JP4190628B2

JP4190628B2 - Brushless motor

Info

Publication number: JP4190628B2
Application number: JP31807998A
Authority: JP
Inventors: 英樹須永; 太新木; 剛関根; 栄二高橋
Original assignee: Calsonic Kansei Corp
Current assignee: Calsonic Kansei Corp
Priority date: 1998-11-09
Filing date: 1998-11-09
Publication date: 2008-12-03
Anticipated expiration: 2018-11-09
Also published as: JP2000152684A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両用の送風機ファンの駆動などに好適なアウタロータ形のブラシレスＤＣモータにおいて、電機子コイルを流れる電流の切り替えタイミングを最適化したブラシレスモータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、自動車などの車両に搭載されるモータ、例えば空調装置に用いられる送風機ファンの回転駆動用モータには、電機子コイルに流れる電流の方向を整流子とブラシを用いて切り替えるＤＣモータが用いられてきた。
【０００３】
この従来の車両搭載のＤＣモータでは、電源に車両のバッテリーを用い、定電圧電源で駆動する。このためブラシを用いたＤＣモータの回転制御では、電源電圧を分圧抵抗によって分圧して用いる。例えばバッテリー電圧が１２Ｖで、ＤＣモータを３Ｖで駆動する場合、残りの９Ｖは分圧抵抗に印加され、熱となって消費される。このため、分圧抵抗で消費される電力が無駄になってエネルギー効率が良くない。さらにブラシによるしゅう動音が騒音発生の原因となっていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＤＣモータをブラシレス構造とし、電源電圧のデューティを可変（パルス幅制御）して回転制御した場合、ロータ磁極と電機子コイルの反発力によって固有振動音が生じるという問題があった。この固有振動音は、各相の電機子コイルを流れる電流を切り替える時に、切替前と後の各電機子コイルの接続点に重複して電圧を印加することによって、その大きさが変化する。またその切替タイミングによって、トルクの発生効率も変化する。
【０００５】
上記トルクの発生効率が最大となる切替タイミングと、固有振動音が最小となる切替タイミングとは異なり、効率を優先すれば固有振動音が大きくなり、固有振動音を小さくすれば、効率が低下する。
【０００６】
そこで本発明は、送風機ファンなどに用いるＤＣモータをブラシレス構造とし、電機子コイル電流の切り替えタイミングを最適制御して省エネルギーかつ低騒音なブラシレスモータを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するため、本発明のブラシレスモータは、モータの内周側に電機子を配置したアウタロータ形のブラシレスＤＣモータにおいて、ステータ（３）に配置され、電源への接続を切り替えて回転磁界を生成する電機子コイル（４）と、この電機子コイル（４）に電圧を印加する電源側接続点と接地側接続点とを順次切り替えることによって、前記電機子コイル（４）を流れる電流を切り替えるスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）と、ロータ（１）に取り付けられた界磁用永久磁石（２）に対し、ロータ（１）と一体に取り付けられ、ロータ（１）の回転位置を示すセンサマグネット（５）と、前記ステータ（３）に取り付けられ、前記センサマグネット（５）による磁界の方向を検出する磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）と、この磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）からの磁界方向変化検出を受けて、ロータ（１）の回転速度を算出すると共に、前記電機子コイル（４）の電流切り替え時に、切替前と後の各接続点に重複して電圧を印加するオーバーラップ制御のためのオーバーラップ量を、前記回転速度に応じて、出力するオーバーラップ制御手段（１２ａ）と、前記磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）からの磁界方向変化検出を受けて、前記オーバーラップ量に応じたオーバーラップ制御を行い、スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）の電流切り替えタイミングを制御するタイミング制御手段（１２ｂ）とを具備し、前記オーバーラップ制御手段（１２ａ）は、前記ロータ（１）の回転速度が第１の回転速度未満の低速時には前記オーバーラップ量を第１のオーバーラップ量に制御し、回転速度が第１の回転速度より高い第２の回転速度以上の高速時には前記オーバーラップ量を第１のオーバーラップ量より少ない第２のオーバーラップ量とし、回転速度が第１の回転速度以上かつ第２の回転速度未満の中速時には回転速度が上昇するにつれて第１のオーバーラップ量から第２のオーバーラップ量へオーバーラップ量を滑らかに減少させるように、回転速度に対するオーバーラップ量の制御を折れ線状とすることを特徴とする。
【０００８】
以上の構成によって、電機子コイルの電流切り替え時に、切替前と後の各接続点に重複して電圧を印加するオーバーラップ量を、モータの回転速度に応じて制御し、スイッチング素子の電流切り替えタイミングを制御する。
【０００９】
さらに、前記オーバーラップ制御手段（１２ａ）が、前記ロータ（１）の回転速度が第１の回転速度未満の低速時には前記オーバーラップ量を第１のオーバーラップ量に制御し、回転速度が第１の回転速度より高い第２の回転速度以上の高速時には前記オーバーラップ量を第１のオーバーラップ量より少ない第２のオーバーラップ量とし、回転速度が第１の回転速度以上かつ第２の回転速度未満の中速時には回転速度が上昇するにつれて第１のオーバーラップ量から第２のオーバーラップ量へオーバーラップ量を滑らかに減少させるように、回転速度に対するオーバーラップ量の制御を折れ線状に制御することによって、モータが低速回転のとき、低騒音となることを優先し、モータが高速回転のとき、高効率であることを優先する制御を行う。
【００１０】
また、前記オーバーラップ制御手段（１２ａ）が、前記ロータ（１）の回転速度に応じて前記オーバーラップ量を滑らかに変化させることによって、モータの回転速度に応じて、スイッチング素子の電流切り替えタイミングを滑らかに変化させる。
【００１１】
また、前記オーバーラップ制御手段（１２ａ）が、前記電機子コイル（４）の電源側接続点および接地側接続点それぞれの切り替え時に、切替前と後の各接続点に重複して電圧を印加するオーバーラップ制御を行うことによって、電機子コイルの全ての電流切り替え時に、オーバーラップ制御を行う。
【００１２】
【発明の効果】
