JP4207538B2

JP4207538B2 - Sensorless brushless motor

Info

Publication number: JP4207538B2
Application number: JP2002328718A
Authority: JP
Inventors: 健一斉藤
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-11-12
Filing date: 2002-11-12
Publication date: 2009-01-14
Anticipated expiration: 2022-11-12
Also published as: JP2004166382A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば種々の小型モータに適用して好適なセンサレスブラシレスモータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に例えば小型モータとしてロータの回転位置検出用のセンサを有さない例えば３相センサレスブラシレスモータが提案されている。これはセンサ例えばホール素子を用いず、ロータが回転するときに３相のステータを構成する励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに誘起される逆起電圧を用いてロータの位置を検出し、各励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗへの通電タイミングを決めて通電してロータを回転することにより、励磁感応素子例えばホール素子等より成る位置検出センサを不要としたものである。
【０００３】
斯るセンサレスブラシレスモータの例として図５、図６、図７に示す如き３相アウターロータ型のセンサレスブラシレスモータが提案されている。この３相アウターロータ型のセンサレスブラシレスモータのロータ１としては図６に示す如く、環状にＮ極及びＳ極が順次４極着磁された筒状体より成り、またステータ２としては図６に示す如く、この筒状体のロータ１内に配され、ロータ１に対応し、図６に示す如く鉄芯に巻装された３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗが電気角で順次１２０°間隔で配置されたものである。
【０００４】
このスタータ２の３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗは図５に示す如くＹ字状に接続され、励磁コイル通電回路３は励磁電流を例えば先ず励磁コイルＵ→Ｖと流し、次に励磁コイルＵ→Ｗと流し、順次励磁コイルＶ→Ｗ、励磁コイルＶ→Ｕ、励磁コイルＷ→Ｕ、励磁コイルＷ→Ｖと順次切換えて流し、これを順次繰り返す如くする。
【０００５】
この場合、逆起電圧検出励磁コイル選択回路４により励磁電流が流れない励磁コイル例えば励磁電流が励磁コイルＵ→Ｖと流れるときは励磁コイルＷを選択する如くし、この励磁電流が流れない励磁コイルに発生するロータ１の回転による逆起電圧である端子間電圧を雑音除去用のローパスフィルタ５を介して演算増幅回路より成る電圧比較回路６の一方の入力端子に供給すると共にこの励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの接続中点に得られる中点電圧を電圧比較回路６の他方の入力端子に供給する。
【０００６】
この電圧比較回路６の出力側には、この励磁電流が流れない励磁コイルに得られるロータ１の位置検出用の逆起電圧に応じた矩形波信号が得られ、このロータ１の位置検出用の逆起電圧に応じた矩形波信号を通電タイミング信号生成回路７及び逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路８に供給する。
【０００７】
この通電タイミング信号生成回路７においてはロータ１の位置検出用の矩形波信号を受け、通電すべき励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗを選択する図７Ａ，Ｂ及びＣに示す如き順次位相が１２０°づつ異なる通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ及びＷＳを発生し、この通電タイミング信号生成回路７に得られる通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ及びＷＳを励磁コイル通電回路３に供給し、励磁電流を通電する２相の励磁コイルを順次切換る如くする。
【０００８】
また、逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路８は、この電圧比較回路６の出力側に得られるロータ１の位置検出用の矩形波信号を受け、通電されない逆起電圧検出用の励磁コイルを選択する選択タイミング信号を生成する。この逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路８に得られる選択タイミング信号を逆起電圧検出励磁コイル選択回路４に供給し、逆起電圧検出用の励磁コイルを選択する。
【０００９】
また、図５において、９はこのセンサレスブラシレスモータの回転トルクを制御するためのパルス幅変調回路を示し、このパルス幅変調回路９は適切なデューティの図７Ｄに示す如きパルス幅変調信号を生成し、このパルス幅変調回路９で生成した、回転トルクに応じた適切なデューティのパルス幅変調信号を励磁コイル通電回路３に供給する如くする。
【００１０】
この励磁コイル通電回路３においては、図７Ａ，Ｂ，Ｃに示す如き通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ，ＷＳとこの図７Ｄに示す如きパルス幅変調信号との論理積で励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに順次通電し所定の回転トルクを得る如くしている。
【００１１】
センサレスブラシレスモータにおいて、この通電タイミング信号とパルス幅変調信号との論理積で励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに順次通電するようにしたものが先に提案されている（特許文献１）。
【００１２】
【特許文献１】
特開２００２−８４７７４号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
斯るセンサレスブラシレスモータにおいてはホール素子等の位置センサを用いず、ロータ１の回転により励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに発生する逆起電圧を検出することによりロータ１の位置を検出する。このため、この逆起電圧に何らかのノイズが重畳すると、このロータ１の位置検出精度が低下する。
【００１４】
特に低速回転時には、この逆起電圧自体が小さいため検出精度は更に低下する。この逆起電圧に重畳するノイズは様々なものが考えられるが、上述の如くパルス幅変調信号を使用してロータ１を駆動するようにしたときには、通電されている励磁コイルからの漏れ磁束の影響が顕著となる。
【００１５】
