JP4236059B2

JP4236059B2 - 周波数変換回路

Info

Publication number: JP4236059B2
Application number: JP52927298A
Authority: JP
Inventors: ジェラルドゥスバルトゥス，ペトルス
Original assignee: NXP BV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1997-03-12
Filing date: 1998-02-27
Publication date: 2009-03-11
Anticipated expiration: 2018-02-27
Also published as: US6282413B1; JP2000511028A; DE69834875D1; DE69834875T2

Description

本発明は、多段周波数変換手段と、上記多段周波数変換手段の少なくとも一つの発振器入力に接続された発振器出力とを有する周波数変換回路に関する。
また、本発明は、かかる周波数変換回路が設けられた電気通信システム、受信器、送信器、トランシーバ、集積回路、及び電話機に関する。
このような周波数変換回路は、Brianti他による“High Integration CMOS RF Transceivers”、最先端アナログ回路設計に関するワークショップ予稿集（Proc.of the Workshop on Advances in Analog Circuit Design）、１９９６年４月２〜４日、Lausanne-Ouchy、Switzerland、１４ページによって公知である。この論文は、特に、例えば、零ＩＦのような低ＩＦ、又は、広帯域ＩＦコンフィギュレーションに使用可能な周波数アップ又はダウンコンバート手段を有する集積ディジタル無線アーキテクチャを開示する。定義によれば、受信器、送信器又はトランシーバのような低ＩＦコンフィギュレーションは、中間周波（ＩＦ）が零付近、又は、零ＩＦの場合には零に選択されているコンフィギュレーションである。零ＩＦコンフィギュレーションの幾つかの公知の利点は、チャネル選択性のため低コストで集積化可能なローパスフィルタのようなフィルタの適用可能性があるので、ヘテロダイン又は従来のＩＦコンフィギュレーションよりも高密度の集積がチップ上で実現され得ることである。この零ＩＦアーキテクチャを用いた細心の設計によって、外部部品を必要とする従来のコンフィギュレーションよりも電力散逸の減少、干渉問題の減少、及び、クロストーク制御性の改良が達成される。周波数変換は、従来のアーキテクチャよりもミキサの前方で画像除去フィルタに課される要求条件を緩和させるため多段周波数変換を行う２段のミキサ（図２を参照のこと）を用いて実現される。ミキサ段は、入力ＲＦ信号の上方側波帯及び下方側波帯に対応した正の周波数及び負の周波数を適切に区別するため同相Ｉパス及び直角位相Ｑパスが夫々に設けられた直角ミキサ段である。これらの直角ミキサはチップ外のＩＦフィルタ機能を取り除く。２段の中の各段は、別個の電圧制御発振器（ＶＣＯ）の位相ロックドループ（ＰＬＬ）シンセサイザ回路によって給電される。両方のシンセサイザ回路は、共通の水晶発振器に接続される。従来の周波数変換回路の問題点は、著しいコスト高を生じ、大きい表面、面積及び非常に大きい電力を必要とする二つのシンセサイザ回路が要求されることである。
本発明の目的は、集積化アーキテクチャに要求されるチップ面積及び電力消費を減少させることである。この目的を実現するため、本発明による周波数変換回路は、上記多段周波数変換手段の発振器出力と少なくとも一つの別の発振器入力との間に接続された分周手段を有することを特徴とする。本発明による周波数変換回路は、一方のＶＣＯ／ＰＬＬ回路を無しで済ますことができるので、特に、電話システムのような周波数変換回路の移動通信アプリケーションに重要である部品、コスト、及び、チップ面積の節約と、電力散逸及び重量の削減とが得られる。また、このようなＶＣＯ／ＰＬＬ回路を一つだけ集積化する方が非常に容易であり、最小の個数の部品しか含まない。
