JP4228524B2 - オゾナイザ用電源 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、オゾン反応器負荷に高電圧を印加して沿面放電を発生させるためのオゾナイザ用電源に係り、特に、オゾン反応器負荷に応じた漏れ磁束を選定したトランスで二次側電圧波形を成形し、電源の効率の向上を図ったオゾナイザ用電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
オゾナイザ用電源は、放電ギャップを介して多段に積層した電極体からなるオゾン反応器負荷に、高電圧を印加して沿面放電を発生させるためのものであり、整流部、インバータ部、トランスで構成される。
【０００３】
このオゾナイザ用電源は、商用交流電源を整流部で整流して直流電源にし、直流電源をインバータ部で所望の周波数の交流電源に変換し、このインバータ部からの交流電圧をトランスで沿面放電に適した電圧に昇圧するものである。
【０００４】
オゾン反応器負荷は容量性なので、負荷に流れる電流の位相が電圧に対して進む。オゾナイザ用電源とオゾン反応器負荷とで整合をとらない場合には、電源の効率が低くなる。
【０００５】
従来のオゾナイザ用電源は、トランスの一次側または二次側に新たにコイルを接続し、トランスとコイルを別々に持つシステムで負荷と整合をとって電源の効率の低下を抑えている。
【０００６】
また、トランスのインダクタンスを利用し、トランスだけで負荷と整合をとって電源の効率の低下を抑えるオゾナイザ用電源もある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、トランスとコイルを別々に持つシステムで負荷と整合をとる場合、トランスとコイルがそれぞれ必要であり、電源自体が大型になってコストが高いという問題がある。
【０００８】
また、トランスだけで負荷と整合をとる場合には、上記の問題は解決するものの、トランスがもともと昇圧前後の電圧を基準にして製作されているので、負荷と正確に整合させることが難しく、電源の効率が低いという問題がある。
【０００９】
そこで、本発明の目的は、小型かつ低コストであり、電源の効率を向上させたオゾナイザ用電源を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するために創案されたものであり、請求項１の発明は、放電ギャップを介して多段に積層した電極体からなるオゾン反応器負荷に、高電圧を印加して沿面放電を発生させるためのオゾナイザ用電源において、商用交流電源を整流する整流部と、整流部で整流された直流電源を、周波数が約数ｋＨｚの交流電源に変換するインバータ部と、一次側がインバータ部に接続され、二次側が上記オゾン反応器負荷に接続され、インバータ部からの交流電圧を昇圧するトランスとからなり、
そのトランスは、鉄心に漏れ磁束を発生させるためのギャップが設けられ、かつ一次側のインダクタンスＬ 1 と二次側のインダクタンスＬ 2 と漏れ磁束によるリーケージインダクタンスＬ l との合成インダクタンスが、上記オゾン反応器負荷の合成容量と整合するように上記オゾン反応器負荷に印加する二次側電圧の周波数に応じて決定されると共に、リーケージインダクタンスＬ l が上記トランスの結合係数をＫとして下式
Ｌ l ＝２（１−Ｋ）×Ｌ 2
で求められて構成され、
上記オゾン反応器負荷に応じた漏れ磁束を選定した上記トランスで二次側電圧波形を成形するオゾナイザ用電源である。
【００１１】
請求項２の発明は、上記インバータ部は、４個のバイポーラ形トランジスタを接続したブリッジ回路と、これらブリッジ回路のバイポーラ形トランジスタをＯＮ・ＯＦＦ制御するパルス電源駆動制御装置とからなる請求項１記載のオゾナイザ用電源である。
【００１２】
請求項３の発明は、上記４個のバイポーラ形トランジスタのＯＮ時間を上記インバータ部で変換した交流電源の１／４周期とする請求項２記載のオゾナイザ用電源である。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の好適実施の形態を添付図面にしたがって説明する。
