JP4240691B2 - 定電流回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気負荷にバイポーラトランジスタを介して一定電流を流すようにした定電流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、この種の定電流回路として、特開平５−６０６２３号公報に記載されているものがある。
即ち、上記公報に記載の定電流回路は、図５に示すように、アース電位に一端が接続された電気負荷Ｌの他端にエミッタが接続されたＮＰＮ形の電流供給用トランジスタＱ１００と、アース電位を基準とした電源の高電位側ＶCCとアース電位との間に、上記高電位側ＶCCから順次直列に接続された第１の抵抗１０１、第２の抵抗１０２、第３の抵抗１０３、及び第４の抵抗１０４と、第２の抵抗１０２と第３の抵抗１０３との接続点にコレクタが接続され、第３の抵抗１０３と第４の抵抗１０４との接続点にベースが接続され、アース電位にエミッタが接続されたＮＰＮ形の第２のトランジスタＱ２００とからなり、第１の抵抗１０１と第２の抵抗１０２との接続点に電流供給用トランジスタＱ１００のベースが接続されると共に、その電流供給用トランジスタＱ１００のコレクタに、電流供給端子１０５を介して、アース電位よりも高い正の電圧ＶD が印加されるようになっている。
【０００３】
そして、この定電流回路では、電流供給用トランジスタＱ１００を介して電気負荷Ｌに一定の電流（負荷電流）Ｉが供給されることとなるが、電気負荷Ｌの抵抗値（負荷抵抗）Ｒの温度特性を補償するために、電気負荷Ｌの両端にかかる電圧Ｅが温度に応じて適切に変わるように各抵抗１０１〜１０４の抵抗値（特に第３の抵抗１０３と第４の抵抗１０４との抵抗比）を設定するようにしており、これにより、負荷電流Ｉが温度に関係なく一定となるようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の定電流回路では、以下の問題がある。
まず、電気負荷Ｌの抵抗温度係数をＴＣＲL とし、負荷抵抗Ｒのある基準温度Ｔtyp での値（ティピカル値）をＲtyp とし、その基準温度Ｔtyp からの温度変化分をΔＴとすると、負荷抵抗Ｒは「Ｒtyp（１＋ＴＣＲL×ΔＴ）」と表すことができ、負荷抵抗Ｒの温度特性（即ち、基準温度Ｔtyp からの温度変化に伴う負荷抵抗Ｒの変動分）は「Ｒtyp×ＴＣＲL×ΔＴ）」となる。よって、負荷抵抗Ｒのティピカル値Ｒtyp がばらつけば、その温度特性もばらつくこととなる。
【０００５】
そして、上記従来の定電流回路では、電気負荷Ｌの両端にかかる電圧Ｅが、温度に応じて、負荷抵抗Ｒの温度特性を補償可能に変わるように、各抵抗１０１〜１０４の抵抗値を設定するようにしているため、負荷抵抗Ｒのティピカル値Ｒtyp がばらついてしまうと、各抵抗１０１〜１０４の最適抵抗値が変わってしまう。
【０００６】
よって、個々の電気負荷Ｌ毎に、各抵抗１０１〜１０４の調整作業が必要となるが、このような作業は非常に困難であり事実上不可能である。
特に、上記公報に記載のように、拡散抵抗で形成された４つの歪みゲージをホイートストンブリッジ接続してなる圧力センサ素子を、電流供給対象の電気負荷Ｌとした場合、拡散抵抗の抵抗値は、製造工程の不純物拡散濃度や抵抗線幅のばらつきによって、通常、±１０〜±２０パーセント程度ばらつくため、このような圧力センサ素子に上記従来の定電流回路を適用することは困難である。
【０００７】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、電気負荷の抵抗値にばらつきがあっても、その電気負荷への負荷電流を温度に関係なく一定とすることができる定電流回路を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段、及び発明の効果】
上記目的を達成するためになされた本発明の定電流回路は、電気負荷に一定電流を流すものであり、その電気負荷の一端にコレクタが接続されて該電気負荷に電流を流す電流供給用トランジスタと、該電流供給用トランジスタのエミッタと基準電位との間に接続されて、前記電気負荷に電流供給用トランジスタを介して電流を流すための電流経路を成す抵抗温度係数がほぼ零の電流経路形成用抵抗と、電源の一方の電位側と他方の電位側との間に、前記一方の電位側から順次直列に接続された第１の抵抗、第２の抵抗、第３の抵抗、及び第４の抵抗と、前記電流供給用トランジスタと同じ種類であると共に、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との接続点にコレクタが接続され、前記第３の抵抗と前記第４の抵抗との接続点にベースが接続され、前記電源の前記他方の電位側にエミッタが接続された第２のトランジスタとを備えており、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点に前記電流供給用トランジスタのベースが接続されている。
【０００９】
このような本発明の定電流回路では、電流供給用トランジスタを介して電気負荷に負荷電流Ｉが供給され、その負荷電流Ｉは、電流経路形成用抵抗に流れる電流Ｉ’とほぼ同じになる。そして、本発明の定電流回路によれば、前記電流経路形成用抵抗の両端にかかる電圧（延いては、その電流経路形成用抵抗に流れる電流Ｉ’）が温度変化に対してほぼ一定となるように、前記第１〜第４の抵抗の種類及び各抵抗値を設定することができ、これにより、電気負荷の抵抗値（負荷抵抗）にばらつきがあっても、その電気負荷への負荷電流Ｉを温度に関係なく一定とすることができる。
【００１０】
ここで、こうした作用及び効果を一層明確にするために、本発明の定電流回路の代表的な構成例を図１に示す。尚、図１に示す構成例では、電流経路形成用抵抗１５の一端が接続される基準電位を、アース電位（＝０Ｖ）としている。また、電源の低電位側がアース電位であり、その電源の高電位側ＶCCが、アース電位を基準とした正の電圧となっている。そして、第１の抵抗１１の一端が接続される電源の一方の電位側を、上記高電位側ＶCCとし、第４の抵抗１４の一端及び第２のトランジスタＱ２のエミッタが接続される電源の他方の電位側を、アース電位としている。また、以下の説明において、電源の高電位側ＶCCは、アース電位を基準とした電源の電圧値（即ち、電源の一方の電位側と他方の電位側との電位差）を示すことから、電源電圧ＶCCという。
【００１１】
まず、図１に示すように、本発明の代表的な構成例では、電流供給用トランジスタＱ１がＮＰＮトランジスタであり、そのコレクタが電気負荷Ｌの一端に接続されている。また、電気負荷Ｌの他端には、電流供給端子１６を介して、アース電位よりも高い正の負荷駆動用電圧ＶD が印加される。
【００１２】
そして、電流供給用トランジスタＱ１のエミッタとアース電位との間には、抵抗温度係数がほぼ零の（換言すれば、温度特性を持たない）電流経路形成用抵抗１５が接続されており、この電流経路形成用抵抗１５は、電気負荷Ｌに電流供給用トランジスタＱ１を介して電流を流すための電流経路を成している。
【００１３】
