JP4183683B2 - タイミングジッタの小さいアーリーレイト同期装置 - Google Patents

Description

本発明は、電気通信システムに関し、特に、デジタル電気通信受信器の精密同期化方法に関する。本発明はまた、ＣＤＭＡ（符号分割多元接続）システムにおいて使用するデジタル受信器に関する。

現在、ＣＤＭＡアクセス技術は、他のアクセス技術よりもスペクトル効率が高いので、第三世代の移動体通信システム（例えばＵＭＴＳ、ＣＤＭＡ２０００）において幅広く使用されている。

ＣＤＭＡシステムでは、データ系列は、より広いスペクトル幅をもった疑似雑音符号（以下「ＰＮ符号」という）により拡散される。これらのシステムの効率は、受信されたものとローカルで生成されたＰＮ符号との間で正確な位相同期化を連続的に維持する受信器の能力に大きく依存する。

実際、受信されたものとローカルで生成された符号との間で正確な位相同期がないならば、受信器の性能損失は、チップ周期の半分のずれの場合でさえ数ｄＢのオーダーとなる。

この位相同期化操作は、通常は２つのステップ、すなわち符号取得と符号トラッキングにて実行される。この符号取得は、ローカルで生成された符号の位相を入来する符号のチップ持続時間（Ｔ_Ｃ＝１／Ｆ_Ｃ）内にする初期サーチ操作である。符号トラッキングは、入来する符号とローカルで生成された符号との間のチップ境界の精密な整列を達成し維持する操作である。

特に、本発明は、一般にレーキ受信器の形式で実現される受信装置の符号トラッキング部分に関する。

デジタル受信器において重要な構成要素は、アナログ-デジタル変換器（ＡＤＣ）である。いずれにせよ、いくつかの用途においては、サンプリングクロック速度を入来信号と同期させることができない。例えば、これらの用途の一つとして挙げられるのが、互いに非同期ないくつかの信号の総和を受信し単一のアナログ-デジタル変換器でデジタル化するＣＤＭＡ基地局受信器である。これらの場合には、サンプリングクロック位相を変更できないので、各ユーザーについての受信されたＰＮ符号とローカルで生成されたＰＮ符号との間の精密なタイミング同期（すなわち符号トラッキング）が、デジタル方法により達成されなければならない。

符号トラッキング操作は同期化ユニットにより実施される。いくつかのタイプの符号トラッキングループが、実際の用途に広く適用されてきており、最もよく知られた解決策は、いわゆるアーリーレイト（Ｅａｒｌｙ-Ｌａｔｅ）同期装置である。

図１に示すように、この同期化ユニットは、受信器のフロントエンドからベースバンド信号ｙ（ｔ）を入力として受信し、周波数ｆ_ｓ＝Ｎ・Ｆ_Ｃにてチップ当たり少なくとも２サンプル（Ｎ≧２）でオーバーサンプリングされ、レーキ受信器のフィンガーにチップ当たり１サンプル（すなわち最適なサンプル）を与える。レーキ受信器の各フィンガーは、それ自身の同期化ユニットを必要とする。レーキ受信器の異なるフィンガーにより復調される異なるマルチパス成分のタイミングオフセット値は通常は同一でないからである。

正確な値を得るか、少なくとも最適なサンプリング時間ｔ_ｏｐｔに対応した受信信号を近似するために、受信サンプル間でなんらかの補間を実行することにより精密なタイミング同期が達成できる。この技術は周知であり、例えば非特許文献１に記載されている。

この最適なサンプリング時間ｔ_ｏｐｔ（ｔ）は、無線チャンネルの時間変化特性ゆえに時間と共に変化し、受信信号の振幅が最大でかつ同時にシンボル間干渉（ＩＳＩ）が最小である時間に対応する。最適なサンプリング時間に対応して受信信号をサンプリングすることにより、信号対雑音比（ＳＮＲ）を最大にでき、よって受信器の出力にてビット誤り率（ＢＥＲ）を最小にできる。図２に示すように、最適なサンプリング時間は、アイダイアグラム中で最大開口ポイントとして見出せる。

以下では、公知技術に基づいた同期化ユニットの原理を説明する。この説明は実数の信号ｙ（ｔ）の場合に基づいているが、複素数の信号ｙ（ｔ）への拡張は簡単であろう。

この従来技術に記載の同期化ユニット１のブロック図を図３に示す。この構成は、フィードバックループにより動作する。時間的に連続な信号ｙ（ｔ）が、アナログ-デジタル変換器２の入力で受信される。この信号ｙ（ｔ）は、周期Ｔ_Ｃを有しかつ例えば一対のルート・レイズド・コサイン（ＲＲＣ）フィルターにより整形されたパルス系列である。

ここで、ｕ_ｋ＝｛−１，＋１｝は伝送されるチップ系列であり、ｈ（ｔ）は等価レイズド・コサイン（ＲＣ）フィルターのインパルス応答であり次式で示される。

この信号ｙ（ｔ）の片側のバンド幅は

に等しく、ここでαはＲＲＣ整形フィルターのロールオフである。

ＡＤＣ変換器２は、ＡＤＣサンプリング周波数ｆ_ｓ＝１／ｔ_ｓに対応する一様な間隔ｔ_ｓにてｙ（ｔ）のサンプルを取り込む。アナログのベースバンド信号のサンプリングは、様々なサンプリングレートで実行できる。しかしながら、ナイキスト基準は、最小のＡＤＣサンプリングレートが片側信号バンド幅の二倍であること、すなわちｆ_ｓ≧２・Ｂを要求する。

ＡＤＣ変換器２の出力での信号サンプルｙ（ｎ・ｔ_ｓ）＝ｙ（ｎ）は、間隔ｔ_Ｉで補間値ｙ_Ｉ（ｍ・ｔ_Ｉ）＝ｙ_Ｉ（ｍ）を計算する補間器４に与えられる。補間器の目的は、ＡＤＣ変換後の時間分解能を上げることであり、その結果、補間器の出力でのサンプルの時間間隔ｔ_ＩはＡＤＣの出力でのサンプルの時間間隔ｔ_ｓより小さくなる。一般には、

