JP4171869B2 - ヘテロダイン受信機 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ヘテロダイン受信機およびＩＣに関する。
【０００２】
日本における地上デジタル音声放送は、ISDB-TSBなどと呼ばれる方式が採用されている。このISDB-TSBにおいては、デジタルオーディオデータなどの複数のデジタルデータを同時に放送するものであるが、テレビ放送における１チャンネル分の伝送帯域が13個の帯域（ＯＦＤＭセグメント）に分割され、そのＯＦＤＭセグメントごとに、伝送する情報が設定される方式である（以下、ＯＦＤＭセグメントを単に「セグメント」と略称する）。
【０００３】
そして、ISDB-TSBの伝送パラメータは、
セグメントの帯域幅：432ｋHz
伝送帯域幅 ：5616ｋHz（13セグメント分）
変調方式 ：ＯＦＤＭ
キャリア変調方式 ：ＤＱＰＳＫなど
多重化方式 ：ＭＰＥＧ−２システム
音声符号化方式 ：ＡＡＣ
とされている。また、ISDB-TSB放送には、１個あるいは３個のセグメントが使用される。そして、ISDB-TSB放送は、現行のＶＨＦのテレビ放送帯の空きチャンネルを使用して行われる予定である。
【０００４】
図９Ａは、セグメントの周波数配置の例を示すもので、第（ｍ−１）チャンネルおよび第（ｍ＋１）チャンネルでテレビ放送が行われ、第ｍチャンネルがテレビ放送では空きチャンネルの場合である。そして、第ｍチャンネルでISDB-TSB放送が行われるものであり、この第ｍチャンネルにおいて、13個のセグメント＃１〜＃１３が連結して送信される。
【０００５】
なお、このとき、セグメント＃１〜＃１３の占める帯域幅は、5616ｋHz（＝432ｋHz×13）であるから、第ｍチャンネルの周波数範囲のうち、セグメント＃１ よりも低域側の周波数範囲およびセグメント＃１３よりも高域側の周波数範囲の一方、あるいは図９Ａに示すように、両方は、信号の存在しない区間となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、スーパーヘテロダイン方式の受信機においては、中間周波数を低くすると、選択度特性を改善しやすくなるので、ISDB-TSB受信機においても、中間周波数を低くすることが考えられる。しかし、中間周波数を低くすると、イメージ周波数が受信バンドに含まれようになってしまう。
【０００７】
図９Ｂ、Ｃは、ISDB-TSB受信機において、中間周波数を500ｋHzとした場合の イメージ周波数を示す。すなわち、図９Ｂに示すように、セグメント＃１を受信するときには、その中心周波数よりも500ｋHzだけ高い周波数を、局部発振信号 ＳLOの周波数に設定することになるが、このとき、図９Ｂに斜線を付けた周波数範囲、すなわち、セグメント＃１の中心周波数よりも中間周波数の２倍の１ＭHzだけ高い周波数を中心とする432ｋHzの周波数範囲が、イメージ周波数の範囲と なる。したがって、セグメント＃１を受信するときには、同じ第ｍチャンネルのセグメント＃３、＃４の一部がイメージ妨害信号となってしまう。
【０００８】
また、図９Ｃに示すように、セグメント＃１３を受信するときには、その中心周波数よりも500ｋHz高い周波数を、局部発振信号ＳLOの周波数に設定することになるが、このとき、図９Ｃに斜線を付けた周波数範囲、すなわち、セグメント＃１３の中心周波数よりも１ＭHzだけ高い周波数を中心とする432ｋHzの周波数範囲が、イメージ周波数の範囲となる。したがって、セグメント＃１３を受信するときには、第（ｍ＋１）チャンネルの映像搬送信号の一部がイメージ妨害信号となってしまう。
【０００９】
そして、セグメント＃２〜＃１２を受信するときも同様で、受信するセグメントの中心周波数よりも１ＭHzだけ高い周波数を中心とする432ｋHzの周波数範囲 が、イメージ周波数の範囲となる。したがって、セグメント＃２〜＃１２を受信するときには、同じ第ｍチャンネルの他のセグメントの一部、あるいは第（ｍ＋１）チャンネルの映像搬送信号の一部がイメージ妨害信号となってしまう。
【００１０】
そして、一般に、受信信号にイメージ妨害信号が含まれる場合には、そのイメージ妨害信号の除去回路やキャンセル回路を設けてイメージ妨害特性を改善している。例えば、アンテナ同調回路を設けてイメージ妨害信号を除去したり、デュアルコンバージョン方式（ダブルスーパーヘテロダイン方式）に構成して第１中間周波フィルタによりイメージ妨害信号を除去したりしている。また、イメージ妨害信号とは逆相の信号を形成し、この逆相信号によりイメージ妨害信号をキャンセルしたりしている。
【００１１】
しかし、アンテナ同調回路や第１中間周波フィルタによりイメージ妨害信号を除去するときには、ＩＣに対する外付け部品が増加したり、回路規模が大きくなったりするので、結果としてコストの上昇を招いてしまう。しかも、上記のようにＶＨＦ帯であって、イメージ周波数が目的とするセグメントの周波数に近接している場合には、アンテナ同調回路や第１中間周波フィルタを、かなり急峻なバンドパス特性としなければならず、この点からもコストが上昇してしまう。
【００１２】
また、逆相信号によりイメージ妨害信号をキャンセルするときには、回路のバランスに高い精度が要求され、通常では、40dB前後のイメージ減衰比を実現するのが限界である。このため、イメージ妨害信号のレベルが大きいときには、イメージ妨害信号をキャンセルしきれず、妨害信号として出力されてしまう。
【００１３】
また、図１０は、ISDB-TSB放送に３個のセグメントを使用する場合を示し、このため、中間周波数を１ＭHzとした場合の周波数関係を示す。なお、図１０Ａ〜Ｃは、図９Ａ〜Ｃと対応する。
【００１４】
そして、この図１０にも示すように、３個のセグメントを受信する場合にも、同じ第ｍチャンネルの他のセグメント、あるいは第（ｍ＋１）チャンネルの映像搬送信号の一部がイメージ妨害信号となってしまう。したがって、この場合にも、イメージ妨害を受けてしまい、そのイメージ妨害を避けるためには、コストが上昇してしまう。
【００１５】
この発明は、以上のような点にかんがみ、イメージ妨害を自動的に軽減できるヘテロダイン方式の受信機を提供しようとするものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この発明においては、
