JP4193843B2 - 直流変換装置 - Google Patents
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Description
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高効率、低ノイズな直流変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す（原田耕介著「スイッチング電源 ハンドブック」日刊工業新聞社出版、第２章スイッチング電源の基本回路と設計演習 ｐ．２７ 図２．２、清水和男著「高速スイッチングレギュレータ」総合電子出版社、２．２．１他励型コンバータ ｐ３０ 図２．５）。図１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線Ｐ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線Ｐの両端には、抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ２とが接続されている。主スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ１が接続されると共に、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１からなる直列回路が接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００３】
また、トランスＴの１次巻線ＰとトランスＴの２次巻線Ｓとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線Ｓ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ５，Ｄ６とリアクトルＬ１とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００４】
制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００５】
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２では、軽負荷時での動作波形を示し、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ１ｇを示している。
【０００６】
まず、時刻ｔ３１において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→Ｐ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線Ｐの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線Ｐと２次巻線Ｓとは同相になっているので、ダイオードＤ５のアノード側が＋側になるため、Ｓ→Ｄ５→Ｌ１→Ｃ５→Ｓと電流が流れて、２次側にエネルギーが伝達される。
【０００７】
次に、時刻ｔ３２において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオフすると、トランスＴの１次巻線Ｐに誘起された励磁エネルギーとリーケージインダクタＬｇ（２次巻線Ｓと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、コンデンサＣ１を充電させる。そして、コンデンサＣ１の電圧とスナバコンデンサＣ２の電圧とが等しくなったときダイオードＤ２がオンし、そのエネルギーはスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。スナバコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、抵抗Ｒ２によって損失される。
【０００８】
また、軽負荷時には、リアクトルＬ１の電流がカットオフしているので、トランスＴの１次巻線Ｐに蓄えられたエネルギーの放出が終了すると、トランスＴの１次巻線ＰのインダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振して、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは図２に示すように振動する。
【発明の開示】
しかしながら、図１に示す直流変換装置では、軽負荷時に、主スイッチを少ないスイッチング損失で動作させるためには、主スイッチの電圧の谷（ボトム）でオンさせる必要があるが、そのための制御回路が複雑になるという課題を有していた。
【０００９】
本発明は、主スイッチのスイッチング損失を低減することにより、軽負荷時の消費電力を低減することができる直流変換装置を提供することにある。
【００１０】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記主スイッチがオン時に前記トランスの１次巻線から供給されたエネルギーにより前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流素子及び平滑素子で整流平滑する整流平滑回路と、前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、前記制御回路は、前記整流平滑回路の出力電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、この誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の電圧値が軽負荷であることを示す第１のしきい値以下にあっては、前記誤差電圧信号の電圧値が前記第１のしきい値から低下していくにしたがって、前記スイッチング周波数も低下していくように周波数制御信号を生成する周波数制御手段とを備えることを特徴とする。
【００１１】
請求項３の発明では、請求項１又は請求項２記載の直流変換装置において、前記制御回路は、さらに軽負荷時には、前記スイッチング周波数がさらに低下したバーストモードに移行させることを特徴とする。
【００１２】
請求項４の発明では、請求項１記載の直流変換装置において、前記制御回路は、前記整流平滑回路の出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を低下させたパルス信号を生成するパルス幅制御手段と、前記補助スイッチがオフした後に前記主スイッチの最小電圧を検出するボトム検出手段と、前記パルス幅制御手段からのパルス信号と前記ボトム検出手段の出力とに基づき前記主スイッチの最小電圧の時刻で前記主スイッチをオンさせる制御信号を生成する制御信号生成手段とを備えることを特徴とする。
請求項５の発明では、請求項４記載の直流変換装置において、前記周波数制御手段は、前記誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値が前記第１のしきい値よりも小さい第２のしきい値に達したときに前記スイッチング周波数がさらに低下したバーストモードに移行させることを特徴とする。
【００１３】
請求項６の発明では、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの間に接続されたリアクトルと、前記トランスに直列に接続され、前記主スイッチがオン時に前記リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に２次側に還流させる補助トランスとを備えることを特徴とする。
【００１４】
請求項７の発明では、請求項６記載の直流変換装置において、前記リアクトルは、前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタからなり、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記補助トランスの２次巻線とが密結合させて巻回されてなることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】図１は、従来の直流変換装置を示す回路構成図である。
【図２】図２は、従来の直流変換装置の軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】図３は、第１の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図４】図４は、第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた制御回路の具体的な回路構成図である。
【図５】図５は、軽負荷時にフィードバック信号が低下したときにおけるパルス信号のディーティが小さくなる様子を示す図である。
【図６】図６は、フィードバック信号の電圧に応じて周波数を変化させる発振器の特性を示す図である。
【図７】図７は、軽負荷時に負荷率に応じて周波数を低下させたパルス信号のタイミングチャートである。