尚、こうした電流経路形成用抵抗１５としては、請求項４に記載のように、薄膜抵抗を用いることができる。つまり、通常、半導体集積回路内で形成される薄膜抵抗は、温度特性がほとんど無く抵抗温度係数が極めて零に近いからである。また、電源電圧ＶCCとアース電位との間には、電源電圧ＶCCからアース電位へと、第１の抵抗１１、第２の抵抗１２、第３の抵抗１３、及び第４の抵抗１４が、順次直列に接続されている。
【００１４】
そして、電流供給用トランジスタＱ１と同じ種類のＮＰＮトランジスタである第２のトランジスタＱ２のコレクタが、第２の抵抗１２と第３の抵抗１３との接続点に接続され、また、第２のトランジスタＱ２のベースが、第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との接続点に接続されている。そして更に、第２のトランジスタＱ２のエミッタが、アース電位に接続されている。
【００１５】
次に、このような図１の定電流回路において、各抵抗１１，１２，１３，１４，１５の抵抗値を、それぞれＲ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，Ｒ4 ，Ｒ5 とし、電流供給用トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧をＶBE1 とし、第２のトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧をＶBE2 とする。そして、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率（ｈｆｅ）は十分に大きく、各トランジスタＱ１，Ｑ２のベース電流が無視できるものとする。
【００１６】
この場合、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との接続点の電位Ｖx は、回路の左側部分における接続関係から、下記の式２で表される。尚、式２において、Ｖy は、第２の抵抗１２と第３の抵抗１３との接続点の電位である。
【００１７】
【数２】
【００１８】
また、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率が十分に大きければ、電気負荷Ｌに流れる負荷電流Ｉと電流経路形成用抵抗１５に流れる電流Ｉ’とが等しいと見なすことができるため、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との接続点の電位Ｖx は、回路の右側部分における接続関係から、下記の式３で表される。
【００１９】
【数３】
Ｖx ＝ Ｒ5・Ｉ’＋ ＶBE1 ＝ Ｒ5・Ｉ＋ ＶBE1 …式３
そして、式２と式３から、電気負荷Ｌに流れる負荷電流Ｉは、下記の式４で表される。尚、式４の（）内は、電流経路形成用抵抗１５の両端にかかる電圧Ｖを示している。
【００２０】
【数４】
【００２１】
ここで、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２は同じ種類であり、その両トランジスタＱ１，Ｑ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE1 ，ＶBE2 は、温度に拘わらずほぼ等しい値となるため、例えば請求項３に記載の如く、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との両抵抗、及び第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との両抵抗を、互いに同じ種類の抵抗とし、第１〜第４の抵抗１１〜１４の抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 を、式４及び式１におけるγが１となるように（即ち、式４において、温度変化による変動が大きいＶBE1 とＶBE2 とを相殺するように）設定すれば、電流経路形成用抵抗１５の両端にかかる電圧Ｖは「ＶCC×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）」となり、負荷電流Ｉは下記の式５のようになる。
【００２２】
【数５】
【００２３】
そして、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との両抵抗、及び第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との両抵抗が、互いに同じ種類の抵抗であれば、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との互いの抵抗温度係数、及び第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との互いの抵抗温度係数は、同じ値となるため、上記γ＝１の条件が温度に拘わらず成立すると共に、電流経路形成用抵抗１５の両端にかかる電圧Ｖ（＝「ＶCC×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）」）が、温度及び電気負荷Ｌの抵抗値（負荷抵抗）Ｒに拘わらず一定となる。
【００２４】
そして更に、電流経路形成用抵抗１５の抵抗温度係数はほぼ零であるため、式５からも分かるように、電気負荷Ｌに流れる負荷電流Ｉは、温度及び負荷抵抗Ｒに拘わらず一定となる。
このように本発明の定電流回路によれば、電気負荷Ｌの抵抗値Ｒにばらつきがあっても、その電気負荷Ｌへの負荷電流Ｉを温度に関係なく一定とすることができ、従来回路のような各電気負荷Ｌ毎の抵抗調整作業が一切不要となる。
【００２５】
尚、本発明の定電流回路において、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率は大きいほど良い。つまり、各トランジスタＱ１，Ｑ２の直流増幅率が大きいほど、ベース電流が無視できるほどに小さくなって、コレクタ電流とエミッタ電流とがほぼ同じ値となるため、上記式２〜式５を確実に成立させることができるからである。そして、このことから、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率は、請求項５に記載の如く５０以上であることが好ましく、１００以上であればより更に好ましい。つまり、直流増幅率が５０程度であれば、ベース電流の影響による負荷電流Ｉの誤差は２％程度となるため、問題の無い精度を得ることができ、直流増幅率が１００以上であれば、更に十分と言える。
【００２６】
また、このことから、請求項６に記載の如く、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との各々として、２つのトランジスタ素子をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタを用いれば、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率を極めて大きくすることができ、非常に有利である。
【００２７】