この励磁コイルの漏れ磁束によるノイズの発生につき更に述べるに、通電中の励磁コイル例えば励磁コイルが発生する磁束は他の通電中の励磁コイル例えば励磁コイルＶにその殆どが鎖交するが、一部は逆起電圧を検出している励磁コイル例えば励磁コイルＷにも漏れ磁束が鎖交する（図６参照）。
【００１６】
この漏れ磁束が時間変化すると、逆起電圧検出中の励磁コイル例えば励磁コイルＷには電磁誘導の法則により漏れ磁束の時間微分波形に比例した電圧Δｅが誘起されるため、これが逆起電圧に重畳するノイズとなる。以下この電圧Δｅを誘導ノイズという。
【００１７】
この誘導ノイズΔｅの大きさにつき説明するに、この誘導ノイズΔｅは通電中の励磁コイルの漏れ磁束の時間微分波形に比例し、この通電中の励磁コイルの漏れ磁束の時間微分波形は、通電中の励磁コイルの電流の時間微分波形に比例する。
【００１８】
この励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗにパルス幅変調の電流を流したときは、この励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに流れる電流は図８Ａに示す如く三角波状の電流になるため、この三角波状の電流の時間微分波形は図８Ｂに示す如く方形波状になり比較的大きなものとなる。
【００１９】
図５に示す如き従来例においては、この誘導ノイズΔｅを除去するために、ローパスフィルタ５を設けているが、このローパスフィルタ５のフィルタ定数をモータ特性に影響がないように設定するので、このフィルタ定数の合せ込みに時間がかかる上、この誘導ノイズΔｅの減衰の度合いはそれほど大きくできない不都合があった。
【００２０】
このため、図５に示す如き従来例においては、この誘導ノイズΔｅの影響が大きく、この電圧比較回路６の出力側に得られるロータ１の位置の検出信号の精度が低くなってしまっていた不都合があった。
【００２１】
本発明は斯る点に鑑み、この逆起電圧に重畳する誘導ノイズを抑制し、この逆起電圧を常に安定して精度良く検出できるようにすることを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明センサレスブラシレスモータは逆起電圧を基に形成した通電タイミング信号とパルス幅変調信号との論理積でステータを構成する複数の励磁コイルに順次通電する励磁コイル通電回路を制御してロータの回転トルクを制御するようにしたセンサレスブラシレスモータにおいて、通電中の複数の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧と逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧との合成によりこの逆起電圧を得るようにしたものである。
【００２３】
斯る本発明においては、通電中の複数の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧と逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧との合成により逆起電圧を得るようにしており、通電中の複数の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧に逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧に含まれる誘導ノイズΔｅと逆相でほぼαが１に近い値の−αΔｅの成分が含まれており、この合成より得た逆起電圧は誘導ノイズΔｅがほぼ除去されたものとなり、この逆起電圧を常に安定して精度良く検出でき、センサレスブラシレスモータの回転精度を向上できると共に起動特性、低速回転駆動を向上でき、且つローパスフィルタ５を省略できる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図１を参照して本発明センサレスブラシレスモータの実施の形態の例につき説明する。図１につき説明するに図５に対応する部分には同一符号を付して示す。
【００２５】
この図１例も３相アウターロータ型のセンサレスブラシレスモータに適用した例を示す。この３相アウターロータ型のセンサレスブラシレスモータのロータ１としては、例えば図６に示す如く環状にＮ極及びＳ極が等間隔に順次４極着磁された筒状体より成り、またステータ２としては例えば図６に示す如く、この筒状体のロータ１内に配され、ロータ１に対応し、図６に示す如く鉄芯に巻装された３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗが電気角で順次１２０°間隔で配置されたものである。
【００２６】
このステータ２の３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗは図１に示す如くＹ字状に接続され、励磁コイル通電回路３は励磁電流を例えば励磁コイルＵ→Ｖと流し、次に励磁コイルＵ→Ｗと流し、順次励磁コイルＶ→Ｗ、励磁コイルＶ→Ｕ、励磁コイルＷ→Ｕ、励磁コイルＷ→Ｖと順次切換えて流し、これを順次繰り返す如くする。
【００２７】
この場合、逆起電圧検出励磁コイル選択回路４により励磁電流が流れない励磁コイル例えば励磁電流が励磁コイルＵ→Ｖと流れるときは、励磁コイルＷを選択する如くし、この逆起電圧検出励磁コイル選択回路４の出力側に得られるこの励磁電流が流れない逆起電圧検出中の励磁コイルに発生するロータ１の回転による端子間電圧を電圧合成回路１０の一方の入力端子に供給する。
【００２８】
この場合、この逆起電圧検出励磁コイル選択回路４の出力側には図４Ｂに示す如く正弦波の逆起電圧Ｅに図８Ｂに示す如き矩形波の誘導ノイズΔｅが重畳したものとなる。
【００２９】
この電圧合成回路１０の出力側に得られる逆起電圧を演算増幅回路より成る電圧比較回路６の一方の入力端子に供給すると共にこの励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの接続中点に得られる中点電圧をこの電圧比較回路６の他方の入力端子に供給する。
【００３０】
この電圧比較回路６の出力側には、励磁電流が流れない逆起電圧検出中の励磁コイルに得られるロータ１の位置検出用の逆起電圧に応じた矩形波信号が得られ、このロータ１の位置検出用の逆起電圧に応じた矩形波信号を通電タイミング信号生成回路７、逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路８及び電圧平均化励磁コイル選択タイミング信号生成回路１１に供給する。
【００３１】
この通電タイミング信号生成回路７においては、ロータ１の位置検出用の矩形波信号を受け、通電すべき励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗを選択する図７Ａ，Ｂ及びＣに示す如き、順次位相が１２０°づつ異なる通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ及びＷＳを発生し、この通電タイミング信号生成回路７に得られる通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ及びＷＳを励磁コイル通電回路３に供給し、励磁電流を通電する２相の励磁コイルを順次切換る如くする。
【００３２】
