JP4154570B2 - 復調された受信信号から複素数データサンプルを生成する受信機において同調周波数オフセットを決定する方法および無線lan受信機 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、受信機を同期させる方法および装置に関する。この発明は特に、信号がバーストで送信され、各バーストには既知のデータパターンすなわちプリアンブルが前置され、プリアンブルは受信機によって検出され、同期目的のために使用される、無線ローカルエリアネットワーク(LAN)に適用される。かかるシステムの例は、HIPERLAN/2、MMAC、およびIEEE802.11aである。この発明は、主にHIPERLAN/2システムの文脈において述べるが、他の分野でも適用することができる。
【0002】
【従来の技術】
HIPERLAN/2(例えば、Martin Johnsonによる「HIPERLAN/2 − 5GHzの周波数帯域で動作する広帯域無線送信技術」(HIPERLAN/2 Global Forum 1999、v.1.0)を参照のこと)は、データを中央アクセスポイント(AP)からモバイル端末(MT)に送り、MTからデータを受け取り、MT間で直接、データの送信を同期化する能力を有する中央制御式の時分割多元接続、時分割二重(TDMA/TDD)システムである。APは、それぞれが個別のセクションを含む媒体アクセス制御(MAC)フレームの形式でデータのバーストを送信する。第1の個別セクションは、ブロードキャストチャネル(BCH)セクションである。MTは、動作開始後すぐに、BCHセクションを見分けられることが重要であり、したがって、MTは、MTの動作をAPと同期させることができる。このような目的で、BCHセクションは、初めに、固有の一連の複素数データによって形成されたプリアンブルを有する。このフレーム内の他のセクションも、様々なデータシーケンスを含む識別プリアンブルを含む。
【0003】
個別プリアンブルは、公知の複素数データパターンに合わされた受信データをフィルタに送信することで見分けられることができる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、雑音、マルチパス干渉、クリッピングを呈する極端な無線チャネル信号条件のもとでも、より信頼できる結果を与えるようなプリアンブル検出用の改良された技法を提供することが望ましいであろう。また、受信した送信における所定ポイントを表す正確なタイミング信号の生成に使用することのできる技術を提供することも望ましい。
【0005】
さらに、受信機の周波数同期に有利な技術を提供することが望ましい。
【0006】
また、システムコンポーネントの共同使用が可能な効率的な方法でこれら技術の少なくともいくつかを組み合わせることも望ましい。
【0007】
【課題を解決するための手段】
この発明の態様は、併記の特許請求の範囲に記載される。
【0008】
この発明のさらなる態様によれば、サブシーケンスを取得し、たとえばマッチドフィルタを使用することによってそのサブシーケンスを既知のサブシーケンスパターンと相関付けることによって、また、相関出力が、複数のかかるサブシーケンスが正確な相対的なタイミングで発生したことを示すことを(たとえば、第2のマッチドフィルタを使用することにより)検出することにより、好ましくはプリアンブルを表す特定のデータシーケンスが検出される。これにより、あらゆるサブシーケンスにおけるあらゆるサンプルをチェックする必要なく、データシーケンスが発生する時点を高い信頼性をもって検出することができる。
【0009】
この発明の別の態様によれば、所定のデータシーケンスが遅延の異なる複数の自己相関器に送られ、これらの出力を重みを付けて使用し、周波数オフセット値を決定する。
【0010】
好ましくは、これら態様の双方が、サンプルをマッチドフィルタおよび自己相関器への供給するために共通の遅延手段を備える受信機において使用される。
【0011】
次に、この発明を具現する装置について、添付図面を参照して例として述べる。
【0012】
【発明の実施の形態】
HIPERLAN/2は、アップリンク、ダウンリンク、ダイレクトリンク(すなわち、センターを通じて中継される必要のないデータ)のバーストタイミングがすべて、中央アクセスポイント(AP)により制御されている中央制御式のTDMA/TDDシステムである。データは、媒体アクセス制御(MAC)フレームで送信される。すべてのフレーム時間は、あらゆる新規フレームの初めに、APにより送信されるブロードキャストチャネル(BCH)バーストに対して定められる。図1は、全方向性アンテナを有するAP用のフレーム構造を示している。
【0013】