となり、ここでＫは１より大きい整数である。

ＡＤＣの出力にて最適な時間に対応してサンプルｙ（ｎ）が取り込まれないので、同期化ユニットは、まず最適なサンプリング時間

を推定し、次にその時間に対応したｙ（ｔ）の値を計算又は概算しなければならない。それから、この値

は、次の信号処理のために同期化ユニットの出力に与えられる。

デジタル補間によるタイミング同期の原理を、Ｋ＝４の線形補間の場合について図４に示す。

図４の例では、最適なサンプリング時間ｔ_ｏｐｔに対応する信号ｙ（ｔ）は、補間値ｙ_Ｉ（ｍ＋３）で近似される。

この補間値ｙ_Ｉ（ｍ＋３）は次のように計算される。まず、ＡＤＣの出力での２つの連続したサンプルｙ（ｎ）とｙ（ｎ＋１）との間の中間点ｙ_Ｉ（ｍ＋２）を計算する。

同様に、他の２つの補間値ｙ_Ｉ（ｍ＋１）及びｙ_Ｉ（ｍ＋３）を、１つのＡＤＣサンプルと前のステップで計算した補間値ｙ_Ｉ（ｍ＋２）との平均として計算する。

もちろん、さらに複雑な補間方法（例えば放物線、３次式）を用いたり、又は補間器の分解能を上げる（すなわちＫを大きくする）ことにより、最適なサンプリング時間に対応した受信信号の推定をさらに正確にすることもできる。

図３の同期化ユニットもまた、同期化操作に不可欠な他の要素を含む。データフィルター５は、補間されたサンプルを処理し、次の信号処理のために最適なサンプルを選択する。このデータフィルターはフィードバックループ中に示されているが、ループの外に配置することもできる。データフィルターが補間器よりも複雑でありかつ相対的に高いサンプリングレートが補間に用いられる場合には、後ろに配置するのが複雑さの観点から有利と
なり得る。

最適なサンプリング時間ｔ_ｏｐｔは、タイミング誤差検出器ブロック６により推定され、ループフィルター７によりフィルタリングされる。ループフィルターの目的は、最適なサンプリング時間の推定に影響を与え得る雑音の効果を排除することである。最後に、ループフィルターの出力がコントローラ３を駆動し、制御信号を補間器４に与える。

図３に示す同期化ユニットの一般的な構造から開始すると、デジタルＣＤＭＡ受信器の特有の場合におけるその応用を分析できる。

ＣＤＭＡ受信器において符号トラッキング操作を実行する既知の解決策は、いわゆるアーリーレイト同期装置であり、これは例えば非特許文献２に記載されている。

ＣＤＭＡ受信器の同期化のために補間とアーリーレイトの概念を結合した応用は、非特許文献３に見出すことができる。

アーリーレイト同期装置は、受信器マッチドフィルターの出力での信号自己相関の対称性を利用する。

以下では、アーリーレイト同期装置の入力での信号がチップ当たり２サンプル（Ｎ＝２）でサンプリングされることを仮定する。次に、アーリーレイト同期装置の入力での次の２つのサンプルが、Ｔ_Ｃ／２（ここでＴ_Ｃ＝１／Ｆ_Ｃ＝チップ周期）だけ時間分離される。

様々なレートの系列に対して適切な数学的表記を導入するために、チップ周期に関係する離散的な時間指数をｋにより示し、ｅ（ｋ）＝ｅ（ｋ・Ｔ_ｃ）とする。また、拡散ファクターをＳＦで示す。拡散操作前の情報シンボルの周期は、Ｔ_Ｓ＝ＳＦ・Ｔ_Ｃに等しく、このシンボル周期に関係した離散的な時間指数は、（ｋ ｄｉｖ ＳＦ）に等しく、ここでＡ ｄｉｖ ＢはＡとＢの商の整数部分である。

受信チップの各々は、以下の通り定義されるアーリーサンプル、ミドルサンプル及びレイトサンプルにより特徴付けることができる。
アーリーサンプル：最適なサンプリング時間に先行するサンプルである。アーリーサンプルは、同位相及び直角位相の成分についてそれぞれｅ_Ｉ（ｋ）及びｅ_Ｑ（ｋ）で示される。
ミドルサンプル：タイミング誤差の不存在下において、最適サンプルに対応するサンプルか又は受信インパルスｈ（ｔ）のピークに同等に対応するサンプルである。ミドルサンプルは、同位相及び直角位相の成分についてそれぞれｍ_Ｉ（ｋ）及びｍ_Ｑ（ｋ）で示される。
レイトサンプル：最適なサンプリング時間に対して遅延したサンプルである。レイトサンプルは、同位相及び直角位相の成分についてそれぞれｌ_Ｉ（ｋ）及びｌ_Ｑ（ｋ）で示される。所与のチップのレイトサンプルはまた、次のチップのアーリーサンプルである。

図５において、完全なタイミング同期の場合の同位相成分について、アーリーサンプル、ミドルサンプル及びレイトサンプルの定義を明確に示す。図５から、ミドルサンプルはより高いエネルギーと最小のＩＳＩをもったサンプルであることが分かる。したがって、これはデスクランブリング操作及び逆拡散操作のためにレーキフィンガーに与えられなければならない。

さらに、図５から、完全なシステムのインパルス応答が対称的でありかつシステムが完
全なタイミング同期を達成したならば、アーリーサンプルとレイトサンプルのエネルギーが同一であることが分かる。

完全なタイミング同期の２つの条件を次のように表すことができる。
完全なタイミング同期⇒ε_ｍ＝ｍ_Ｉ ^２（ｋ）＋ｍ_Ｑ ^２（ｋ）＝最大
完全なタイミング同期⇒ε_ｅ＝ｅ_Ｉ ^２（ｋ）＋ｅ_Ｑ ^２（ｋ）＝ε_ｌ＝ｌ_Ｉ ^２（ｋ）＋ｌ_Ｑ ^２（ｋ）
ここで、ε_ｅ、ε_ｍ、ε_ｌはそれぞれアーリーサンプル、ミドルサンプル及びレイトサンプルのエネルギーである。