本発明の請求項１に記載のブラシレスモータは、電機子コイルの電流切り替え時に、切替前と後の各接続点に重複して電圧を印加するオーバーラップ量を、モータの回転速度に応じて制御し、スイッチング素子の電流切り替えタイミングを制御するので、固有振動音による騒音やモータ効率を考慮して、電機子コイルを流れる電流の切り替えタイミングを最適制御できる。
【００１３】
また、本発明の請求項１に記載のブラシレスモータは、相対的に騒音発生が問題となるモータが低速回転のとき、高効率であることよりも低騒音となることを優先し、相対的に効率が問題となるモータが高速回転のとき、低騒音であることよりも高効率であることを優先する制御を行うので、省エネルギーかつ低騒音なブラシレスモータを提供できる。
【００１４】
また、本発明の請求項１に記載のブラシレスモータは、モータの回転速度に応じて、スイッチング素子の電流切り替えタイミングを滑らかに変化させるので、回転トルクの変化が穏やかで、滑らかな回転を得られる。
【００１５】
本発明の請求項２に記載のブラシレスモータは、電機子コイルの全ての電流切り替え時にオーバーラップ制御を行うので、いっそう固有振動音を小さくすることができる。
【００１６】
本発明の請求項３または請求項４に記載のブラシレスモータは、センサマグネットがＮ極とＳ極とを複数対有するか、または磁気センサが複数個配置されているので、ロータが１回転する間に複数回磁界方向の変化を検出でき、ロータの回転速度が変化しても、その変化に追随して高速応答で、きめ細かくタイミング制御できる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００１８】
図１は、本発明のブラシレスモータを下側から見た下面図である。本実施の形態のブラシレスモータは、車両用空調装置の送風機ファンの駆動に用いられ、三相２極巻線のアウタロータ形のブラシレスＤＣモータであり、内周側のステータに電機子コイル、外側のロータに界磁用永久磁石を備えたものである。
【００１９】
ステータ３には、各突出部３ａ〜３ｆをコアとして、回転磁界を生成する電機子コイル４ａ〜４ｆが三相に配置され、その外側には、９０度間隔でメインマグネット（界磁用永久磁石）２を備えたロータ１が配置されている。このロータ１の回転位置を示すセンサマグネット５は、Ｎ極とＳ極とが２対、ロータ１の回転中心に対し均等角度に配置され、ロータ１と一体に回転するシャフト６に取り付けられている。このセンサマグネット５による磁界の方向を検出するホールＩＣ１〜３（磁気センサ）が、ステータ３の内周に１２０度間隔で均等配置されている。
【００２０】
ブラシレスＤＣモータでは、メインマグネット２の検出位置から電機子コイル４ａ〜４ｆを流れる電流を切り替えるタイミングによって、発生するトルクが変化する。ロータ１の回転位置を示すセンサマグネット５は、本実施の形態では、メインマグネット２に対し遅れ角４２度でシャフト６に取り付けられ、さらに電気的な進角制御を行っている。なお、▲１▼は電流経路が短く、他の電機子コイルに比べ２倍の電流が流れているコイルを示す。▲２▼は電機子コイル３ｃ（３ｆ）とメインマグネット２との反発力による正回転トルク発生位置、▲３▼は電機子コイル３ａ（３ｄ）とメインマグネット２との反発力による逆トルク発生位置を示す。
【００２１】
図２は、本実施の形態のブラシレスモータの制御回路部のブロック図である。センサ信号検出回路１１は、ホールＩＣ１〜３からセンサマグネット５の磁界方向変化検出を受けて、それぞれの反転信号を生成し、非反転信号と合わせて六信号からなるセンサ信号としてマイクロコンピュータ１２に入力する。これは、本実施の形態で用いるマイクロコンピュータ１２が、入力信号の立ち下がりエッジのみを検出するため、立ち上がりエッジを立ち下がりエッジに変換して検出するためである。
【００２２】
このマイクロコンピュータ１２内の処理では、オーバーラップ制御手段１２ａにて、センサ信号を受けて、その磁界方向変化検出の周期からモータの回転速度を算出すると共に、電機子コイル４の電流切り替え時に、切替前と後の各接続点Ｕ，Ｖ，Ｗに重複して電圧を印加するオーバーラップ制御のためのオーバーラップ量を、回転速度に応じて出力する。次にタイミング制御手段１２ｂにて、センサ信号、オーバーラップ量、および空調制御装置（図示せず）からモータを回転指示する回転指示信号（ＰＷＭ信号）を受けて、オーバーラップ量に応じたオーバーラップ制御を行い、モータ駆動回路１３を介してＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）Ｑ１〜Ｑ６の電流切り替えタイミングを制御する。
【００２３】
図３（ａ）は、本実施の形態のブラシレスモータの制御回路部のオーバーラップ制御を行わない場合のタイミングチャートであり、（ｂ）は、このタイミングで制御されるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ６）の接続関係を示す。センサマグネット５は、Ｎ極とＳ極とが９０度ごとに配置されるため、ホールＩＣからの磁界方向変化検出信号は、ロータ１が１回転する間に２周期変化する。これによって、ロータの回転を２倍細かくタイミング制御することができる。また、ホールＩＣを均等間隔で３個配置したことによって、ロータの回転を３倍細かくタイミング制御することができる。この均等間隔で配置されたホールＩＣ１〜３からの磁界方向変化検出に基づき、ロータ１が１回転する間にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ６）のオン／オフを計１２回スイッチングし、オンとなるＭＯＳＦＥＴの組み合わせによって電機子コイル４ａ〜４ｆに電圧を印加する電源側接続点と接地側接続点とを順次切り替えることによって、電機子コイル４ａ〜４ｆを流れる電流の方向を切り替える。その結果、回転磁界が生成される。
【００２４】
図４は、（ａ）がロータ回転位置、（ｂ）がそのときの制御に用いるホールＩＣ信号およびＭＯＳＦＥＴの導通状態との対応関係を示す。ロータ回転角０度のときはホールＩＣ３からの信号を用い、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），（Ｑ５）が導通状態となる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）が電源側、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ５）が接地側となり、接続点Ｕと接続点Ｖとの間に電圧が印加される。
【００２５】
図５は、ホールＩＣ３切替時の各コイルの通電状態と、メインマグネット２に対するセンサマグネット５の遅れ角による位置を示す図である。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）と（Ｑ５）がオンし、Ｕ側（Ｑ１）が電源電圧となり、Ｖ側（Ｑ５）が接地される。電流経路Ｓ１をＵ側（＋）→コイル４ｆ→コイル４ｃ→Ｖ側（ＧＮＤ）とし、電流経路Ｓ２をＵ側（＋）→コイル４ｅ→コイル４ｂ→コイル４ａ→コイル４ｄ→Ｖ側（ＧＮＤ）とすると、電流経路Ｓ１は抵抗値が半分のため、電流値が２倍となる（図１の▲１▼）。この電流値が２倍となるコイルとメインマグネット２との間には、他のコイルと比べ特に強い反発力を生じ、逆トルクを打ち消す強い回転トルクを生じる。