ところで、第１〜第４の抵抗１１〜１４の抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 は、前述したように、式４におけるγが１となるように設定することが最も好ましいのであるが、その各抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 は、請求項２に記載の如く、０．５＜γ＜１．５を満たす範囲で（即ち、式１を満たすように）設定しても十分な効果が得られる。
【００２８】
この理由について具体的に説明する。
まず一般に、集積回路の抵抗は製造ばらつきが大きく、その抵抗値のばらつきは拡散抵抗、薄膜抵抗共に±２０％程度であるが、同一チップ内での抵抗値の比率のばらつきは、線幅等にもよるが一般に±１〜２％程度以下である。よって、式１及び式４におけるγの値は、１±数％と捕らえる方が、より現実的である。
【００２９】
そして、γにどの程度の誤差が許されるかは、式４の（）内を元に概算することができる。
例えば、温度範囲（温度変化分）ΔＴ、負荷電流Ｉの変動許容値、及び「ＶCC×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）」をいくつに設定したかで結果は若干違うが、ΔＴを５０℃とし、負荷電流Ｉの変動許容値を±５％とし、「ＶCC×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）」を１．０Ｖとすると、一般に、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶBEの温度変動は約−２ｍＶ／℃であるため、式４より、
±５％＝（γ−１）×｜−２×１０-3｜×５０／１．０×１００％
となり、０．５＜γ＜１．５である。
【００３０】
つまり、この例のように、γの値は、理想値である１に対して±５０％の範囲内であれば、式４の（）内の値の温度に対する変動を±５％程度に抑えることができ、上記目的を達成することができる。
一方、本発明の定電流回路を半導体集積回路で構成する場合、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２とを、同一形状で且つ同一方向に向けて配置するように構成すれば、その両トランジスタＱ１，Ｑ２の特性を揃えることができ有利である。
【００３１】
つまり、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との特性が同じであれば、その両トランジスタＱ１，Ｑ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE1 ，ＶBE2 が確実にほぼ同じ値となるため、上記式２〜式５を確実に成立させることができるからである。
【００３２】
そして更に、各抵抗１１〜１５の抵抗値Ｒ1 〜Ｒ5 は、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との各々に流れる電流が、ある基準温度Ｔtyp で等しくなるように設定しておくことが望ましい。つまり、両トランジスタＱ１，Ｑ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE1 ，ＶBE2 を同じ値にさせ易いからである。
【００３３】
また、本発明の定電流回路において、第１〜第４の抵抗１１〜１４は、前述したように、その抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 の比率のみが関係するため、抵抗温度係数が零でなくても良い。このため、第１〜第４の抵抗１１〜１４としては、温度特性が大きい拡散抵抗や所謂ベース抵抗などを用いても良い。つまり、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との抵抗温度係数が同じで、第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との抵抗温度係数が同じであれば良く、第１〜第４の抵抗１１〜１４としては、同じ種類の抵抗を用いれば良い。無論、第１〜第４の抵抗１１〜１４として、温度特性を持たない薄膜抵抗を用いることも可能である。
【００３４】
一方更に、本発明の定電流回路では、式５から分かるように、電源電圧ＶCCに比例して負荷電流Ｉが変化する、電源レシオ性を有する。このため、電源レシオ性を持った定電流源として使用することができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明が適用された実施形態の定電流回路について、図面を用いて説明する。
まず第１実施形態の定電流回路は、前述した図１の如く構成されていると共に、拡散抵抗で形成された４つの歪みゲージをホイートストンブリッジ接続してなる圧力センサ素子を、電流供給対象の電気負荷Ｌとしている。
【００３６】
そして、本第１実施形態の定電流回路は、半導体集積回路として構成されていると共に、電流経路形成用抵抗１５として、温度特性がほとんど無いＣｒ・Ｓｉ等の金属からなる薄膜抵抗を用い、他の第１〜第４の抵抗１１〜１４として、同じ温度特性の拡散抵抗を用いている。
【００３７】
また、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２とは、同種で同一形状のトランジスタを同一方向に向けて配置することにより、その両トランジスタＱ１，Ｑ２の特性が同じになるようにしている。そして、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率は、ベース電流が無視できるように１００以上に設定している。
【００３８】
そして更に、第１〜第４の抵抗１１〜１４の、ある基準温度Ｔtyp における抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 は、前述した式４及び式１のγが１となるように設定されている。
このような第１実施形態の定電流回路によれば、電気負荷Ｌとしての圧力センサ素子を構成する歪みゲージの抵抗値が大きくばらついたとしても、その圧力センサ素子への負荷電流Ｉを温度に関係なく一定とすることができる。
【００３９】
尚、上記のような圧力センサ素子に一定電流を流すようにした場合、その圧力センサ素子に印加する電圧ＶR は大きいほど良い。つまり、圧力センサ素子の出力電圧が大きくなり、圧力をより正確に検出することができるからである。
ここで、本第１実施形態の定電流回路において、電気負荷Ｌとしての圧力センサ素子に印加することができる電圧ＶR は、下記の式６となる。尚、ＶCEQ1は、電流供給用トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧である。
【００４０】
【数６】
そして、ＶR の最大値ＶRMAXは、下記の式７となる。尚、ＶCEQ1(sat) は、電流供給用トランジスタＱ１の飽和状態でのコレクタ・エミッタ間電圧である。
【００４１】
【数７】
このことから、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との抵抗比、及び第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との抵抗比を、適宜設定することにより、上記ＶRMAXを変えることができる。但し、ＶCEQ1(sat) 及びＶRMAXは温度によって変わるため、上記抵抗比は使用温度範囲を考慮して決定する必要がある。