本発明による周波数変換回路の一実施例において、分周手段はカウンタ手段を含む。かかるカウンタ手段は非常に簡単に集積化できる。その上、カウンタ手段は、多段周波数変換手段の段毎に意図された各発振器信号の間で、時間の関数として厳密な関係、特に位相を与える。カウンタ手段の両方の出力からそれぞれ得られた発振器信号の間の本質的な位相正確さのため、優れた画像又はミラー信号抑圧が自動的に実現され、少しでも必要であるならば、妥当な画像除去・抑圧フィルタが、実際上、高品質周波数変換を十分に現す。一般的に、カウンタ手段は、多段周波数変換手段の同相Ｉパス及び直角位相Ｑパスにそれぞれ印加されるべき、同相Ｉ発振器信号及び直角位相Ｑ発振器信号の両方を与える出力が、予め設けられているか、若しくは、容易に設けることができる。そのため、一般的に局部発振器入力、特に多段周波数変換手段の直角位相Ｑパスの発振器の入力の間に別個の９０°位相シフタを設ける必要が無くなる。
本発明の上記の局面及び利点並びに他の局面及び利点は、以下の実施例及び図面を参照することよって明らかにされ、さらに解明される。別々の図面中の類似した素子には同じ参照番号が付けられている。図面中、
図１は、本発明による周波数変換回路の一実施例の原理説明図であり、
図２は、多段周波数変換手段の中の一段の巧妙に案出された実施例を示す図であり、
図３は、本発明による周波数変換回路の他の実施例を示す図であり、
図４は、本発明による周波数変換回路に適用するためのカウンタの直列配置を含む分周手段を示す図であり、
図５は、本発明による周波数変換回路に適用するためのカウンタの並列配置を含む分周手段を示す図であり、
図６は、図４又は５の分周手段に適用するための３分周手段を示す図であり、
図７は、本発明による１台以上の周波数変換回路を有する送信器及び／又は受信器を含む電気通信システムを概略的に示す図である。
図１には、図７に概略的に示されるような電気通信システム２で使用可能な周波数変換回路１が示されている。図示された電気通信システム２は、１台以上の受信器３、送信器４、及び／又はトランシーバ（＝送受信器）５を含み、それらは他の回路とは別個の周波数変換回路１を有する。電気通信システムは、無線伝送システムやコードレス若しくはセルラ電話システムなどの伝送システム、オーディオ若しくはビデオシステム、制御システム、遠隔測定システム、ローカルエリアネットワーク、広域ネットワーク等である。このような周波数変換回路１は、アプリケーションに応じて送信器４又は受信機３において周波数アップコンバージョン又は周波数ダウンコンバージョンのため使用され得る。
説明を簡単にするため、図１乃至３は受信器３で使用される周波数変換回路１に関係するが、周波数変換回路１は送信器４又は同様にトランシーバ５に使用することができる。
周波数変換回路１は、多段周波数変換手段７に接続されたアンテナ６を有する。多段周波数変換手段７は、同図においてｆ_L1及びｆ_L2のように表された発振器入力を有する二つの変換段又はミキシング段７−１及び７−２によって示される。多段周波数変換手段７は、現在ではあまり一般的ではないが３段以上で構成してもよい。アンテナ信号ｆ_Aは段７−１において第１の局部発振器信号ｆ_L1と混合され、得られた混合信号は、段７−２において第２の局部発振器信号ｆ_L2と混合され、（図１及び２には示されていない）復調後にベースバンド信号ｆ_Bを生ずる。零ＩＦの場合、
ｆ_A＝ｆ_L1＋ｆ_L2
である。
図２において、段７−１は、同相Ｉパスと直角位相Ｑパスの直角ダウンコンバージョンとしてより詳細に示されている。同相Ｉパス及び直角位相Ｑパスは、同相Ｉ及び直角位相Ｑ発振器信号ｆ_L1が後述の分周手段８−１から供給されるミキサ７−１Ｉ及び７−１Ｑにより構成される。約９０°の位相シフタが図示されるように設けられ、同相Ｉパスと直角位相Ｑパスは加算器９で相互に減算され、中間信号を発生し、この中間信号は、後述の分周手段８−２によって供給された第２の局部発振器信号ｆ_L2と段７−２で混合され、その結果としてベースバンド信号ｆ_Bが得られる。局部発振器１０は、図３に示される如く、即ち、両方の分周器８−１及び８−２の直列配置を介して、或いは、図２に示される如く、両方の分周手段８−１及び８−２の並列配置を介して、多段周波数変換手段７−１及び７−２の入力に接続される。