雑音の存在下では、最大エネルギーをもったサンプルの識別は通常は難しい。ピークに対応した信号をサンプリングする代わりに、アーリーレイト同期装置は、第２の条件により最適なサンプリング時間を識別する。この第２の条件とは、アーリー及びレイトサンプルのエネルギーが等しくなければならないこと、換言すれば、２つのエネルギーの差を小さくしてゼロにしなければならないこと（ε_ｅ-ε_ｌ＝０）である。この条件が満たされるとき、アーリーとレイトとの間のサンプル（すなわちミドル）が、レーキフィンガーに与えるのに最適なサンプルである。

ＣＤＭＡシステムではチャンネル上の信号対雑音比が非常に低いことを考慮すると、逆拡散及び積分の操作後にシンボルについて条件ε_ｅ-ε_ｌ＝０を検証しなければならない。ＳＦサンプルの平均をとることにより、アーリーサンプルとレイトサンプルのエネルギーの平均値が得られ、雑音及び他のユーザーからの干渉に起因したエネルギー変動が小さくなる。

従来技術のアーリーレイト同期装置の簡略化したブロック図を、実数のＰＮ（疑似雑音）符号ｃ_ｃ（ｋ）の一般的な場合につき図６に示す。しかしながら、複素ＰＮ符号の場合にも、単に実数の乗算ユニットの各対を１つの複素乗算ユニットに置き換えることにより、同じ構成が有効である。

図６のアーリーレイト同期装置は２つの相関器を使用する。第1の相関器は、逆拡散及び積分及びダンプ操作をアーリーサンプルに対して実行し、第２の相関器は、同じ操作をレイトサンプルに対して実行する。次に、これら２つの相関器の出力は、逆拡散されたシンボルのエネルギーを得るために二乗され、データ系列の変調と伝搬チャンネルにより導入された位相回転とを除去する。最後に、２つの相関器出力の差をとることにより誤差信号ξを計算する。

同位相及び直角位相の成分についての逆拡散、積分、二乗及び総和の操作後、ある一定のタイミング誤差τ＝１−ｔ_ｏｐｔでの誤差信号は、次式により与えられる。
ξ（ｋ ｄｉｖ ＳＦ）＝Ｅ（ｋ ｄｉｖ ＳＦ）−Ｌ（ｋ ｄｉｖ ＳＦ）

図７に、アーリーレイト同期装置の特性を、タイミング誤差τの関数としての誤差信号ξにより示す。通常、アーリーレイト特性は、その特定の形状ゆえにＳ曲線と称される。

図７から分かるのは、タイミングオフセットが存在する場合（τ≠０）には、アーリーレイト同期装置の出力での誤差信号ξはゼロではないので、アーリー、ミドル及びレイトサンプルの時間位置を（誤差の符号に依存して）遅延させるか又は進ませて最適なサンプリング時間を得なければならないことである。

アーリー、ミドル及びレイトサンプルの時間位置を遅延又は進ませることなくそれらの時間位置を細密に調節する別の解決策は、タイミングオフセットτ＝Ｔ_Ｃ／４の特定の場
合について図８及び９に示すように、３つのデジタル補間器を用いることにある。

これらの補間器のうちの２つは、アーリーサンプルＥとレイトサンプルＬを計算するのに用い、第３の補間器は、ミドルサンプルＭ（すなわち最大エネルギーを有する最適なサンプル）を計算するのに用いる。アーリーサンプルとレイトサンプルは、誤差信号ξの計算のために相関器に与えられ、ミドルサンプルは、次の信号処理（デスクランブリング、逆拡散、チャンネル評価及び補償、復号化など）のためにレーキフィンガーに与えられる。

図８のアーリーサンプルＥ、ミドルサンプルＭ及びレイトサンプルＬを参照すれば、線形補間器により、次の２つの値、すなわちアーリーＥとミドルＭ又はミドルＭとレイトＬの間のすべてのサンプルを一定の分解能にて生成できることが分かる。誤差信号がゼロより大きい場合には、最適なサンプリング時間はミドルサンプルＭに対して遅延させ、よって、最適なサンプルの値は、ミドルサンプルＭとレイトサンプルＬの間の線形補間により計算できる。同様に、誤差信号がゼロより小さい場合にも、最適なサンプルは、アーリーサンプルＥとミドルサンプルＭの間の線形補間により計算される。

遅れた又は進んだバージョンのアーリーサンプルＥ及びレイトサンプルＬを計算して、誤差信号を求めるためには、図９から分かるように、前のサンプルＥ-１とミドルサンプルＭとの間のアーリーサンプルＥを補間し、同様に、次のサンプルＬ＋１とミドルサンプルＭとの間のレイトサンプルＬを補間する必要があり得る。したがって、アーリーレイト同期装置に基づいた同期化ユニットは、互いにＴ_Ｃ／２の間隔をあけた入来信号のうちの次の５つのサンプルＥ-１、Ｅ、Ｍ、Ｌ、Ｌ＋１の知識を必要とする。

これら３つの補間器は、アーリー、レイト及びミドルサンプルの時間位置を精密に調整してそれぞれ相関器及びレーキフィンガーに与えるのに用いられる。これらの補間器は、アーリーレイト同期装置の誤差信号ξから導出されるデジタル信号により制御される。このループが負のフィードバックを得るように正しく構成されていれば、本システムは、誤差ゼロ条件に向かって収束することにより誤差信号を自動的に最小化する。最小誤差条件は、ミドルサンプルが最大エネルギーを有するものであること、よって最適なものであることに等しい。

補間された３つのサンプル（アーリー、ミドル及びレイト）の時間位置は、誤差信号が正又は負の場合に、それぞれ時間ファクターδだけ後方又は前方に移動させられる。このファクターδは、補間器の時間分解能を表し、通常はＴ_Ｃ／８に等しい。

このアーリーレイト同期装置は、誤差信号が正確にゼロのとき定常状態に達する閉ループシステムである。実際、本デバイスの有限の算術精度ゆえに、ゼロ値のまわりで誤差信号は正負の交互の値で変動する。