【００４２】
また、「ＶR ＝負荷電流Ｉ×負荷抵抗Ｒ」であり、負荷電流Ｉは、式５に示したように、電流経路形成用抵抗１５の抵抗値Ｒ5 に反比例するため、ＶR の値は、電流経路形成用抵抗１５の抵抗値Ｒ5 で調整するようにしても良い。そして、この場合、薄膜抵抗からなる電流経路形成用抵抗１５をレーザトリミングすることが考えられる。
【００４３】
次に、第２実施形態の定電流回路は、図２に示すように構成されている。
即ち、本第２実施形態の定電流回路では、前述した第１実施形態の定電流回路と比較して、電流供給用トランジスタＱ１が、２つのトランジスタ素子Ｑ11，Ｑ12をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタとなっており、同様に、第２のトランジスタＱ２が、２つのトランジスタ素子Ｑ21，Ｑ22をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタとなっている。そして、その他については、第１実施形態の定電流回路と同じである。
【００４４】
このような第２実施形態の定電流回路によれば、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率が極めて大きくなるため、その各トランジスタＱ１，Ｑ２の実質的なベース電流を更に小さくすることができ、非常に有利である。つまり、前述した式２〜式５を確実に成立させることができ、定電流の精度を上げることができる。
【００４５】
尚、この場合、ダーリントン形の電流供給用トランジスタＱ１を構成する２つのトランジスタ素子Ｑ11，Ｑ12のうち、初段のトランジスタ素子Ｑ11のベース・エミッタ間電圧をＶBE11とし、後段のトランジスタ素子Ｑ12のベース・エミッタ間電圧をＶBE12とすると共に、ダーリントン形の第２のトランジスタＱ２を構成する２つのトランジスタ素子Ｑ21，Ｑ22のうち、初段のトランジスタ素子Ｑ21のベース・エミッタ間電圧をＶBE21とし、後段のトランジスタ素子Ｑ22のベース・エミッタ間電圧をＶBE22とすると、前述した各式では、下記の置き換えを行えば良い。
【００４６】
ＶBE1 ＝ＶBE11＋ＶBE12
ＶBE2 ＝ＶBE21＋ＶBE22
次に、第３実施形態の定電流回路は、図３に示すように、前述した第１実施形態の定電流回路と比較して、以下の（１）〜（３）の点が変更されている。
【００４７】
（１）まず、第１の抵抗１１の一端が接続される電源の一方の電位側を、アース電位とし、第４の抵抗１４の一端及び第２のトランジスタＱ２のエミッタが接続される電源の他方の電位側を、電源電圧ＶCC（電源の高電位側）としている。つまり、第１実施形態の定電流回路に対して、電源の正負を逆転させており、第１〜第４の抵抗１１〜１４は、その順にアース電位の側から電源電圧ＶCCへと直列に接続されている。
【００４８】
（２）また、これに伴い、電流経路形成用抵抗１５の一端が接続される基準電位を、電源電圧ＶCCとしている。そして、電気負荷Ｌの電流供給用トランジスタＱ１側とは反対側の端部には、電流供給端子１６を介して、電源電圧ＶCCよりも電位の低い負荷駆動用電圧ＶD が印加される。
【００４９】
（３）そして更に、電流供給用トランジスタＱ１及び第２のトランジスタＱ２として、ＰＮＰトランジスタを用いている。
そして、このような第３実施形態の定電流回路によっても、第１実施形態の定電流回路と同じ作用及び効果を得ることができる。
【００５０】
次に、第４実施形態の定電流回路は、図４に示すように構成されている。
即ち、本第４実施形態の定電流回路では、上記第３実施形態の定電流回路と比較して、ＰＮＰ形の電流供給用トランジスタＱ１が、２つのトランジスタ素子Ｑ11，Ｑ12をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタとなっており、同様に、ＰＮＰ形の第２のトランジスタＱ２が、２つのトランジスタ素子Ｑ21，Ｑ22をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタとなっている。そして、その他については、第３実施形態の定電流回路と同じである。
【００５１】
このような第４実施形態の定電流回路によれば、第２実施形態の定電流回路と同じ効果を得ることができる。つまり、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率が極めて大きくなるため、その各トランジスタＱ１，Ｑ２の実質的なベース電流を更に小さくすることができ、その結果、定電流の精度を上げることができる。
【００５２】
特に、ＰＮＰトランジスタは、ＮＰＮトランジスタに比べて直流増幅率が小くなる傾向にあるため、図４の如くダーリントントランジスタを用いる方が良い。以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
【００５３】
例えば、上記各実施形態では、第４の抵抗１４の一端及び第２のトランジスタＱ２のエミッタが接続される電位（電源の他方の電位側）と、電流経路形成用抵抗１５の一端が接続される基準電位とが同じであったが、その両電位に、温度に依存しない一定の電位差が設けられていても良い。
【００５４】
また、上記各実施形態の定電流回路は、圧力センサ素子に一定電流を供給するものであったが、電流供給対象の電気負荷Ｌとしては、圧力センサ素子に限らず、様々な抵抗負荷とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の定電流回路の代表的な構成例、及び第１実施形態の定電流回路を表す回路図である。
【図２】 第２実施形態の定電流回路の構成を表す回路図である。
【図３】 第３実施形態の定電流回路の構成を表す回路図である。
【図４】 第４実施形態の定電流回路の構成を表す回路図である。
【図５】 従来の定電流回路の構成を表す回路図である。
【符号の説明】
Ｌ…電気負荷 Ｑ１…電流供給用トランジスタ
Ｑ２…第２のトランジスタ １１…第１の抵抗 １２…第２の抵抗
１３…第３の抵抗 １４…第４の抵抗 １５…電流経路形成用抵抗
１６…電流供給端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気負荷にバイポーラトランジスタを介して一定電流を流すようにした定電流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、この種の定電流回路として、特開平５−６０６２３号公報に記載されているものがある。
即ち、上記公報に記載の定電流回路は、図５に示すように、アース電位に一端が接続された電気負荷Ｌの他端にエミッタが接続されたＮＰＮ形の電流供給用トランジスタＱ１００と、アース電位を基準とした電源の高電位側ＶCCとアース電位との間に、上記高電位側ＶCCから順次直列に接続された第１の抵抗１０１、第２の抵抗１０２、第３の抵抗１０３、及び第４の抵抗１０４と、第２の抵抗１０２と第３の抵抗１０３との接続点にコレクタが接続され、第３の抵抗１０３と第４の抵抗１０４との接続点にベースが接続され、アース電位にエミッタが接続されたＮＰＮ形の第２のトランジスタＱ２００とからなり、第１の抵抗１０１と第２の抵抗１０２との接続点に電流供給用トランジスタＱ１００のベースが接続されると共に、その電流供給用トランジスタＱ１００のコレクタに、電流供給端子１０５を介して、アース電位よりも高い正の電圧ＶD が印加されるようになっている。