１つのチャンネルを複数のセグメントに分割するとともに、この分割したセグメントの１つあるいは複数によりデジタル信号を送信するようにしたデジタル放送をヘテロダイン方式により受信するときの上記ヘテロダイン方式をアッパーヘテロダイン方式あるいはローアーヘテロダイン方式に切り換える第１の切り換え回路と、
受信信号を、目的とする受信周波数の信号ＳRXと、そのイメージ周波数の信号ＳUDとに切り換える第２の切り換え回路と、
中間周波信号が供給されて受信中の信号の受信レベルを検出し、その検出信号を出力するレベル検出回路と、
上記検出信号にしたがって上記第１および第２の切り換え回路を制御する制御回路と
を有し、
上記第１の切り換え回路は、
位相が互いに 90 °異なる１対の局部発振信号を形成する回路と、
上記１対の局部発振信号により目的とする受信信号をそれぞれ中間周波信号に周波数変換する１対のミキサ回路と、
この１対のミキサ回路の各出力信号が供給され、互いに 90 °の位相差を有する１対の移相回路と、
この１対の移相回路の出力信号が供給される演算回路と
を有するとともに、
上記１対の局部発振信号の局部発振周波数を、上記目的とする受信周波数の方向に、上記中間周波数の２倍の大きさだけシフトし、かつ、上記演算回路における演算を加算あるいは減算に切り換えることにより、上記ヘテロダイン方式を上記アッパーヘテロダイン方式あるいは上記ローアーヘテロダイン方式に切り換える
構成とされ、
ＵRX：上記ヘテロダイン方式がアッパーヘテロダイン方式（あるいは上記ローアーヘテロダイン方式）の場合に、上記目的とする受信周波数の信号ＳRXを受信したときの上記検出信号の検出レベル
ＵUD：上記ヘテロダイン方式がアッパーヘテロダイン方式（あるいは上記ローアーヘテロダイン方式）の場合に、上記イメージ周波数の信号ＳUDを受信したときの上記検出信号の検出レベル
ＬRX：上記ヘテロダイン方式がローアーヘテロダイン方式（あるいは上記アッパーヘテロダイン方式）の場合に、上記目的とする受信周波数の信号ＳRXを受信したときの上記検出信号の検出レベル
ＬUD：上記ヘテロダイン方式がローアーヘテロダイン方式（あるいは上記アッパーヘテロダイン方式）の場合に、上記イメージ周波数の信号ＳUDを受信したときの上記検出信号の検出レベル
とするとき、
上記制御回路の制御が、
上記目的とする受信周波数について、上記ヘテロダイン方式をアッパーヘテロダイン方式（あるいは上記ローアーヘテロダイン方式）に切り換え、
この切り換え状態で、受信信号を、上記目的とする受信周波数の信号Ｓ RX と、上記イメージ周波数の信号Ｓ UD とに切り換えるとともに、
これら信号Ｓ RX 、Ｓ UD における上記検出レベルＵ RX と、上記検出レベルＵ UD とをそれぞれ検出して第１のレベル比較を行い、
この第１のレベル比較の結果、上記検出レベルＵ RX が、上記検出レベルＵ UD よりも大きいときには、上記受信信号を、上記アッパーヘテロダイン方式（あるいは上記ローアーヘテロダイン方式）により受信する状態に設定し、
上記第１のレベル比較の結果、上記検出レベルＵ RX が、上記検出レベルＵ UD よりも小 さいときには、上記受信信号を、上記ローアーヘテロダイン方式（あるいは上記アッパーヘテロダイン方式）により受信する状態に切り換え、
この切り換え状態で、上記受信信号を、上記目的とする受信周波数の信号Ｓ RX と、上記イメージ周波数の信号Ｓ UD とに切り換えるとともに、
これら信号Ｓ RX 、Ｓ UD における上記検出レベルＬ RX と、上記検出レベルＬ UD とをそれぞれ検出して第２のレベル比較を行い、
この第２のレベル比較の結果、上記検出レベルＬ RX が、上記検出レベルＬ UD よりも大きいときには、上記受信信号を、上記ローアーヘテロダイン方式（あるいは上記アッパーヘテロダイン方式）により受信する状態に設定し、
上記第２のレベル比較の結果、上記検出レベルＬ RX が、上記検出レベルＬ UD よりも小さいときには、上記検出レベルＵ UD と上記検出レベルＬ UD との第３のレベル比較を行い、
この第３のレベル比較の結果、上記検出レベルＵ UD が、上記検出レベルＬ UD よりも大きいときには、上記受信信号を、上記ローアーヘテロダイン方式（あるいは上記アッパーヘテロダイン方式）により受信する状態に設定し、
上記第３のレベル比較の結果、上記検出レベルＵ UD が、上記検出レベルＬ UD よりも小さいときには、上記受信信号を、上記アッパーヘテロダイン方式（あるいは上記ローアーヘテロダイン方式）により受信する状態に設定する
制御であるようにしたヘテロダイン受信機
とするものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
ところで、ISDB-TSB受信機が任意のセグメントを受信する場合に、図９Ｃに示すように、アナログ信号（映像搬送信号など）がイメージ妨害信号となるときには、上述のように、イメージ妨害排除比が40dB程度では不足する。しかし、実験などによると、図９Ｂに示すように、デジタル信号（セグメントなど）がイメージ妨害信号となるときには、イメージ妨害排除比が28dB以上あれば、目的とするセグメントを問題なく正常に受信できることを確認できた。
【００１８】
この発明は、このような点に着目し、ISDB-TSB受信機の場合であれば、セグメントを受信するとき、イメージ妨害を与えるアナログ信号がイメージ周波数の範囲に入らないように、ヘテロダイン方式を、アッパーヘテロダイン方式あるいはローアーヘテロダイン方式に切り換えるものである。
【００１９】
図１は、この発明を適用したISDB-TSB受信回路の一例を示すもので、この例においては、ISDB-TSB放送の行われているチャンネルのうちの任意のチャンネルから、任意の１個のセグメントを選択して受信する場合である。なお、図１において、鎖線で囲った部分１０が１チップＩＣにＩＣ化される。
【００２０】
そして、ISDB-TSBの放送波信号がアンテナ４１により受信され、その受信信号が、例えば、ＳＡＷフィルタにより構成されたバンドパスフィルタ４２Ｌ、４２Ｈに供給される。この場合、バンドパスフィルタ４２Ｌは、ローバンド（第１〜第３チャンネル、すなわち、90ＭHz〜108ＭHz）を通過帯域とし、バンドパスフ ィルタ４２Ｈは、ハイバンド（第４〜第12チャンネル、すなわち、170ＭHz〜222ＭHz）を通過帯域とするものである。したがって、フィルタ４２Ｌ、４２Ｈからは、ローバンドおよびハイバンドのISDB-TSBの放送波信号（およびテレビ放送の放送波信号）が取り出される。
【００２１】