【図８】図８は、軽負荷時に負荷率に応じて周波数を変化させる特性を示す図である。
【図９】図９は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。
【図１０】図１０は、負荷率に応じてスイッチング周波数を変化させる第２の例を示す図である。
【図１１】図１１は、負荷率に応じてスイッチング周波数を変化させる第２の例のバーストを示す図である。
【図１２】図１２は、第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１３】図１３は、第２の実施の形態に係る直流変換装置の軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。
【図１４】図１４は、第２の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチがオン時にトランスの１次側から２次側にエネルギーを供給するフォワード制御方式において、補助スイッチ及びスナバコンデンサからなるアクティブクランプ回路を設けると共に、軽負荷時に主スイッチのスイッチング周波数を低下させることにより、主スイッチのスイッチング損失を低減して、軽負荷時の消費電力を低減することを特徴とする。また、補助スイッチをオフした後に主スイッチの電圧の最小電圧（ボトム）を検出し、そのボトムで主スイッチをオンすることにより、スイッチング損失を低減することを特徴とする。
【００１７】
（第1の実施の形態）
図３は第１の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図３に示す直流変換装置において、アクティブクランプ方式と呼ばれるもので、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線Ｐ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線Ｐの両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなる補助スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ２とからなる直列回路が接続されている。なお、補助スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ２とからなる直列回路は、１次巻線Ｐの両端に接続する代わりに、主スイッチＱ１の両端に接続しても良い。
【００１８】
主スイッチＱ１の両端には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる並列回路が接続されている。補助スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ１は、主スイッチＱ１の寄生ダイオードであっても良く、ダイオードＤ２は、補助スイッチＱ２の寄生ダイオードであっても良い。また、コンデンサＣ１は、主スイッチＱ１の寄生コンデンサであっても良い。主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２は、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。
【００１９】
また、トランスＴの１次巻線ＰとトランスＴの２次巻線Ｓとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線Ｓ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ５，Ｄ６とリアクトルＬ１とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００２０】
制御回路１０は、負荷ＲＬの出力電圧に基づき、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するためのパルスからなる制御信号を生成するとともに、出力電圧が所定の電圧となるようにその制御信号のデューティ比を制御する。
【００２１】
制御回路１０は、比較回路１１、発振器１３、コンパレータ１５、ボトム検出回路１７、オンディレー回路１９、インバータ２０、オフディレー回路２１、ローサイドドライバ２３、ハイサイドドライバ２５を備えている。図４は制御回路の具体的な回路構成図を示し、この具体的な回路構成については後述する。
【００２２】
比較回路１１（本発明の誤差電圧生成手段に対応）は、コンデンサＣ５の電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。また、比較回路１１は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値以下になった場合に軽負荷であると判定して、例えばＨレベルを発振器１３に出力する。
【００２３】
発振器１３（本発明の周波数制御手段に対応）は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値以下になった場合に、即ち、軽負荷である場合に、比較回路１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号（本発明の周波数制御信号に対応）を生成する。
【００２４】
コンパレータ１５（本発明のパルス幅制御手段に対応）は、発振器１３からの三角波信号と比較回路１１からのフィードバック信号ＦＢとを入力し、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をオンディレー回路１９及びインバータ２０に出力する。
【００２５】
ボトム検出回路１７は、補助スイッチＱ２がオフした後に主スイッチＱ１の最小電圧（以下、ボトム検出信号と称する。）を検出する。オンディレー回路１９は、ボトム検出回路１７からのボトム検出信号とコンパレータ１５からのパルス信号とに基づき主スイッチＱ１の最小電圧の時刻で主スイッチＱ１をオンさせるためのオンディレー信号を生成する。ローサイドドライバ２３は、オンディレー回路１９からのオンディレー信号を主スイッチＱ１のゲートに印加して主スイッチＱ１を駆動する。
【００２６】
インバータ２０は、コンパレータ１５からのパルス信号を反転してオフディレー回路２１に出力する。オフディレー回路２１は、インバータ２０で反転したパルス信号を所定時間だけ遅延させたオフディレー信号を生成してハイサイドドライバ２５に出力する。ハイサイドドライバ２５は、オフディレー回路２１からのオフディレー信号を補助スイッチＱ２のゲートに印加して補助スイッチＱ２を駆動する。
【００２７】
次に、このように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図９に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図９では、軽負荷時での動作波形を示し、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ１ｇ、補助スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、補助スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ２ｇを示している。
【００２８】
まず、時刻ｔ２において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→Ｐ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流Ｑ１ｉは、時刻ｔ３まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、時刻ｔ２から時刻ｔ３では、１次巻線Ｐの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線Ｐと２次巻線Ｓとは同相になっているので、ダイオードＤ５のアノード側が＋側になるため、Ｓ→Ｄ５→Ｌ１→Ｃ５→Ｓと電流が流れて、２次側にエネルギーが伝達される。
【００２９】
次に、時刻ｔ３において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオフすると、トランスＴの１次巻線Ｐに誘起された励磁エネルギーとリーケージインダクタＬｇの励磁エネルギーは、コンデンサＣ１を充電させる。
【００３０】
そして、コンデンサＣ１の電圧とスナバコンデンサＣ２の電圧とが等しくなったときに、ダイオードＤ２がオンし、そのエネルギーはスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。即ち、時刻ｔ３〜時刻ｔ６において、Ｐ→Ｄ２→Ｃ２→Ｐと電流が流れる。このダイオードＤ２に電流が流れている間において、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖがゼロとなった時刻ｔ４後の時刻ｔ５に補助スイッチＱ２をオンすることで補助スイッチＱ２をゼロ電圧スイッチングさせることができる。