【０００３】
そして、この定電流回路では、電流供給用トランジスタＱ１００を介して電気負荷Ｌに一定の電流（負荷電流）Ｉが供給されることとなるが、電気負荷Ｌの抵抗値（負荷抵抗）Ｒの温度特性を補償するために、電気負荷Ｌの両端にかかる電圧Ｅが温度に応じて適切に変わるように各抵抗１０１〜１０４の抵抗値（特に第３の抵抗１０３と第４の抵抗１０４との抵抗比）を設定するようにしており、これにより、負荷電流Ｉが温度に関係なく一定となるようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の定電流回路では、以下の問題がある。
まず、電気負荷Ｌの抵抗温度係数をＴＣＲL とし、負荷抵抗Ｒのある基準温度Ｔtyp での値（ティピカル値）をＲtyp とし、その基準温度Ｔtyp からの温度変化分をΔＴとすると、負荷抵抗Ｒは「Ｒtyp（１＋ＴＣＲL×ΔＴ）」と表すことができ、負荷抵抗Ｒの温度特性（即ち、基準温度Ｔtyp からの温度変化に伴う負荷抵抗Ｒの変動分）は「Ｒtyp×ＴＣＲL×ΔＴ）」となる。よって、負荷抵抗Ｒのティピカル値Ｒtyp がばらつけば、その温度特性もばらつくこととなる。
【０００５】
そして、上記従来の定電流回路では、電気負荷Ｌの両端にかかる電圧Ｅが、温度に応じて、負荷抵抗Ｒの温度特性を補償可能に変わるように、各抵抗１０１〜１０４の抵抗値を設定するようにしているため、負荷抵抗Ｒのティピカル値Ｒtyp がばらついてしまうと、各抵抗１０１〜１０４の最適抵抗値が変わってしまう。
【０００６】
よって、個々の電気負荷Ｌ毎に、各抵抗１０１〜１０４の調整作業が必要となるが、このような作業は非常に困難であり事実上不可能である。
特に、上記公報に記載のように、拡散抵抗で形成された４つの歪みゲージをホイートストンブリッジ接続してなる圧力センサ素子を、電流供給対象の電気負荷Ｌとした場合、拡散抵抗の抵抗値は、製造工程の不純物拡散濃度や抵抗線幅のばらつきによって、通常、±１０〜±２０パーセント程度ばらつくため、このような圧力センサ素子に上記従来の定電流回路を適用することは困難である。
【０００７】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、電気負荷の抵抗値にばらつきがあっても、その電気負荷への負荷電流を温度に関係なく一定とすることができる定電流回路を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段、及び発明の効果】
上記目的を達成するためになされた本発明の定電流回路は、電気負荷に一定電流を流すものであり、その電気負荷の一端にコレクタが接続されて該電気負荷に電流を流す電流供給用トランジスタと、該電流供給用トランジスタのエミッタと基準電位との間に接続されて、前記電気負荷に電流供給用トランジスタを介して電流を流すための電流経路を成す抵抗温度係数がほぼ零の電流経路形成用抵抗と、電源の一方の電位側と他方の電位側との間に、前記一方の電位側から順次直列に接続された第１の抵抗、第２の抵抗、第３の抵抗、及び第４の抵抗と、前記電流供給用トランジスタと同じ種類であると共に、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との接続点にコレクタが接続され、前記第３の抵抗と前記第４の抵抗との接続点にベースが接続され、前記電源の前記他方の電位側にエミッタが接続された第２のトランジスタとを備えており、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点に前記電流供給用トランジスタのベースが接続されている。
【０００９】
このような本発明の定電流回路では、電流供給用トランジスタを介して電気負荷に負荷電流Ｉが供給され、その負荷電流Ｉは、電流経路形成用抵抗に流れる電流Ｉ’とほぼ同じになる。そして、本発明の定電流回路によれば、前記電流経路形成用抵抗の両端にかかる電圧（延いては、その電流経路形成用抵抗に流れる電流Ｉ’）が温度変化に対してほぼ一定となるように、前記第１〜第４の抵抗の種類及び各抵抗値を設定することができ、これにより、電気負荷の抵抗値（負荷抵抗）にばらつきがあっても、その電気負荷への負荷電流Ｉを温度に関係なく一定とすることができる。
【００１０】
ここで、こうした作用及び効果を一層明確にするために、本発明の定電流回路の代表的な構成例を図１に示す。尚、図１に示す構成例では、電流経路形成用抵抗１５の一端が接続される基準電位を、アース電位（＝０Ｖ）としている。また、電源の低電位側がアース電位であり、その電源の高電位側ＶCCが、アース電位を基準とした正の電圧となっている。そして、第１の抵抗１１の一端が接続される電源の一方の電位側を、上記高電位側ＶCCとし、第４の抵抗１４の一端及び第２のトランジスタＱ２のエミッタが接続される電源の他方の電位側を、アース電位としている。また、以下の説明において、電源の高電位側ＶCCは、アース電位を基準とした電源の電圧値（即ち、電源の一方の電位側と他方の電位側との電位差）を示すことから、電源電圧ＶCCという。
【００１１】
まず、図１に示すように、本発明の代表的な構成例では、電流供給用トランジスタＱ１がＮＰＮトランジスタであり、そのコレクタが電気負荷Ｌの一端に接続されている。また、電気負荷Ｌの他端には、電流供給端子１６を介して、アース電位よりも高い正の負荷駆動用電圧ＶD が印加される。
【００１２】
そして、電流供給用トランジスタＱ１のエミッタとアース電位との間には、抵抗温度係数がほぼ零の（換言すれば、温度特性を持たない）電流経路形成用抵抗１５が接続されており、この電流経路形成用抵抗１５は、電気負荷Ｌに電流供給用トランジスタＱ１を介して電流を流すための電流経路を成している。
【００１３】
尚、こうした電流経路形成用抵抗１５としては、請求項４に記載のように、薄膜抵抗を用いることができる。つまり、通常、半導体集積回路内で形成される薄膜抵抗は、温度特性がほとんど無く抵抗温度係数が極めて零に近いからである。また、電源電圧ＶCCとアース電位との間には、電源電圧ＶCCからアース電位へと、第１の抵抗１１、第２の抵抗１２、第３の抵抗１３、及び第４の抵抗１４が、順次直列に接続されている。
【００１４】
そして、電流供給用トランジスタＱ１と同じ種類のＮＰＮトランジスタである第２のトランジスタＱ２のコレクタが、第２の抵抗１２と第３の抵抗１３との接続点に接続され、また、第２のトランジスタＱ２のベースが、第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との接続点に接続されている。そして更に、第２のトランジスタＱ２のエミッタが、アース電位に接続されている。
【００１５】