したがって、誤差信号ξの符号から導出される補間器の制御信号は、定常状態値のまわりで振動する。このような挙動により、最適なタイミングの連続的なトラッキングが可能になるが、同時に、ミドルサンプルの時間位置上に望ましくないジッタが導入される。

このタイミングジッタは、システム全体の性能低下をもたらす。このような性能低下を補償する既知の解決策は、補間器の時間分解能を上げることである。それにもかかわらず、この解決策はかなり費用が掛かり、補間を実施するのに必要な数学的な操作のために、一般にデジタル補間器の複雑さはその分解能に比例する。

１つの補間器のこの複雑さは、様々なユーザーの信号を処理するのにこれらの補間器の
多くを必要とする基地局受信器の場合には特に、チップ面積の点で悪い影響を与える。基地局の各レーキフィンガーは６つの補間器を必要とする。すなわち、両方の信号成分（Ｉ及びＱ）に対してアーリー、ミドル及びレイトの６つである。また、各々がＮ_ｆ＝８フィンガーを有する６４の異なるレーキ受信器を備えたＵＭＴＳ基地局を例として考えると、これらの数から、複雑さの低減された補間器を使用することは顕著に有利であることが明らかである。

出願人は、対応するデジタル補間器の時間分解能を上げることなく、ミドル補間器のタイミングジッタを小さくする問題に取り組んできた。

出願人は、誤差信号が正及び負の値の間でゼロ値を中心として行ったり来たりするのは、最適なタイミングの連続的なトラッキングを可能にはするが、同期化操作には何ら積極的に寄与しないことを見出した。これに対し、このような挙動は、ミドルサンプルの位置上にタイミングジッタをもたらし、このことが全体のシステム性能に悪影響を与える。
Ｆ．Ｍ．Ｇａｒｄｎｅｒ，「Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ ｉｎ ｄｉｇｉｔａｌ ｍｏｄｅｍｓ - Ｐａｒｔ Ｉ：Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．４１，ｐｐ．５０２-５０８、１９９３年３月又はＬ．Ｅｒｕｐ，Ｆ．Ｍ．Ｇａｒｄｎｅｒ，「Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ ｉｎ ｄｉｇｉｔａｌ ｍｏｄｅｍｓ - Ｐａｒｔ ＩＩ：Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ」 Ｊｏｈｎ Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ，「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」，第３版，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，ニューヨーク，１９９５年 Ｒ．Ｄｅ Ｇａｕｄｅｎｚｉ，Ｍ．Ｌｕｉｓｅ，「Ａ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｈｉｐ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｌｏｏｐ ｆｏｒ Ｂａｎｄ-Ｌｉｍｉｔｅｄ Ｄｉｒｅｃｔ-Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｓｐｒｅａｄ-Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｉｇｎａｌｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．４１，Ｎｏ．１１，１９９３年１１月

上記のことから、本発明の目的は、タイミングジッタの小さいアーリーレイト同期装置を提供することである。タイミングジッタが小さいおかげで、補間器の分解能を下げることができ、よって本システムが集積化されるシリコンチップの面積を小さくできる。

上記及びその他の目的は、特許請求の範囲に記載の本発明により構成される方法及びデバイスにより達成される。

本発明の概要
出願人は、誤差信号ξから直接導出されるミドル補間器の制御信号を適切にフィルタリングすることにより、該補間器のタイミングジッタを顕著に低減できることを見出した。このため、本デバイスの補間ユニットは、ミドル補間器の制御信号を平滑にする非線形フィルターを備え、この効果が誤差信号の大きさ（絶対値）の実際の低減により発生するときにのみ、制御信号の更新操作を可能とする。逆の場合、時間ｎでの誤差信号の絶対値が時間ｎ-１での誤差信号の絶対値以上であるときは、制御信号の変更は望ましくないジッタに起因しているので、制御信号の前の値に保つのがより好都合であるとみなされる。

本発明による方法及びデバイスにより、補間ミドルサンプル上のタイミングジッタを低減もしくは除去でき、よって、最適なシステム性能を維持しつつ、補間器のアーキテクチャーを簡単化し、システム全体の複雑さを低減できる。

以下、ＦＤＤモード（周波数分割双方向）にて動作するＵＭＴＳ（ユニバーサル移動体通信システム）受信器の特定の場合において、ＵＭＴＳシステムを参照して本発明によるデバイスを詳細に説明する。

図１０には、完全なアーリーレイト同期装置１８を示し、このアーリーレイト同期装置１８は、入力スペクトル拡散信号とローカルで生成された符号との間の精密な整列を維持するためにデジタル通信受信器内で用いることができる。

デバイス１８は、
- 入力スペクトル拡散信号のうち複数の連続したサンプルＥ-１，Ｅ，Ｍ，Ｌ，Ｌ＋１を記憶するための遅延線５６；
- 連続したサンプル間の補間により最適なサンプリング時間に先行する補間アーリーサンプル（ｅ）を求めるための第１のデジタル制御補間器２６；
- 連続したサンプル間の補間により最適なサンプリング時間に対応する補間ミドルサンプル（ｍ）を求めるための第２のデジタル制御補間器２４；
- 連続したサンプル間の補間により最適なサンプリング時間より遅延した補間レイトサンプル（ｌ）を求めるための第３のデジタル制御補間器２８；
- 前記補間アーリーサンプル（ｅ）に逆拡散及び積分及びダンプ操作を行う第１の相関器３２、及び前記補間レイトサンプル（ｌ）に前記と同じ操作を行う第２の相関器３０であって；これら２つの相関器の出力は、逆拡散されたシンボルのエネルギーを得かつ伝搬チャンネルにより導入されたデータ系列の変調及び位相回転を除去するために二乗され；最後に、誤差信号ξが、これら２つの相関器出力の差をとることにより計算される、前記第1及び第２の相関器；
- 一定数のシンボルについて誤差信号ξを平均するためのローパスフィルター２２；
- 誤差信号ξの符号を抽出するための回路２３；
- 内部レジスタ中に誤差信号ξの符号を累積し、制御信号Ｓ_Ｅ，Ｓ_Ｍ，Ｓ_Ｌを生成し、第１デジタル制御補間器２６、第２デジタル制御補間器２４及び第３デジタル制御補間器２８の補間位相を制御するための制御信号発生器６６；
- 前記第２のデジタル制御補間器２４の制御信号Ｓ_Ｍを平滑化するデジタル非線形フィルター６８、
を備える。