そして、これらフィルタ４２Ｌ、４２Ｈの出力信号が高周波アンプ１１Ｌ、１１Ｈを通じてスイッチ回路３１に供給される。このスイッチ回路３１は、システム制御用のマイクロコンピュータ４６からの制御信号ＳCHにより切り換え制御され、ローバンドの受信時には、バンドパスフィルタ４２Ｌの出力信号を取り出し、ハイバンドの受信時には、バンドパスフィルタ４２Ｈの出力信号を取り出すものである。また、アンプ１１Ｌ、１１Ｈの出力端には、ローバンドおよびハイバンドをそれぞれ同調帯域とする段間同調回路４３Ｌ、４３Ｈが接続される。
【００２２】
こうして、スイッチ回路３１からは、ローバンドあるいはハイバンドのISDB-TSBの放送波信号が選択されて取り出され、この取り出されたISDB-TSBの放送波信号が、ミキサ回路１２Ｉ、１２Ｑに供給される。
【００２３】
また、ＶＣＯ２１において、所定の周波数の発振信号ＳVCOが形成される。こ のＶＣＯ２１は、局部発振信号を形成するためのものであり、ＰＬＬ２０の一部を構成している。すなわち、ＶＣＯ２１の発振信号ＳVCOが可変分周回路２２に 供給されて１／Ｎの周波数の信号に分周され、この分周信号が位相比較回路２３に供給されるとともに、形成回路２４から安定した周波数の交番信号が取り出され、この信号が位相比較回路２３に基準信号として供給される。
【００２４】
そして、位相比較回路２３の比較出力がループフィルタ４５に供給されて可変分周回路２２の出力信号と、形成回路２４の出力信号との位相差に対応してレベルの変化する直流電圧が取り出され、この直流電圧がＶＣＯ２１の共振回路２１Ａに発振周波数の制御電圧として供給される。
【００２５】
したがって、ＶＣＯ２１の発振周波数は、形成回路２４の出力信号の周波数のＮ倍となるので、マイクロコンピュータ４６により分周比Ｎを制御すれば、ＶＣＯ２１の発振信号ＳVCOの周波数を変更することができる。
【００２６】
そして、このＶＣＯ２１の発振信号ＳVCOが分周回路２５に供給されて1/2の周波数で、かつ、位相が互いに90°異なる分周信号ＳHI、ＳHQに分周され、これら信号ＳHI、ＳHQがスイッチ回路３２Ｉ、３２Ｑに供給される。さらに、分周信号ＳHI、ＳHQが分周回路２６に供給されて1/2の周波数で、かつ、位相が互いに90 °異なる分周信号ＳLI、ＳLQに分周され、これら信号ＳLI、ＳLQがスイッチ回路３２Ｉ、３２Ｑに供給される。
【００２７】
そして、スイッチ回路３２Ｉ、３２Ｑが制御信号ＳCHによりスイッチ回路３１に連動して切り換え制御され、ローバンドの受信時には、信号ＳLI、ＳLQが取り出されてミキサ回路１２Ｉ、１２Ｑに局部発振信号ＳLOI、ＳLOQとして供給され、ハイバンドの受信時には、信号ＳHI、ＳHQが取り出されてミキサ回路１２Ｉ、１２Ｑに局部発振信号ＳLOI、ＳLOQとして供給される。
【００２８】
ここで、図２Ａに示すように、
ＳRX：受信を希望するセグメント（受信信号）
ＳUD：イメージ妨害信号
とし、簡単のため、

とする。なお、イメージ妨害信号ＳUDは、図９により説明したように、主として、テレビ放送波信号（映像搬送信号）あるいはISDB-TSBの放送波信号（同一チャンネルの他のセグメント）である。
【００２９】
また、局部発振信号ＳLOI、ＳLOQについて、

とする。
【００３０】
ただし、
ωIF＝２πｆIF
ｆIF：中間周波数。例えば、500ｋHz
とすれば、アッパーヘテロダイン方式の場合には、図２Ａにも示すように、
ｆRX＝ｆLO−ｆIF
ｆUD＝ｆLO＋ｆIF
である。
【００３１】
したがって、ミキサ回路１２Ｉ、１２Ｑからは、次のような信号ＳIFI、ＳIFQが出力される。すなわち、

の信号ＳIFI、ＳIFQが取り出される。
【００３２】
そして、後述するように、これら信号ＳIFI、ＳIFQのうち、角周波数（ωRX−ωLO）、（ωUD−ωLO）の信号成分が、中間周波フィルタにより中間周波信号として取り出され、角周波数（ωRX＋ωLO）、（ωUD＋ωLO）の信号成分は、中間周波フィルタにより除去されるので、簡単のため、除去される角周波数（ωRX＋ωLO）、（ωUD＋ωLO）の信号成分を無視する。すると、上式は、
ＳIFI＝α・cos（ωRX−ωLO）ｔ＋β・cos（ωUD−ωLO）ｔ
ＳIFQ＝α・sin（ωRX−ωLO）ｔ＋β・sin（ωUD−ωLO）ｔ
となる。
【００３３】
そして、希望するセグメントをアッパーヘテロダイン方式で受信している場合には、図２Ａの周波数関係となるので、

となる。
【００３４】
そして、これら信号ＳIFI、ＳIFQが、移相回路１３Ｉ、１３Ｑに供給される。この移相回路１３Ｉ、１３Ｑは、例えば、コンデンサ、抵抗器およびオぺアンプを使用したアクティブフィルタにより構成され、移相回路１３Ｉが信号ＳIFIを 値φ（φは任意の値）だけ移相するとともに、移相回路１３Ｑが信号ＳIFQを値 （φ−90°）だけ移相するものである。
【００３５】
こうして、移相回路１３Ｉ、１３Ｑにより、信号ＳIFQが信号ＳIFIに対して90°遅相され、

とされる。したがって、信号ＳIFIと、信号ＳIFQとの間では、信号成分α・cos ωIFｔは互いに同相であり、信号成分β・cocωIFｔは互いに逆相である。
【００３６】
そして、これら信号ＳIFI、ＳIFQが加減算回路１４に供給されるとともに、マイクロコンピュータ４６から加減算回路１４に制御信号ＳULが供給される。この制御信号ＳULは、希望するセグメントをアッパーヘテロダイン方式で受信するときには、加減算回路１４が加算回路として動作し、希望するセグメントをローアーヘテロダイン方式で受信するときには、加減算回路１４が減算回路として動作するように、加減算回路１４の動作を制御するものである。
【００３７】
そして、今の場合は、希望するセグメントをアッパーヘテロダイン方式で受信する場合なので、加減算回路１４において加算が行われることになり、加減算回路１４からは以下のような信号ＳIFが取り出される。すなわち、
ＳIF＝ＳIFI＋ＳIFQ
＝２α・cosωIFｔ
＝ＥLO・ＥRX・cosωIFｔ
が取り出される。この取り出された信号ＳIFは、信号ＳRXをアッパーヘテロダイン方式で受信したときの中間周波信号にほかならない。
【００３８】
そこで、この中間周波信号ＳIFが、中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１５に供給されて目的とする周波数成分が取り出されるとともに、不要な周波数成分が除去される。なお、このとき、フィルタ１５により、上述した角周波数（ωRX＋ωLO）、（ωUD＋ωLO）の信号成分が除去される。