【００３１】
そして、トランスＴの１次巻線Ｐに蓄えられたエネルギーがスナバコンデンサＣ２に移動した後も（時刻ｔ６〜時刻ｔ７）、補助スイッチＱ２がオンしているので、Ｃ２→Ｑ２→Ｐ→Ｃ２と電流Ｑ２ｉが流れ、スナバコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、トランスＴの１次巻線Ｐに移動する。このとき、トランスＴの１次巻線Ｐの電圧は、スナバコンデンサＣ２の電圧と等しくなり、１次巻線Ｐの電圧は、スナバコンデンサＣ２の電圧に保持される。即ち、補助スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ２によるアクティブクランプ回路を設けたので、図１に示す従来の直流変換装置の動作で説明したような主スイッチＱ１の電圧の振動は発生しなくなる。
【００３２】
次に、時刻ｔ７（時刻ｔ１も同じ）において、補助スイッチＱ２をオフすると、１次巻線Ｐに蓄えられていたエネルギーでＰ→Ｖｄｃ１→Ｃ１→Ｐで電流が流れて、コンデンサＣ１（主スイッチＱ１）の電圧が低下していく。このとき、ボトム検出回路１７により主スイッチＱ１の最小電圧、即ちボトムが検出される。すると、オンディレー回路１９により、主スイッチＱ１の最小電圧の時刻ｔ２で、主スイッチＱ１をオンさせるためのオンディレー信号であるゲート信号Ｑ１ｇが生成され、このゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオンする。即ち、主スイッチＱ１の電圧のボトムでオンすることで、主スイッチＱ１のスイッチング損失を低減できる（ボトム電圧スイッチング）。
【００３３】
次に、軽負荷時に、スイッチング周波数を低下させる動作について説明する。まず、比較回路１１は、コンデンサＣ５の電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。ここで、フォワード制御方式では、軽負荷時には、図５に示すように、フィードバック信号がＦＢ１からＦＢ２へ低下していき、パルス信号のオン／オフのディーティが小さくなる。また、比較回路１１は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値Ｖ１以下になった場合に、軽負荷時であると判定して、例えばＨレベルを発振器１３に出力する。
【００３４】
次に、発振器１３は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値以下になった場合に、即ち、軽負荷である場合に、比較回路１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号を生成する。例えば、図６に示すように、フィードバック信号ＦＢの電圧がＶ１，Ｖ２のように低下していくに従って、スイッチング周波数をｆ１，ｆ２のように低下させていく。このことは、図８に示すように、通常では、スイッチング周波数が例えば１００ＫＨｚであり、軽負荷時には負荷率に応じてスイッチング周波数を低下させることに相当する。
【００３５】
次に、コンパレータ１５は、発振器１３からの三角波信号と比較回路１１からのフィードバック信号ＦＢとを入力し、図５に示すようにフィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をオンディレー回路１９及びインバータ２０に出力する。
【００３６】
図７に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がＶ１の場合には、電圧Ｖ１に対応する周波数ｆ１の三角波信号により、周波数ｆ１のパルス信号が生成され、フィードバック信号ＦＢの値が電圧Ｖ２の場合には、電圧Ｖ２に対応する周波数ｆ２の三角波信号により、周波数ｆ２のパルス信号が生成される。即ち、軽負荷時には、スイッチング周波数を低下するので、さらにスイッチング損失を低減することができる。
【００３７】
また、発振器１３において、図１０に示すように、スイッチング周波数の下限を可聴周波数よりわずかに高い周波数（例えば２０ＫＨｚ）に設定し、負荷率に応じてこの周波数まで低下した場合には、ＰＷＭ変調により制御し、さらに、周波数が低下した場合には、バーストモードに移行させる。バーストモードとは、図１１に示すように、周波数が例えば５０〜１００Ｈｚで３パルスくらいのバーストが挿入されたものである。このように動作させることにより、可聴周波数でのトランスＴのウナリを防止できるとともに、さらなる軽負荷時でのスイッチング損失を低減できる。
【００３８】
（具体的な回路構成）
図４は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた制御回路の具体的な回路構成図である。図４に示す比較回路１１は、誤差増幅器１１１と、コンパレータ１１３とからなる。誤差増幅器１１１は、コンデンサＣ５の電圧が−端子に入力され、基準電圧Ｖ０が＋端子に入力され、コンデンサＣ５の電圧と基準電圧Ｖ０との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。
【００３９】
コンパレータ１１３は、誤差増幅器１１１からのフィードバック信号ＦＢが−端子に入力され、基準電圧Ｖ１が＋端子に入力され、出力端子と電源Ｖｃｃとの間に抵抗Ｒ４が接続され、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ１以下になった場合に軽負荷であると判定して、例えばＨレベルを発振器１３を構成するＶＣＯ１３１に出力する。
【００４０】
ＶＣＯ１３１は、電圧値に応じた周波数を持つ信号を発生する電圧制御発振器であり、コンパレータ１１３からＨレベルを入力したとき、即ち、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ１以下になった場合に、誤差増幅器１１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号を生成する。
【００４１】
コンパレータ１５は、誤差増幅器１１１からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、ＶＣＯ１３１からの三角波信号が−端子に入力され、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をオンディレー回路１９及びインバータ２０に出力する。
【００４２】
ボトム検出回路１７において、トランジスタＱ３のベースには、ダイオードＤ７のカソードと抵抗Ｒ５の一端と抵抗Ｒ７の一端とが接続され、トランジスタＱ３のエミッタはダイオードＤ７のアノードに接続されると共に接地されている。トランジスタＱ３のコレクタには抵抗Ｒ６の一端が接続され、抵抗Ｒ５の他端及び抵抗Ｒ６の他端は、電源Ｖｃｃに接続されている。抵抗Ｒ７の他端は、コンデンサＣ７を介して主スイッチＱ１のドレインに接続されている。トランジスタＱ３のコレクタは、オンディレー回路１９のインバータ１９１に接続されている。
【００４３】
オンディレー回路１９において、コンパレータ１５の出力は、バッファ１９２を介してダイオードＤ８のカソードに接続され、ダイオードＤ８のアノードはコンデンサＣ８の一端及び抵抗Ｒ８の一端に接続される。コンデンサＣ８の他端は接地され、抵抗Ｒ８の他端は電源Ｖｃｃに接続されている。抵抗Ｒ８とコンデンサＣ８との接続点はローサイドドライバ２３を介して主スイッチＱ１のゲートに接続される。インバータ１９１の出力はダイオードＤ８のカソードに接続される。
【００４４】
オフディレー回路２１において、インバータ２０の出力はバッファ２１１を介してダイオードＤ９のカソードに接続され、ダイオードＤ９のアノードはコンデンサＣ９の一端及び抵抗Ｒ９の一端に接続されている。抵抗Ｒ９の他端は電源Ｖｃｃに接続され、コンデンサＣ９の他端は接地されている。抵抗Ｒ９とコンデンサＣ９との接続点はハイサイドドライバ２５を介して補助スイッチＱ２のゲートに接続される。
【００４５】
このような具体的な回路によれば、誤差増幅器１１１、コンパレータ１１３、ＶＣＯ１３１、及びコンパレータ１５を設けたので、図７に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がＶ１の場合には、電圧Ｖ１に対応する周波数ｆ１の三角波信号により、周波数ｆ１のパルス信号が生成され、フィードバック信号ＦＢの値が電圧Ｖ２の場合には、電圧Ｖ２に対応する周波数ｆ２の三角波信号により、周波数ｆ２のパルス信号が生成される。即ち、軽負荷時には、スイッチング周波数を低下するので、さらにスイッチング損失を低減することができる。
【００４６】
次に、図９に示す時刻ｔ２において、電圧Ｑ１ｖが最小値（ボトム）となると、Ｖｄｃ１→Ｐ→Ｃ７→Ｒ７→Ｑ３又は、Ｖｃｃ→Ｒ５→Ｑ３と電流が流れて、トランジスタＱ３がオンする。このため、ボトム検出回路１７により電圧Ｑ１ｖの最小値（ボトム）が検出される。このとき、トランジスタＱ３のコレクタからＬレベルのボトム検出信号がインバータ１９１に出力され、このボトム検出信号は、インバータ１９１で反転されて、ＨレベルがダイオードＤ８のカソードに入力される。