後に詳細に説明するように、補間されたアーリー（ｅ）サンプルと補間されたレイト（ｌ）サンプルの間の時間距離は、制御信号Ｓ_Ｅ，Ｓ_Ｍ，Ｓ_Ｌに関連して変化する。

アーリーレイト同期装置１８は、閉ループ制御システムであり、そのバンド幅はチップレートＦ_Ｃに比べて相対的に狭い。一定数のシンボルについて誤差信号ξを平均するのに用いるローパスフィルター２２は、このループバンド幅を決める。正確な符号同期化を維持するためには、このループバンド幅は、相関関数の瞬時の遅延を追跡すべく十分広くしなければならないが、雑音の効果と干渉を排除すべく十分に狭くしなければならない。

したがって、本システムは、誤差ゼロ条件に向かって収束することにより誤差信号を自動的に最小化する。この最小誤差条件は、ミドルサンプルが最大エネルギーを有するもの、よって最適なものであることに等しい。

デジタル制御される補間器２４、２６、２８の各々は、図１１に示すようなデバイスであり、ｙ_Ｅ、ｙ_Ｍ、ｙ_Ｌにより示される３つの入力信号を受け取り、ＳＥＬにより示される制御信号を受け取る。補間器の出力ｙ_ＯＵＴは、４つの入力の関数ｙ_ＯＵＴ＝ｆ（ｙ_Ｅ
，ｙ_Ｍ，ｙ_Ｌ，ＳＥＬ）である。

これらの入力ｙ_Ｅ、ｙ_Ｍ及びｙ_Ｌは、補間されるべきデジタル信号ｙ（ｔ）の３つの連続したサンプル（遅延線５６に記憶されたサンプル）を有し供給される。後に詳細に説明するように、補間されるサンプルの時間位置又は補間位相は、制御信号ＳＥＬにより選択し得る。

ミドルサンプルは、更なるベースバンド処理のためにレーキフィンガーに与えられるが、ビット誤り率（ＢＥＲ）の点で受信器の性能を低下させないように十分な正確さをもって選択されなければならない。

第１のデジタル制御補間器２６及び第３のデジタル制御補間器２８の時間分解能は、第２のデジタル制御補間器２４の時間分解能より低い。図１０に示す実施態様では、入力サンプルの時間間隔はＴ_Ｃ／２であるので、アーリー補間器２６及びレイト補間器２８の時間分解能はＴ_Ｃ／４である一方、ミドル補間器２４の分解能はＴ_Ｃ／８である。

図１２は、時間軸ｔ上の時間間隔がＴ_Ｃ／２の５つの連続した受信信号サンプル５６（Ｅ−１，Ｅ，Ｍ，Ｌ，Ｌ＋１）と、９つの異なるタイミング誤差τ（τ＝-Ｔ_Ｃ／２〜τ＝Ｔ_Ｃ／２）に対応した９つの異なる補間パターンとを示す。図１２では、補間されたアーリーサンプルは、四角のシンボル５０により示され、補間されたミドルサンプルはひし形のシンボル５４により示され、補間されたレイトサンプルは星型のシンボル５２により示される。

図１２から分かるように、アーリー-レイト間隔Δは可変であり、タイミング誤差τの関数として２つの値Ｔ_Ｃ又は３・Ｔ_Ｃ／４を二者択一的にとる。誤差信号のバランスを保証するために、Ｔ_Ｃ／８の分解能で計算される補間ミドルサンプル５４は、常に、アーリー５０サンプルとレイト５２サンプルの間の中間点としてとられる。

Ｔ_Ｃ／８の時間分解能をもったデジタル制御補間器２４の出力値ｙ_ＯＵＴ＝ｆ（ｙ_Ｅ，ｙ_Ｍ，ｙ_Ｌ，ＳＥＬ）を、図１３の表に挙げる。

図１４の表は、時間分解能δ＝Ｔ_Ｃ／４を有するデジタル制御補間器２６、２８の出力値ｙ_ＯＵＴ＝ｆ（ｙ_Ｅ，ｙ_Ｍ，ｙ_Ｌ，ＳＥＬ）を示す。

図１４に示されるように、分解能δ＝Ｔ_Ｃ／４で線形補間を実施するのに必要な数学的な操作は、総和と２による除算（すなわち右シフト）だけなので、このような線形補間器のハードウエアの複雑さは、分解能δ＝Ｔ_Ｃ／８の補間器よりも十分に小さい。

図１５では、１つの信号成分に対するアーリー補間器、ミドル補間器、レイト補間器の完全な構造が示される。この構造は、該信号の同位相成分Iに対して示してあるが、同じ構造が直角位相Q成分に対しても有効である。

これら補間器への制御信号を生成するブロックを、図１０及び図１５中にブロック６６として示す。

制御信号発生器６６は、以下の規則に従って計算した誤差信号ξの符号を入力にて受け取る。

また、制御信号発生器６６は、アーリーサンプル、ミドルサンプル及びレイトサンプルの３つの補間器それぞれに対する制御信号Ｓ_Ｅ、Ｓ_Ｍ及びＳ_Ｌを出力として与える。これらの制御信号は、同位相及び直角位相成分の補間器の両方に対して同じである。

デジタルフィルター６８を通過して補間器２４のＳＥＬ入力に達する制御信号Ｓ_Ｍは、誤差信号の符号を累積することにより得られる（その際、４より大きな値又は-４より小さな値で飽和する）。信号Ｓ_Ｍの生成に用いられるアルゴリズムは次の通りである。
Ｓ_Ｍ（−１）＝０
Ｓ_Ｍ（ｎ）＝Ｓ_Ｍ（ｎ−１）＋ｓｉｇｎ（ξ）
［Ｓ_Ｍ（ｎ）＞４］ならば、Ｓ_Ｍ（ｎ）＝４
［Ｓ_Ｍ（ｎ）＜−４］ならば、Ｓ_Ｍ（ｎ）＝−４