図３には、分周器８−１及び８−２を唯一の位相ロックドループ１１の中に収める方法の詳細な実施例が示されている。位相ロックドループ１１は、制御入力１２及び分周手段８−１に接続された発振器出力１３を備えた一般的に同調可能な電圧制御発振器１０の形の局部発振器を更に有し、分周手段８−１は分周手段８−２及び別の分周器１４と直列接続され、別の分周器１４は位相弁別器１６の入力１５に接続される。位相弁別器１６は、通常の水晶発振器（図示しない）からの信号のような基準信号ｆ_REFを入力する基準周波数入力と、ＰＬＬの安定制御用のループフィルタ１８を介して電圧制御発振器１０の制御入力１２に接続された出力１７とを有する。別の分周器１４は、分周手段の除数に依存して、局部発振器周波数をｆ_REFの周波数に一致させる除数を有する。本例の場合、分周手段は、カウンタ手段８−１及び８−２を含む。これらのカウンタ手段は、ｆ_L1及びｆ_L2の両方の信号に対し同相Ｉ及び直角位相Ｑ発振器信号を容易に与える。これらの実施例は図４乃至６に示す。
図３は、第１の分岐のペア及び第２の分岐のペアに分割されたミキシング段７−２の詳細を示す図である。第１の分岐のペアは、ミキサ７−１Ｉに接続され、ミキサ７−２ａＩ及び７−２ａＱを含み、ミキサ７−２ａＩ及び７−２ａＱはそれぞれ加算器１９及び２０の負側及び正側に接続される。第２の分岐のペアは、ミキサ７−１Ｑに接続され、ミキサ７−２ｂＩ及び７−２ｂＱを含み、ミキサ７−２ｂＩ及び７−２ｂＱはそれぞれ加算器１９及び２０の正側に接続される。加算器１９及び２０の直角出力信号は、それぞれバンドパスフィルタ２２及び２３を介して復調器２１に送られ、実際ベースバンド信号ｆ_Bを発生する。零ＩＦの場合、これらのフィルタ２２及び２３はローパスフィルタとして実現され得る。
以下、図３の周波数変換回路１の動作を、カウンタ８−１、８−２が入力信号周波数を２で分周する簡単な２進カウンタである場合に関して説明する。ｆ_A＝９００ＭＨｚ、局部発振器周波数が１２００ＭＨｚであると仮定すると、ｆ_L1の値はｆ_L1＝１２００／２＝６００ＭＨｚになる。従って、第２の段の後のｆ_L2＝６００／２＝３００ＭＨｚ及び出力信号は、ベースバンド内に収まる。チューニングは、局部発振器１０をチャネル間隔ステップの４／３倍ずつ進めることにより行える。また、本例の場合、局部発振器周波数はＲＦアンテナ周波数と一致しないので、クロストーク問題も著しく軽減される。また、優れた画像抑圧は容易にチップに集積化できる形で実現され、外部部品、即ち、零ＩＦの場合には、多相フィルタ、マルチミキサフィルタ、シーケンス非対称フィルタなどのような集積化することが非常に困難若しくは不可能であるフィルタを必要としない形で実現される。
一般的に、カウンタの直列配置において、第１のカウンタ手段８−１が除数ｉを有し、第２のカウンタ手段８−２が除数ｊを有する場合、零ＩＦに対する式は、
ｆ_LO＝ｆ_A．ｉ．ｊ／（ｊ＋１）
である。
図４は、一般的に図３に示されるような位相ロックドループに含まれる二つの２進カウンタ８−１及び８−２を接続する簡単な方法が示されている。これにより、容易に集積化可能な同相Ｉ出力と直角位相Ｑ出力との間の一定位相関係が実現され、変化する位相から生ずる問題が軽減される。図５には、実現可能な並列配置によるカウンタ２４及び２５の実施例が示されている。２に一致する除数以外に、必要に応じて異なる値を有する除数を実現することが可能である。３進カウンタとして実現されたカウンタ手段８−２のようなカウンタ手段の一実施例が図６に示されている。この３進カウンタは、ＡＮＤポート２９として形成されたゲート手段の出力２８に併せて接続されたリセット入力Ｒを有する集積化が容易な２進カウンタ２６及び２７から構築される。カウンタ２６の出力３０、及び、カウンタ２７の入力３１は、ＡＮＤポート２９の第１の入力３２に共に接続され、ＡＮＤポート２９の第２の入力３３はカウンタ２７の出力３４に接続され、カウンタ２７はカウンタ２６の入力３５側の信号に対し３分周された周波数を有する信号を出力する。