【００１４】
図１は、本発明の好適実施の形態であるオゾナイザ用電源の概略図を示したものである。
【００１５】
図１に示すように、本発明のオゾナイザ用電源１は、オゾン反応器負荷２に高電圧を印加して沿面放電を発生させるためのものである。このオゾナイザ用電源１は、商用交流電源３を整流する整流部４と、整流部４で整流された直流電源を、周波数が約数ｋＨｚの交流電源に変換するインバータ部５と、一次側がインバータ部５に接続され、二次側が上記オゾン反応器負荷２に接続され、インバータ部５からの交流電圧を沿面放電に適した電圧に昇圧するトランス６とからなる。
【００１６】
トランス６は、オゾン反応器負荷２に応じた漏れ磁束を選定したものであり、その漏れ磁束を利用して二次側電圧波形を成形するものである。漏れ磁束は、例えば、トランス６の鉄心にギャップを設けて積極的に多く発生させるようにしている。
【００１７】
次に、オゾナイザ用電源１をより具体的に説明する。
【００１８】
図２は、本発明のオゾナイザ用電源の主要部の回路図を示したものである。
【００１９】
図２に示すように、オゾナイザ用電源１の主要部は、インバータ部５と、トランス６とからなる。トランス６は一次側がインバータ部５に接続され、二次側が上記オゾン反応器負荷２に接続されている。
【００２０】
オゾン反応器負荷２は、例えば、放電ギャップを介して多段に積層した電極体からなる。図では、オゾン反応器負荷２を等価回路で表している。
【００２１】
オゾン反応器負荷２の等価回路を説明する。
【００２２】
電極体の容量７、放電ギャップの容量８、電極体の容量９が直列に接続されている。放電ギャップの容量８と閉回路を形成するように、沿面放電特性としてのツェナーダイオード１０、１１が接続されている。ツェナーダイオード１０は、アノード側が電極体の容量７と放電ギャップの容量８間に接続され、一方、ツェナーダイオード１１は、アノード側が放電ギャップの容量８と電極体の容量９間に接続されており、双方のツェナーダイオード１０、１１のカソード側同士が接続されている。放電ギャップの容量８、ツェナーダイオード１０、１１で形成した閉回路には、電極体を覆う誘電体層としての抵抗１２、１３が並列に接続されている。
【００２３】
オゾン反応器負荷２には、例えば等価回路の数値で言うと、電極体の容量７、９が２９０ｎＦ、放電ギャップの容量８が３２．４ｎＦ、抵抗１２、１３が１００ＧΩのものを使用している。このときのオゾン反応器負荷２の合成容量は約２９ｎＦである。
【００２４】
さて、トランス６は、インバータ部５からの交流電圧を沿面放電に適した電圧に昇圧するように決定されると共に、一次側のインダクタンスＬ1 と、二次側のインダクタンスＬ2 と、漏れ磁束によるリーケージインダクタンスＬl との合成インダクタンスが、オゾン反応器負荷２の合成容量と整合するように、オゾン反応器負荷２に印加する二次側電圧の周波数に応じて決定される。
【００２５】
本実施の形態では、インバータ部５として、例えば、整流部４で整流された２８０Ｖの直流電源１４を周波数約４ｋＨｚの交流電源に変換するものを用いており、その交流電圧をトランス６で昇圧してオゾン反応器負荷２に約５ｋＶの電圧を印加するようにしている。
【００２６】
よってトランス６としては、例えば、一次側の巻数Ｎ1 と二次側の巻数Ｎ2 が１：１６．７、一次側のインダクタンスＬ1 が１５ｍＨ、二次側のインダクタンスＬ2 が４．１７Ｈ、結合係数Ｋが０．９９７、二次換算リーケージインダクタンスＬl が２５ｍＨのものを用いている。
【００２７】
結合係数Ｋは、トランス６の相互インダクタンスＭを用いて次式で表されることが知られている。
【００２８】
Ｋ＝Ｍ×（Ｌl ×Ｌ2 ）-1/2
そして、二次換算リーケージインダクタンスＬl の値は、トランス６の等価回路より次式で求めることができる。
【００２９】
Ｌl ＝２（１−Ｋ）×Ｌ2
インバータ部５は、例えば、４個のバイポーラ形トランジスタ（以下、ＩＧＢＴ）１５〜１８を接続したブリッジ回路と、これらブリッジ回路のＩＧＢＴ１５〜１８をＯＮ・ＯＦＦ制御するパルス電源駆動制御装置１９とからなる。