【００３９】
そして、フィルタ１５からの中間周波信号ＳIFが、ＡＧＣアンプ１６およびローパスフィルタ１７を通じてＩＣ１０から取り出され、さらに、復調回路４４に供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調される。
【００４０】
したがって、以上の構成によれば、受信するセグメントが属するチャンネルに対応してスイッチ回路３１、３２Ｉ、３２Ｑを切り換えるとともに、受信するセグメントに対応してＶＣＯ２１の発振周波数を変更すれば、目的とするセグメントを受信できることになる。
【００４１】
そして、そのとき、ミキサ回路１２Ｉ、１２Ｑ、移相回路１３Ｉ、１３Ｑおよび加減算回路１４が、イメージ妨害信号ＳUDをキャンセルしていることになる。しかし、上述のように、十分なイメージ妨害排除比を得るには、各回路のバランスに高い精度が要求され、通常では、40dB前後を実現するのが限界である。そして、例えば図９Ｃに示すように、アナログ信号（映像搬送信号など）がイメージ妨害信号となるときには、40dB程度のイメージ妨害排除比では不足する。
【００４２】
そこで、この発明においては、例えば図９Ｃに示すように、イメージ周波数の範囲に、アナログ信号が位置しているときには、ヘテロダイン方式をアッパーヘテロダイン方式からローアーヘテロダイン方式に切り換える（もちろん、このとき、ヘテロダイン方式の切り換えに対応して可変分周回路２２の分周比Ｎを変更してＶＣＯ２１の発振周波数を中間周波数ｆIFの２倍だけシフトする）。
【００４３】
すなわち、希望するセグメントをローアーヘテロダイン方式で受信する場合には、図２Ｂにも示すように、
ｆRX＝ｆLO＋ｆIF
ｆUD＝ｆLO−ｆIF
の周波数関係となるので、信号ＳIFI、ＳIFQは、(1)、(2)式から

となる。
【００４４】
そして、これら信号ＳIFI、ＳIFQが、移相回路１３Ｉ、１３Ｑに供給され、上記のように、信号ＳIFQが信号ＳIFIに対して90°遅相され、

とされる。したがって、信号ＳIFIと、信号ＳIFQとの間では、信号成分α・cos ωIFｔは互いに逆相であり、信号成分β・cocωIFｔは互いに同相である。
【００４５】
そして、これら信号ＳIFI、ＳIFQが加減算回路１４に供給されるとともに、今の場合は、希望するセグメントをローアーヘテロダイン方式で受信する場合なので、加減算回路１４において減算が行われる。したがって、加減算回路１４からは以下のような信号ＳIFが取り出される。すなわち、
ＳIF＝ＳIFI−ＳIFQ
＝２α・cosωIFｔ
＝ＥLO・ＥRX・cosωIFｔ
が取り出される。この取り出された信号ＳIFは、信号ＳRXをローアーヘテロダイン方式で受信したときの中間周波信号にほかならない。
【００４６】
そこで、この中間周波信号ＳIFが、バンドパスフィルタ１５→ＡＧＣアンプ１６→ローパスフィルタ１７の信号ラインを通じてＩＣ１０から取り出され、さらに、復調回路４４に供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ信号が復調される。
【００４７】
この場合、図３に示すように、例えばセグメント＃１３を受信するときには、セグメント＃１０、＃１１の一部がイメージ妨害信号ＳUDになる。しかし、上述のように、デジタル信号（セグメントなど）がイメージ妨害信号となるときには、イメージ妨害排除比が28dB以上あれば、目的とするセグメントを問題なく正常に受信できることができる。そして、28dB程度のイメージ妨害排除比であれば、十分に達成することができる。したがって、図３の場合であれば、セグメント＃１３を問題なく受信することができる。
【００４８】
特に、ISDB-TSBの場合、同じチャンネルであれば、セグメント＃１〜＃１３の受信レベルはほぼ同じであり、目的とするセグメントの受信レベルと、イメージ妨害を与えるセグメントの受信レベルとの比は、どのような受信状態でも、常にほぼ同じとなるので、イメージ妨害排除比として大きな値を必要としなくなる。
【００４９】
そして、他のセグメントを受信する場合も同様である。つまり、任意のセグメントを受信する場合、アッパーヘテロダイン方式で受信をすると、アナログ信号がイメージ周波数の範囲に位置するときには、ローアーヘテロダイン方式で受信することになる。
【００５０】
なお、アッパーヘテロダイン方式による受信時と、ローアーヘテロダイン方式による受信時とでは、復調回路４４に供給される中間周波信号ＳIFの周波数スペクトルが反転するので、図示はしないが、制御信号ＳULが、ヘテロダイン方式を示す情報として復調回路４４に供給される。
【００５１】
こうして、図１の受信回路においては、ISDB-TSB放送の任意のセグメントを受信することができるが、その場合、アナログ信号がイメージ周波数の範囲に位置しないように、ヘテロダイン方式を切り換えているので、28dB程度のイメージ妨害排除比があれば、目的とするセグメントを良好に受信することができる。したがって、ＩＣ１０を構成する部品や回路に、従来以上の精度を必要とすることがない。また、特別の部品を追加する必要もない。
【００５２】
さらに、中間周波信号ＳIFの中間周波数が例えば500ｋHzと低いので、復調回 路４４の復調をデジタル処理により実行する場合でも、例えば図１に示すように、受信方式はシングルコンバージョンでよく、構成が簡単になるとともに、部品点数も少なくなる。
【００５３】
ところで、ヘテロダイン方式を、受信するセグメントに対応してアッパーヘテロダイン方式とローアーヘテロダイン方式とに切り換える場合、これは次のようにして行うことができる。
【００５４】
すなわち、セグメントをアッパーヘテロダイン方式で受信する場合には、移相回路１３Ｉ、１３Ｑから出力される信号ＳIFI、ＳIFQは(3)、(4)式で示されるので、これら信号ＳIFI、ＳIFQを加減算回路１４において加算することにより、中間周波信号ＳIFを得ている。しかし、このとき、加減算回路１４において減算を行うと、
ＳIF＝ＳIFI−ＳIFQ
＝２β・cosωIFｔ
＝ＥLO・ＥUD・cosωIFｔ
が取り出される。この取り出された信号ＳIFは、信号ＳRXをアッパーヘテロダイン方式で受信したときのイメージ妨害信号である。
【００５５】