【００２６】
図６は、（ａ）がロータ回転角３０度の場合を示し、（ｂ）がそのときの制御に用いるホールＩＣ信号およびＭＯＳＦＥＴの導通状態との対応関係を示す。ロータ回転角３０度のときはホールＩＣ１からの信号を用い、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３），（Ｑ５）が導通状態となる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）が電源側、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ５）が接地側となり、接続点Ｗと接続点Ｖとの間に電圧が印加される。
【００２７】
図７は、ホールＩＣ１切替時の各コイルの通電状態と、メインマグネット２に対するセンサマグネット５の遅れ角による位置を示す図である。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）と（Ｑ５）がオンし、Ｗ側（Ｑ３）が電源電圧となり、Ｖ側（Ｑ５）が接地される。電流経路Ｓ３をＵ側（＋）→コイル４ａ→コイル４ｄ→Ｖ側（ＧＮＤ）とし、電流経路Ｓ４をＵ側（＋）→コイル４ｂ→コイル４ｅ→コイル４ｆ→コイル４ｃ→Ｖ側（ＧＮＤ）とすると、電流経路Ｓ３は抵抗値が半分のため、電流値が２倍となる。
【００２８】
図８は、本発明に係るオーバーラップ制御の説明図である。（ａ）に示すホールＩＣ３からの信号を用いて接続点Ｕと接続点Ｖとの間に電圧を印加し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），（Ｑ５）を導通とする状態から、（ｃ）に示すホールＩＣ１からの信号を用いて接続点Ｗと接続点Ｖとの間に電圧を印加し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３），（Ｑ５）を導通とする状態への切替の際、（ｂ）に示すように接続点ＵとＷを共に電源側、接続点Ｖを接地側として重複して電圧を印加する。このオーバーラップ制御によって、（ｂ）に示す重複電圧印加状態のとき、接続点Ｕ，Ｗはそれぞれ同電位となって、Ｕ，Ｗ間には電流が流れない。このため（ａ）に示す状態から（ｂ）に示す重複電圧印加状態を経て（ｃ）に示す状態へ移行することによって、電流の変化が穏やかとなり、その結果電機子コイル電流による磁束の変化が穏やかとなる。このため、ロータ磁極と電機子コイル間の反発力の変化が穏やかとなり、反発力によって生じる固有振動音も小さくなる。その反面、有効な回転トルクを生じる期間が短くなり、トルクの発生効率が低下する。
【００２９】
図９は、オーバーラップ制御によるＵ相、Ｖ相、Ｗ相信号の重複電圧印加幅（ラップ代）を示す。電機子コイルの各接続点への電圧印加を切り替える際に、重複して電圧を印加する時間幅を設ける。
【００３０】
図１０は、ホールＩＣからの信号に基づき、ＭＯＳＦＥＴの出力切替制御信号を出力するタイミングチャートであり、（ａ）はセンサ（ホールＩＣ）からの入力信号、（ｂ），（ｃ）はＭＯＳＦＥＴのゲート信号を示す。
【００３１】
（ａ）に示すＳＡＨ，ＳＡＬは、それぞれホールＩＣ１からの信号およびその反転信号を示す。同様にＳＢＨ，ＳＢＬは、それぞれホールＩＣ２からの、ＳＣＨ，ＳＣＬは、それぞれホールＩＣ３からの信号およびその反転信号を示す。以上の６信号によって、ロータの３０度回転ごとにきめ細かくタイミングを制御することができる。
【００３２】
（ｂ）に示すＡＴ，ＢＴ，ＣＴは、オーバーラップ制御時のハイサイド（電源側）のＭＯＳＦＥＴに出力するゲート信号を示し、（ｃ）に示すＡＢ，ＢＢ，ＣＢは、ローサイド（接地側）のＭＯＳＦＥＴに出力するゲート信号を示す。
【００３３】
本実施の形態では、上記センサ入力の６信号の立ち下がりによって、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号をタイミング制御する。この場合、各センサ信号の立ち下がりに対応して、次の立ち下がりに相当するタイミング（ロータ１の３０度回転相当）を予測して、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号をオン／オフ制御する。その際、センサ信号の立ち下がりエッジ間の時間からロータの回転速度を算出し、その回転速度に対応したオーバーラップ制御のためのオーバーラップ量を求める。そして、ハイサイド側およびローサイド側のＭＯＳＦＥＴのゲート信号をオン／オフ制御する際、そのオーバーラップ量に応じたオーバーラップ制御を行い、タイミング制御する。なお、センサ信号の立ち上がりエッジを用いても同様の制御を行うことができる。
【００３４】
オーバーラップ制御では、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴの出力のみ切替タイミングを制御して出力オフのタイミングを遅らせても、固有振動音を小さくする効果が得られるが、ローサイド側のＭＯＳＦＥＴの出力の切替タイミングも遅らせることによって、電機子コイルの全ての電流切り替え時にオーバーラップ制御を行うことになり、よりいっそう固有振動音を小さくすることができる。
【００３５】
図１１は、モータの回転数に対するオーバーラップ制御量（オーバーラップ時間）の対応関係を示す。モータの回転数が０〜４５０ｒｐｍおよび４５０〜１１２５ｒｐｍまではオーバーラップ時間６７０μｓｅｃ、１１２５〜１８００ｒｐｍまではオーバーラップ時間６７０〜７５μｓｅｃ、１８００ｒｐｍ以上はオーバーラップ時間７５μｓｅｃに設定し、回転数に応じた折れ線制御を行う。
【００３６】
上記のオーバーラップの折れ線制御では、４５０〜１１２５ｒｐｍ間および１１２５〜１８００ｒｐｍ間でオーバーラップ時間を直線的に滑らかに連続変化させる。オーバーラップ時間を急激に変化させると、回転トルクも急激に変化し、回転むらの原因となるので、これを避けるため、オーバーラップ時間を滑らかに連続変化させる。
【００３７】
マイクロコンピュータのソフトウェア制御にて、モータ回転数に応じたオーバーラップ時間制御を行う。例えばモータ回転数が１８００ｒｐｍ（周期：３３．３ｍｓｅｃ）のとき、ロータが３０度回転に要する時間は２．７８ｍｓｅｃなので、センサ信号の立ち下がりエッジからこの３０度回転に要する時間経過した後、オーバーラップ時間を７５μｓｅｃとして、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号をオン／オフ制御する。
【００３８】
図１２は、オーバーラップ量と騒音レベルとの関係を示す。オーバーラップ量が１５０μｓｅｃ程度までは、オーバーラップ量の減少に伴い、騒音レベルも低下する。そしてさらにオーバーラップ量を減少させるにつれ騒音レベルは緩やかに減少する。
【００３９】
図１３は、オーバーラップ量とモータ効率との関係を示す。オーバーラップ量が０でモータ効率が最大、すなわち回転トルクが最大となる。そしてオーバーラップ量を増すにつれてモータ効率が低下する。
【００４０】
モータが高回転時には、送風音による影響で固有振動音成分がマスクされてしまい、固有振動音による騒音は相対的に問題とならない。一方、モータ回転数が低速時には、送風音が小さくなるので、相対的に固有振動音成分が大きくなる。このことから、特に低回転数領域では、オーバーラップ量を多くすることによる低騒音化の効果が大きい。