また、逆起電圧励磁コイル選択タイミング信号生成回路は、この電圧比較回路６の出力側に得られるロータ１の位置検出用の矩形波信号を受け、通電されない逆起電圧検出用の励磁コイルを選択する選択タイミング信号を生成する。この逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路８に得られる選択タイミング信号を逆起電圧検出励磁コイル選択回路４に供給し、逆起電圧検出用の励磁コイルを選択する如くする。
【００３３】
また、電圧平均化励磁コイル選択タイミング信号生成回路１１は、この電圧比較回路６の出力側に得られるロータ１の位置検出用の矩形波信号を受け、励磁電流が通電される励磁コイルを選択する複数本例では２個の励磁コイルを選択する選択タイミング信号を生成する。この電圧平均化励磁コイル選択タイミング信号生成回路１１に得られる選択タイミング信号を電圧平均化励磁コイル選択回路１２に供給する。
【００３４】
この電圧平均化励磁コイル選択回路１２は、３相の励磁コイルＵ，Ｖ及びＷの夫々の一端に接続され、励磁電流が通電される複数例えば２個の励磁コイルを選択し、この選択された２個の励磁コイルの端子間電圧を夫々電圧平均値回路１３に供給する。この電圧平均値回路１３の出力信号を電圧合成回路１０の他方の入力端子に供給する。
【００３５】
また図１において、９はこのセンサレスブラシレスモータの回転トルクを制御するためのパルス幅変調回路を示し、このパルス幅変調回路９は所望の回転トルクに応じたデューティの図７Ｄに示す如きパルス幅変調信号を生成し、このパルス幅変調回路９で生成した回転トルクに応じた適切なデューティのパルス幅変調信号を励磁コイル通電回路３に供給する如くする。
【００３６】
この励磁コイル通電回路３においては、図７Ａ，Ｂ，Ｃに示す如き通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ，ＷＳとこの図７Ｄに示す如きパルス幅変調信号との論理積で、励磁電流を励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに順次通電し、ロータ１を回転し、所望の回転トルクを得る如くしている。
【００３７】
ここで電圧平均値回路１３の出力側に得られる平均電圧につき更に説明するに今、３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの内の２相例えば図４Ａに模式的に示す如く励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに図７Ａ，Ｂ，Ｃに示す如き通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ，ＷＳと図７Ｄに示す如きパルス幅変調信号との論理積で、励磁電流が通電されており、残りの１相の励磁コイルＷで逆起電圧を検出していたとする。
【００３８】
この場合、既に述べたように逆起電圧検出中の励磁コイルＷにロータ１の回転により発生する逆起電圧Ｅには図４Ｂに示す如く通電中の励磁コイルＵ，Ｖからの漏れ磁束により誘起される誘導ノイズΔｅが重畳されている。
【００３９】
ここで、通電中の２相の励磁コイルＵ，Ｖの端子電圧の平均電圧（図４ＡのＶ２Ｃ）に注目したところ、励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの中点電位ＶＣを基準として考えた場合、平均電圧Ｖ２Ｃには逆起電圧検出中の励磁コイルＷの端子電圧Ｖ０に含まれる誘導ノイズΔｅと逆相の成分−αΔｅが現れることを見いだした。
【００４０】
すなわち、以下の式が成立する。
Ｖ０−ＶＣ＝Ｅ＋Δｅ・・・・（１）
Ｖ２Ｃ−ＶＣ＝−１／２Ｅ−αΔｅ・・・・（２）
ここでαは係数である。
【００４１】
この式（２）の右辺の−１／２Ｅは以下の式より導かれる。

この式（３）は、１２０°づつ位相がずれた３相正弦波の和が常に０となることを表したものである。
【００４２】
３相モータの励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに発生する逆起電圧は、１２０°づつ位相がずれた正弦波になるため、ある２相の励磁コイル例えば励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの端子電圧の和は残り１相の励磁コイル例えば励磁コイルＷの端子電圧の符号を反転したものと等しくなる。
【００４３】
図４Ａにおいて、Ｖ２Ｃは２相の励磁コイルＵ，Ｖの端子電圧を同一抵抗値の抵抗器Ｒにより抵抗分割したもの（和をとって２で割ったもの（平均値））であるから、式（３）の結果を用いれば、Ｖ２ＣはＶ０に現れる逆起電圧Ｅの符号を反転してこれを２で割った成分−１／２Ｅを含むことが分かる。
【００４４】
またＶ２ＣにＶ０に重畳する誘導ノイズと逆相の成分αΔｅが現れることに関しては、通電中の励磁コイル例えば励磁コイルＵ，Ｖの自己インダクタンスによるものであると考えられる。
【００４５】
実験の結果、Ｖ２Ｃに現れる誘導ノイズ逆相成分−αΔｅの大きさはＶ０に重畳する誘導ノイズΔｅの大きさと完全には同じではない（α≠１）が、このαがほぼ１に近い値となることが分かっている。
【００４６】
従って電圧平均値回路１３の出力側には式（２）で示す平均電圧である図４Ｃに示す如き−１／２Ｅの電圧に逆相の誘導ノイズ成分−αΔｅが重畳された電圧が得られる。
【００４７】
このため電圧合成回路１０において、通電中の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧Ｖ２Ｃに含まれる誘導ノイズ逆位相成分−αΔｅと逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧Ｖ０に含まれる誘導ノイズΔｅとの合成の割合を所定の割合とすればこの電圧合成回路１０の出力側に図４Ｄに示す如く逆起電圧より誘導ノイズΔｅを除去することができる。
【００４８】
本例によれば電圧合成回路１０の出力側に誘導ノイズΔｅが除去された逆起電圧を得ることができるので、逆起電圧を常に安定して精度良く検出でき、この逆起電圧を電圧比較回路６に供給することにより、この電圧比較回路６の出力側に精度の高いロータ１の位置検出信号を得ることができ、このセンサレスブラシレスモータの回転精度が向上する。
【００４９】
また、本例によればモータ起動時においても逆起電圧対ノイズ比が改善されるので起動特性が向上すると共に低速回転時においても逆起電圧対ノイズ比が改善されるので、低速回転駆動が可能になる。
【００５０】
本例によれば逆起電圧を得るのに従来例に比しローパスフィルタが不要となるので外部端子数を削減することができると共に更なる高速回転駆動が可能になる。
【００５１】
また本例によれば回転トルクを制御するパルス幅変調信号のデューティによらず安定して逆起電圧が検出できるので、負荷変動の逆起電圧検出精度への影響を抑えることができると共にモータ定数や電流リミッタの変更に伴う再検討項目を必要最低限に抑えることができる。
【００５２】
図２及び図３は夫々図１例における電圧平均値回路１３及び電圧合成回路１０を夫々具体化した例を示す。この図２及び図３につき説明するに、この図２及び図３において、図１に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【００５３】
図２例は電圧平均値回路１３及び電圧合成回路１０を、全て抵抗器による分圧で実現したものである。この図２例では電圧平均化励磁コイル選択回路１２はアナログスイッチにより実現し、これを用いて通電中の２相の励磁コイルの端子電圧を電圧平均値回路１３を構成する２個の直列接続された同一抵抗値の抵抗器Ｒ及びＲの一端及び他端に供給する如くする。