アーリー補間器及びレイト補間器に対するそれぞれの制御信号Ｓ_Ｅ及びＳ_Ｌの値は、図１１及び図１４の表から、制御信号Ｓ_Ｍの関数として導出し得る。特に、タイミングオフセットτの関数としての制御信号Ｓ_Ｅ、Ｓ_Ｌ及びＳ_Ｍの値は、図１６の表に与えられる。

制御信号Ｓ_Ｅ及びＳ_Ｌの表式は、信号Ｓ_Ｍの関数として次式の通り計算できる。

ここで関数

は、引数を最も近い下位整数に近似する。

本発明によると、ブロック６６により生成された信号Ｓ_Ｍは、デジタルフィルター６８によりフィルタリングされる。
フィルター６８は、ミドル補間器２４の制御信号Ｓ_Ｍを平滑にする非線形フィルターである。タイミングジッタは、時間ｎでの誤差信号ξ（ｎ）の絶対値が時間ｎ-１での誤差信号ξ（ｎ-１）の絶対値より小さいときにのみ、制御信号Ｓ_ＯＵＴ、を更新すること、すなわちミドル補間器の位置を更新することにより除去される。このことは、この効果が誤差信号の大きさ（絶対値）の実際の低減により発生するときにのみ、ミドルサンプル（レーキフィンガーに供給）上に作用する補間器の位置を変えるのが好都合であるという事実に基づく。逆の場合、時間ｎでの誤差信号ξ（ｎ）の絶対値が時間ｎ-１での誤差信号ξ（ｎ-１）の絶対値以上であるときは、制御信号Ｓ_ＯＵＴ（ｎ）の変更は、望ましくないジッタに起因しているので、制御信号の前の値Ｓ_ＯＵＴ（ｎ-１）を保つのがより好都合であるとみなす。

図１７にデジタルフィルター６８の構造を詳細に示す。制御信号Ｓ_Ｅ（ｎ）、Ｓ_Ｍ（ｎ）、Ｓ_Ｌ（ｎ）の値に対応して生成されてローパスフィルター２２によりフィルタリングされた時間ｎでの誤差信号＜ξ（ｎ）＞の絶対値（ブロック７０により計算）が、比較器
ブロック７４により、レジスタ７２に記憶された前の誤差＜ξ（ｎ−１）＞の絶対値と比較される。＜ξ（ｎ）＞のモジュールが＜ξ（ｎ−１）＞のモジュールより小さいならば、ミドル補間器の位置が、デジタルフィルター６８の出力Ｓ_ＯＵＴ（ｎ）をＳ_Ｍ（ｎ）の値に設定することにより更新され、そうでなければ、前の出力値Ｓ_ＯＵＴ（ｎ−１）が保持される。

図１７では、ＤＰＣＣＨビット周期Ｔ_Ｂに関係した一時的な指標を「ｎ」で示し、ξ（ｎ）＝ξ（ｎ・Ｔ_Ｂ）であり、ここでＴ_Ｂは、
Ｔ_Ｂ＝Ｔ_Ｃ・ＳＦ_{ＤＰＣＣＨ}
により与えられる。

比較器ブロック７４は、次の式により出力Ｃ_ＯＵＴを生成する。

比較器の出力は、スイッチ７６を制御して、新しい値Ｓ_Ｍ（ｎ）又はレジスタ７８に記憶された前の出力値を選択する。

上記説明したデバイスでは、入力スペクトル拡散信号とローカルで生成された符号との間の精密な整列を維持する方法によってデジタル電気通信受信器における精密同期化が可能となる。該方法は、以下のステップ、すなわち
- 入力スペクトル拡散信号における複数の連続したサンプルＥ−１，Ｅ，Ｍ，Ｌ，Ｌ＋１を遅延線５６に記憶するステップ；
- 第1のデジタル制御補間器２６を用い、入力スペクトル拡散信号のうちの連続したサンプル間の補間により、最適なサンプリング時間に先行する補間アーリーサンプル（ｅ）を求めるステップ；
- 第２のデジタル制御補間器２４を用い、入力スペクトル拡散信号のうちの連続したサンプル間の補間により、最適なサンプリング時間に対応する補間ミドルサンプル（ｍ）を求めるステップ；
- 第３のデジタル制御補間器２８を用い、入力スペクトル拡散信号のうちの連続したサンプル間の補間により、最適なサンプリング時間より遅延した補間レイトサンプル（ｌ）を求めるステップ；
- 前記補間アーリーサンプル（ｅ）と前記補間レイトサンプル（ｌ）から計算されるシンボルのエネルギー差として誤差信号ξを計算するステップ；
- 誤差信号ξから、第２のデジタル制御補間器２４の補間位相を制御するための制御信号Ｓ_ＯＵＴを生成するステップ
を含む。

特に最後のステップ、すなわち制御信号Ｓ_ＯＵＴを生成するステップは、
- ブロック６６により誤差信号ξの符号を抽出するステップ；
- 誤差信号ξの符号を累積して中間の制御信号Ｓ_Ｍを生成するステップ；
- ブロック７０により時間ｎでの誤差信号ξの絶対値|ξ|を計算するステップ；
- 時間ｎでの誤差信号ξの絶対値|ξ（ｎ）|を前の時間ｎ-１での誤差信号ξの絶対値|ξ（ｎ−１）|と比較するステップ；
- 時間ｎでの誤差信号の絶対値|ξ（ｎ）|が時間ｎ-１での同じ誤差信号の絶対値|ξ（ｎ−１）|より小さいならば、制御信号Ｓ_ＯＵＴを中間の制御信号Ｓ_Ｍの値に更新し、そうでなければ、制御信号Ｓ_ＯＵＴの値を変えずに維持するステップ、
を含む。