【００４１】
以上のことから、ロータの回転速度が低速時にはオーバーラップ量を多く制御し、高速時にはオーバーラップ量を少なく制御することによって、回転数によって低騒音と高効率とを最適な割合で両立した制御ができる。
【００４２】
以上述べたように本発明のブラシレスモータを車両用空調装置の送風機ファンの駆動用に用いることによって、低回転時すなわち送風量が少ないときは低騒音で、高回転時すなわち送風量が多いときは高効率運転によって省エネルギーでかつ高トルクな回転力を得ることができ、これを回転数によって最適な割合に制御して、快適な空調環境を得ることができる。
【００４３】
なお、本実施の形態では、車両用空調装置の送風機ファンの駆動用ブラシレスモータとして説明したが、例えば、車両用エンジンのラジエータ冷却ファンにも同様に適用でき、さらに室内用空調装置の送風機ファンなどにも用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のブラシレスモータの下面図である。
【図２】本発明のブラシレスモータの制御回路部のブロック図である。
【図３】（ａ）は、ブラシレスモータの制御回路部のタイミングチャートであり、（ｂ）は、ＭＯＳＦＥＴの接続関係を示す図である。
【図４】（ａ）がロータ回転位置、（ｂ）がホールＩＣ信号およびＭＯＳＦＥＴの導通状態との対応関係を示す図である。
【図５】ホールＩＣ３切替時の各コイルの通電状態と、メインマグネットに対するセンサマグネットの遅れ角による位置を示す図である。
【図６】（ａ）がロータ回転角３０度の場合を示し、（ｂ）がホールＩＣ信号およびＭＯＳＦＥＴの導通状態との対応関係を示す図である。
【図７】ホールＩＣ１切替時の各コイルの通電状態と、メインマグネットに対するセンサマグネットの遅れ角による位置を示す図である。
【図８】本発明に係るオーバーラップ制御の説明図であって、（ａ）は接続点Ｕ，Ｖ間に電圧印加、（ｂ）は接続点Ｕ，Ｗを電源側、接続点Ｖを接地側として重複電圧印加、（ｃ）は接続点Ｗ，Ｖ間に電圧印加状態を示す図である。
【図９】オーバーラップ制御によるＵ相、Ｖ相、Ｗ相信号のラップ代を示す図である。
【図１０】（ａ）はセンサ（ホールＩＣ）からの入力信号、（ｂ），（ｃ）はＭＯＳＦＥＴのゲート信号を示すタイミングチャートである。
【図１１】モータの回転数に対するオーバーラップ時間の対応関係を示す図である。
【図１２】オーバーラップ量と騒音レベルとの関係を示す図である。
【図１３】オーバーラップ量とモータ効率との関係を示す図である。
【符号の説明】
１…ロータ，２…メインマグネット（界磁用永久磁石），３…ステータ，４ａ〜ｆ…電機子コイル，５…センサマグネット，６…シャフト，１１…センサ信号検出回路，１２…マイクロコンピュータ，１３…モータ駆動回路，ＩＣ１〜３…ホールＩＣ（磁気センサ），▲１▼…２倍の電流が流れているコイル，▲２▼…正回転トルク発生位置，▲３▼…逆トルク発生位置。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a brushless motor that optimizes the switching timing of a current flowing through an armature coil in an outer rotor type brushless DC motor suitable for driving a blower fan for a vehicle.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, DC motors that switch the direction of current flowing through an armature coil by using a commutator and a brush are used for motors mounted on vehicles such as automobiles, for example, rotational drive motors for blower fans used in air conditioners. I came.
[0003]
This conventional DC motor mounted on a vehicle uses a vehicle battery as a power source and is driven by a constant voltage power source. For this reason, in rotation control of a DC motor using a brush, the power supply voltage is divided by a voltage dividing resistor. For example, when the battery voltage is 12V and the DC motor is driven at 3V, the remaining 9V is applied to the voltage dividing resistor and consumed as heat. For this reason, the power consumed by the voltage dividing resistor is wasted and the energy efficiency is not good. Furthermore, the sliding noise caused by the brush was the cause of noise generation.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the DC motor has a brushless structure and rotation control is performed by varying the duty of the power supply voltage (pulse width control), there is a problem that natural vibration noise is generated due to the repulsive force of the rotor magnetic pole and the armature coil. When the current flowing through the armature coils of each phase is switched, the natural vibration sound changes its magnitude by applying a voltage to the connection points of the armature coils before and after switching. The torque generation efficiency also changes depending on the switching timing.