【００５４】
この抵抗器Ｒ及びＲの接続中点に得られる平均電圧Ｖ２Ｃを電圧合成回路１０を構成する直列接続された抵抗器ＲＡ及びＲＢの一端に供給し、逆起電圧検出励磁コイル選択回路４の出力側に得られる端子電圧Ｖ０をこの直列回路の他端に供給する。
【００５５】
この電圧合成回路１０の電圧合成比率は抵抗器ＲＡとＲＢとの抵抗値の比率を変化することにより決定する。この抵抗器ＲＡ及びＲＢの接続中点に得られた電圧合成回路１０の出力電圧を比較回路６を構成する演算増幅回路の一方の入力端子に供給し、励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの接続中点の電圧をこの演算増幅回路らの他方の入力端子に供給する。この図２例はその他は図１例と同様に構成する。
【００５６】
この図２例においては、図１例同様の作用効果が得られるほかに、抵抗器だけで電圧平均値回路１３及び電圧合成回路１０を構成したので、構成が簡単となる利益がある。
【００５７】
また図３例は、電圧平均値回路３及び電圧合成回路１０を１つの演算増幅回路２０により構成したものである。この図３例では電圧平均化励磁コイル選択回路１２はアナログスイッチにより実現し、これを用いて通電中の２相の励磁コイルの端子電圧を夫々抵抗器Ｒ及びＲを介して、この演算増幅回路２０の一方の入力端子に供給し、逆起電圧検出励磁コイル選択回路４の出力側に得られる逆起電圧検出用の励磁コイルに得られる端子電圧Ｖ０を抵抗器ＲＡと介して演算増幅回路２０の一方の入力端子に供給する。この演算増幅回路２０の他方の入力端子を抵抗器を介して接地する。
【００５８】
この場合、演算増幅回路２０の出力側に通電中の２相の励磁コイルの端子電圧の平均電圧と逆起電圧検出用の励磁コイルの端子電圧との合成電圧が得られる。この電圧合成の比率は抵抗器Ｒと抵抗器ＲＡとの抵抗値の比率により任意に変更できる。また演算増幅回路２０の帰還抵抗器ＲＢの抵抗値を変更することにより電圧合成部にゲインを持たせることができる。
【００５９】
この演算増幅回路２０の出力電圧を比較回路６を構成する演算増幅回路の一方の入力端子に供給し、励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの接続中点の電圧をこの演算増幅回路６の他方の入力端子に供給する。この図３例においては、その他は図１例と同様に構成する。
【００６０】
この図３例においては、図１例と同様の作用効果が得られることは容易に理解できよう。
【００６１】
尚、本発明は上述例に限ることなく、本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採り得ることは勿論である。
【００６２】
【発明の効果】
本発明によれば逆起電圧を常に安定した精度良く検出することができ、センサレスブラシレスモータの回転精度を向上できると共に起動特性、低速回転駆動を向上でき且つローパスフィルタを省略できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明センサレスブラシレスモータの実施の形態の例を示す構成図である。
【図２】図１例の一部具体例の一例を示す構成図である。
【図３】図１例の一部具体例の他の例を示す構成図である。
【図４】本発明の説明に供する線図である。
【図５】従来のセンサレスブラシレスモータの例を示す構成図である。
【図６】センサレスブラシレスモータの説明に供する線図である。
【図７】本発明の説明に供する線図である。
【図８】本発明の説明に供する線図である。
【符号の説明】
１‥‥ロータ、２‥‥ステータ、３‥‥励磁コイル通電回路、４‥‥逆起電圧検出励磁コイル選択回路、６‥‥電圧比較回路、７‥‥通電タイミング信号生成回路、８‥‥逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路、９‥‥パルス幅変調回路、１０‥‥電圧合成回路、１１‥‥電圧平均化励磁コイル選択タイミング信号生成回路、１２‥‥電圧平均化励磁コイル選択回路、１３‥‥電圧平均値回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a sensorless brushless motor suitable for application to various small motors, for example.
[0002]
[Prior art]
In general, for example, a three-phase sensorless brushless motor having no sensor for detecting the rotational position of the rotor has been proposed as a small motor. This does not use a sensor, for example, a Hall element, but detects the position of the rotor using back electromotive voltages induced in the excitation coils U, V, and W constituting the three-phase stator when the rotor rotates, and each excitation coil By determining the energization timing of U, V, W and energizing and rotating the rotor, a position detection sensor composed of an excitation sensitive element such as a Hall element is made unnecessary.
[0003]
As an example of such a sensorless brushless motor, a three-phase outer rotor type sensorless brushless motor as shown in FIGS. 5, 6, and 7 has been proposed. As shown in FIG. 6, the rotor 1 of this three-phase outer rotor type sensorless brushless motor is formed of a cylindrical body in which N poles and S poles are sequentially magnetized in four poles, and the stator 2 is shown in FIG. As shown, the three-phase exciting coils U, V, W arranged in the cylindrical rotor 1 and corresponding to the rotor 1 and wound around the iron core as shown in FIG. They are arranged at intervals.