【００３０】
各ＩＧＢＴ１５〜１８のエミッタ−コレクタ端子間には、カソード側がエミッタ端子側に、アノード側がコレクタ端子側となるようにダイオード２０〜２３がそれぞれ接続されている。
【００３１】
パルス電源駆動制御装置１９は、各ＩＧＢＴ１５〜１８のゲート−エミッタ端子間にパルス電圧２４〜２７をそれぞれ印加するようにしている。図では、ＩＧＢＴ１５を代表して説明すると、端子ａ、ｂ間にパルス電圧２４を印加するようにしている。このパルス電源駆動制御装置１９の駆動パルスのＯＮ・ＯＦＦのタイミングは、オゾン反応器負荷２の容量とトランス６のリーケージインダクタンスＬlとから決定するようにしている。
【００３２】
ＩＧＢＴ１５〜１８の実際のＯＮ時間は、インバータ部５で変換した交流電源の１／４周期となるようにするとよい。本実施の形態では、インバータ部５として、直流電源１４を周波数約４ｋＨｚの交流電源に変換するものを用いているので、ＩＧＢＴ１５〜１８の実際のＯＮ時間は６５μｓにするとよい。
【００３３】
図３（ａ）は、本発明のオゾナイザ用電源１における電流・電圧波形を、横軸を時間Ｔにとり、縦軸を電流Ｉ・電圧Ｖにとって示した図である。ここで、インバータ部５から流れ出す電流波形Ｘ、トランス６の二次側の電圧波形Ｙ、パルス電源駆動制御装置１９の駆動パルスのＯＮ・ＯＦＦのタイミングＺを示している。
【００３４】
図２および図３（ａ）に示すように、まず、インバータ５のパルス電源駆動制御装置１９により、パルス電圧２４、２７をＩＧＢＴ１５、１８にそれぞれ入力し、ＩＧＢＴ１５、１８をＯＮする。電流は、直流電源１４の正極側からＩＧＢＴ１５のコレクタ端子、エミッタ端子へと流れ、節点αを経由してトランス６の一時側に流れ、節点βを経由した後、ＩＧＢＴ１８のコレクタ端子、エミッタ端子へと流れて直流電源１４の負極側に流れ込む。（手順１）
このとき、インバータ部５から流れ出す電流Ｉの瞬時値は、オゾン反応器負荷２の容量の時定数とトランス６のリーケージインダクタンスＬl の影響を受け、電流上昇時間Ｔu （約７２μｓ）かけて０Ａから約２１９．３Ａまで上昇する。
【００３５】
次に、パルス電源駆動制御装置１９により、ＩＧＢＴ１５、１８をＯＦＦした後、パルス電圧２５、２６をＩＧＢＴ１６、１７にそれぞれ入力し、ＩＧＢＴ１６、１７をＯＮする。今度は、電流が、直流電源１４の正極側からＩＧＢＴ１７のコレクタ端子、エミッタ端子へと流れ、節点βを経由してトランス６の一時側に流れ、節点αを経由した後、ＩＧＢＴ１６のコレクタ端子、エミッタ端子へと流れて直流電源１４の負極側に流れ込むようにする。（手順２）
このとき、インバータ部５から流れ出す電流Ｉは、オゾン反応器負荷２の容量の時定数とトランス６のリーケージインダクタンスＬl の影響を受け、電流下降時間Ｔd （約４８．８μｓ）かけて約２１９．３Ａから０Ａまで下降する。
【００３６】
さらに、パルス電源駆動制御装置１９により、ＩＧＢＴ１６、１７をＯＦＦする。この後、本発明では、４．２μｓという非常に短い時間だけ手順１を行う （手順３）ことができ、これが無電流時間Ｔ0 となり、半周期分の電流波形Ｘが求められる。以下、同様にして略正弦波となる電流波形Ｘが求まる。
【００３７】
以上のようにして、インバータ５におけるパルス電源駆動制御装置１９の駆動パルスのＯＮ・ＯＦＦのタイミングＺを決定しているので、トランス６の２次側電圧Ｖの電圧波形Ｘもピーク値が約４．３ｋＶの略正弦波となる。
【００３８】
電流波形Ｘは、トランス６でリーケージインダクタンスＬl 分も加味されて位相が遅れた後、オゾン反応器負荷２では位相が進むので、最終的には電圧波形Ｙと位相が一致する。これにより、本発明のオゾナイザ用電源１は、トランス６のみによって電源の効率を向上させることができる。
【００３９】
ここで、本発明との比較のために、漏れ磁束があまりないトランスを用いた従来のオゾナイザ用電源について説明する。
【００４０】
図４は、従来のオゾナイザ用電源の主要部の回路図を示したものである。
【００４１】
