JP4203464B2 - Dc−dcコンバータ - Google Patents
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Description
以下に、本発明の第1の実施形態に係るDC−DCコンバータについて、図1及び図2を参照しながら説明する。
Vc2=Ic×t/C2 ・・・(2)
分周信号CLK1が“L”レベルになると、第1の定電流回路102は動作を停止し、定電流Icを供給しなくなり、第1のコンデンサ107及び第2のコンデンサ108の電圧Vc1は変化せずに保持される。ここで、このときの電圧Vc1及び電圧Vc2は、クロック信号CLKの周期をTsとすると、それぞれ下記式(3)及び(4)によって表される。
Vc2=Ic×Ts/C2 ・・・(4)
一方、分周信号CLK1がインバータ110によって反転した後における第2の定電流回路111、第2の立上りエッジ検出回路112、第2のRSラッチ113、第3のNチャンネルFET114及び第4のNチャンネルFET115、第3のコンデンサ116及び第4のコンデンサ117、並びに第2の比較器118の構成及び動作は、前述した第1の定電流回路102、第1の立上りエッジ検出回路103、第1のRSラッチ104、第1のNチャンネルFET105及び第2のNチャンネルFET106、第1のコンデンサ107及び第2のコンデンサ108、並びに第1の比較器109の構成及び動作と基本的には同様である。しかし、分周信号CLK1がインバータ110を介して反転されて入力されることにより、分周信号CLK1が“H”レベルで第1のコンデンサ107及び第2のコンデンサ108が充電されている間には、第3のコンデンサ116及び第4のコンデンサ117の直列回路の電圧Vc3、及び第4のコンデンサ117の電圧Vc4の値は保持される。反対に、分周信号CLK1が“L”レベルで第1のコンデンサ107及び第2のコンデンサ108の電圧が保持されている間には、第3のコンデンサ116及び第4のコンデンサ117の直列回路の電圧Vc3、並びに第4のコンデンサVc4は充電される。このように、第3のコンデンサ116及び第4のコンデンサ117の直列回路の電圧Vc3、並びに第4のコンデンサ117の電圧Vc4は、それぞれ、第1のコンデンサ107及び第2のコンデンサ108の直列回路の電圧Vc1、並びに第2のコンデンサ108の電圧Vc2とは位相の点で異なるが、それぞれ電圧Vc1及びVc2と同様に変化する。
Ic×Tq×(1/C1+1/C2)=Ic×Ts/C2 ・・・(5)
が成立するので、期間Tqは下記式(6)で表される。
同様に、第4の比較器120から“H”レベルが出力される場合とは、電圧Vc2<電圧Vc3の場合であり、図2に示すように、分周信号CLK1が“L”レベルのときであって、且つ上昇する電圧Vc3が電圧Vc2に至るまでの期間である。このため、この期間についても前述と同様にして求められ、前述した期間Tqに等しくなる。従って、第3の比較器119の出力と第4の比較器120の出力との論理和であるORゲート121の出力Vgcは、図2に示すように、クロック信号CLKに同期して、期間Tqだけ“H”レベルとなる。さらに、ORゲート121の出力Vgcが“H”レベルの期間では、第5のNチャンネルFET122はオン状態であり、第5のコンデンサ123は地絡されるので、図2に示すように、ランプ信号Vcはゼロである。一方、ORゲート121の出力Vgcが“L”レベルの期間では、第5のコンデンサ123は第3の定電流回路124によって充電されるので、図2に示すように、ランプ信号Vcは上昇する。
以下、本発明の第2の実施形態に係るDC−DCコンバータについて、図3及び図4を参照しながら説明する。図3は、本発明の第2の実施形態に係るDC−DCコンバータの回路構成図を示している。
Vc6=(I1×Ts−I2×t)/C ・・・(8)
なお、分周信号CLK1が“L”レベルであるときは、前記各式が逆、つまり、電圧Vc5が式(8)で表され、電圧Vc6が式(8)で表される。
I1×Ty/C=(I1×Ts−I2×Ty)/C ・・・(9)
が成立するので、その期間Tyは下記式(10)によって表される。
また、図4に示すように、XORゲート212からの出力Vgcは、比較器211の出力Vcxと分周信号CLK1との排他的論理和であるので、クロック信号CLKに同期して“H”レベルとなり、期間Tyの経過後に“L”レベルとなる。また、XORゲート212の出力Vgcが“H”レベルである期間は、第5のNチャンネルFET213はオン状態であり、第3のコンデンサ214は地絡されてランプ信号Vcはゼロである。一方、XORゲート212の出力Vgcが“L”レベルである期間は、第3のコンデンサ214は第3の定電流回路215から充電されるので、ランプ信号Vcは上昇する。
以下に、本発明の第3の実施形態に係るDC−DCコンバータについて、図5(a)及び(b)を参照しながら説明する。なお、図5(a)は、本発明の第3の実施形態に係るDC−DCコンバータの回路構成図であって、(b)は、本発明の第3の実施形態に係るDC−DCコンバータにおける要部波形図である。また、図5(a)において、図1に示した第1の実施形態に係るDC−DCコンバータの構成要素と同様の構成要素には同じ符号を付しており、その説明は省略する。
12 ローサイドスイッチ
13 インダクタ
14 コンデンサ
15 誤差増幅器
17 演算回路
18 電流検出回路
19 比較器
20 RSラッチ
100 ランプ信号発生回路
101 分周回路
102 第1の定電流回路
103 第1の立上りエッジ検出回路
104 第1のRSラッチ
105 第1のNチャンネルFET
106 第2のNチャンネルFET