[0004]
The three-phase exciting coils U, V, W of the starter 2 are connected in a Y shape as shown in FIG. 5, and the exciting coil energizing circuit 3 first applies the exciting current, for example, exciting coil U → V, and then the exciting coil. U → W is flowed, and the exciting coil V → W, the exciting coil V → U, the exciting coil W → U, and the exciting coil W → V are sequentially switched, and this is sequentially repeated.
[0005]
In this case, the excitation coil in which the excitation current does not flow by the back electromotive voltage detection excitation coil selection circuit 4, for example, when the excitation current flows from the excitation coil U → V, the excitation coil W is selected, and the excitation coil in which this excitation current does not flow. The inter-terminal voltage, which is a counter electromotive voltage generated by the rotation of the rotor 1 generated in the circuit 1, is supplied to one input terminal of a voltage comparison circuit 6 comprising an operational amplifier circuit through a low-pass filter 5 for noise removal, and the exciting coils U, The midpoint voltage obtained at the connection midpoint of V and W is supplied to the other input terminal of the voltage comparison circuit 6.
[0006]
On the output side of the voltage comparison circuit 6, a rectangular wave signal corresponding to the back electromotive voltage for detecting the position of the rotor 1 obtained in the exciting coil through which this exciting current does not flow is obtained. A rectangular wave signal corresponding to the counter electromotive voltage is supplied to the energization timing signal generation circuit 7 and the counter electromotive voltage detection excitation coil selection timing signal generation circuit 8.
[0007]
In this energization timing signal generation circuit 7, a rectangular wave signal for detecting the position of the rotor 1 is received, and the excitation coils U, V, W to be energized are selected and the phases are sequentially 120 ° as shown in FIGS. 7A, 7B and 7C. Two energization timing signals US, VS and WS are generated, and the energization timing signals US, VS and WS obtained in the energization timing signal generation circuit 7 are supplied to the excitation coil energization circuit 3 to energize the excitation current. The coils are switched sequentially.
[0008]
The back electromotive voltage detection excitation coil selection timing signal generation circuit 8 receives the rectangular wave signal for detecting the position of the rotor 1 obtained on the output side of the voltage comparison circuit 6 and is not energized to detect the back electromotive voltage detection excitation coil. A selection timing signal for selecting is generated. The selection timing signal obtained by the back electromotive voltage detection excitation coil selection timing signal generation circuit 8 is supplied to the back electromotive voltage detection excitation coil selection circuit 4 to select an excitation coil for back electromotive voltage detection.
[0009]
In FIG. 5, reference numeral 9 denotes a pulse width modulation circuit for controlling the rotational torque of the sensorless brushless motor. The pulse width modulation circuit 9 generates a pulse width modulation signal having an appropriate duty as shown in FIG. 7D. The pulse width modulation signal generated by the pulse width modulation circuit 9 and having an appropriate duty corresponding to the rotational torque is supplied to the exciting coil energization circuit 3.
[0010]
In the exciting coil energizing circuit 3, the exciting coils U, V, and W are obtained by ANDing the energizing timing signals US, VS, WS as shown in FIGS. 7A, 7B, 7C and the pulse width modulation signal as shown in FIG. Electric power is sequentially applied to obtain a predetermined rotational torque.
[0011]
A sensorless brushless motor has been proposed in which the excitation coils U, V, and W are sequentially energized by the logical product of the energization timing signal and the pulse width modulation signal (Patent Document 1).
[0012]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 2002-84774
[Problems to be solved by the invention]
In such a sensorless brushless motor, the position of the rotor 1 is detected by detecting a counter electromotive voltage generated in the exciting coils U, V, W by the rotation of the rotor 1 without using a position sensor such as a Hall element. For this reason, if any noise is superimposed on the counter electromotive voltage, the position detection accuracy of the rotor 1 is lowered.
[0014]
In particular, at the time of low-speed rotation, the detection accuracy is further lowered because the back electromotive voltage itself is small. Various noises can be considered to be superimposed on the back electromotive voltage. However, when the rotor 1 is driven using the pulse width modulation signal as described above, the influence of the leakage magnetic flux from the energized exciting coil. Becomes prominent.
[0015]
The generation of noise due to the leakage flux of the exciting coil will be further described. The magnetic flux generated by the energized exciting coil such as the exciting coil is mostly linked to the other energized exciting coil such as the exciting coil V. The leakage magnetic flux is also linked to the exciting coil detecting the counter electromotive voltage, for example, the exciting coil W (see FIG. 6).
[0016]
When this leakage magnetic flux changes with time, a voltage Δe proportional to the time differential waveform of the leakage magnetic flux is induced in the exciting coil, for example, the exciting coil W during detection of the counter electromotive voltage by the law of electromagnetic induction, and this is superimposed on the counter electromotive voltage. Noise. Hereinafter, this voltage Δe is referred to as induction noise.
[0017]
The magnitude of the induction noise Δe will be described. The induction noise Δe is proportional to the time differential waveform of the leakage flux of the exciting coil being energized, and the time differential waveform of the leakage flux of the excitation coil being energized is Is proportional to the time differential waveform of the current of the exciting coil.
[0018]
When a pulse width modulation current is passed through the exciting coils U, V, W, the current flowing in the exciting coils U, V, W becomes a triangular wave current as shown in FIG. As shown in FIG. 8B, the time differential waveform becomes a square wave and becomes relatively large.
[0019]
In the conventional example as shown in FIG. 5, the low-pass filter 5 is provided in order to remove the induction noise Δe. The filter constant of the low-pass filter 5 is set so as not to affect the motor characteristics. In addition to the time required for adjusting the filter constants, the degree of attenuation of the induction noise Δe cannot be increased so much.