[0005]
Unlike the switching timing at which the torque generation efficiency is maximized and the switching timing at which the natural vibration sound is minimized, if the priority is placed on efficiency, the natural vibration sound will increase, and if the natural vibration sound is reduced, the efficiency will decrease. .
[0006]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a brushless motor which has a brushless structure for a DC motor used for a fan or the like, and optimally controls the switching timing of the armature coil current, thereby saving energy and reducing noise.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problems, the brushless motor of the present invention is an outer rotor type brushless DC motor in which an armature is arranged on the inner peripheral side of the motor, and is arranged on the stator (3), and rotates by switching the connection to the power source. An armature coil (4) that generates a magnetic field, and a current flowing through the armature coil (4) by sequentially switching between a power supply side connection point and a ground side connection point that applies a voltage to the armature coil (4). Sensors for switching the switching element (Q1 to Q6) and the permanent magnet for field (2) attached to the rotor (1) are attached integrally with the rotor (1) and indicate the rotational position of the rotor (1) A magnet (5), a magnetic sensor (IC1 to IC3) which is attached to the stator (3) and detects the direction of the magnetic field by the sensor magnet (5), and the magnetic sensor Upon detecting the change in the magnetic field direction from the sensors (IC1 to IC3), the rotational speed of the rotor (1) is calculated, and at the time of switching the current of the armature coil (4), it is duplicated at each connection point before and after switching. Then, the overlap amount for the overlap control for applying the voltage is output according to the rotation speed, and the magnetic field direction change is detected from the overlap control means (12a) and the magnetic sensors (IC1 to IC3). And a timing control means (12b) for performing an overlap control according to the overlap amount and controlling a current switching timing of the switching elements (Q1 to Q6). The overlap control means (12a) When the rotational speed of the rotor (1) is lower than the first rotational speed, the overlap amount is controlled to the first overlap amount. When the rotation speed is higher than the second rotation speed higher than the first rotation speed, the overlap amount is set as a second overlap amount smaller than the first overlap amount, and the rotation speed is equal to or higher than the first rotation speed. In addition, when the medium speed is lower than the second rotation speed, the overlap amount is controlled with respect to the rotation speed so that the overlap amount smoothly decreases from the first overlap amount to the second overlap amount as the rotation speed increases. Is a polygonal line .
[0008]
With the above configuration, when the current of the armature coil is switched, the amount of overlap applied to the connection points before and after switching is controlled according to the rotational speed of the motor, and the current switching timing of the switching element To control.
[0009]
Further, the overlap control means (12a) controls the overlap amount to the first overlap amount when the rotational speed of the rotor (1) is lower than the first rotational speed, and the rotational speed is the first. When the rotation speed is higher than the second rotation speed and higher than the second rotation speed, the overlap amount is set as a second overlap amount smaller than the first overlap amount, and the rotation speed is equal to or higher than the first rotation speed and the second rotation speed. When the rotation speed is lower than the medium speed, the overlap amount is controlled in a polygonal line so that the overlap amount is smoothly reduced from the first overlap amount to the second overlap amount as the rotation speed is increased. Therefore, when the motor is rotating at low speed, priority is given to low noise, and when the motor is rotating at high speed, priority is given to high efficiency. .
[0010]
Further, the overlap control means (12a) smoothly changes the overlap amount according to the rotation speed of the rotor (1), whereby the current switching timing of the switching element is set according to the rotation speed of the motor. Change smoothly.
[0011]
Further, the overlap control means (12a) applies voltages to the connection points before and after the switching at the time of switching between the power supply side connection point and the ground side connection point of the armature coil (4). By performing the overlap control, the overlap control is performed at the time of switching all the currents of the armature coil.
[0012]
【The invention's effect】
The brushless motor according to claim 1 of the present invention controls the amount of overlap applied to the connection points before and after switching according to the rotation speed of the motor when switching the current of the armature coil. In addition, since the current switching timing of the switching element is controlled, the switching timing of the current flowing through the armature coil can be optimally controlled in consideration of noise due to natural vibration noise and motor efficiency.
[0013]
Further, the brushless motor according to claim 1 of the present invention, when the motor relatively noise generation becomes a problem for low speed, and priority to a low noise rather than a high efficiency, relatively When the motor whose efficiency is a problem is rotated at a high speed, control is performed in which priority is given to high efficiency over low noise, so that a brushless motor with energy saving and low noise can be provided.
[0014]
Further, the brushless motor according to the first aspect of the present invention smoothly changes the current switching timing of the switching element according to the rotational speed of the motor, so that the rotational torque changes gently and smooth rotation can be obtained. .
[0015]
Since the brushless motor according to the second aspect of the present invention performs the overlap control at the time of switching all the currents of the armature coil, the natural vibration noise can be further reduced.
[0016]
In the brushless motor according to claim 3 or 4 of the present invention, the sensor magnet has a plurality of pairs of N poles and S poles or a plurality of magnetic sensors are arranged, so that the rotor rotates once. Thus, the change in the magnetic field direction can be detected a plurality of times, and even if the rotational speed of the rotor changes, the timing can be finely controlled with a high-speed response following the change.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0018]
FIG. 1 is a bottom view of the brushless motor of the present invention as viewed from below. The brushless motor of this embodiment is a three-phase two-pole outer-rotor type brushless DC motor that is used for driving a fan of a vehicle air conditioner. A rotor is provided with a field permanent magnet.
[0019]
The stator 3 is provided with armature coils 4a to 4f that generate rotating magnetic fields in three phases with the projecting portions 3a to 3f as cores, and a main magnet (field permanent magnet) at 90 ° intervals on the outside thereof. ) The rotor 1 with 2 is arranged. The sensor magnet 5 that indicates the rotational position of the rotor 1 is attached to a shaft 6 that has two pairs of N poles and S poles arranged at an equal angle with respect to the rotation center of the rotor 1 and rotates integrally with the rotor 1. . Hall ICs 1 to 3 (magnetic sensors) for detecting the direction of the magnetic field by the sensor magnet 5 are equally arranged at intervals of 120 degrees on the inner periphery of the stator 3.