107 第1のコンデンサ
108 第2のコンデンサ
109 第1の比較器
110 インバータ
111 第2の定電流回路
112 第1の立上りエッジ検出回路
113 第2のRSラッチ
114 第3のNチャンネルFET
115 第4のNチャンネルFET
116 第3のコンデンサ
117 第4のコンデンサ
118 第2の比較器
119 第3の比較器
120 第4の比較器
121 ORゲート
122 第4のNチャンネルFET
123 第5のコンデンサ
124 第3の電流源回路
201 分周回路
202 第1の定電流回路
203 第2の定電流回路
204 インバータ
205 第1のNチャンネルFET
206 第2のNチャンネルFET
207 第1のコンデンサ
208 第3のNチャンネルFET
209 第4のNチャンネルFET
210 第2のコンデンサ
211 比較器
212 XORゲート
213 第5のNチャンネルFET
214 第3のコンデンサ
215 第3の定電流回路
300 ランプ信号発生回路
Claims (6)
- 入力電圧を受け、前記入力電圧から連続的な所定の周期を有したスイッチング電圧を生成して出力するスイッチング手段と、
前記スイッチング手段からの前記スイッチング電圧をインダクタに受け、前記インダクタに発生する電圧を整流し平滑化した出力電圧を出力する出力電圧生成手段と、
ランプ信号を生成して出力するランプ信号発生手段と、
前記インダクタに流れる電流に応じた電流信号と、前記出力電圧に応じた誤差信号と、前記ランプ信号発生手段からの前記ランプ信号とを用いた演算を行なって、前記スイッチング手段の動作を制御する制御信号を生成して前記スイッチング手段に出力する制御手段とを備え、
前記ランプ信号発生手段は、
前記所定の周期を有したクロック信号を分周して、第1の周期と第2の周期とを有した分周信号を出力する分周回路と、
前記分周信号に基づいて、前記第1の周期には、前記第1の周期の開始時に放電した後に定電流充電を行なうと共に、前記第2の周期には、前記第1の周期において充電された電圧を保持する、第1の静電容量を持つ第1のコンデンサ及び第2の静電容量を持つ第2のコンデンサよりなる第1の直列回路と、
前記分周信号に基づいて、前記第2の周期には、前記第2の周期の開始時に放電した後に定電流充電を行なうと共に、前記第1の周期には、前記第2の周期において充電された電圧を保持する、前記第1の静電容量と等しい容量である第3の静電容量を持つ第3のコンデンサ及び前記第2の静電容量と等しい容量である第4の静電容量を持つ第4のコンデンサよりなる第2の直列回路とを少なくとも含み、
前記第1の直列回路の電圧が前記第4のコンデンサの電圧に到達するまでの期間と、前記第2の直列回路の電圧が前記第2のコンデンサの電圧に到達するまでの期間とにおいては、一定値に保持された前記ランプ信号を出力することを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 前記第1の静電容量は、前記第2の静電容量よりも小さいことを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。
- 入力電圧を受け、前記入力電圧から連続的な所定の周期を有したスイッチング電圧を生成して出力するスイッチング手段と、
前記スイッチング手段からの前記スイッチング電圧をインダクタに受け、前記インダクタに発生する電圧を整流し平滑化した出力電圧を出力する出力電圧生成手段と、
ランプ信号を生成して出力するランプ信号発生手段と、
前記インダクタに流れる電流に応じた電流信号と、前記出力電圧に応じた誤差信号と、前記ランプ信号発生手段からの前記ランプ信号とを用いた演算を行なって、前記スイッチング手段の動作を制御する制御信号を生成して前記スイッチング手段に出力する制御手段とを備え、
前記ランプ信号発生手段は、
前記所定の周期を有したクロック信号を分周して、第1の周期と第2の周期とを有した分周信号を出力する分周回路と、
前記分周信号に基づいて、前記第1の周期には、第1の電流値で定電流充電を行なうと共に、前記第2の周期には、第2の電流値で定電流放電を行なう、第1の静電容量を持つ第1のコンデンサと、
前記分周信号に基づいて、前記第1の周期には、前記第2の電流値で定電流放電を行なうと共に、前記第2の周期には、前記第1の電流値で定電流充電を行なう、第1の静電容量と等しい容量である第2の静電容量を持つ第2のコンデンサとを少なくとも含み、
前記第1の周期における前記第1のコンデンサの電圧が前記第2のコンデンサの電圧に到達するまでの期間と、前記第2の周期における前記第2のコンデンサの電圧が前記第1のコンデンサの電圧に到達するまでの期間とにおいて、一定値に保持された前記ランプ信号を出力することを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 前記第1の電流値は、前記第2の電流値よりも小さいことを特徴とする請求項3に記載のDC−DCコンバータ。
- 前記ランプ信号発生手段は、
前記第1の周期における前記第1のコンデンサの前記定電流充電前に、前記第1のコンデンサを放電すると共に、
前記第2の周期における前記第2のコンデンサの前記定電流充電前に、前記第2のコンデンサを放電することを特徴とする請求項3に記載のDC−DCコンバータ。 - 前記ランプ信号を出力する前記ランプ信号発生手段を複数備えており、
前記複数の前記ランプ信号発生手段の各々から出力される前記ランプ信号を加算した信号が前記制御手段に出力されることを特徴とする請求項1、3又は5に記載のDC−DCコンバータ。
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