誤差信号ξの絶対値|ξ|を比較するステップは、
- 誤差信号ξの絶対値|ξ（ｎ−１）|を第1のレジスタ７２に記憶し、少なくとも誤差信号ξの新しい絶対値|ξ（ｎ）|が計算されるまではこの絶対値|ξ（ｎ−１）|をレジスタ７２に維持するステップ；
- 誤差信号ξの新しい絶対値|ξ（ｎ）|をレジスタ７２に記憶された絶対値|ξ（ｎ−１）|と比較し、前に記憶された絶対値|ξ（ｎ−１）|に上書きして新しい絶対値|ξ（ｎ）|をレジスタ７２に記憶するステップ、
を含む。

制御信号Ｓ_ＯＵＴを更新するステップは、：
- 前の出力信号の値Ｓ_ＯＵＴ（ｎ-１）を第２のレジスタ７８に記憶し、その値を、少なくとも中間制御信号Ｓ_Ｍの新しい値が計算されるまではレジスタ７８に維持するステップ；
- 時間ｔでの誤差信号の絶対値|ξ|が時間ｔ-１での同じ誤差信号の絶対値|ξ（ｎ−１）|より小さいならば、中間制御信号Ｓ_Ｍの新しい値によりレジスタ７８に記憶された前の出力信号の値Ｓ_ＯＵＴ（ｎ-１）を上書きし、そうでなければ、レジスタ７８に記憶された値を変えずに維持するステップ、
を含む。

レーキ受信器の従来技術のモジュールのブロック図である。 最適なサンプリング時間を示すアイダイアグラムの例である。 従来技術の同期化ユニットのブロック図である。 信号補間によるタイミング同期化を示すグラフである。 受信信号上のアーリー、ミドル及びレイトサンプルを示すグラフである。 アーリーレイト同期装置の簡単化されたブロック図である。 アーリーレイト同期装置中の誤差信号のグラフである。 補間を利用するデジタルアーリーレイト同期装置の公知の原理を示す。 補間を利用するデジタルアーリーレイト同期装置の公知の原理を示す。 フィードバックループを備えた本発明によるデジタルアーリーレイト同期装置の完全なブロック図である。 図１０の同期装置中で用いられデジタル制御される補間器である。 本発明によるアーリー-レイト間隔をタイミング誤差τの関数として示す図である。 本発明による線形補間を実施するのに必要な数学的な操作を示す表である。 本発明による線形補間を実施するのに必要な数学的な操作を示す表である。 本発明による補間器の完全な構造のブロック図である。 図１５の補間器の制御信号の値を示す表である。 図１５の補間器の構造中に用いられるデジタルフィルターのブロック図である。

符号の説明

１８ アーリーレイト同期装置
２２ ローパスフィルター
２３ 符号抽出回路
２４ 第２デジタル制御補間器
２６ 第１デジタル制御補間器
２８ 第３デジタル制御補間器
３０ 第２相関器
３２ 第1相関器
３６ レーキフィンガー
５６ 遅延線
６６ 制御信号発生器
６８ デジタルフィルター

Claims (8)