【００４７】
このため、ダイオードＤ８がオフして、電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ８を介してコンデンサＣ８に電流が流れ、コンデンサＣ８の電圧が上昇する。従って、このコンデンサＣ８の電圧が、ローサイドドライバ２３に出力され主スイッチＱ１のゲートにゲート信号Ｑ１ｇが印加されるため、主スイッチＱ１がオンする。即ち、主スイッチＱ１のボトムでオンさせるので、主スイッチＱ１のスイッチング損失を低減することができる（ボトム電圧スイッチング）。
【００４８】
（第２の実施の形態）
次に第２の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第２の実施の形態の直流変換装置では、トランスの１次巻線に直列に接続されるリアクトルのインダクタンスの値を大きくし、主スイッチＱ１がオン時にリアクトルに蓄えられるエネルギーを２次側に還流する補助トランスを設けたことを特徴とする。
【００４９】
図１２は第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１２に示す第２の実施の形態に係る直流変換装置は、図３に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置に対して、トランスＴ及びトランスＴの周辺回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。
【００５０】
この例では、補助トランスをトランスＴｂに結合したもので、トランスＴｂに１次巻線Ｐ（巻数ｎ１、補助トランスＴｂの１次巻線を兼用）と２次巻線Ｓ１（巻数ｎ２）と３次巻線Ｓ２（巻数ｎ３、補助トランスＴｂの２次巻線に対応）とが巻回されている。１次巻線Ｐと２次巻線Ｓ１とは同相に巻回され、１次巻線Ｐと３次巻線Ｓ２とは逆相に巻回されている。即ち、トランスＴｂの２次巻線Ｓ１を１次巻線Ｐと疎結合させ、１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓ１間のリーケージインダクタにより、トランスＴｂに直列に接続されたリアクトルＬ２を代用したものである。そして、スイッチＱ１がオン時にリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーをスイッチＱ１がオフ時に２次側に還流させるようになっている。
【００５１】
２次巻線Ｓ１の一端（●側）と３次巻線Ｓ２の一端（●側）とが接続され、その接続点には、ダイオードＤ５のアノードが接続されている。３次巻線Ｓ２の他端（●なし側）にはダイオードＤ６のアノードが接続され、ダイオードＤ５のカソードとダイオードＤ６のカソードとコンデンサＣ５の一端とが接続されている。コンデンサＣ５の他端は２次巻線Ｓ１の他端（●なし側）に接続されている。
【００５２】
次にこのように構成された第２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１３に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１３では、図９のタイミングチャートにさらに、ダイオードＤ５，Ｄ６に流れる電流Ｄ５ｉ，Ｄ６ｉが追加されている。
【００５３】
まず、時刻ｔ２において、主スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→Ｐ→Ｌ２→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴｂの２次巻線Ｓ１にも電圧が発生し、Ｓ１→Ｄ５→Ｃ５→Ｓ１で電流が流れる。このため、図１３に示すように、時刻ｔ２〜ｔ３において、ダイオードＤ５の電流が直線的に増大する。
【００５４】
次に、時刻ｔ３において、主スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーは、２次側に還流される。即ち、２次側では、３次巻線Ｓ２に電圧が誘起されるため、Ｓ２→Ｄ６→Ｃ５→Ｓ１→Ｓ２と電流が流れる。このため、図１３に示すように、時刻ｔ３〜ｔ７において、ダイオードＤ６に電流が流れる。
【００５５】
このように、第２の実施の形態に係る直流変換装置によれば、トランスＴｂの１次巻線Ｐに直列に接続されるリアクトルＬ２のインダクタンスの値を大きくし、主スイッチＱ１がオン時に蓄えられるエネルギーを２次側に還流するため、効率が良くなる。また、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６により、主スイッチＱ１のオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、コンデンサＣ５のリップル電流も減少する。
【００５６】
次に、補助トランスをトランスＴｂに結合したトランスの構成例を図１４に示す。図１４に示すトランスは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線Ｐと３次巻線Ｓ２とが近接して巻回されている。これにより、１次及び３次巻線間にわずかなリーケージインダクタを持たせ、また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線Ｓ１が巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線Ｐと２次巻線Ｓ１を疎結合させることにより、リーケージインダクタを大きくしている。このリーケージインダクタをリアクトルＬ２の代替としている。
【００５７】
また、外周コア上で且つ１次巻線Ｐと２次巻線Ｓ１との間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。
【００５８】
このように、トランスＴのコアの形状と巻線の工夫により、トランスＴｂとリアクトルＬ２のエネルギーを２次側に帰還する補助トランスとを一つのコア３０に結合し、パスコア３０ｃを設けることにより、大きなリーケージインダクタを得て、トランス部分とリアクトルとを結合したので、直流変換装置を小型化、低価格化することができる。
【００５９】
なお、第１及び第２の実施の形態では、比較回路１１は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値以下になった場合に軽負荷である判定したが、フォワード制御方式では、軽負荷時には、パルス信号のオン／オフのディーティが小さくなるので、比較回路１１は、例えば、パルス信号のオン時間が第１の設定時間以下になった場合に軽負荷である判定してもよい。また、コンデンサＣ５の電圧（出力電圧）が上昇傾向となった場合に、軽負荷であると判定してもよい。
本発明によれば、主スイッチのスイッチング損失を低減することにより、軽負荷時の消費電力を低減することができる直流変換装置を提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
本発明の直流変換装置は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。
【０００１】
本発明は、高効率、低ノイズな直流変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す（原田耕介著「スイッチング電源 ハンドブック」日刊工業新聞社出版、第２章スイッチング電源の基本回路と設計演習 ｐ．２７ 図２．２、清水和男著「高速スイッチングレギュレータ」総合電子出版社、２．２．１他励型コンバータ ｐ３０ 図２．５）。図１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線Ｐ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線Ｐの両端には、抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ２とが接続されている。主スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ１が接続されると共に、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１からなる直列回路が接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００３】
また、トランスＴの１次巻線ＰとトランスＴの２次巻線Ｓとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線Ｓ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ５，Ｄ６とリアクトルＬ１とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００４】