また、セグメントをローアーヘテロダイン方式で受信する場合には、移相回路１３Ｉ、１３Ｑから出力される信号ＳIFI、ＳIFQは(5)、(6)式で示されるので、これら信号ＳIFI、ＳIFQを加減算回路１４において減算することにより、中間周波信号ＳIFを得ている。しかし、このとき、加減算回路１４において加算を行うと、
ＳIF＝ＳIFI＋ＳIFQ
＝２β・cosωIFｔ
＝ＥLO・ＥUD・cosωIFｔ
が取り出される。この取り出された信号ＳIFは、信号ＳRXをローアーヘテロダイン方式で受信したときのイメージ妨害信号である。
【００５６】
つまり、図１の受信回路においては、加減算回路１４における加算・減算を逆にすると、本来のセグメントの受信信号ＳRXに代わってイメージ妨害信号ＳUDを受信することができる。
【００５７】
そこで、図１の受信回路においては、ローパスフィルタ１７からの中間周波信号ＳIFがレベル検出回路３７に供給されて受信中の信号（セグメントの受信信号ＳRXあるいはイメージ妨害信号ＳUD）の受信レベルが検出され、その検出信号がマイクロコンピュータ４６に供給される。
【００５８】
また、マイクロコンピュータ４６には、そのＣＰＵ（図示せず）が実行するプログラムの一部として、例えば図４に示すヘテロダイン方式の自動設定ルーチン１００が用意され、このルーチン１００が以下のように実行される。すなわち、ＣＰＵの処理は、ルーチン１００のステップ１０１からスタートし、次に、ステップ１０２において、まず、ヘテロダイン方式がアッパーヘテロダイン方式に設定される。なお、この設定は加減算回路１４が加算を行うように制御することにより設定される。
【００５９】
続いて、ステップ１０３において、可変分周回路２２の分周比Ｎが所定の値に設定されて目的とするセグメントの信号ＳRXがアッパーヘテロダイン方式で受信され、したがって、加減算回路１４からは目的とするセグメントの信号ＳRXの中間周波信号ＳIFが取り出される。そして、ステップ１０４において、検出回路３７が示すこのときの受信レベル、すなわち、セグメントの信号ＳRXの受信レベルＵRXがマイクロコンピュータ４６のメモリ（図示せず）に記憶される。
【００６０】
次に、ステップ１０５において、加減算回路１４が減算を行うように制御され、したがって、加減算回路１４からはイメージ妨害信号ＳUDの中間周波信号ＳIFが取り出される。そして、ステップ１０６において、検出回路３７が示すこのときの受信レベル、すなわち、ステップ１０５により選択されたイメージ妨害信号ＳUDの受信レベルＵUDがマイクロコンピュータ４６のメモリに記憶される。
【００６１】
続いて、ステップ１０７において、ステップ１０４、１０６により記憶された受信レベルＵRX、ＵUDが比較され、ＵRX≧ＵUDのときには、イメージ妨害を受けずに目的とするセグメントをアッパーヘテロダイン方式で受信することができるので、処理はステップ１０７からステップ１０８に進み、このステップ１０８において、目的とするセグメントがアッパーヘテロダイン方式で受信される。
【００６２】
そして、ステップ１２１において、現在の受信状態を得るために必要な情報として、受信中のセグメントを識別するための情報、制御信号ＳUL、可変分周回路２２の分周比Ｎ、スイッチ回路３１、３２Ｉ、３２Ｑの切り換えの制御信号ＳCHなどが、マイクロコンピュータ４６のメモリに記憶され、その後、ステップ１２２によりルーチン１００を終了する。
【００６３】
一方、ステップ１０７において、ＵRX＜ＵUDのときには、目的とするセグメントをアッパーヘテロダイン方式で受信すると、イメージ妨害を受ける可能性があるときなので、処理はステップ１０７からステップ１１２に進み、ヘテロダイン方式がローアーヘテロダイン方式に設定される。
【００６４】
続いて、ステップ１１３において、目的とするセグメントの信号ＳRXがローアーヘテロダイン方式で受信され、加減算回路１４からは目的とするセグメントの信号ＳRXの中間周波信号ＳIFが取り出される。そして、ステップ１１４において、検出回路３７が示す信号ＳRXの受信レベルＬRXがマイクロコンピュータ４６のメモリに記憶される。次に、ステップ１１５において、加減算回路１４が加算を行うように制御され、加減算回路１４からはイメージ妨害信号ＳUDの中間周波信号ＳIFが取り出され、ステップ１１６において、そのイメージ妨害信号ＳUDの受信レベルＬUDがマイクロコンピュータ４６のメモリに記憶される。
【００６５】
そして、ステップ１１７において、ステップ１１４、１０６により記憶された受信レベルＬRX、ＬUDが比較され、ＬRX≧ＬUDのときには、イメージ妨害を受けずに目的とするセグメントをローアーヘテロダイン方式で受信することができるので、処理はステップ１１７からステップ１１８に進み、このステップ１１８において、目的とするセグメントがローアーヘテロダイン方式で受信される。続いて、処理はステップ１２１に進み、現在の受信状態を得るために必要な情報がマイクロコンピュータ４６のメモリに記憶され、その後、ステップ１２２によりルーチン１００を終了する。
【００６６】
また、ステップ１１７において、ＬRX＜ＬUDのときには、目的とするセグメントをローアーヘテロダイン方式で受信すると、イメージ妨害を受ける可能性があるときなので、処理はステップ１１７からステップ１１９に進み、ステップ１０６、１１６により記憶されたイメージ妨害信号の受信レベルＵUD、ＬUDが比較される。そして、ＵUD≧ＬUDのときには、ローアーヘテロダイン方式で受信をすると、アッパーヘテロダイン方式で受信をしたときよりも、イメージ妨害信号ＳUDのレベルが小さいので、処理はステップ１１９からステップ１１８に進み、目的とするセグメントがローアーヘテロダイン方式で受信され、以後、ステップ１２１、１２２が実行される。
【００６７】
さらに、ステップ１１９において、ＵUD＜ＬUDのときには、アッパーヘテロダイン方式で受信をすると、ローアーヘテロダイン方式で受信をしたときよりも、イメージ妨害信号ＳUDのレベルが小さいので、処理はステップ１１９からステップ１０８に進み、目的とするセグメントがアッパーヘテロダイン方式で受信され、以後、ステップ１２１、１２２が実行される。
【００６８】
こうして、ルーチン１００は、目的とするセグメントを受信する場合、デフォルトでは、アッパーヘテロダイン方式で受信するが、ローアーヘテロダイン方式のほうがイメージ妨害が軽減されるときには、ローアーヘテロダイン方式で受信する。したがって、ルーチン１００によれば、ヘテロダイン方式を自動的に切り換えて目的とするセグメントを常に適切に受信することができる。また、ISDB-TSB放送に使用されているチャンネルに隣接するチャンネルが、テレビ放送に使用されているとき、空きチャンネルのとき、他の信号の放送あるいは送信に使用されているときでも、適切に対応することができる。