[0020]
In the brushless DC motor, the generated torque varies depending on the timing of switching the current flowing through the armature coils 4 a to 4 f from the detection position of the main magnet 2. In the present embodiment, the sensor magnet 5 indicating the rotational position of the rotor 1 is attached to the shaft 6 with a delay angle of 42 degrees with respect to the main magnet 2 and further performs electrical advance control. Note that (1) indicates a coil having a short current path and a current flowing twice that of other armature coils. (2) is a position for generating forward rotation torque due to the repulsive force between the armature coil 3c (3f) and the main magnet 2, and (3) is a position for generating reverse torque due to the repulsive force between the armature coil 3a (3d) and the main magnet 2. Indicates.
[0021]
FIG. 2 is a block diagram of a control circuit unit of the brushless motor according to the present embodiment. The sensor signal detection circuit 11 receives the change in the magnetic field direction of the sensor magnet 5 from the Hall ICs 1 to 3, generates respective inverted signals, and inputs them to the microcomputer 12 as sensor signals consisting of six signals together with the non-inverted signals. To do. This is because the microcomputer 12 used in the present embodiment detects only the falling edge of the input signal, and converts the rising edge into the falling edge for detection.
[0022]
In the processing in the microcomputer 12, the overlap control means 12 a receives the sensor signal, calculates the rotation speed of the motor from the detection period of the magnetic field direction change, and switches the current when the armature coil 4 is switched. An overlap amount for overlap control in which a voltage is applied to the front and rear connection points U, V, and W is output according to the rotation speed. Next, the timing control unit 12b receives a sensor signal, an overlap amount, and a rotation instruction signal (PWM signal) for instructing the motor to rotate from an air conditioning control device (not shown), and the overlap according to the overlap amount is received. Control is performed to control the current switching timing of MOSFETs (switching elements) Q1 to Q6 via the motor drive circuit 13.
[0023]
FIG. 3A is a timing chart when the overlap control of the control circuit unit of the brushless motor of this embodiment is not performed, and FIG. 3B is a diagram of MOSFETs (Q1 to Q6) controlled at this timing. Indicates the connection relationship. Since the sensor magnet 5 has the N pole and the S pole arranged every 90 degrees, the magnetic field direction change detection signal from the Hall IC changes for two periods while the rotor 1 makes one rotation. This makes it possible to control the rotation of the rotor twice as finely as possible. Further, by arranging three Hall ICs at equal intervals, it is possible to control the rotation of the rotor three times finely. Based on the magnetic field direction change detection from the Hall ICs 1 to 3 arranged at equal intervals, the MOSFETs (Q1 to Q6) are switched on / off a total of 12 times while the rotor 1 makes one rotation, and the MOSFETs that are turned on are switched on. The direction of the current flowing through the armature coils 4a to 4f is switched by sequentially switching the power supply side connection point and the ground side connection point for applying a voltage to the armature coils 4a to 4f. As a result, a rotating magnetic field is generated.
[0024]
FIG. 4 shows a correspondence relationship between (a) the rotor rotational position and (b) the Hall IC signal used for control at that time and the conduction state of the MOSFET. When the rotor rotation angle is 0 degree, a signal from the Hall IC 3 is used to turn on the MOSFETs (Q1) and (Q5). The MOSFET (Q1) is on the power supply side and the MOSFET (Q5) is on the ground side, and a voltage is applied between the connection point U and the connection point V.
[0025]
FIG. 5 is a diagram showing the energization state of each coil when the Hall IC 3 is switched and the position of the sensor magnet 5 with respect to the main magnet 2 depending on the delay angle. MOSFETs (Q1) and (Q5) are turned on, the U side (Q1) becomes the power supply voltage, and the V side (Q5) is grounded. Current path S1 is U side (+) → coil 4f → coil 4c → V side (GND), and current path S2 is U side (+) → coil 4e → coil 4b → coil 4a → coil 4d → V side (GND). Then, since the resistance value of the current path S1 is half, the current value is doubled ((1) in FIG. 1). A repulsive force that is particularly strong compared to other coils is generated between the coil having the current value doubled and the main magnet 2, and a strong rotational torque that cancels the reverse torque is generated.
[0026]
6A shows the case where the rotor rotation angle is 30 degrees, and FIG. 6B shows the correspondence between the Hall IC signal used for the control at that time and the conduction state of the MOSFET. When the rotor rotation angle is 30 degrees, the signal from the Hall IC 1 is used to turn on the MOSFETs (Q3) and (Q5). The MOSFET (Q3) is on the power supply side and the MOSFET (Q5) is on the ground side, and a voltage is applied between the connection point W and the connection point V.
[0027]
FIG. 7 is a diagram illustrating the energization state of each coil when the Hall IC 1 is switched and the position of the sensor magnet 5 with respect to the main magnet 2 depending on the delay angle. MOSFETs (Q3) and (Q5) are turned on, the W side (Q3) becomes the power supply voltage, and the V side (Q5) is grounded. Current path S3 is U side (+) → coil 4a → coil 4d → V side (GND), and current path S4 is U side (+) → coil 4b → coil 4e → coil 4f → coil 4c → V side (GND). Then, since the resistance value of the current path S3 is half, the current value is doubled.
[0028]
FIG. 8 is an explanatory diagram of overlap control according to the present invention. From the state in which a voltage is applied between the connection point U and the connection point V using the signal from the Hall IC 3 shown in (a) to make the MOSFETs (Q1) and (Q5) conductive, the hole shown in (c). When a voltage is applied between the connection point W and the connection point V using a signal from the IC1 to switch the MOSFETs (Q3) and (Q5) to the conductive state, the connection is made as shown in (b). Voltages are applied redundantly with points U and W both on the power supply side and connection point V on the ground side. By this overlap control, when the overlapping voltage application state shown in FIG. 5B is applied, the connection points U and W have the same potential, and no current flows between U and W. For this reason, by changing from the state shown in (a) to the state shown in (c) through the overlapping voltage application state shown in (b), the change in current becomes gentle, and as a result, the change in magnetic flux due to the armature coil current changes. Become calm. For this reason, the change of the repulsive force between the rotor magnetic pole and the armature coil becomes gentle, and the natural vibration sound generated by the repulsive force is also reduced. On the other hand, the period during which effective rotational torque is generated is shortened, and torque generation efficiency is reduced.