[0020]
Therefore, in the conventional example as shown in FIG. 5, the influence of the induction noise Δe is large, and the accuracy of the detection signal of the position of the rotor 1 obtained on the output side of the voltage comparison circuit 6 is low. was there.
[0021]
In view of this point, an object of the present invention is to suppress the induced noise superimposed on the counter electromotive voltage and to detect the counter electromotive voltage stably and accurately.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
The sensorless brushless motor of the present invention controls the rotation of the rotor by controlling the excitation coil energization circuit that sequentially energizes the plurality of excitation coils constituting the stator by the logical product of the energization timing signal and the pulse width modulation signal formed based on the back electromotive voltage. In a sensorless brushless motor designed to control torque, the counter electromotive voltage is obtained by combining the average voltage between the terminals of a plurality of exciting coils being energized with the voltage between the terminals of the exciting coil being detected. It is a thing.
[0023]
In the present invention, the counter electromotive voltage is obtained by synthesizing the average voltage between the terminals of the plurality of exciting coils being energized and the voltage between the terminals of the exciting coil being detected. The average voltage of the inter-terminal voltages of a plurality of exciting coils includes a component of -αΔe in which α is close to 1 and is in a phase opposite to the induction noise Δe included in the inter-terminal voltage of the exciting coil during detection of the counter electromotive voltage. The counter electromotive voltage obtained from this synthesis is the one in which the induced noise Δe is substantially removed, and this counter electromotive voltage can always be detected stably and accurately, and the rotational accuracy of the sensorless brushless motor can be improved and the starting characteristics, Low-speed rotation drive can be improved, and the low-pass filter 5 can be omitted.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the sensorless brushless motor of the present invention will be described with reference to FIG. As will be described with reference to FIG. 1, parts corresponding to those in FIG.
[0025]
This FIG. 1 example also shows an example applied to a three-phase outer rotor type sensorless brushless motor. The rotor 1 of the sensorless brushless motor of this three-phase outer rotor type is composed of a cylindrical body in which, for example, as shown in FIG. For example, as shown in FIG. 6, the three-phase exciting coils U, V, and W arranged in the cylindrical rotor 1 and corresponding to the rotor 1 and wound around the iron core as shown in FIG. The corners are sequentially arranged at intervals of 120 °.
[0026]
The three-phase exciting coils U, V, W of the stator 2 are connected in a Y-shape as shown in FIG. 1, and the exciting coil energizing circuit 3 causes the exciting current to flow, for example, exciting coil U → V, and then exciting coil U → W, and sequentially turn the exciting coil V → W, exciting coil V → U, exciting coil W → U, exciting coil W → V, and sequentially repeat this.
[0027]
In this case, an excitation coil in which an excitation current does not flow by the counter electromotive voltage detection excitation coil selection circuit 4, for example, when the excitation current flows from the excitation coil U → V, the excitation coil W is selected, and this counter electromotive voltage detection excitation coil is selected. The voltage between the terminals due to the rotation of the rotor 1 generated in the exciting coil during detection of the counter electromotive voltage in which this exciting current does not flow obtained on the output side of the selection circuit 4 is supplied to one input terminal of the voltage synthesis circuit 10.
[0028]
In this case, on the output side of the back electromotive voltage detection exciting coil selection circuit 4, a rectangular wave induction noise Δe as shown in FIG. 8B is superimposed on a sinusoidal back electromotive voltage E as shown in FIG. 4B.
[0029]
A counter electromotive voltage obtained on the output side of the voltage synthesizing circuit 10 is supplied to one input terminal of a voltage comparison circuit 6 comprising an operational amplifier circuit, and a midpoint obtained at the midpoint of connection of the exciting coils U, V, W. A voltage is supplied to the other input terminal of the voltage comparison circuit 6.
[0030]
On the output side of the voltage comparison circuit 6, a rectangular wave signal corresponding to the counter electromotive voltage for detecting the position of the rotor 1 obtained in the exciting coil during detection of the counter electromotive voltage where no exciting current flows is obtained. A rectangular wave signal corresponding to the back electromotive voltage for position detection is supplied to the energization timing signal generation circuit 7, the back electromotive voltage detection excitation coil selection timing signal generation circuit 8, and the voltage averaging excitation coil selection timing signal generation circuit 11.
[0031]
The energization timing signal generation circuit 7 receives a rectangular wave signal for detecting the position of the rotor 1 and selects excitation coils U, V, and W to be energized, as shown in FIGS. Two energization timing signals US, VS, and WS that are different from each other are generated, and the energization timing signals US, VS, and WS obtained in the energization timing signal generation circuit 7 are supplied to the excitation coil energization circuit 3 to energize the excitation current. The exciting coils are sequentially switched.
[0032]
The back electromotive voltage excitation coil selection timing signal generation circuit receives the rectangular wave signal for detecting the position of the rotor 1 obtained on the output side of the voltage comparison circuit 6 and selects the excitation coil for detecting the back electromotive voltage that is not energized. A selection timing signal is generated. The selection timing signal obtained by the counter electromotive voltage detection excitation coil selection timing signal generation circuit 8 is supplied to the counter electromotive voltage detection excitation coil selection circuit 4 to select an excitation coil for detecting the counter electromotive voltage.
[0033]
The voltage averaging excitation coil selection timing signal generation circuit 11 receives a rectangular wave signal for detecting the position of the rotor 1 obtained on the output side of the voltage comparison circuit 6 and selects an excitation coil to which an excitation current is applied. In this example, a selection timing signal for selecting two exciting coils is generated. The selection timing signal obtained by the voltage averaged excitation coil selection timing signal generation circuit 11 is supplied to the voltage averaged excitation coil selection circuit 12.
[0034]
This voltage-averaged excitation coil selection circuit 12 is connected to one end of each of the three-phase excitation coils U, V, and W, and selects a plurality of, for example, two excitation coils that are energized with an excitation current. The voltage between the terminals of the two exciting coils is supplied to the voltage average value circuit 13 respectively. The output signal of the voltage average value circuit 13 is supplied to the other input terminal of the voltage synthesis circuit 10.