【００６９】
なお、受信機が家庭や事業所などに設置されて使用され、したがって、受信条件が固定的な受信機でルーチン１００を使用する場合には、過去に受信したことのないセグメントを初めて受信するときにルーチン１００を実行し、過去に受信したことにあるセグメントを受信するときには、ステップ１２１により記憶した情報を使ってその受信を行えばよい。また、車両に搭載されて使用され、したがって、受信条件が変化する受信機でルーチン１００を使用する場合には、セグメントの受信が指示されたときごとに、ルーチン１００を実行すればよい。
【００７０】
図５は、この発明の他の例を示し、この例においては、同一チャンネルにおいて連続する３個のセグメントを同時に受信するとともに、そのうちの１つを使用する場合である。また、この例においては、アッパーヘテロダイン方式による受信時と、ローアーヘテロダイン方式による受信時とで、局部発振信号ＳLOQの位 相を、正転あるいは反転することにより、図１における加減算回路１４を加算回路に固定するようにした場合である。
【００７１】
なお、以下の説明においては、例えば図６Ａ（アッパーヘテロダイン方式のとき）および図６Ｂ（ローアーヘテロダイン方式のとき）に示すように、連続する３個のセグメント＃Ｐ〜＃（Ｐ＋２）の中心周波数を、受信周波数ｆRXとする。また、中間周波数ｆIFは１ＭHzとする。
【００７２】
そして、図５の受信回路においては、スイッチ回路３２Ｑと、ミキサ回路１２Ｑとの間の信号ラインに、位相切り換え回路２７が設けられるとともに、この位相切り換え回路２７に制御信号ＳULが供給され、ミキサ回路１２Ｑに供給される局部発振信号ＳLOQの位相が、
ＳLOQ＝＋ＥLO・cosωLOｔ ・・・ アッパーヘテロダイン方式のとき
ＳLOQ＝−ＥLO・cosωLOｔ ・・・ ローアーヘテロダイン方式のとき
のように切り換え制御される。なお、局部発振信号ＳLOIの位相は、上記のよう に、
ＳLOI＝ＥLO・sinωLOｔ
であり、固定である。
【００７３】
また、図１における加減算回路１４に代わって加算回路１８が設けられ、移相回路１３Ｉ、１３Ｑから出力される信号ＳIFI、ＳIFQが、加算回路１８に供給される。なお、この場合、移相回路１３Ｉ、１３Ｑおよび加算回路１８はポリフェイズフィルタにより構成することができる。
【００７４】
したがって、セグメント＃Ｐ〜＃（Ｐ＋２）をアッパーヘテロダイン方式で受信した場合には、図１の受信回路と同様の構成となるので、加算回路１８からは、セグメント＃Ｐ〜＃（Ｐ＋２）をアッパーヘテロダイン方式で受信したときの中間周波信号ＳIFが得られる。
【００７５】
一方、セグメント＃Ｐ〜＃（Ｐ＋２）をローアーヘテロダイン方式で受信した場合には、アッパーヘテロダイン方式で受信する場合に比べ、局部発振信号ＳLOQの位相が反転しているが、この位相の反転により信号ＳIFQの位相も反転する。そして、信号ＳIFQの位相が反転することは、加算回路１８において減算をする ことと等価である。したがって、図１の受信回路の場合と同様、加算回路１８からは、セグメント＃Ｐ〜＃（Ｐ＋２）をローアーヘテロダイン方式で受信したときの中間周波信号ＳIFが得られる。
【００７６】
なお、アッパーヘテロダイン方式により得た中間周波信号ＳIFと、ローアーヘテロダイン方式により得た中間周波信号ＳIFにおいては、図６Ｃ、Ｄにも示すように、セグメント＃Ｐ〜＃（Ｐ＋２）の周波数位置が逆になる。
【００７７】
そして、このような中間周波信号ＳIFが、中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１５Ａ〜１５Ｃに供給される。この場合、バンドパスフィルタ１５Ａは、アッパーヘテロダイン方式により得た中間周波信号ＳIFのセグメント＃（Ｐ＋２）、およびローアーヘテロダイン方式により得た中間周波信号ＳIFのセグメント＃Ｐを通過させるバンドパス特性を有する。
【００７８】
また、バンドパスフィルタ１５Ｂは、アッパーヘテロダイン方式およびローアーヘテロダイン方式により得た中間周波信号ＳIFのセグメント＃（Ｐ＋１）を通過させるバンドパス特性を有する。さらに、バンドパスフィルタ１５Ｃは、アッパーヘテロダイン方式により得た中間周波信号ＳIFのセグメント＃Ｐ、およびローアーヘテロダイン方式により得た中間周波信号ＳIFのセグメント＃（Ｐ＋２）を通過させるバンドパス特性を有する。
【００７９】
そして、これらバンドパスフィルタ１５Ａ〜１５Ｃの出力信号がスイッチ回路１５Ｓに供給されるとともに、このスイッチ回路１５Ｓは、マイクロコンピュータ４６からの制御信号ＳSGにより目的とするセグメントに対応して切り換え制御される。
【００８０】
こうして、スイッチ回路１５Ｓからは、受信した３個のセグメント＃Ｐ〜＃（Ｐ＋２）のうちの目的とするセグメントの中間周波信号ＳIFが取り出され、この信号ＳIFが、アンプ１６およびローパスフィルタ１７を通じてＩＣ１０から出力される。なお、この受信回路においても、アッパーヘテロダイン方式による受信時と、ローアーヘテロダイン方式による受信時とでは、復調回路４４に供給される中間周波信号ＳIFの周波数スペクトルが反転するので、図示はしないが、制御信号ＳULが、ヘテロダイン方式を示す情報として復調回路４４に供給される。
【００８１】
したがって、この受信回路においても、任意のセグメントを受信することができるとともに、ある程度のイメージ妨害排除比があれば、目的とするセグメントを良好に受信することができる。したがって、ＩＣ１０を構成する部品や回路に、従来以上の精度を必要とすることがなく、また、特別の部品を追加する必要もない。
【００８２】
さらに、連続する３個のセグメント＃Ｐ〜＃（Ｐ＋２）の帯域幅は1296ＭHz（＝432ｋHz×３）となり、その受信には広い帯域幅を必要とするが、中間周波数 ｆIFを例えば１ＭHzと低くすることができる。また、この受信回路によれば、ヘテロダイン方式を、アッパーヘテロダイン方式とローアーヘテロダイン方式との間で切り換える場合、局部発振周波数ｆLOをシフトするとともに、位相切り換え回路２７により局部発振信号ＳLOQの位相を、正転あるいは反転するだけでよい 。
【００８３】
また、移相回路１３Ｉ、１３Ｑおよび加算回路１８をポリフェイズフィルタにより構成することができるので、信号ＳIFI、±ＳIFQの位相特性を改善することができる。