図４に示すように、従来のオゾナイザ用電源４０は、トランス４１として、一次側のインダクタンスＬ1 が２５．６ｍＨ、二次側のインダクタンスＬ2 が７０００ｍＨ、結合係数Ｋが０．９９８９、二次換算リーケージインダクタンスＬl が１５．４ｍＨのものを用いており、その他の構成は、本発明のオゾナイザ用電源１とほぼ同じ構成である。
【００４２】
図３（ｂ）は、従来のオゾナイザ用電源４０における電流・電圧波形を、横軸を時間ｔにとり、縦軸を電流ｉ・電圧ｖにとって示した図である。ここで、インバータ部５から流れ出す電流波形ｘ、トランス６の二次側の電圧波形ｙ、パルス電源駆動制御装置１９の駆動パルスのＯＮ・ＯＦＦのタイミングｚを示している。
【００４３】
図３（ｂ）に示すように、従来のオゾナイザ用電源４０では、トランス４１が、昇圧前後の電圧を基準にして製作されており、電流ｉの瞬時値のピーク約２８２．２Ａを基準にしてＩＧＢＴ１５〜１８の実際のＯＮ時間を決定している。
【００４４】
従来のオゾナイザ用電源４０では、トランス６のリーケージインダクタンスＬl が１５．４ｍＨ程度しか影響せず、電流波形ｘは、電流上昇時間ｔu が約５３μｓ、電流下降時間ｔd が約４８．８μｓとなり、無電流時間ｔ0 においては、約３８μｓと非常に長い。電流波形ｘ、電圧波形ｙは、ともに歪んでいる。
【００４５】
本発明のオゾナイザ用電源１は、オゾン反応器負荷へ流す電流波形の無電流時間極力無くすことで、電流ピークも抑えられ、必然的に実効電流を下げることができる。本実施の形態の例で言えば、オゾナイザ用電源４０の電流の実効値が１５６．５Ａなのに対し、本発明のオゾナイザ用電源１の電流の実効値は１３６．３Ａである。
【００４６】
よって、各部分（整流部・インバータ部・トランス部）で生じる消費電力を下げることができるのでトータルとしての電源の効率向上が図れ、かつ、トランスとコイルの機能が一体化したことで部品点数が削減されコンパクト化やコストダウンが達成できる。
【００４７】
本発明は、いわば、トランスとリアクタンス調整用コイルを一体化した構成であり、オゾン反応器負荷に流れる電流波形と繰返し周期の関係をトランスのリーケージ量を調整することで電源の効率向上を図ることができる。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のごとき優れた効果を発揮する。
【００４９】
（１）オゾン反応器負荷へ流す電流波形の無電流時間を極力無くすことで電流ピークも抑えられ、必然的に実効電流を下げることができる。
【００５０】
（２）各部分（整流部・インバータ部・トランス部）で生じる消費電力を下げることができるので、トータルとしての電源の効率向上が図れる。
【００５１】
（３）トランスとコイルの機能が一体化したことで部品点数が削減され、コンパクト化やコストダウンが達成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好適実施の形態を示す概略図である。
【図２】本発明のオゾナイザ用電源の主要部の回路図である。
【図３】本発明のオゾナイザ用電源における電流・電圧波形図（ａ）、従来のオゾナイザ用電源における電流・電圧波形図（ｂ）である。
【図４】従来のオゾナイザ用電源の主要部の回路図である。
【符号の説明】
１ オゾナイザ用電源
２ オゾン反応器負荷
３ 商用交流電源
４ 整流部
５ インバータ部
６ トランス
【発明の属する技術分野】
本発明は、オゾン反応器負荷に高電圧を印加して沿面放電を発生させるためのオゾナイザ用電源に係り、特に、オゾン反応器負荷に応じた漏れ磁束を選定したトランスで二次側電圧波形を成形し、電源の効率の向上を図ったオゾナイザ用電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
オゾナイザ用電源は、放電ギャップを介して多段に積層した電極体からなるオゾン反応器負荷に、高電圧を印加して沿面放電を発生させるためのものであり、整流部、インバータ部、トランスで構成される。
【０００３】
このオゾナイザ用電源は、商用交流電源を整流部で整流して直流電源にし、直流電源をインバータ部で所望の周波数の交流電源に変換し、このインバータ部からの交流電圧をトランスで沿面放電に適した電圧に昇圧するものである。