制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００５】
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２では、軽負荷時での動作波形を示し、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ１ｇを示している。
【０００６】
まず、時刻ｔ３１において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→Ｐ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線Ｐの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線Ｐと２次巻線Ｓとは同相になっているので、ダイオードＤ５のアノード側が＋側になるため、Ｓ→Ｄ５→Ｌ１→Ｃ５→Ｓと電流が流れて、２次側にエネルギーが伝達される。
【０００７】
次に、時刻ｔ３２において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオフすると、トランスＴの１次巻線Ｐに誘起された励磁エネルギーとリーケージインダクタＬｇ（２次巻線Ｓと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、コンデンサＣ１を充電させる。そして、コンデンサＣ１の電圧とスナバコンデンサＣ２の電圧とが等しくなったときダイオードＤ２がオンし、そのエネルギーはスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。スナバコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、抵抗Ｒ２によって損失される。
【０００８】
また、軽負荷時には、リアクトルＬ１の電流がカットオフしているので、トランスＴの１次巻線Ｐに蓄えられたエネルギーの放出が終了すると、トランスＴの１次巻線ＰのインダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振して、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは図２に示すように振動する。
【発明の開示】
しかしながら、図１に示す直流変換装置では、軽負荷時に、主スイッチを少ないスイッチング損失で動作させるためには、主スイッチの電圧の谷（ボトム）でオンさせる必要があるが、そのための制御回路が複雑になるという課題を有していた。
【０００９】
本発明は、主スイッチのスイッチング損失を低減することにより、軽負荷時の消費電力を低減することができる直流変換装置を提供することにある。
【００１０】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記主スイッチがオン時に前記トランスの１次巻線から供給されたエネルギーにより前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流素子及び平滑素子で整流平滑する整流平滑回路と、前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、前記制御回路は、前記整流平滑回路の出力電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、この誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の電圧値が軽負荷であることを示す第１のしきい値以下にあっては、前記誤差電圧信号の電圧値が前記第１のしきい値から低下していくにしたがって、前記スイッチング周波数も低下していくように周波数制御信号を生成する周波数制御手段とを備えることを特徴とする。
【００１１】
請求項３の発明では、請求項１又は請求項２記載の直流変換装置において、前記制御回路は、さらに軽負荷時には、前記スイッチング周波数がさらに低下したバーストモードに移行させることを特徴とする。
【００１２】
請求項４の発明では、請求項１記載の直流変換装置において、前記制御回路は、前記整流平滑回路の出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を低下させたパルス信号を生成するパルス幅制御手段と、前記補助スイッチがオフした後に前記主スイッチの最小電圧を検出するボトム検出手段と、前記パルス幅制御手段からのパルス信号と前記ボトム検出手段の出力とに基づき前記主スイッチの最小電圧の時刻で前記主スイッチをオンさせる制御信号を生成する制御信号生成手段とを備えることを特徴とする。
請求項５の発明では、請求項４記載の直流変換装置において、前記周波数制御手段は、前記誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値が前記第１のしきい値よりも小さい第２のしきい値に達したときに前記スイッチング周波数がさらに低下したバーストモードに移行させることを特徴とする。
【００１３】
請求項６の発明では、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの間に接続されたリアクトルと、前記トランスに直列に接続され、前記主スイッチがオン時に前記リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に２次側に還流させる補助トランスとを備えることを特徴とする。
【００１４】
請求項７の発明では、請求項６記載の直流変換装置において、前記リアクトルは、前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタからなり、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記補助トランスの２次巻線とが密結合させて巻回されてなることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】図１は、従来の直流変換装置を示す回路構成図である。
【図２】図２は、従来の直流変換装置の軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】図３は、第１の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図４】図４は、第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた制御回路の具体的な回路構成図である。
【図５】図５は、軽負荷時にフィードバック信号が低下したときにおけるパルス信号のディーティが小さくなる様子を示す図である。
【図６】図６は、フィードバック信号の電圧に応じて周波数を変化させる発振器の特性を示す図である。
【図７】図７は、軽負荷時に負荷率に応じて周波数を低下させたパルス信号のタイミングチャートである。
【図８】図８は、軽負荷時に負荷率に応じて周波数を変化させる特性を示す図である。
【図９】図９は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。
【図１０】図１０は、負荷率に応じてスイッチング周波数を変化させる第２の例を示す図である。
【図１１】図１１は、負荷率に応じてスイッチング周波数を変化させる第２の例のバーストを示す図である。
【図１２】図１２は、第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１３】図１３は、第２の実施の形態に係る直流変換装置の軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。
【図１４】図１４は、第２の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチがオン時にトランスの１次側から２次側にエネルギーを供給するフォワード制御方式において、補助スイッチ及びスナバコンデンサからなるアクティブクランプ回路を設けると共に、軽負荷時に主スイッチのスイッチング周波数を低下させることにより、主スイッチのスイッチング損失を低減して、軽負荷時の消費電力を低減することを特徴とする。また、補助スイッチをオフした後に主スイッチの電圧の最小電圧（ボトム）を検出し、そのボトムで主スイッチをオンすることにより、スイッチング損失を低減することを特徴とする。
【００１７】
（第1の実施の形態）
図３は第１の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図３に示す直流変換装置において、アクティブクランプ方式と呼ばれるもので、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線Ｐ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線Ｐの両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなる補助スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ２とからなる直列回路が接続されている。なお、補助スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ２とからなる直列回路は、１次巻線Ｐの両端に接続する代わりに、主スイッチＱ１の両端に接続しても良い。