【００８４】
図７は、図５におけるミキサ回路１２Ｑおよび位相切り換え回路２７の一例を示す。すなわち、ミキサ回路１２ＱがトランジスタＱ121〜Ｑ127によりダブルバランス型に構成されるとともに、その出力回路としてベース接地のトランジスタＱ128、Ｑ129が接続される。また、スイッチ回路３１からの受信信号ＳRXがトランジスタＱ122、Ｑ123に供給される。なお、このとき、受信信号ＳRXはバランス型とされて供給される。
【００８５】
さらに、トランジスタＱ271〜Ｑ277により位相切り換え回路２７がダブルバランス型に構成され、一方の位相の局部発振信号＋ＳLOQがトランジスタＱ275、Ｑ276に供給され、他方の位相（逆相）の局部発振信号−ＳLOQがトランジスタＱ274、Ｑ277に供給される。さらに、制御信号ＳULがトランジスタＱ272、Ｑ273にバランス型に供給される。
【００８６】
そして、制御信号ＳULにより、トランジスタＱ272がオンで、トランジスタＱ273がオフの場合には、トランジスタＱ274、Ｑ275がオンになり、トランジスタＱ276、Ｑ277がオフになる。したがって、局部発振信号＋ＳLOQが、トランジスタ Ｑ275を通じ、さらに、エミッタフォロワのトランジスタＱ279を通じてトランジスタＱ124、Ｑ127に供給される。また、局部発振信号−ＳLOQが、トランジスタ Ｑ274を通じ、さらに、エミッタフォロワのトランジスタＱ278を通じてトランジスタＱ125、Ｑ126に供給される。
【００８７】
しかし、制御信号ＳULにより、トランジスタＱ273がオンで、トランジスタＱ272がオフの場合には、トランジスタＱ276、Ｑ277がオンになり、トランジスタＱ274、Ｑ275がオフになる。したがって、局部発振信号＋ＳLOQが、トランジスタ Ｑ276を通じ、さらに、トランジスタＱ278を通じてトランジスタＱ125、Ｑ126に供給される。また、局部発振信号−ＳLOQが、トランジスタＱ277を通じ、さらに、トランジスタＱ279を通じてトランジスタＱ124、Ｑ127に供給される。
【００８８】
したがって、制御信号ＳULによりミキサ回路１２Ｑに供給される局部発振信号ＳLOQの位相が正転あるいは反転されるので、ミキサ回路１２Ｑからは信号ＳIFQあるいは信号−ＳIFQが取り出される。そして、この信号±ＳIFQが加算回路１８に供給されるので、加算回路１８からはアッパーヘテロダイン方式あるいはローアーヘテロダイン方式による中間周波信号ＳIFが出力される。
【００８９】
図８においては、中間周波信号ＳIFIの位相は、ヘテロダイン方式にかかわら ず一定とするが、中間周波信号ＳIFQの位相そのものを、ヘテロダイン方式に対 応して正転あるいは反転するようにした場合である。
【００９０】
すなわち、ミキサ回路１２Ｑが図７において説明したようにダブルバランス型に構成される。また、スイッチ回路３１からの受信信号ＳRXがトランジスタＱ122、Ｑ123に供給されるとともに、スイッチ回路３２Ｑからの局部発振信号ＳLOQ がトランジスタＱ124、Ｑ127およびＱ125、Ｑ126に供給される。なお、このとき、受信信号ＳRXおよび局部発振信号ＳLOQは、バランス型とされて供給される。 したがって、トランジスタＱ124、Ｑ126からは中間周波信号＋ＳIFQが取り出さ れ、トランジスタＱ125、Ｑ127からは中間周波信号−ＳIFQが取り出される。
【００９１】
そして、この中間周波信号±ＳIFQが、位相切り換え回路１９に供給される。 この位相切り換え回路１９は、トランジスタＱ191〜Ｑ197によりバランス型に構成され、これに供給された中間周波信号±ＳIFQを、制御信号ＳULにしたがって 正転あるいは反転して移相回路１３Ｑに供給するものである。
【００９２】
すなわち、制御信号ＳULにより、トランジスタＱ195がオンで、トランジスタ Ｑ196がオフの場合には、トランジスタＱ192、Ｑ193がオンになり、トランジス タＱ191、Ｑ194がオフになる。したがって、トランジスタＱ124、Ｑ126から取り出された中間周波信号＋ＳIFQが、トランジスタＱ192を通じて移相回路１３Ｑのバランス入力端の一方に供給される。また、トランジスタＱ125、Ｑ127から取り出された中間周波信号−ＳIFQが、トランジスタＱ193を通じて移相回路１３Ｑのバランス入力端の他方に供給される。
【００９３】
しかし、制御信号ＳULにより、トランジスタＱ196がオンで、トランジスタＱ195がオフの場合には、トランジスタＱ191、Ｑ194がオンになり、トランジスタＱ192、Ｑ193がオフになる。したがって、トランジスタＱ124、Ｑ126から取り出された中間周波信号＋ＳIFQが、トランジスタＱ191を通じて移相回路１３Ｑのバランス入力端の他方に供給される。また、トランジスタＱ125、Ｑ127から取り出された中間周波信号−ＳIFQが、トランジスタＱ194を通じて移相回路１３Ｑのバランス入力端の一方に供給される。
【００９４】
したがって、制御信号ＳULにより移相回路１３Ｑに供給される中間周波信号ＳIFQの位相が正転あるいは反転されるので、加算回路１８からはアッパーヘテロ ダイン方式あるいはローアーヘテロダイン方式による中間周波信号ＳIFが出力される。
【００９５】
なお、図４のルーチン１００において、ステップ１１３、１１４、１１７を省略してステップ１１２の次にステップ１１５を実行するとともに、ステップ１１６の次にステップ１１９を実行することもできる。
【００９７】
さらに、図８の回路において、中間周波信号ＳIFIの位相は固定のままである が、ミキサ回路１２Ｉから出力される中間周波信号ＳIFIを、位相切り換え回路 １９と同様の構成の切り換え回路を通じて移相回路１３Ｉに供給するとともに、その切り換え回路を固定しておくようにすれば、位相などのバランスを良好にすることができる。
【００９８】
また、上述においては、目的とするセグメントを受信する場合、デフォルトではアッパーヘテロダイン方式で受信するが、デフォルトではローアーヘテロダイン方式で受信し、アッパーヘテロダイン方式のほうがイメージ妨害が軽減されるときには、アッパーヘテロダイン方式で受信することもできる。
【０１００】

【０１０１】
【発明の効果】