【０００４】
オゾン反応器負荷は容量性なので、負荷に流れる電流の位相が電圧に対して進む。オゾナイザ用電源とオゾン反応器負荷とで整合をとらない場合には、電源の効率が低くなる。
【０００５】
従来のオゾナイザ用電源は、トランスの一次側または二次側に新たにコイルを接続し、トランスとコイルを別々に持つシステムで負荷と整合をとって電源の効率の低下を抑えている。
【０００６】
また、トランスのインダクタンスを利用し、トランスだけで負荷と整合をとって電源の効率の低下を抑えるオゾナイザ用電源もある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、トランスとコイルを別々に持つシステムで負荷と整合をとる場合、トランスとコイルがそれぞれ必要であり、電源自体が大型になってコストが高いという問題がある。
【０００８】
また、トランスだけで負荷と整合をとる場合には、上記の問題は解決するものの、トランスがもともと昇圧前後の電圧を基準にして製作されているので、負荷と正確に整合させることが難しく、電源の効率が低いという問題がある。
【０００９】
そこで、本発明の目的は、小型かつ低コストであり、電源の効率を向上させたオゾナイザ用電源を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するために創案されたものであり、請求項１の発明は、放電ギャップを介して多段に積層した電極体からなるオゾン反応器負荷に、高電圧を印加して沿面放電を発生させるためのオゾナイザ用電源において、商用交流電源を整流する整流部と、整流部で整流された直流電源を、周波数が約数ｋＨｚの交流電源に変換するインバータ部と、一次側がインバータ部に接続され、二次側が上記オゾン反応器負荷に接続され、インバータ部からの交流電圧を昇圧するトランスとからなり、
そのトランスは、鉄心に漏れ磁束を発生させるためのギャップが設けられ、かつ一次側のインダクタンスＬ 1 と二次側のインダクタンスＬ 2 と漏れ磁束によるリーケージインダクタンスＬ l との合成インダクタンスが、上記オゾン反応器負荷の合成容量と整合するように上記オゾン反応器負荷に印加する二次側電圧の周波数に応じて決定されると共に、リーケージインダクタンスＬ l が上記トランスの結合係数をＫとして下式
Ｌ l ＝２（１−Ｋ）×Ｌ 2
で求められて構成され、
上記オゾン反応器負荷に応じた漏れ磁束を選定した上記トランスで二次側電圧波形を成形するオゾナイザ用電源である。
【００１１】
請求項２の発明は、上記インバータ部は、４個のバイポーラ形トランジスタを接続したブリッジ回路と、これらブリッジ回路のバイポーラ形トランジスタをＯＮ・ＯＦＦ制御するパルス電源駆動制御装置とからなる請求項１記載のオゾナイザ用電源である。
【００１２】
請求項３の発明は、上記４個のバイポーラ形トランジスタのＯＮ時間を上記インバータ部で変換した交流電源の１／４周期とする請求項２記載のオゾナイザ用電源である。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の好適実施の形態を添付図面にしたがって説明する。
【００１４】
図１は、本発明の好適実施の形態であるオゾナイザ用電源の概略図を示したものである。
【００１５】
図１に示すように、本発明のオゾナイザ用電源１は、オゾン反応器負荷２に高電圧を印加して沿面放電を発生させるためのものである。このオゾナイザ用電源１は、商用交流電源３を整流する整流部４と、整流部４で整流された直流電源を、周波数が約数ｋＨｚの交流電源に変換するインバータ部５と、一次側がインバータ部５に接続され、二次側が上記オゾン反応器負荷２に接続され、インバータ部５からの交流電圧を沿面放電に適した電圧に昇圧するトランス６とからなる。
【００１６】
トランス６は、オゾン反応器負荷２に応じた漏れ磁束を選定したものであり、その漏れ磁束を利用して二次側電圧波形を成形するものである。漏れ磁束は、例えば、トランス６の鉄心にギャップを設けて積極的に多く発生させるようにしている。