【００１８】
主スイッチＱ１の両端には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる並列回路が接続されている。補助スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ１は、主スイッチＱ１の寄生ダイオードであっても良く、ダイオードＤ２は、補助スイッチＱ２の寄生ダイオードであっても良い。また、コンデンサＣ１は、主スイッチＱ１の寄生コンデンサであっても良い。主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２は、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。
【００１９】
また、トランスＴの１次巻線ＰとトランスＴの２次巻線Ｓとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線Ｓ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ５，Ｄ６とリアクトルＬ１とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００２０】
制御回路１０は、負荷ＲＬの出力電圧に基づき、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するためのパルスからなる制御信号を生成するとともに、出力電圧が所定の電圧となるようにその制御信号のデューティ比を制御する。
【００２１】
制御回路１０は、比較回路１１、発振器１３、コンパレータ１５、ボトム検出回路１７、オンディレー回路１９、インバータ２０、オフディレー回路２１、ローサイドドライバ２３、ハイサイドドライバ２５を備えている。図４は制御回路の具体的な回路構成図を示し、この具体的な回路構成については後述する。
【００２２】
比較回路１１（本発明の誤差電圧生成手段に対応）は、コンデンサＣ５の電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。また、比較回路１１は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値以下になった場合に軽負荷であると判定して、例えばＨレベルを発振器１３に出力する。
【００２３】
発振器１３（本発明の周波数制御手段に対応）は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値以下になった場合に、即ち、軽負荷である場合に、比較回路１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号（本発明の周波数制御信号に対応）を生成する。
【００２４】
コンパレータ１５（本発明のパルス幅制御手段に対応）は、発振器１３からの三角波信号と比較回路１１からのフィードバック信号ＦＢとを入力し、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をオンディレー回路１９及びインバータ２０に出力する。
【００２５】
ボトム検出回路１７は、補助スイッチＱ２がオフした後に主スイッチＱ１の最小電圧（以下、ボトム検出信号と称する。）を検出する。オンディレー回路１９は、ボトム検出回路１７からのボトム検出信号とコンパレータ１５からのパルス信号とに基づき主スイッチＱ１の最小電圧の時刻で主スイッチＱ１をオンさせるためのオンディレー信号を生成する。ローサイドドライバ２３は、オンディレー回路１９からのオンディレー信号を主スイッチＱ１のゲートに印加して主スイッチＱ１を駆動する。
【００２６】
インバータ２０は、コンパレータ１５からのパルス信号を反転してオフディレー回路２１に出力する。オフディレー回路２１は、インバータ２０で反転したパルス信号を所定時間だけ遅延させたオフディレー信号を生成してハイサイドドライバ２５に出力する。ハイサイドドライバ２５は、オフディレー回路２１からのオフディレー信号を補助スイッチＱ２のゲートに印加して補助スイッチＱ２を駆動する。
【００２７】
次に、このように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図９に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図９では、軽負荷時での動作波形を示し、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ１ｇ、補助スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、補助スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ２ｇを示している。
【００２８】
まず、時刻ｔ２において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→Ｐ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流Ｑ１ｉは、時刻ｔ３まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、時刻ｔ２から時刻ｔ３では、１次巻線Ｐの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線Ｐと２次巻線Ｓとは同相になっているので、ダイオードＤ５のアノード側が＋側になるため、Ｓ→Ｄ５→Ｌ１→Ｃ５→Ｓと電流が流れて、２次側にエネルギーが伝達される。
【００２９】
次に、時刻ｔ３において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオフすると、トランスＴの１次巻線Ｐに誘起された励磁エネルギーとリーケージインダクタＬｇの励磁エネルギーは、コンデンサＣ１を充電させる。
【００３０】
そして、コンデンサＣ１の電圧とスナバコンデンサＣ２の電圧とが等しくなったときに、ダイオードＤ２がオンし、そのエネルギーはスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。即ち、時刻ｔ３〜時刻ｔ６において、Ｐ→Ｄ２→Ｃ２→Ｐと電流が流れる。このダイオードＤ２に電流が流れている間において、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖがゼロとなった時刻ｔ４後の時刻ｔ５に補助スイッチＱ２をオンすることで補助スイッチＱ２をゼロ電圧スイッチングさせることができる。
【００３１】
そして、トランスＴの１次巻線Ｐに蓄えられたエネルギーがスナバコンデンサＣ２に移動した後も（時刻ｔ６〜時刻ｔ７）、補助スイッチＱ２がオンしているので、Ｃ２→Ｑ２→Ｐ→Ｃ２と電流Ｑ２ｉが流れ、スナバコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、トランスＴの１次巻線Ｐに移動する。このとき、トランスＴの１次巻線Ｐの電圧は、スナバコンデンサＣ２の電圧と等しくなり、１次巻線Ｐの電圧は、スナバコンデンサＣ２の電圧に保持される。即ち、補助スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ２によるアクティブクランプ回路を設けたので、図１に示す従来の直流変換装置の動作で説明したような主スイッチＱ１の電圧の振動は発生しなくなる。
【００３２】
次に、時刻ｔ７（時刻ｔ１も同じ）において、補助スイッチＱ２をオフすると、１次巻線Ｐに蓄えられていたエネルギーでＰ→Ｖｄｃ１→Ｃ１→Ｐで電流が流れて、コンデンサＣ１（主スイッチＱ１）の電圧が低下していく。このとき、ボトム検出回路１７により主スイッチＱ１の最小電圧、即ちボトムが検出される。すると、オンディレー回路１９により、主スイッチＱ１の最小電圧の時刻ｔ２で、主スイッチＱ１をオンさせるためのオンディレー信号であるゲート信号Ｑ１ｇが生成され、このゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオンする。即ち、主スイッチＱ１の電圧のボトムでオンすることで、主スイッチＱ１のスイッチング損失を低減できる（ボトム電圧スイッチング）。
【００３３】