[0035]
In FIG. 1, reference numeral 9 denotes a pulse width modulation circuit for controlling the rotational torque of the sensorless brushless motor. The pulse width modulation circuit 9 has a pulse width modulation as shown in FIG. 7D having a duty corresponding to a desired rotational torque. A signal is generated, and a pulse width modulation signal having an appropriate duty corresponding to the rotational torque generated by the pulse width modulation circuit 9 is supplied to the exciting coil energization circuit 3.
[0036]
In this exciting coil energizing circuit 3, the exciting current is obtained by ANDing the energizing timing signals US, VS, WS as shown in FIGS. 7A, 7B and 7C with the pulse width modulation signal as shown in FIG. 7D. V and W are sequentially energized to rotate the rotor 1 so as to obtain a desired rotational torque.
[0037]
Now, the average voltage obtained on the output side of the voltage average value circuit 13 will be described further. Two of the three-phase excitation coils U, V, W, for example, the excitation coil U, as schematically shown in FIG. V and W are logical products of energization timing signals US, VS, WS as shown in FIGS. 7A, 7B and 7C and pulse width modulation signals as shown in FIG. It is assumed that the counter electromotive voltage is detected by the exciting coil W.
[0038]
In this case, as described above, the counter electromotive voltage E generated by the rotation of the rotor 1 in the exciting coil W during detection of the counter electromotive voltage is induced by the leakage magnetic flux from the energizing coils U and V as shown in FIG. 4B. Induced noise Δe is superimposed.
[0039]
Here, when attention is paid to the average voltage (V2C in FIG. 4A) of the terminal voltages of the two-phase exciting coils U and V being energized, when considering the midpoint potential VC of the exciting coils U, V, and W as a reference, It has been found that a component -αΔe having a phase opposite to that of the induction noise Δe included in the terminal voltage V0 of the exciting coil W during detection of the counter electromotive voltage appears in the average voltage V2C.
[0040]
That is, the following expression is established.
V0−VC = E + Δe (1)
V2C−VC = −1 / 2E−αΔe (2)
Here, α is a coefficient.
[0041]
-1 / 2E on the right side of the equation (2) is derived from the following equation.

This expression (3) represents that the sum of three-phase sine waves whose phases are shifted by 120 ° is always zero.
[0042]
Since the back electromotive force voltage generated in the excitation coils U, V, W of the three-phase motor is a sine wave whose phase is shifted by 120 °, the terminal voltage of a certain two-phase excitation coil, for example, the excitation coils U, V, W, The sum is equal to the one obtained by inverting the sign of the terminal voltage of the remaining one-phase excitation coil, for example, the excitation coil W.
[0043]
In FIG. 4A, V2C is obtained by dividing the terminal voltages of the two-phase exciting coils U and V by the resistor R having the same resistance value (summing and dividing by 2 (average value)). Using the result of (3), it can be seen that V2C includes a component -1 / 2E obtained by inverting the sign of the counter electromotive voltage E appearing at V0 and dividing this by 2.
[0044]
Further, the appearance of the component αΔe having the opposite phase to the induction noise superimposed on V0 on V2C is considered to be due to the self-inductance of the energized exciting coils, for example, the exciting coils U and V.
[0045]
As a result of the experiment, the magnitude of the induced noise anti-phase component −αΔe appearing in V2C is not completely the same as the magnitude of the induced noise Δe superimposed on V0 (α ≠ 1), but this α is a value close to approximately 1. I know it will be.
[0046]
Therefore, on the output side of the voltage average value circuit 13, a voltage obtained by superimposing a negative phase induced noise component -αΔe on the voltage of -1 / 2E as shown in FIG.
[0047]
Therefore, in the voltage synthesizing circuit 10, the induced noise reverse phase component −αΔe included in the average voltage V2C of the voltage between the terminals of the exciting coil being energized and the induced noise included in the voltage V0 between the terminals of the exciting coil being detected in the counter electromotive voltage. When the ratio of synthesis with Δe is set to a predetermined ratio, the induction noise Δe can be removed from the back electromotive voltage on the output side of the voltage synthesis circuit 10 as shown in FIG. 4D.
[0048]
According to this example, a counter electromotive voltage from which the induction noise Δe has been removed can be obtained on the output side of the voltage synthesis circuit 10, so that the counter electromotive voltage can always be detected stably and accurately. By supplying it to the circuit 6, a highly accurate position detection signal of the rotor 1 can be obtained on the output side of the voltage comparison circuit 6, and the rotational accuracy of the sensorless brushless motor is improved.
[0049]
Further, according to this example, since the counter electromotive voltage to noise ratio is improved even at the time of starting the motor, the starting characteristics are improved and the counter electromotive voltage to noise ratio is also improved at the time of low speed rotation. It becomes possible.
[0050]
According to this example, a low-pass filter is not required to obtain the back electromotive voltage as compared with the conventional example, so that the number of external terminals can be reduced and further high-speed rotation driving is possible.
[0051]
In addition, according to this example, the back electromotive voltage can be detected stably regardless of the duty of the pulse width modulation signal for controlling the rotational torque, so that the influence of load fluctuation on the back electromotive voltage detection accuracy can be suppressed and the motor constant And the review items associated with the change of the current limiter can be minimized.
[0052]
2 and 3 show examples in which the voltage average value circuit 13 and the voltage synthesis circuit 10 in the example of FIG. 1 are embodied. 2 and FIG. 3, in FIG. 2 and FIG. 3, portions corresponding to FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0053]
In the example of FIG. 2, the voltage average value circuit 13 and the voltage synthesis circuit 10 are all realized by voltage division using resistors. In this example of FIG. 2, the voltage averaging excitation coil selection circuit 12 is realized by an analog switch, and using this, the terminal voltages of the two-phase excitation coils that are energized are connected in series to two that constitute the voltage average value circuit 13. The resistors R and R having the same resistance value are supplied to one end and the other end.