【００１７】
次に、オゾナイザ用電源１をより具体的に説明する。
【００１８】
図２は、本発明のオゾナイザ用電源の主要部の回路図を示したものである。
【００１９】
図２に示すように、オゾナイザ用電源１の主要部は、インバータ部５と、トランス６とからなる。トランス６は一次側がインバータ部５に接続され、二次側が上記オゾン反応器負荷２に接続されている。
【００２０】
オゾン反応器負荷２は、例えば、放電ギャップを介して多段に積層した電極体からなる。図では、オゾン反応器負荷２を等価回路で表している。
【００２１】
オゾン反応器負荷２の等価回路を説明する。
【００２２】
電極体の容量７、放電ギャップの容量８、電極体の容量９が直列に接続されている。放電ギャップの容量８と閉回路を形成するように、沿面放電特性としてのツェナーダイオード１０、１１が接続されている。ツェナーダイオード１０は、アノード側が電極体の容量７と放電ギャップの容量８間に接続され、一方、ツェナーダイオード１１は、アノード側が放電ギャップの容量８と電極体の容量９間に接続されており、双方のツェナーダイオード１０、１１のカソード側同士が接続されている。放電ギャップの容量８、ツェナーダイオード１０、１１で形成した閉回路には、電極体を覆う誘電体層としての抵抗１２、１３が並列に接続されている。
【００２３】
オゾン反応器負荷２には、例えば等価回路の数値で言うと、電極体の容量７、９が２９０ｎＦ、放電ギャップの容量８が３２．４ｎＦ、抵抗１２、１３が１００ＧΩのものを使用している。このときのオゾン反応器負荷２の合成容量は約２９ｎＦである。
【００２４】
さて、トランス６は、インバータ部５からの交流電圧を沿面放電に適した電圧に昇圧するように決定されると共に、一次側のインダクタンスＬ1 と、二次側のインダクタンスＬ2 と、漏れ磁束によるリーケージインダクタンスＬl との合成インダクタンスが、オゾン反応器負荷２の合成容量と整合するように、オゾン反応器負荷２に印加する二次側電圧の周波数に応じて決定される。
【００２５】
本実施の形態では、インバータ部５として、例えば、整流部４で整流された２８０Ｖの直流電源１４を周波数約４ｋＨｚの交流電源に変換するものを用いており、その交流電圧をトランス６で昇圧してオゾン反応器負荷２に約５ｋＶの電圧を印加するようにしている。
【００２６】
よってトランス６としては、例えば、一次側の巻数Ｎ1 と二次側の巻数Ｎ2 が１：１６．７、一次側のインダクタンスＬ1 が１５ｍＨ、二次側のインダクタンスＬ2 が４．１７Ｈ、結合係数Ｋが０．９９７、二次換算リーケージインダクタンスＬl が２５ｍＨのものを用いている。
【００２７】
結合係数Ｋは、トランス６の相互インダクタンスＭを用いて次式で表されることが知られている。
【００２８】
Ｋ＝Ｍ×（Ｌl ×Ｌ2 ）-1/2
そして、二次換算リーケージインダクタンスＬl の値は、トランス６の等価回路より次式で求めることができる。
【００２９】
Ｌl ＝２（１−Ｋ）×Ｌ2
インバータ部５は、例えば、４個のバイポーラ形トランジスタ（以下、ＩＧＢＴ）１５〜１８を接続したブリッジ回路と、これらブリッジ回路のＩＧＢＴ１５〜１８をＯＮ・ＯＦＦ制御するパルス電源駆動制御装置１９とからなる。
【００３０】
各ＩＧＢＴ１５〜１８のエミッタ−コレクタ端子間には、カソード側がエミッタ端子側に、アノード側がコレクタ端子側となるようにダイオード２０〜２３がそれぞれ接続されている。
【００３１】
パルス電源駆動制御装置１９は、各ＩＧＢＴ１５〜１８のゲート−エミッタ端子間にパルス電圧２４〜２７をそれぞれ印加するようにしている。図では、ＩＧＢＴ１５を代表して説明すると、端子ａ、ｂ間にパルス電圧２４を印加するようにしている。このパルス電源駆動制御装置１９の駆動パルスのＯＮ・ＯＦＦのタイミングは、オゾン反応器負荷２の容量とトランス６のリーケージインダクタンスＬlとから決定するようにしている。
【００３２】