次に、軽負荷時に、スイッチング周波数を低下させる動作について説明する。まず、比較回路１１は、コンデンサＣ５の電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。ここで、フォワード制御方式では、軽負荷時には、図５に示すように、フィードバック信号がＦＢ１からＦＢ２へ低下していき、パルス信号のオン／オフのディーティが小さくなる。また、比較回路１１は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値Ｖ１以下になった場合に、軽負荷時であると判定して、例えばＨレベルを発振器１３に出力する。
【００３４】
次に、発振器１３は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値以下になった場合に、即ち、軽負荷である場合に、比較回路１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号を生成する。例えば、図６に示すように、フィードバック信号ＦＢの電圧がＶ１，Ｖ２のように低下していくに従って、スイッチング周波数をｆ１，ｆ２のように低下させていく。このことは、図８に示すように、通常では、スイッチング周波数が例えば１００ＫＨｚであり、軽負荷時には負荷率に応じてスイッチング周波数を低下させることに相当する。
【００３５】
次に、コンパレータ１５は、発振器１３からの三角波信号と比較回路１１からのフィードバック信号ＦＢとを入力し、図５に示すようにフィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をオンディレー回路１９及びインバータ２０に出力する。
【００３６】
図７に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がＶ１の場合には、電圧Ｖ１に対応する周波数ｆ１の三角波信号により、周波数ｆ１のパルス信号が生成され、フィードバック信号ＦＢの値が電圧Ｖ２の場合には、電圧Ｖ２に対応する周波数ｆ２の三角波信号により、周波数ｆ２のパルス信号が生成される。即ち、軽負荷時には、スイッチング周波数を低下するので、さらにスイッチング損失を低減することができる。
【００３７】
また、発振器１３において、図１０に示すように、スイッチング周波数の下限を可聴周波数よりわずかに高い周波数（例えば２０ＫＨｚ）に設定し、負荷率に応じてこの周波数まで低下した場合には、ＰＷＭ変調により制御し、さらに、周波数が低下した場合には、バーストモードに移行させる。バーストモードとは、図１１に示すように、周波数が例えば５０〜１００Ｈｚで３パルスくらいのバーストが挿入されたものである。このように動作させることにより、可聴周波数でのトランスＴのウナリを防止できるとともに、さらなる軽負荷時でのスイッチング損失を低減できる。
【００３８】
（具体的な回路構成）
図４は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた制御回路の具体的な回路構成図である。図４に示す比較回路１１は、誤差増幅器１１１と、コンパレータ１１３とからなる。誤差増幅器１１１は、コンデンサＣ５の電圧が−端子に入力され、基準電圧Ｖ０が＋端子に入力され、コンデンサＣ５の電圧と基準電圧Ｖ０との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。
【００３９】
コンパレータ１１３は、誤差増幅器１１１からのフィードバック信号ＦＢが−端子に入力され、基準電圧Ｖ１が＋端子に入力され、出力端子と電源Ｖｃｃとの間に抵抗Ｒ４が接続され、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ１以下になった場合に軽負荷であると判定して、例えばＨレベルを発振器１３を構成するＶＣＯ１３１に出力する。
【００４０】
ＶＣＯ１３１は、電圧値に応じた周波数を持つ信号を発生する電圧制御発振器であり、コンパレータ１１３からＨレベルを入力したとき、即ち、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ１以下になった場合に、誤差増幅器１１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号を生成する。
【００４１】
コンパレータ１５は、誤差増幅器１１１からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、ＶＣＯ１３１からの三角波信号が−端子に入力され、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をオンディレー回路１９及びインバータ２０に出力する。
【００４２】
ボトム検出回路１７において、トランジスタＱ３のベースには、ダイオードＤ７のカソードと抵抗Ｒ５の一端と抵抗Ｒ７の一端とが接続され、トランジスタＱ３のエミッタはダイオードＤ７のアノードに接続されると共に接地されている。トランジスタＱ３のコレクタには抵抗Ｒ６の一端が接続され、抵抗Ｒ５の他端及び抵抗Ｒ６の他端は、電源Ｖｃｃに接続されている。抵抗Ｒ７の他端は、コンデンサＣ７を介して主スイッチＱ１のドレインに接続されている。トランジスタＱ３のコレクタは、オンディレー回路１９のインバータ１９１に接続されている。
【００４３】
オンディレー回路１９において、コンパレータ１５の出力は、バッファ１９２を介してダイオードＤ８のカソードに接続され、ダイオードＤ８のアノードはコンデンサＣ８の一端及び抵抗Ｒ８の一端に接続される。コンデンサＣ８の他端は接地され、抵抗Ｒ８の他端は電源Ｖｃｃに接続されている。抵抗Ｒ８とコンデンサＣ８との接続点はローサイドドライバ２３を介して主スイッチＱ１のゲートに接続される。インバータ１９１の出力はダイオードＤ８のカソードに接続される。
【００４４】
オフディレー回路２１において、インバータ２０の出力はバッファ２１１を介してダイオードＤ９のカソードに接続され、ダイオードＤ９のアノードはコンデンサＣ９の一端及び抵抗Ｒ９の一端に接続されている。抵抗Ｒ９の他端は電源Ｖｃｃに接続され、コンデンサＣ９の他端は接地されている。抵抗Ｒ９とコンデンサＣ９との接続点はハイサイドドライバ２５を介して補助スイッチＱ２のゲートに接続される。
【００４５】
このような具体的な回路によれば、誤差増幅器１１１、コンパレータ１１３、ＶＣＯ１３１、及びコンパレータ１５を設けたので、図７に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がＶ１の場合には、電圧Ｖ１に対応する周波数ｆ１の三角波信号により、周波数ｆ１のパルス信号が生成され、フィードバック信号ＦＢの値が電圧Ｖ２の場合には、電圧Ｖ２に対応する周波数ｆ２の三角波信号により、周波数ｆ２のパルス信号が生成される。即ち、軽負荷時には、スイッチング周波数を低下するので、さらにスイッチング損失を低減することができる。
【００４６】
次に、図９に示す時刻ｔ２において、電圧Ｑ１ｖが最小値（ボトム）となると、Ｖｄｃ１→Ｐ→Ｃ７→Ｒ７→Ｑ３又は、Ｖｃｃ→Ｒ５→Ｑ３と電流が流れて、トランジスタＱ３がオンする。このため、ボトム検出回路１７により電圧Ｑ１ｖの最小値（ボトム）が検出される。このとき、トランジスタＱ３のコレクタからＬレベルのボトム検出信号がインバータ１９１に出力され、このボトム検出信号は、インバータ１９１で反転されて、ＨレベルがダイオードＤ８のカソードに入力される。
【００４７】
このため、ダイオードＤ８がオフして、電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ８を介してコンデンサＣ８に電流が流れ、コンデンサＣ８の電圧が上昇する。従って、このコンデンサＣ８の電圧が、ローサイドドライバ２３に出力され主スイッチＱ１のゲートにゲート信号Ｑ１ｇが印加されるため、主スイッチＱ１がオンする。即ち、主スイッチＱ１のボトムでオンさせるので、主スイッチＱ１のスイッチング損失を低減することができる（ボトム電圧スイッチング）。
【００４８】
（第２の実施の形態）
次に第２の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第２の実施の形態の直流変換装置では、トランスの１次巻線に直列に接続されるリアクトルのインダクタンスの値を大きくし、主スイッチＱ１がオン時にリアクトルに蓄えられるエネルギーを２次側に還流する補助トランスを設けたことを特徴とする。
【００４９】
図１２は第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１２に示す第２の実施の形態に係る直流変換装置は、図３に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置に対して、トランスＴ及びトランスＴの周辺回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。
【００５０】