Claims

発振器信号を供給するための発振器出力を有する同調可能な電圧制御発振器と、同相パス及び直角位相パスを有すると共に第１の局部発振器信号を受信するために第１のミキサ及び第２のミキサを備える第１の直角位相ミキシング段と、同相パス及び直角位相パスを有すると共に第２の局部発振器信号を受信するために、第３のミキサ，第４のミキサ，第５のミキサ，及び第６のミキサを備える第２の直角位相ミキシング段と、を備える多段周波数変換手段を持つ周波数変換回路において、
前記多段周波数変換手段は、
前記発振器信号を受信して前記第１の局部発振器信号を供給する第１の分周手段と、
前記発振器信号又は前記第１の局部発振器信号を受信して前記第２の局部発振器信号を供給する第２の分周手段と、
を更に備え、
前記第１のミキサは、第１の局部発振器信号の同相成分を受信する第１の入力と、アンテナ信号を受信する第２の入力と、第１の出力信号を供給する出力と、を有し、
前記第２のミキサは、第１の局部発振器信号の直角位相成分を受信する第１の入力と、アンテナ信号を受信する第２の入力と、第２の出力信号を供給する出力と、を有し、
前記第３のミキサは、第２の局部発振器信号の同相成分を受信する第１の入力と、前記第１の出力信号を受信する第２の入力と、第１の加算器の反転入力に接続される出力と、を有し、
前記第４のミキサは、第２の局部発振器信号の直角位相成分を受信する第１の入力と、前記第１の出力信号を受信する第２の入力と、第２の加算器の第１の非反転入力に接続される出力と、を有し、
前記第５のミキサは、第２の局部発振器信号の同相成分を受信する第１の入力と、前記第２の出力信号を受信する第２の入力と、前記第２の加算器の第２の非反転入力に接続される出力と、を有し、
前記第６のミキサは、第２の局部発振器信号の直角位相成分を受信する第１の入力と、前記第２の出力信号を受信する第２の入力と、前記第１の加算器の非反転入力に接続される出力と、を有することを特徴とする周波数変換回路。
前記第２の分周手段は、前記第１の分周手段から供給される前記第１の局部発振器信号を受信するように構成されると共に、前記第２の分周手段の除数は、前記第１の直角位相ミキシング段に供給されるアンテナ信号の周波数により決定される、請求項１に記載の周波数変換回路。
前記第１の分周手段は第１のカウンタを備え、前記第２の分周手段は第２のカウンタを備える、請求項１に記載の周波数変換回路。
請求項１に記載された周波数変換回路を備える受信器。
請求項１に記載された周波数変換回路を備える送信器。
請求項１に記載された周波数変換回路を備える電気通信システムであって、無線伝送システム、コードレス若しくはセルラ電話システムを含む伝送システム、オーディオ若しくはビデオシステム、制御システム、遠隔測定システム、ローカルエリアネットワーク、又は、広域ネットワークのグループの中の１つである電気通信システム。
請求項１に記載された周波数変換回路を備えるトランシーバ。
請求項１に記載された周波数変換回路を備える集積回路。
請求項１に記載された周波数変換回路を備える電話機装置。