次に、このような図１の定電流回路において、各抵抗１１，１２，１３，１４，１５の抵抗値を、それぞれＲ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，Ｒ4 ，Ｒ5 とし、電流供給用トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧をＶBE1 とし、第２のトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧をＶBE2 とする。そして、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率（ｈｆｅ）は十分に大きく、各トランジスタＱ１，Ｑ２のベース電流が無視できるものとする。
【００１６】
この場合、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との接続点の電位Ｖx は、回路の左側部分における接続関係から、下記の式２で表される。尚、式２において、Ｖy は、第２の抵抗１２と第３の抵抗１３との接続点の電位である。
【００１７】
【数２】
また、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率が十分に大きければ、電気負荷Ｌに流れる負荷電流Ｉと電流経路形成用抵抗１５に流れる電流Ｉ’とが等しいと見なすことができるため、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との接続点の電位Ｖx は、回路の右側部分における接続関係から、下記の式３で表される。
【００１９】
【数３】
Ｖx ＝ Ｒ5・Ｉ’＋ ＶBE1 ＝ Ｒ5・Ｉ＋ ＶBE1 …式３
そして、式２と式３から、電気負荷Ｌに流れる負荷電流Ｉは、下記の式４で表される。尚、式４の（）内は、電流経路形成用抵抗１５の両端にかかる電圧Ｖを示している。
【００２０】
【数４】
ここで、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２は同じ種類であり、その両トランジスタＱ１，Ｑ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE1 ，ＶBE2 は、温度に拘わらずほぼ等しい値となるため、例えば請求項３に記載の如く、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との両抵抗、及び第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との両抵抗を、互いに同じ種類の抵抗とし、第１〜第４の抵抗１１〜１４の抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 を、式４及び式１におけるγが１となるように（即ち、式４において、温度変化による変動が大きいＶBE1 とＶBE2 とを相殺するように）設定すれば、電流経路形成用抵抗１５の両端にかかる電圧Ｖは「ＶCC×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）」となり、負荷電流Ｉは下記の式５のようになる。
【００２２】
【数５】
そして、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との両抵抗、及び第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との両抵抗が、互いに同じ種類の抵抗であれば、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との互いの抵抗温度係数、及び第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との互いの抵抗温度係数は、同じ値となるため、上記γ＝１の条件が温度に拘わらず成立すると共に、電流経路形成用抵抗１５の両端にかかる電圧Ｖ（＝「ＶCC×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）」）が、温度及び電気負荷Ｌの抵抗値（負荷抵抗）Ｒに拘わらず一定となる。
【００２４】
そして更に、電流経路形成用抵抗１５の抵抗温度係数はほぼ零であるため、式５からも分かるように、電気負荷Ｌに流れる負荷電流Ｉは、温度及び負荷抵抗Ｒに拘わらず一定となる。
このように本発明の定電流回路によれば、電気負荷Ｌの抵抗値Ｒにばらつきがあっても、その電気負荷Ｌへの負荷電流Ｉを温度に関係なく一定とすることができ、従来回路のような各電気負荷Ｌ毎の抵抗調整作業が一切不要となる。
【００２５】
尚、本発明の定電流回路において、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率は大きいほど良い。つまり、各トランジスタＱ１，Ｑ２の直流増幅率が大きいほど、ベース電流が無視できるほどに小さくなって、コレクタ電流とエミッタ電流とがほぼ同じ値となるため、上記式２〜式５を確実に成立させることができるからである。そして、このことから、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率は、請求項５に記載の如く５０以上であることが好ましく、１００以上であればより更に好ましい。つまり、直流増幅率が５０程度であれば、ベース電流の影響による負荷電流Ｉの誤差は２％程度となるため、問題の無い精度を得ることができ、直流増幅率が１００以上であれば、更に十分と言える。
【００２６】
また、このことから、請求項６に記載の如く、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との各々として、２つのトランジスタ素子をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタを用いれば、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率を極めて大きくすることができ、非常に有利である。
【００２７】
ところで、第１〜第４の抵抗１１〜１４の抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 は、前述したように、式４におけるγが１となるように設定することが最も好ましいのであるが、その各抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 は、請求項２に記載の如く、０．５＜γ＜１．５を満たす範囲で（即ち、式１を満たすように）設定しても十分な効果が得られる。
【００２８】
この理由について具体的に説明する。
まず一般に、集積回路の抵抗は製造ばらつきが大きく、その抵抗値のばらつきは拡散抵抗、薄膜抵抗共に±２０％程度であるが、同一チップ内での抵抗値の比率のばらつきは、線幅等にもよるが一般に±１〜２％程度以下である。よって、式１及び式４におけるγの値は、１±数％と捕らえる方が、より現実的である。
【００２９】
そして、γにどの程度の誤差が許されるかは、式４の（）内を元に概算することができる。