この発明によれば、特別の部品を使用しなくても、イメージ妨害の影響を排除することができる。また、部品や回路に、従来以上の精度を必要とすることがない。さらに、中間周波数を低くすることができ、復調をデジタル処理により実行する場合でも、受信方式はシングルコンバージョンでよく、構成が簡単になるとともに、部品点数も少なくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一形態を示す系統図である。
【図２】この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【図３】この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【図４】この発明の一形態を示すフローチャートである。
【図５】この発明の他の形態の一部を示す系統図である。
【図６】この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【図７】この発明の他の形態の一部を示す接続図である。
【図８】この発明の他の形態の一部を示す接続図である。
【図９】この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【図１０】この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【符号の説明】
１０…ＩＣ、１２Ｉおよび１２Ｑ…ミキサ回路、１４…加減算回路、１５…バンドパスフィルタ、１７…ローパスフィルタ、２０…ＰＬＬ、２１…ＶＣＯ、２２…可変分周回路、２５および２６…分周回路、４４…復調回路、４６…マイクロコンピュータ、１００…自動設定ルーチン

Claims (1)

1. １つのチャンネルを複数のセグメントに分割するとともに、この分割したセグメントの１つあるいは複数によりデジタル信号を送信するようにしたデジタル放送をヘテロダイン方式により受信するときの上記ヘテロダイン方式をアッパーヘテロダイン方式あるいはローアーヘテロダイン方式に切り換える第１の切り換え回路と、
   受信信号を、目的とする受信周波数の信号ＳRXと、そのイメージ周波数の信号ＳUDとに切り換える第２の切り換え回路と、
   中間周波信号が供給されて受信中の信号の受信レベルを検出し、その検出信号を出力するレベル検出回路と、
   上記検出信号にしたがって上記第１および第２の切り換え回路を制御する制御回路と
   を有し、
   上記第１の切り換え回路は、
   位相が互いに 90 °異なる１対の局部発振信号を形成する回路と、
   上記１対の局部発振信号により目的とする受信信号をそれぞれ中間周波信号に周波数変換する１対のミキサ回路と、
   この１対のミキサ回路の各出力信号が供給され、互いに 90 °の位相差を有する１対の移相回路と、
   この１対の移相回路の出力信号が供給される演算回路と
   を有するとともに、
   上記１対の局部発振信号の局部発振周波数を、上記目的とする受信周波数の方向に、上記中間周波数の２倍の大きさだけシフトし、かつ、上記演算回路における演算を加算あるいは減算に切り換えることにより、上記ヘテロダイン方式を上記アッパーヘテロダイン方式あるいは上記ローアーヘテロダイン方式に切り換える
   構成とされ、
   ＵRX：上記ヘテロダイン方式がアッパーヘテロダイン方式（あるいは上記ローアーヘテロダイン方式）の場合に、上記目的とする受信周波数の信号ＳRXを受信したときの上記検出信号の検出レベル
   ＵUD：上記ヘテロダイン方式がアッパーヘテロダイン方式（あるいは上記ローアーヘテロダイン方式）の場合に、上記イメージ周波数の信号ＳUDを受信したときの上記検出信号の検出レベル
   ＬRX：上記ヘテロダイン方式がローアーヘテロダイン方式（あるいは上記アッパーヘテロダイン方式）の場合に、上記目的とする受信周波数の信号ＳRXを受信したときの上記検出信号の検出レベル
   ＬUD：上記ヘテロダイン方式がローアーヘテロダイン方式（あるいは上記アッパーヘテロダイン方式）の場合に、上記イメージ周波数の信号ＳUDを受信したときの上記検出信号の検出レベル
   とするとき、
   上記制御回路の制御が、
   上記目的とする受信周波数について、上記ヘテロダイン方式をアッパーヘテロダイン方式（あるいは上記ローアーヘテロダイン方式）に切り換え、
   この切り換え状態で、受信信号を、上記目的とする受信周波数の信号Ｓ RX と、上記イメージ周波数の信号Ｓ UD とに切り換えるとともに、
   これら信号Ｓ RX 、Ｓ UD における上記検出レベルＵ RX と、上記検出レベルＵ UD とをそれぞれ検出して第１のレベル比較を行い、
   この第１のレベル比較の結果、上記検出レベルＵ RX が、上記検出レベルＵ UD よりも大きいときには、上記受信信号を、上記アッパーヘテロダイン方式（あるいは上記ローアーヘテロダイン方式）により受信する状態に設定し、
   上記第１のレベル比較の結果、上記検出レベルＵ RX が、上記検出レベルＵ UD よりも小さいときには、上記受信信号を、上記ローアーヘテロダイン方式（あるいは上記アッパー ヘテロダイン方式）により受信する状態に切り換え、
   この切り換え状態で、上記受信信号を、上記目的とする受信周波数の信号Ｓ RX と、上記イメージ周波数の信号Ｓ UD とに切り換えるとともに、
   これら信号Ｓ RX 、Ｓ UD における上記検出レベルＬ RX と、上記検出レベルＬ UD とをそれぞれ検出して第２のレベル比較を行い、
   この第２のレベル比較の結果、上記検出レベルＬ RX が、上記検出レベルＬ UD よりも大きいときには、上記受信信号を、上記ローアーヘテロダイン方式（あるいは上記アッパーヘテロダイン方式）により受信する状態に設定し、
   上記第２のレベル比較の結果、上記検出レベルＬ RX が、上記検出レベルＬ UD よりも小さいときには、上記検出レベルＵ UD と上記検出レベルＬ UD との第３のレベル比較を行い、
   この第３のレベル比較の結果、上記検出レベルＵ UD が、上記検出レベルＬ UD よりも大きいときには、上記受信信号を、上記ローアーヘテロダイン方式（あるいは上記アッパーヘテロダイン方式）により受信する状態に設定し、
   上記第３のレベル比較の結果、上記検出レベルＵ UD が、上記検出レベルＬ UD よりも小さいときには、上記受信信号を、上記アッパーヘテロダイン方式（あるいは上記ローアーヘテロダイン方式）により受信する状態に設定する
   制御であるようにしたヘテロダイン受信機。

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