ＩＧＢＴ１５〜１８の実際のＯＮ時間は、インバータ部５で変換した交流電源の１／４周期となるようにするとよい。本実施の形態では、インバータ部５として、直流電源１４を周波数約４ｋＨｚの交流電源に変換するものを用いているので、ＩＧＢＴ１５〜１８の実際のＯＮ時間は６５μｓにするとよい。
【００３３】
図３（ａ）は、本発明のオゾナイザ用電源１における電流・電圧波形を、横軸を時間Ｔにとり、縦軸を電流Ｉ・電圧Ｖにとって示した図である。ここで、インバータ部５から流れ出す電流波形Ｘ、トランス６の二次側の電圧波形Ｙ、パルス電源駆動制御装置１９の駆動パルスのＯＮ・ＯＦＦのタイミングＺを示している。
【００３４】
図２および図３（ａ）に示すように、まず、インバータ５のパルス電源駆動制御装置１９により、パルス電圧２４、２７をＩＧＢＴ１５、１８にそれぞれ入力し、ＩＧＢＴ１５、１８をＯＮする。電流は、直流電源１４の正極側からＩＧＢＴ１５のコレクタ端子、エミッタ端子へと流れ、節点αを経由してトランス６の一時側に流れ、節点βを経由した後、ＩＧＢＴ１８のコレクタ端子、エミッタ端子へと流れて直流電源１４の負極側に流れ込む。（手順１）
このとき、インバータ部５から流れ出す電流Ｉの瞬時値は、オゾン反応器負荷２の容量の時定数とトランス６のリーケージインダクタンスＬl の影響を受け、電流上昇時間Ｔu （約７２μｓ）かけて０Ａから約２１９．３Ａまで上昇する。
【００３５】
次に、パルス電源駆動制御装置１９により、ＩＧＢＴ１５、１８をＯＦＦした後、パルス電圧２５、２６をＩＧＢＴ１６、１７にそれぞれ入力し、ＩＧＢＴ１６、１７をＯＮする。今度は、電流が、直流電源１４の正極側からＩＧＢＴ１７のコレクタ端子、エミッタ端子へと流れ、節点βを経由してトランス６の一時側に流れ、節点αを経由した後、ＩＧＢＴ１６のコレクタ端子、エミッタ端子へと流れて直流電源１４の負極側に流れ込むようにする。（手順２）
このとき、インバータ部５から流れ出す電流Ｉは、オゾン反応器負荷２の容量の時定数とトランス６のリーケージインダクタンスＬl の影響を受け、電流下降時間Ｔd （約４８．８μｓ）かけて約２１９．３Ａから０Ａまで下降する。
【００３６】
さらに、パルス電源駆動制御装置１９により、ＩＧＢＴ１６、１７をＯＦＦする。この後、本発明では、４．２μｓという非常に短い時間だけ手順１を行う （手順３）ことができ、これが無電流時間Ｔ0 となり、半周期分の電流波形Ｘが求められる。以下、同様にして略正弦波となる電流波形Ｘが求まる。
【００３７】
以上のようにして、インバータ５におけるパルス電源駆動制御装置１９の駆動パルスのＯＮ・ＯＦＦのタイミングＺを決定しているので、トランス６の２次側電圧Ｖの電圧波形Ｘもピーク値が約４．３ｋＶの略正弦波となる。
【００３８】
電流波形Ｘは、トランス６でリーケージインダクタンスＬl 分も加味されて位相が遅れた後、オゾン反応器負荷２では位相が進むので、最終的には電圧波形Ｙと位相が一致する。これにより、本発明のオゾナイザ用電源１は、トランス６のみによって電源の効率を向上させることができる。
【００３９】
ここで、本発明との比較のために、漏れ磁束があまりないトランスを用いた従来のオゾナイザ用電源について説明する。
【００４０】
図４は、従来のオゾナイザ用電源の主要部の回路図を示したものである。
【００４１】
図４に示すように、従来のオゾナイザ用電源４０は、トランス４１として、一次側のインダクタンスＬ1 が２５．６ｍＨ、二次側のインダクタンスＬ2 が７０００ｍＨ、結合係数Ｋが０．９９８９、二次換算リーケージインダクタンスＬl が１５．４ｍＨのものを用いており、その他の構成は、本発明のオゾナイザ用電源１とほぼ同じ構成である。
【００４２】
図３（ｂ）は、従来のオゾナイザ用電源４０における電流・電圧波形を、横軸を時間ｔにとり、縦軸を電流ｉ・電圧ｖにとって示した図である。ここで、インバータ部５から流れ出す電流波形ｘ、トランス６の二次側の電圧波形ｙ、パルス電源駆動制御装置１９の駆動パルスのＯＮ・ＯＦＦのタイミングｚを示している。
【００４３】
図３（ｂ）に示すように、従来のオゾナイザ用電源４０では、トランス４１が、昇圧前後の電圧を基準にして製作されており、電流ｉの瞬時値のピーク約２８２．２Ａを基準にしてＩＧＢＴ１５〜１８の実際のＯＮ時間を決定している。