例えば、温度範囲（温度変化分）ΔＴ、負荷電流Ｉの変動許容値、及び「ＶCC×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）」をいくつに設定したかで結果は若干違うが、ΔＴを５０℃とし、負荷電流Ｉの変動許容値を±５％とし、「ＶCC×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）」を１．０Ｖとすると、一般に、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶBEの温度変動は約−２ｍＶ／℃であるため、式４より、
±５％＝（γ−１）×｜−２×１０-3｜×５０／１．０×１００％
となり、０．５＜γ＜１．５である。
【００３０】
つまり、この例のように、γの値は、理想値である１に対して±５０％の範囲内であれば、式４の（）内の値の温度に対する変動を±５％程度に抑えることができ、上記目的を達成することができる。
一方、本発明の定電流回路を半導体集積回路で構成する場合、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２とを、同一形状で且つ同一方向に向けて配置するように構成すれば、その両トランジスタＱ１，Ｑ２の特性を揃えることができ有利である。
【００３１】
つまり、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との特性が同じであれば、その両トランジスタＱ１，Ｑ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE1 ，ＶBE2 が確実にほぼ同じ値となるため、上記式２〜式５を確実に成立させることができるからである。
【００３２】
そして更に、各抵抗１１〜１５の抵抗値Ｒ1 〜Ｒ5 は、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との各々に流れる電流が、ある基準温度Ｔtyp で等しくなるように設定しておくことが望ましい。つまり、両トランジスタＱ１，Ｑ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE1 ，ＶBE2 を同じ値にさせ易いからである。
【００３３】
また、本発明の定電流回路において、第１〜第４の抵抗１１〜１４は、前述したように、その抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 の比率のみが関係するため、抵抗温度係数が零でなくても良い。このため、第１〜第４の抵抗１１〜１４としては、温度特性が大きい拡散抵抗や所謂ベース抵抗などを用いても良い。つまり、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との抵抗温度係数が同じで、第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との抵抗温度係数が同じであれば良く、第１〜第４の抵抗１１〜１４としては、同じ種類の抵抗を用いれば良い。無論、第１〜第４の抵抗１１〜１４として、温度特性を持たない薄膜抵抗を用いることも可能である。
【００３４】
一方更に、本発明の定電流回路では、式５から分かるように、電源電圧ＶCCに比例して負荷電流Ｉが変化する、電源レシオ性を有する。このため、電源レシオ性を持った定電流源として使用することができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明が適用された実施形態の定電流回路について、図面を用いて説明する。
まず第１実施形態の定電流回路は、前述した図１の如く構成されていると共に、拡散抵抗で形成された４つの歪みゲージをホイートストンブリッジ接続してなる圧力センサ素子を、電流供給対象の電気負荷Ｌとしている。
【００３６】
そして、本第１実施形態の定電流回路は、半導体集積回路として構成されていると共に、電流経路形成用抵抗１５として、温度特性がほとんど無いＣｒ・Ｓｉ等の金属からなる薄膜抵抗を用い、他の第１〜第４の抵抗１１〜１４として、同じ温度特性の拡散抵抗を用いている。
【００３７】
また、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２とは、同種で同一形状のトランジスタを同一方向に向けて配置することにより、その両トランジスタＱ１，Ｑ２の特性が同じになるようにしている。そして、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率は、ベース電流が無視できるように１００以上に設定している。
【００３８】
そして更に、第１〜第４の抵抗１１〜１４の、ある基準温度Ｔtyp における抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 は、前述した式４及び式１のγが１となるように設定されている。
このような第１実施形態の定電流回路によれば、電気負荷Ｌとしての圧力センサ素子を構成する歪みゲージの抵抗値が大きくばらついたとしても、その圧力センサ素子への負荷電流Ｉを温度に関係なく一定とすることができる。
【００３９】
尚、上記のような圧力センサ素子に一定電流を流すようにした場合、その圧力センサ素子に印加する電圧ＶR は大きいほど良い。つまり、圧力センサ素子の出力電圧が大きくなり、圧力をより正確に検出することができるからである。
ここで、本第１実施形態の定電流回路において、電気負荷Ｌとしての圧力センサ素子に印加することができる電圧ＶR は、下記の式６となる。尚、ＶCEQ1は、電流供給用トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧である。
【００４０】
【数６】
【００４１】
【数７】
【００４２】
また、「ＶR ＝負荷電流Ｉ×負荷抵抗Ｒ」であり、負荷電流Ｉは、式５に示したように、電流経路形成用抵抗１５の抵抗値Ｒ5 に反比例するため、ＶR の値は、電流経路形成用抵抗１５の抵抗値Ｒ5 で調整するようにしても良い。そして、この場合、薄膜抵抗からなる電流経路形成用抵抗１５をレーザトリミングすることが考えられる。
【００４３】
次に、第２実施形態の定電流回路は、図２に示すように構成されている。
即ち、本第２実施形態の定電流回路では、前述した第１実施形態の定電流回路と比較して、電流供給用トランジスタＱ１が、２つのトランジスタ素子Ｑ11，Ｑ12をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタとなっており、同様に、第２のトランジスタＱ２が、２つのトランジスタ素子Ｑ21，Ｑ22をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタとなっている。そして、その他については、第１実施形態の定電流回路と同じである。
【００４４】
このような第２実施形態の定電流回路によれば、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率が極めて大きくなるため、その各トランジスタＱ１，Ｑ２の実質的なベース電流を更に小さくすることができ、非常に有利である。つまり、前述した式２〜式５を確実に成立させることができ、定電流の精度を上げることができる。