[0054]
The average voltage V2C obtained at the connection midpoint of the resistors R and R is supplied to one end of the resistors RA and RB connected in series constituting the voltage synthesis circuit 10, and the output of the back electromotive voltage detection exciting coil selection circuit 4 is supplied. The terminal voltage V0 obtained on the side is supplied to the other end of the series circuit.
[0055]
The voltage synthesis ratio of the voltage synthesis circuit 10 is determined by changing the ratio of the resistance values of the resistors RA and RB. The output voltage of the voltage synthesizing circuit 10 obtained at the connection midpoint of the resistors RA and RB is supplied to one input terminal of the operational amplifier circuit constituting the comparison circuit 6, and the excitation coils U, V, W are being connected. The voltage at the point is supplied to the other input terminal of the operational amplifier circuit. The other example of FIG. 2 is configured in the same manner as the example of FIG.
[0056]
In the example of FIG. 2, the same effects as in the example of FIG. 1 can be obtained. In addition, since the voltage average value circuit 13 and the voltage synthesis circuit 10 are configured only by resistors, there is an advantage that the configuration is simplified.
[0057]
In the example of FIG. 3, the voltage average value circuit 3 and the voltage synthesis circuit 10 are configured by one operational amplifier circuit 20. In the example of FIG. 3, the voltage averaging excitation coil selection circuit 12 is realized by an analog switch, and using this, the terminal voltage of the energized two-phase excitation coil is supplied to the operational amplifier circuit via resistors R and R, respectively. 20 is supplied to one input terminal 20 and the terminal voltage V0 obtained in the exciting coil for detecting the back electromotive voltage obtained on the output side of the back electromotive voltage detecting exciting coil selection circuit 4 is connected to the operational amplifier circuit 20 through the resistor RA. Is supplied to one input terminal. The other input terminal of the operational amplifier circuit 20 is grounded through a resistor.
[0058]
In this case, a combined voltage of the average voltage of the terminal voltages of the two-phase exciting coils being energized on the output side of the operational amplifier circuit 20 and the terminal voltage of the exciting coil for detecting the back electromotive voltage is obtained. The ratio of the voltage synthesis can be arbitrarily changed according to the ratio of the resistance values of the resistor R and the resistor RA. Further, by changing the resistance value of the feedback resistor RB of the operational amplifier circuit 20, the voltage synthesis unit can be gained.
[0059]
The output voltage of the operational amplifier circuit 20 is supplied to one input terminal of the operational amplifier circuit constituting the comparison circuit 6, and the voltage at the connection midpoint of the exciting coils U, V, W is input to the other input of the operational amplifier circuit 6. Supply to the terminal. In the example of FIG. 3, the other configuration is the same as that of the example of FIG.
[0060]
In the example of FIG. 3, it can be easily understood that the same effects as those of the example of FIG. 1 can be obtained.
[0061]
Of course, the present invention is not limited to the above-described examples, and various other configurations can be adopted without departing from the gist of the present invention.
[0062]
【The invention's effect】
According to the present invention, the back electromotive voltage can always be detected with stable accuracy, the rotation accuracy of the sensorless brushless motor can be improved, the starting characteristics and the low speed rotation drive can be improved, and the low pass filter can be omitted.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing an example of an embodiment of a sensorless brushless motor of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram showing an example of a partial specific example of the example of FIG. 1;
FIG. 3 is a configuration diagram illustrating another example of the specific example of the example in FIG. 1;
FIG. 4 is a diagram for explaining the present invention.
FIG. 5 is a configuration diagram showing an example of a conventional sensorless brushless motor.
FIG. 6 is a diagram for explaining a sensorless brushless motor.
FIG. 7 is a diagram for explaining the present invention.
FIG. 8 is a diagram for explaining the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Rotor, 2 ... Stator, 3 ... Excitation coil energization circuit, 4 ... Back electromotive voltage detection excitation coil selection circuit, 6 ... Voltage comparison circuit, 7 ... Energization timing signal generation circuit, 8 ... Reverse Electromotive voltage detection excitation coil selection timing signal generation circuit, 9 pulse width modulation circuit, 10 voltage synthesis circuit, 11 voltage averaging excitation coil selection timing signal generation circuit, 12 voltage averaging excitation coil selection circuit , 13 Voltage average circuit

Claims

逆起電圧を基に形成した通電タイミング信号とパルス幅変調信号との論理積でステータを構成する複数の励磁コイルに順次通電する励磁コイル通電回路を制御してロータの回転トルクを制御するようにしたセンサレスブラシレスモータにおいて、
通電中の複数の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧と逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧との合成により前記逆起電圧を得るようにしたことを特徴とするセンサレスブラシレスモータ。To control the rotational torque of the rotor by controlling the exciting coil energizing circuit that sequentially energizes the plurality of exciting coils constituting the stator by the logical product of the energizing timing signal and the pulse width modulation signal formed based on the back electromotive voltage. Sensorless brushless motor
A sensorless brushless motor characterized in that the counter electromotive voltage is obtained by synthesizing an average voltage between terminals of a plurality of exciting coils being energized and a voltage between terminals of the exciting coil being detecting a counter electromotive voltage.

請求項１記載のセンサレスブラシレスモータにおいて、
前記複数の通電中の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧と前記逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧との合成の割合を所定の割合としたことを特徴とするセンサレスブラシレスモータ。The sensorless brushless motor according to claim 1,
A sensorless brushless motor, characterized in that a ratio of synthesis of an average voltage between terminals of the plurality of energized exciting coils and a voltage between terminals of the exciting coil during detection of the counter electromotive voltage is set to a predetermined ratio.