1. 入力スペクトル拡散信号とローカルで生成された符号との間の精密な整列を維持する符号トラッキング操作を含んだデジタル電気通信受信器の精密同期化方法であって、
   - 前記入力スペクトル拡散信号における複数の連続したサンプル（Ｅ−１，Ｅ，Ｍ，Ｌ，Ｌ＋１）を遅延線（５６）に記憶するステップ；
   - 第１のデジタル制御補間器（２６）を用い、前記入力スペクトル拡散信号のうちの連続したサンプル間の補間により、最適なサンプリング時間に先行する補間アーリーサンプル（ｅ）を求めるステップ；
   - 第２のデジタル制御補間器（２４）を用い、前記入力スペクトル拡散信号のうちの連続したサンプル間の補間により、前記最適なサンプリング時間に対応する補間ミドルサンプル（ｍ）を求めるステップ；
   - 第３のデジタル制御補間器（２８）を用い、前記入力スペクトル拡散信号のうちの連続したサンプル間の補間により、前記最適なサンプリング時間より遅延した補間レイトサンプル（ｌ）を求めるステップ；
   - 前記補間アーリーサンプル（ｅ）及び前記補間レイトサンプル（ｌ）から計算されるシンボルのエネルギー差として誤差信号（ξ）を計算するステップ；
   - 前記誤差信号（ξ）から、前記第2のデジタル制御補間器（２４）の補間位相を制御するための制御信号（Ｓ_ＯＵＴ）を生成するステップ；
   を含み、前記制御信号（Ｓ_ＯＵＴ）を生成するステップが、
   - 前記誤差信号（ξ）の符号を抽出するステップ；
   - 前記誤差信号（ξ）の前記符号を累積して中間の制御信号（Ｓ_Ｍ）を生成するステップ；
   - 時間ｎでの前記誤差信号（ξ）の絶対値|ξ|を計算するステップ；
   - 前記時間ｎでの前記誤差信号（ξ）の前記絶対値（|ξ（ｎ）|）を前の時間ｎ-１での前記誤差信号（ξ）の絶対値（|ξ（ｎ−１）|）と比較するステップ；
   - 時間ｎでの前記誤差信号の絶対値（|ξ（ｎ）|）が時間ｎ-１での同じ誤差信号の絶対値（|ξ（ｎ−１）|）より小さいならば、前記制御信号（Ｓ_ＯＵＴ）を前記中間の制御信号（Ｓ_Ｍ）の値に更新し、そうでなければ、前記制御信号（Ｓ_ＯＵＴ）の値を変えずに維持するステップ、
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記誤差信号（ξ）の前記符号を累積する前記ステップにおいて、累積された値が正の飽和値＋４と負の飽和値−４を有することが規定される、請求項１に記載の方法。
3. 前記誤差信号（ξ）の前記絶対値（|ξ（ｎ）|）を比較する前記ステップが、
   - 前記誤差信号（ξ）の絶対値（|ξ（ｎ−１）|）を第１のレジスタ（７２）に記憶し、前記絶対値（|ξ（ｎ−１）|）を、少なくとも前記誤差信号（ξ）の新しい絶対値（|ξ（ｎ）|）が計算されるまでは前記レジスタ（７２）に維持するステップ；
   - 前記誤差信号（ξ）の前記新しい絶対値（|ξ（ｎ）|）を前記第１のレジスタ（７２）に記憶された絶対値（|ξ（ｎ−１）|）と比較し、前に記憶された絶対値（|ξ（ｎ−１）|）に上書きして前記新しい絶対値（|ξ（ｎ）|）を前記第1のレジスタ（７２）に記憶するステップ、
   を含む請求項１に記載の方法。
4. 前記制御信号（Ｓ_ＯＵＴ）を更新する前記ステップが、
   - 前の制御信号の値（Ｓ_ＯＵＴ（ｎ-１））を第２のレジスタ（７８）に記憶し、この値を、少なくとも前記中間の制御信号（Ｓ_Ｍ）の新しい値が計算されるまでは前記第２のレジスタ（７８）に維持するステップ；
   - 時間ｔでの前記誤差信号の絶対値（|ξ（ｎ）|）が時間ｔ-１での同じ誤差信号の絶対
   値（|ξ（ｎ−１）|）より小さいならば、前記中間の制御信号（Ｓ_Ｍ）の新しい値により前記第２のレジスタ（７８）に記憶された前記制御信号（Ｓ_ＯＵＴ（ｎ））の値に上書きし、そうでなければ、前記第２のレジスタ（７８）に記憶された値を変えずに維持するステップ、
   を含む請求項１に記載の方法。
5. 入力スペクトル拡散信号とローカルで生成された符号との間の精密な整列を維持するためのデバイスを備えたデジタル通信受信器であって、該デバイスは、
   - 前記入力スペクトル拡散信号のうち複数の連続したサンプル（Ｅ-１，Ｅ，Ｍ，Ｌ，Ｌ＋１）を記憶するための遅延線（５６）；
   - 前記遅延線（５６）に記憶された連続したサンプル間の補間により、最適なサンプリング時間に先行する補間アーリーサンプル（ｅ）を求めるための第１のデジタル制御補間器（２６）；
   - 前記遅延線（５６）に記憶された連続したサンプル間の補間により、前記最適なサンプリング時間に対応する補間ミドルサンプル（ｍ）を求めるための第２のデジタル制御補間器（２４）；
   - 前記遅延線（５６）に記憶された連続したサンプル間の補間により、前記最適なサンプリング時間より遅延した補間レイトサンプル（ｌ）を求めるための第３のデジタル制御補間器（２８）；
   - 前記補間アーリーサンプル（ｅ）と前記補間レイトサンプル（ｌ）から計算されるシンボルのエネルギー差として誤差信号（ξ）を計算するための少なくとも１つの相関器（３０、３２、２２）；
   - 前記第２のデジタル制御補間器２４の補間位相を制御するための制御信号（Ｓ_ＯＵＴ）を生成する回路；
   を備え、制御信号（Ｓ_ＯＵＴ）を生成する前記回路が、
   - 前記誤差信号（ξ）の符号を抽出する回路（２３）；
   - 前記誤差信号（ξ）の前記符号をレジスタに累積して中間の制御信号（Ｓ_Ｍ）を生成する回路（６６）；
   - 時間ｎでの前記誤差信号（ξ）の絶対値（|ξ（ｎ）|）を計算する回路（７０）；
   - 前期時間ｎでの前記誤差信号（ξ）の前記絶対値（|ξ（ｎ）|）を前の時間ｎ-１での前記誤差信号（ξ）の絶対値（|ξ（ｎ−１）|）と比較する少なくとも１つの比較器（７２、７４）；
   - 時間ｎでの前記誤差信号の絶対値（|ξ（ｎ）|）が時間ｎ-１での同じ誤差信号の絶対値（|ξ（ｎ−１）|）よりも小さいならば、前記制御信号（Ｓ_ＯＵＴ）を前記中間の制御信号（Ｓ_Ｍ）の値に更新し、そうでなければ、前記制御信号（Ｓ_ＯＵＴ）の値を変えずに維持する制御可能スイッチ（７６、７８）、
   を備えることを特徴とするデジタル通信受信器。
6. 前記誤差信号（ξ）の符号が累積される前記レジスタが、正の飽和値＋４と負の飽和値−４を有する、請求項５に記載のデジタル通信受信器。
7. 前記誤差信号（ξ）の前記絶対値（|ξ（ｎ）|）を比較する前記少なくとも１つの比較器（７２、７４）が、
   - 時間ｎ-１での前記誤差信号（ξ）の絶対値（|ξ（ｎ−１）|）を記憶し、その絶対値（|ξ（ｎ−１）|）を、少なくとも前記誤差信号（ξ）の新しい絶対値（|ξ（ｎ）|）が計算されるまでは前記レジスタ（７２）に維持する第１のレジスタ（７２）；
   - 前記誤差信号（ξ）の前記新しい絶対値（|ξ（ｎ）|）を前記第１のレジスタ（７２）に記憶された絶対値（|ξ（ｎ−１）|）と比較し、前記新しい絶対値（|ξ（ｎ）|）が前記前に記憶された絶対値（|ξ（ｎ−１）|）よりも小さいか否かを示す信号（Ｃ_ＯＵＴ）を発生する比較器（７４）、
   を備える、請求項５に記載のデジタル通信受信器。
8. 前記制御信号（Ｓ_ＯＵＴ）を更新するための前記制御可能スイッチ（７６、７８）が、
   - 前の制御信号の値（Ｓ_ＯＵＴ（ｎ-１））を記憶し、その値を、少なくとも前記中間の制御信号（Ｓ_Ｍ）の新しい値が計算されるまでは前記レジスタ（７８）に維持する第２のレジスタ（７８）；
   - 前記比較器（７４）により発生された信号（Ｃ_ＯＵＴ）により制御されるスイッチ（７６）であって、前記新しい絶対値（|ξ（ｎ）|）が前記前に記憶された絶対値（|ξ（ｎ−１）|）よりも小さいならば、前記第２のレジスタ（７８）に前記制御信号の新しい値（Ｓ_ＯＵＴ（ｎ））を記憶し、その条件が確認されないならば、同レジスタ（７８）に記憶された値を変えずにおく前記スイッチ（７６）、
   を備える、請求項７に記載のデジタル通信受信器。