【００４４】
従来のオゾナイザ用電源４０では、トランス６のリーケージインダクタンスＬl が１５．４ｍＨ程度しか影響せず、電流波形ｘは、電流上昇時間ｔu が約５３μｓ、電流下降時間ｔd が約４８．８μｓとなり、無電流時間ｔ0 においては、約３８μｓと非常に長い。電流波形ｘ、電圧波形ｙは、ともに歪んでいる。
【００４５】
本発明のオゾナイザ用電源１は、オゾン反応器負荷へ流す電流波形の無電流時間極力無くすことで、電流ピークも抑えられ、必然的に実効電流を下げることができる。本実施の形態の例で言えば、オゾナイザ用電源４０の電流の実効値が１５６．５Ａなのに対し、本発明のオゾナイザ用電源１の電流の実効値は１３６．３Ａである。
【００４６】
よって、各部分（整流部・インバータ部・トランス部）で生じる消費電力を下げることができるのでトータルとしての電源の効率向上が図れ、かつ、トランスとコイルの機能が一体化したことで部品点数が削減されコンパクト化やコストダウンが達成できる。
【００４７】
本発明は、いわば、トランスとリアクタンス調整用コイルを一体化した構成であり、オゾン反応器負荷に流れる電流波形と繰返し周期の関係をトランスのリーケージ量を調整することで電源の効率向上を図ることができる。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のごとき優れた効果を発揮する。
【００４９】
（１）オゾン反応器負荷へ流す電流波形の無電流時間を極力無くすことで電流ピークも抑えられ、必然的に実効電流を下げることができる。
【００５０】
（２）各部分（整流部・インバータ部・トランス部）で生じる消費電力を下げることができるので、トータルとしての電源の効率向上が図れる。
【００５１】
（３）トランスとコイルの機能が一体化したことで部品点数が削減され、コンパクト化やコストダウンが達成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好適実施の形態を示す概略図である。
【図２】本発明のオゾナイザ用電源の主要部の回路図である。
【図３】本発明のオゾナイザ用電源における電流・電圧波形図（ａ）、従来のオゾナイザ用電源における電流・電圧波形図（ｂ）である。
【図４】従来のオゾナイザ用電源の主要部の回路図である。
【符号の説明】
１ オゾナイザ用電源
２ オゾン反応器負荷
３ 商用交流電源
４ 整流部
５ インバータ部
６ トランス
Claims (3)
- 放電ギャップを介して多段に積層した電極体からなるオゾン反応器負荷に、高電圧を印加して沿面放電を発生させるためのオゾナイザ用電源において、商用交流電源を整流する整流部と、整流部で整流された直流電源を、周波数が約数ｋＨｚの交流電源に変換するインバータ部と、一次側がインバータ部に接続され、二次側が上記オゾン反応器負荷に接続され、インバータ部からの交流電圧を昇圧するトランスとからなり、
そのトランスは、鉄心に漏れ磁束を発生させるためのギャップが設けられ、かつ一次側のインダクタンスＬ 1 と二次側のインダクタンスＬ 2 と漏れ磁束によるリーケージインダクタンスＬ l との合成インダクタンスが、上記オゾン反応器負荷の合成容量と整合するように上記オゾン反応器負荷に印加する二次側電圧の周波数に応じて決定されると共に、リーケージインダクタンスＬ l が上記トランスの結合係数をＫとして下式
Ｌ l ＝２（１−Ｋ）×Ｌ 2
で求められて構成され、
上記オゾン反応器負荷に応じた漏れ磁束を選定した上記トランスで二次側電圧波形を成形することを特徴とするオゾナイザ用電源。 - 上記インバータ部は、４個のバイポーラ形トランジスタを接続したブリッジ回路と、これらブリッジ回路のバイポーラ形トランジスタをＯＮ・ＯＦＦ制御するパルス電源駆動制御装置とからなる請求項１記載のオゾナイザ用電源。
- 上記４個のバイポーラ形トランジスタのＯＮ時間を上記インバータ部で変換した交流電源の１／４周期とする請求項２記載のオゾナイザ用電源。
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