記ローパス演算部の各演算結果をそれぞれ２乗し、それらの２乗値の和に対して平方根を演算する合一演算部とを備え、
   前記制御手段は、前記合一演算部の演算結果に基づいて前記励磁アンプを制御することを特徴とする磁気軸受装置。
8. 請求項７に記載の磁気軸受装置において、
   前記差分演算手段に入力される前記搬送波基準信号と前記センサ信号とがほぼ同位相となるように、前記搬送波基準信号の位相をシフトする位相シフト手段を設けたことを特徴とする磁気軸受装置。
9. 被支持体を非接触支持する電磁石と、
   前記電磁石に励磁電流を供給する励磁アンプと、
   搬送波を生成する搬送波生成手段と、
   前記被支持体を挟んで対向して配設され、前記搬送波を前記被支持体の浮上位置に応じて変調してセンサ信号としてそれぞれ出力する一対のセンサと、
   前記搬送波に基づいて所定振幅値を有する搬送波基準信号を生成する基準信号生成手段と、
   前記一対のセンサの各センサ信号と前記搬送波基準信号との差分をそれぞれ演算する差分演算手段と、
   前記差分演算手段で演算された各差分をそれぞれデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記デジタル値に変換された２つの差分の各々に対して(a)正弦波離散値を生成する正弦波離散値生成部と、(b)余弦波離散値を生成する余弦波離散値生成部と、(c)前記差分を２つの分岐信号に分岐し、一方の分岐信号に前記正弦波離散値とを乗算し、他方の分岐信号に前記余弦波離散値を乗算する乗算部と、(d)前記乗算部の各乗算結果にローパス演算処理をそれぞれ行うローパス演算部と、(e)前記ローパス演算部の各演算結果をそれぞれ２乗し、それらの２乗値の和に対して平方根を演算する合一演算部とを有し、前記２つの合一演算部の演算結果の差分を算出することにより復調演算を行う復調演算手段と、
   前記復調演算手段の演算結果に基づいて前記励磁アンプを制御する制御手段とを備えたことを特徴とする磁気軸受装置。
10. 請求項１〜９のいずれか一項に記載の磁気軸受装置において、
    前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換された差分に対しバンドパス演算処理および／またはハイパス演算処理を行い、処理後の信号を前記乗算部に入力するフィルタ演算部を設けたことを特徴とする磁気軸受装置。

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