[0029]
FIG. 9 shows the overlapping voltage application width (lap margin) of the U-phase, V-phase, and W-phase signals by the overlap control. When switching the voltage application to each connection point of the armature coil, a time width for applying the voltage redundantly is provided.
[0030]
FIG. 10 is a timing chart for outputting a MOSFET output switching control signal based on a signal from the Hall IC. (A) is an input signal from the sensor (Hall IC), and (b) and (c) are MOSFETs. A gate signal is shown.
[0031]
SAH and SAL shown in (a) indicate a signal from the Hall IC 1 and its inverted signal, respectively. Similarly, SBH and SBL indicate a signal from the Hall IC 2 and SCH and SCL respectively indicate a signal from the Hall IC 3 and its inverted signal. With the above six signals, the timing can be finely controlled for every 30 ° rotation of the rotor.
[0032]
AT, BT, and CT shown in (b) indicate gate signals output to the MOSFET on the high side (power supply side) during overlap control, and AB, BB, and CB shown in (c) indicate the low side (ground side). The gate signal output to the MOSFET is shown.
[0033]
In the present embodiment, the timing of the gate signal of the MOSFET is controlled by the falling of the 6 signals of the sensor input. In this case, corresponding to the fall of each sensor signal, the timing corresponding to the next fall (corresponding to 30 ° rotation of the rotor 1) is predicted, and the gate signal of the MOSFET is controlled on / off. At this time, the rotational speed of the rotor is calculated from the time between the falling edges of the sensor signal, and the overlap amount for overlap control corresponding to the rotational speed is obtained. When the gate signals of the high-side and low-side MOSFETs are on / off controlled, overlap control is performed according to the overlap amount to control timing. The same control can be performed using the rising edge of the sensor signal.
[0034]
In the overlap control, even if the switching timing is controlled only for the output of the high-side MOSFET and the output-off timing is delayed, the effect of reducing the natural vibration noise can be obtained, but the switching timing of the output of the low-side MOSFET is also By delaying, the overlap control is performed at the time of switching all the currents of the armature coil, and the natural vibration sound can be further reduced.
[0035]
FIG. 11 shows a correspondence relationship of the overlap control amount (overlap time) with respect to the rotation speed of the motor. Overlap time is set to 670 μsec for motor speeds of 0 to 450 rpm and 450 to 1125 rpm, overlap time of 670 to 75 μsec for motor speeds of 1125 to 1800 rpm, and overlap time of 75 μsec for motor speeds of 1800 rpm and higher, and line control is performed according to the number of revolutions. Do.
[0036]
In the above overlapping broken line control, the overlap time is linearly and continuously changed between 450 to 1125 rpm and between 1125 to 1800 rpm. If the overlap time is changed suddenly, the rotational torque also changes rapidly, causing uneven rotation. To avoid this, the overlap time is changed smoothly and continuously.
[0037]
Overlap time control according to the motor speed is performed by microcomputer software control. For example, when the motor rotation speed is 1800 rpm (cycle: 33.3 msec), the time required for the rotor to rotate 30 degrees is 2.78 msec. The MOSFET gate signal is on / off controlled at a time of 75 μsec.
[0038]
FIG. 12 shows the relationship between the overlap amount and the noise level. When the overlap amount is up to about 150 μsec, the noise level decreases as the overlap amount decreases. As the overlap amount is further reduced, the noise level gradually decreases.
[0039]
FIG. 13 shows the relationship between the overlap amount and the motor efficiency. When the overlap amount is 0, the motor efficiency is maximum, that is, the rotational torque is maximum. The motor efficiency decreases as the overlap amount increases.
[0040]
When the motor rotates at a high speed, the natural vibration sound component is masked by the influence of the blowing sound, and the noise due to the natural vibration sound does not cause a problem. On the other hand, when the motor rotation speed is low, the blowing sound is reduced, so that the natural vibration sound component is relatively increased. For this reason, particularly in the low rotational speed region, the effect of reducing the noise by increasing the overlap amount is great.
[0041]
From the above, by controlling the overlap amount more when the rotor rotation speed is low and controlling the overlap amount less when the rotor speed is high, it is possible to achieve a control that achieves both low noise and high efficiency at the optimum ratio depending on the rotation speed. it can.
[0042]
As described above, by using the brushless motor of the present invention for driving the fan of a vehicle air conditioner, the noise is low when the rotation is low, that is, when the amount of air is low, and when the rotation is high, that is, when the amount of air is large. Energy efficient and high torque rotational force can be obtained by high-efficiency operation, and this can be controlled to an optimal ratio according to the rotational speed to obtain a comfortable air-conditioning environment.
[0043]
Although the present embodiment has been described as a brushless motor for driving a blower fan of a vehicle air conditioner, it can be similarly applied to a radiator cooling fan of a vehicle engine, and further, a blower fan of an indoor air conditioner, etc. Can also be used.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a bottom view of a brushless motor of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a control circuit unit of the brushless motor of the present invention.
FIG. 3A is a timing chart of a control circuit unit of a brushless motor, and FIG. 3B is a diagram showing a connection relationship of MOSFETs.
4A is a diagram illustrating a correspondence relationship between a rotor rotational position and FIG. 4B is a Hall IC signal and a conduction state of a MOSFET.
FIG. 5 is a diagram showing a state of energization of each coil when the Hall IC 3 is switched and a position according to a delay angle of the sensor magnet with respect to the main magnet.
6A shows a case where the rotor rotation angle is 30 degrees, and FIG. 6B shows a correspondence relationship between the Hall IC signal and the conduction state of the MOSFET.
FIG. 7 is a diagram showing a state of energization of each coil at the time of switching Hall IC 1 and a position according to a delay angle of a sensor magnet with respect to a main magnet.