【００４５】
尚、この場合、ダーリントン形の電流供給用トランジスタＱ１を構成する２つのトランジスタ素子Ｑ11，Ｑ12のうち、初段のトランジスタ素子Ｑ11のベース・エミッタ間電圧をＶBE11とし、後段のトランジスタ素子Ｑ12のベース・エミッタ間電圧をＶBE12とすると共に、ダーリントン形の第２のトランジスタＱ２を構成する２つのトランジスタ素子Ｑ21，Ｑ22のうち、初段のトランジスタ素子Ｑ21のベース・エミッタ間電圧をＶBE21とし、後段のトランジスタ素子Ｑ22のベース・エミッタ間電圧をＶBE22とすると、前述した各式では、下記の置き換えを行えば良い。
【００４６】
ＶBE1 ＝ＶBE11＋ＶBE12
ＶBE2 ＝ＶBE21＋ＶBE22
次に、第３実施形態の定電流回路は、図３に示すように、前述した第１実施形態の定電流回路と比較して、以下の（１）〜（３）の点が変更されている。
【００４７】
（１）まず、第１の抵抗１１の一端が接続される電源の一方の電位側を、アース電位とし、第４の抵抗１４の一端及び第２のトランジスタＱ２のエミッタが接続される電源の他方の電位側を、電源電圧ＶCC（電源の高電位側）としている。つまり、第１実施形態の定電流回路に対して、電源の正負を逆転させており、第１〜第４の抵抗１１〜１４は、その順にアース電位の側から電源電圧ＶCCへと直列に接続されている。
【００４８】
（２）また、これに伴い、電流経路形成用抵抗１５の一端が接続される基準電位を、電源電圧ＶCCとしている。そして、電気負荷Ｌの電流供給用トランジスタＱ１側とは反対側の端部には、電流供給端子１６を介して、電源電圧ＶCCよりも電位の低い負荷駆動用電圧ＶD が印加される。
【００４９】
（３）そして更に、電流供給用トランジスタＱ１及び第２のトランジスタＱ２として、ＰＮＰトランジスタを用いている。
そして、このような第３実施形態の定電流回路によっても、第１実施形態の定電流回路と同じ作用及び効果を得ることができる。
【００５０】
次に、第４実施形態の定電流回路は、図４に示すように構成されている。
即ち、本第４実施形態の定電流回路では、上記第３実施形態の定電流回路と比較して、ＰＮＰ形の電流供給用トランジスタＱ１が、２つのトランジスタ素子Ｑ11，Ｑ12をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタとなっており、同様に、ＰＮＰ形の第２のトランジスタＱ２が、２つのトランジスタ素子Ｑ21，Ｑ22をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタとなっている。そして、その他については、第３実施形態の定電流回路と同じである。
【００５１】
このような第４実施形態の定電流回路によれば、第２実施形態の定電流回路と同じ効果を得ることができる。つまり、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率が極めて大きくなるため、その各トランジスタＱ１，Ｑ２の実質的なベース電流を更に小さくすることができ、その結果、定電流の精度を上げることができる。
【００５２】
特に、ＰＮＰトランジスタは、ＮＰＮトランジスタに比べて直流増幅率が小くなる傾向にあるため、図４の如くダーリントントランジスタを用いる方が良い。以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
【００５３】
例えば、上記各実施形態では、第４の抵抗１４の一端及び第２のトランジスタＱ２のエミッタが接続される電位（電源の他方の電位側）と、電流経路形成用抵抗１５の一端が接続される基準電位とが同じであったが、その両電位に、温度に依存しない一定の電位差が設けられていても良い。
【００５４】
また、上記各実施形態の定電流回路は、圧力センサ素子に一定電流を供給するものであったが、電流供給対象の電気負荷Ｌとしては、圧力センサ素子に限らず、様々な抵抗負荷とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の定電流回路の代表的な構成例、及び第１実施形態の定電流回路を表す回路図である。
【図２】 第２実施形態の定電流回路の構成を表す回路図である。
【図３】 第３実施形態の定電流回路の構成を表す回路図である。
【図４】 第４実施形態の定電流回路の構成を表す回路図である。
【図５】 従来の定電流回路の構成を表す回路図である。
【符号の説明】
Ｌ…電気負荷 Ｑ１…電流供給用トランジスタ
Ｑ２…第２のトランジスタ １１…第１の抵抗 １２…第２の抵抗
１３…第３の抵抗 １４…第４の抵抗 １５…電流経路形成用抵抗
１６…電流供給端子
Claims (6)
- 電気負荷に一定電流を流す定電流回路であって、
前記電気負荷の一端にコレクタが接続されて該電気負荷に電流を流す電流供給用トランジスタと、
該電流供給用トランジスタのエミッタと基準電位との間に接続されて、前記電気負荷に前記電流供給用トランジスタを介して電流を流すための電流経路を成す抵抗温度係数がほぼ零の電流経路形成用抵抗と、
電源の一方の電位側と他方の電位側との間に、前記一方の電位側から順次直列に接続された第１の抵抗、第２の抵抗、第３の抵抗、及び第４の抵抗と、
前記電流供給用トランジスタと同じ種類であると共に、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との接続点にコレクタが接続され、前記第３の抵抗と前記第４の抵抗との接続点にベースが接続され、前記電源の前記他方の電位側にエミッタが接続された第２のトランジスタと、
を備え、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点に前記電流供給用トランジスタのベースが接続されていることを特徴とする定電流回路。 - 請求項１に記載の定電流回路において、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との両抵抗、及び前記第３の抵抗と前記第４の抵抗との両抵抗が、同じ種類の抵抗であると共に、前記第１〜第４の抵抗の各抵抗値は、下記式１を満たすように設定されていることを特徴とする定電流回路。
- 請求項２に記載の定電流回路において、
前記第１〜第４の抵抗の各抵抗値は、前記γの値が１（γ＝１）となるように設定されていることを特徴とする定電流回路。 - 請求項１ないし請求項３の何れかに記載の定電流回路において、
前記電流経路形成用抵抗は、薄膜抵抗であること、
を特徴とする定電流回路。 - 請求項１ないし請求項４の何れかに記載の定電流回路において、
前記電流供給用トランジスタと前記第２のトランジスタとの直流増幅率が、５０以上であること、
を特徴とする定電流回路。 - 請求項１ないし請求項５の何れかに記載の定電流回路において、
前記電流供給用トランジスタと前記第２のトランジスタとの各々は、２つのトランジスタ素子をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタであること、
を特徴とする定電流回路。
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