この例では、補助トランスをトランスＴｂに結合したもので、トランスＴｂに１次巻線Ｐ（巻数ｎ１、補助トランスＴｂの１次巻線を兼用）と２次巻線Ｓ１（巻数ｎ２）と３次巻線Ｓ２（巻数ｎ３、補助トランスＴｂの２次巻線に対応）とが巻回されている。１次巻線Ｐと２次巻線Ｓ１とは同相に巻回され、１次巻線Ｐと３次巻線Ｓ２とは逆相に巻回されている。即ち、トランスＴｂの２次巻線Ｓ１を１次巻線Ｐと疎結合させ、１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓ１間のリーケージインダクタにより、トランスＴｂに直列に接続されたリアクトルＬ２を代用したものである。そして、スイッチＱ１がオン時にリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーをスイッチＱ１がオフ時に２次側に還流させるようになっている。
【００５１】
２次巻線Ｓ１の一端（●側）と３次巻線Ｓ２の一端（●側）とが接続され、その接続点には、ダイオードＤ５のアノードが接続されている。３次巻線Ｓ２の他端（●なし側）にはダイオードＤ６のアノードが接続され、ダイオードＤ５のカソードとダイオードＤ６のカソードとコンデンサＣ５の一端とが接続されている。コンデンサＣ５の他端は２次巻線Ｓ１の他端（●なし側）に接続されている。
【００５２】
次にこのように構成された第２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１３に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１３では、図９のタイミングチャートにさらに、ダイオードＤ５，Ｄ６に流れる電流Ｄ５ｉ，Ｄ６ｉが追加されている。
【００５３】
まず、時刻ｔ２において、主スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→Ｐ→Ｌ２→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴｂの２次巻線Ｓ１にも電圧が発生し、Ｓ１→Ｄ５→Ｃ５→Ｓ１で電流が流れる。このため、図１３に示すように、時刻ｔ２〜ｔ３において、ダイオードＤ５の電流が直線的に増大する。
【００５４】
次に、時刻ｔ３において、主スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーは、２次側に還流される。即ち、２次側では、３次巻線Ｓ２に電圧が誘起されるため、Ｓ２→Ｄ６→Ｃ５→Ｓ１→Ｓ２と電流が流れる。このため、図１３に示すように、時刻ｔ３〜ｔ７において、ダイオードＤ６に電流が流れる。
【００５５】
このように、第２の実施の形態に係る直流変換装置によれば、トランスＴｂの１次巻線Ｐに直列に接続されるリアクトルＬ２のインダクタンスの値を大きくし、主スイッチＱ１がオン時に蓄えられるエネルギーを２次側に還流するため、効率が良くなる。また、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６により、主スイッチＱ１のオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、コンデンサＣ５のリップル電流も減少する。
【００５６】
次に、補助トランスをトランスＴｂに結合したトランスの構成例を図１４に示す。図１４に示すトランスは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線Ｐと３次巻線Ｓ２とが近接して巻回されている。これにより、１次及び３次巻線間にわずかなリーケージインダクタを持たせ、また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線Ｓ１が巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線Ｐと２次巻線Ｓ１を疎結合させることにより、リーケージインダクタを大きくしている。このリーケージインダクタをリアクトルＬ２の代替としている。
【００５７】
また、外周コア上で且つ１次巻線Ｐと２次巻線Ｓ１との間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。
【００５８】
このように、トランスＴのコアの形状と巻線の工夫により、トランスＴｂとリアクトルＬ２のエネルギーを２次側に帰還する補助トランスとを一つのコア３０に結合し、パスコア３０ｃを設けることにより、大きなリーケージインダクタを得て、トランス部分とリアクトルとを結合したので、直流変換装置を小型化、低価格化することができる。
【００５９】
なお、第１及び第２の実施の形態では、比較回路１１は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値以下になった場合に軽負荷である判定したが、フォワード制御方式では、軽負荷時には、パルス信号のオン／オフのディーティが小さくなるので、比較回路１１は、例えば、パルス信号のオン時間が第１の設定時間以下になった場合に軽負荷である判定してもよい。また、コンデンサＣ５の電圧（出力電圧）が上昇傾向となった場合に、軽負荷であると判定してもよい。
本発明によれば、主スイッチのスイッチング損失を低減することにより、軽負荷時の消費電力を低減することができる直流変換装置を提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
本発明の直流変換装置は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。
Claims (7)
- 直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記主スイッチがオン時に前記トランスの１次巻線から供給されたエネルギーにより前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流素子及び平滑素子で整流平滑する整流平滑回路と、
前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、
前記制御回路は、
前記整流平滑回路の出力電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、
この誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の電圧値が軽負荷であることを示す第１のしきい値以下にあっては、前記誤差電圧信号の電圧値が前記第１のしきい値から低下していくにしたがって、前記スイッチング周波数も低下していくように周波数制御信号を生成する周波数制御手段とを備えることを特徴とする直流変換装置。 - 前記制御回路は、
前記補助スイッチがオフした後に前記主スイッチの最小電圧を検出するボトム検出手段と、
このボトム検出手段の出力に基づき前記主スイッチの最小電圧の時刻で前記主スイッチをオンさせる制御信号を生成する制御信号生成手段と、
を備えることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。 - 前記制御回路は、さらに軽負荷時には、前記スイッチング周波数がさらに低下したバーストモードに移行させることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
- 前記制御回路は、
前記整流平滑回路の出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を低下させたパルス信号を生成するパルス幅制御手段と、
前記補助スイッチがオフした後に前記主スイッチの最小電圧を検出するボトム検出手段と、
前記パルス幅制御手段からのパルス信号と前記ボトム検出手段の出力とに基づき前記主スイッチの最小電圧の時刻で前記主スイッチをオンさせる制御信号を生成する制御信号生成手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。 - 前記周波数制御手段は、前記誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値が前記第１のしきい値よりも小さい第２のしきい値に達したときに前記スイッチング周波数がさらに低下したバーストモードに移行させることを特徴とする請求項４記載の直流変換装置。
- 前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの間に接続されたリアクトルと、
前記トランスに直列に接続され、前記主スイッチがオン時に前記リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に２次側に還流させる補助トランスと、
を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置。 - 前記リアクトルは、前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタからなり、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記補助トランスの２次巻線とが密結合させて巻回されてなることを特徴とする請求項６記載の直流変換装置。
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