8A and 8B are explanatory diagrams of overlap control according to the present invention, in which FIG. 8A is a voltage application between connection points U and V, FIG. 8B is a connection between connection points U and W on the power supply side, and connection point V is grounded. FIG. 4C is a diagram showing a voltage application state between the connection points W and V. FIG.
FIG. 9 is a diagram showing wrap margins of U-phase, V-phase, and W-phase signals by overlap control.
10A is a timing chart showing an input signal from a sensor (Hall IC), and FIGS. 10B and 10C are timing charts showing MOSFET gate signals.
FIG. 11 is a diagram showing a correspondence relationship of overlap time to motor rotation speed.
FIG. 12 is a diagram illustrating a relationship between an overlap amount and a noise level.
FIG. 13 is a diagram illustrating a relationship between an overlap amount and motor efficiency.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Rotor, 2 ... Main magnet (field permanent magnet), 3 ... Stator, 4a-f ... Armature coil, 5 ... Sensor magnet, 6 ... Shaft, 11 ... Sensor signal detection circuit, 12 ... Microcomputer, 13 ... Motor drive circuit, IC1 to 3 ... Hall IC (magnetic sensor), (1) ... Coil through which double current flows, (2) ... Positive rotation torque generation position, (3) ... Reverse torque generation position.

Claims

モータの内周側に電機子を配置したアウタロータ形のブラシレスＤＣモータにおいて、
ステータ（３）に配置され、電源への接続を切り替えて回転磁界を生成する電機子コイル（４）と、
この電機子コイル（４）に電圧を印加する電源側接続点と接地側接続点とを順次切り替えることによって、前記電機子コイル（４）を流れる電流を切り替えるスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）と、
ロータ（１）に取り付けられた界磁用永久磁石（２）に対し、ロータ（１）と一体に取り付けられ、ロータ（１）の回転位置を示すセンサマグネット（５）と、
前記ステータ（３）に取り付けられ、前記センサマグネット（５）による磁界の方向を検出する磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）と、
この磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）からの磁界方向変化検出を受けて、ロータ（１）の回転速度を算出すると共に、前記電機子コイル（４）の電流切り替え時に、切替前と後の各接続点に重複して電圧を印加するオーバーラップ制御のためのオーバーラップ量を、前記回転速度に応じて、出力するオーバーラップ制御手段（１２ａ）と、
前記磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）からの磁界方向変化検出を受けて、前記オーバーラップ量に応じたオーバーラップ制御を行い、スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）の電流切り替えタイミングを制御するタイミング制御手段（１２ｂ）とを具備し、
前記オーバーラップ制御手段（１２ａ）は、前記ロータ（１）の回転速度が第１の回転速度未満の低速時には前記オーバーラップ量を第１のオーバーラップ量に制御し、
回転速度が第１の回転速度より高い第２の回転速度以上の高速時には前記オーバーラップ量を第１のオーバーラップ量より少ない第２のオーバーラップ量とし、
回転速度が第１の回転速度以上かつ第２の回転速度未満の中速時には回転速度が上昇するにつれて第１のオーバーラップ量から第２のオーバーラップ量へオーバーラップ量を滑らかに減少させるように、回転速度に対するオーバーラップ量の制御を折れ線状とすることを特徴とするブラシレスモータ。In the outer rotor type brushless DC motor in which the armature is arranged on the inner peripheral side of the motor,
An armature coil (4) disposed on the stator (3) and generating a rotating magnetic field by switching connection to a power source;
Switching elements (Q1 to Q6) for switching a current flowing through the armature coil (4) by sequentially switching a power supply side connection point and a ground side connection point for applying a voltage to the armature coil (4);
A sensor magnet (5) attached integrally to the rotor (1) and indicating the rotational position of the rotor (1) with respect to the field permanent magnet (2) attached to the rotor (1);
Magnetic sensors (IC1 to IC3) attached to the stator (3) and detecting the direction of the magnetic field by the sensor magnet (5);
Upon receiving the magnetic field direction change detection from the magnetic sensors (IC1 to IC3), the rotational speed of the rotor (1) is calculated, and at the time of switching the current of the armature coil (4), each connection point before and after switching. Overlap control means (12a) for outputting an overlap amount for overlap control to apply a voltage overlappingly according to the rotational speed,
Timing control means (12b) that receives the magnetic field direction change detection from the magnetic sensors (IC1 to IC3), performs overlap control according to the overlap amount, and controls the current switching timing of the switching elements (Q1 to Q6). ); and a,
The overlap control means (12a) controls the overlap amount to the first overlap amount when the rotational speed of the rotor (1) is a low speed less than the first rotational speed,
When the rotation speed is higher than the second rotation speed higher than the first rotation speed, the overlap amount is set as a second overlap amount smaller than the first overlap amount,
When the rotational speed is a medium speed higher than the first rotational speed and less than the second rotational speed, the overlap amount is smoothly reduced from the first overlap amount to the second overlap amount as the rotation speed increases. The brushless motor is characterized in that the amount of overlap with respect to the rotational speed is controlled by a polygonal line .

前記オーバーラップ制御手段（１２ａ）が、前記電機子コイル（４）の電源側接続点および接地側接続点それぞれの切り替え時に、切替前と後の各接続点に重複して電圧を印加するオーバーラップ制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のブラシレスモータ。The overlap control means (12a) applies an overlapping voltage to each connection point before and after switching when switching between the power supply side connection point and the ground side connection point of the armature coil (4). The brushless motor according to claim 1, wherein control is performed.

前記センサマグネット（５）は、Ｎ極とＳ極とが複数対、ロータ（１）の回転中心に対し均等角度に配置されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のブラシレスモータ。3. The brushless according to claim 1, wherein the sensor magnet has a plurality of pairs of N poles and S poles arranged at an equal angle with respect to the rotation center of the rotor. motor.

前記磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）が、前記ステータ（３）周囲に均等角度にて複数個配置されていることを特徴とする請求項１ないし請求項３に記載のブラシレスモータ。The brushless motor according to any one of claims 1 to 3, wherein a plurality of the magnetic sensors (IC1 to IC3) are arranged at equal angles around the stator (3).