ブロードキャストチャネル(BCH)、フレームチャネル(FCH)、アクセスフィードバックチャネル(ACH)、ダウンリンク(DL)のデータはすべて、APから、単一の連続RFバーストとして送信されるが、ただし、それぞれ自らのフォーマットとプリアンブルを有する別々のデータバースト上に、個別のセクションがマッピングされる。このフレームの残りの部分は、モバイル端末(MT)による送信に使用される。この残りの部分は、ダイレクトリンク(DiL)トラフィック(オプション)、MTからAPへのアップリンク(UL)データ、および、現時点において作動していないMTにリソースを割り当てさせるAPへの要求のためのランダムアクセスチャネル(RCH)、という3つのセクションまたは段階(phase)に分けられる。
【0014】
BCH、FCH、ACHのチャネルを連結して、単一のブロードキャストデータバーストを形成する。DLデータは、ダウンリンクバーストを形成する。UL段階には、短いプリアンブルを有するアップリンクバースト(USCH)と、長いプリアンブルを有するアップリンクバースト(ULCH)という異なる2種類のアップリンクバースト使用できる。DiLデータには、オプションのダイレクトリンクバーストもある。
【0015】
複数のアンテナセクタを有するAPでは、フォーマットが異なる。この場合、そのフレームの各セクションは、n個のデータバーストを、それぞれのアンテナセクタに対して1個、含む。さらに、各ブロードキャストバーストは、BCHのデータしか含まない。FCHとACHのデータは連結されて、ダウンリンクバーストとして送信される。
【0016】
バーストタイプとは無関係に、各データバーストは、プリアンブルとペイロードという2つのセクションから成っている。各バーストは、プリアンブルセクションrPREAMBLEから開始され、その後に、ペイロードセクションrPAYLOADが続く。また、そのベースバンドのフォーマットは、次式となる:
rBURST(t)=rPREAMBLE(t)+rPAYLOAD(t−tPREAMBLE)
【0017】
タイムオフセットtPREAMBLEは、このバーストのペイロードセクションの開始点を決定するものであって、バーストタイプによって決まる。データバーストの基本構造は、図2に示されている。
【0018】
このペイロードセクションは、表1に示されるように、16個(必須)または8(任意)のサンプルのサイクリックプレフィックス(CP)を用いて、64ポイントの逆離散フーリエ変換(IFT)で生成された52キャリアの直交周波数分割多重(OFDM)シンボルから成っている。
【0019】
【表1】
【0020】
以下の説明では、必須の16サンプルのCPだけが考慮される。ファイン周波数(fine frequency)オフセットとフーリエ変換ブロック・タイミングは、DVB−T(地上波デジタルビデオ放送)とISDB−T(地上波統合デジタル放送サービス)に提案された遅延・乗算自己相関技法を用いて、バーストのペイロードセクションを通して、追跡される場合がある。しかしながら、1シンボルにつきCPのサンプルが16(または8)しかないので、これらの推定値が充分正確となる前に、いくつかのシンボルについて平均を取る必要がある。このプリアンブルの目的は、このペイロードの第1のデータシンボルが、充分な精度で受け取られるように、初期収集プロセスに役立てることである。
【0021】
これらのデータバーストは、様々なプリアンブルを有する。これらのプリアンブルを構築するのに用いられるプリアンブルセクションには、タイプA、タイブB、タイプCという3つのタイプがある。各プリアンブルは、異なるタイプの1つ、2つ、または3つのセクションから成っている。各セクションは、データの複数のサブシーケンス(すなわち、ブロック)を含む。各サブシーケンスは、一組のサンプルを含む。
【0022】
セクションタイプA内のサブシーケンスはそれぞれ、16の複素数データサンプルから成る所定のサブシーケンス、あるいは、これらのデータサンプルから成る符号反転のものを含む(「符号反転(sign-inverse)」という用語は、それぞれのサンプルの実数部と虚数部の双方の符号が、基本データシーケンスの対応するサンプルの符号とは逆であることを意味する)。タイプAのセクション内では、データの個々のサブシーケンスは、Aと呼ばれるか、あるいは、サブシーケンスが符号反転サンプルを含む場合には、IAと呼ばれる。1つのOFDMシンボルと等価な5つのサブシーケンスがあり、その場合、この全体の長さは4μsである。
【0023】
セクションタイプB内のサブシーケンスはそれぞれ、16の複素数データサンプルBから成る所定のサブシーケンス、あるいは、これらのデータサンプルの符号反転IBを含む。1つまたは2つのOFDMシンボルと等価な5つまたは10のサブシーケンスがあり、それらの長さは4μsまたは8μsとなる。
【0024】
セクションタイプCは、2つの完全OFDMシンボルに等しい長さを持つものであって、それぞれ複素数データサンプルCを納めた2つのサブシーケンスに、このCサブシーケンスの最後の部分のコピーであるサイクリックプレフィックス(CP)の形式の先行サブシーケンスを加えたものを含む。
【0025】
ブロードキャストバーストだけが、セクションタイプAを納めたプリアンブルを持ち、このプリアンブルは、フレーム同期向けのものであり、それゆえ、フレーム中の第1のバーストの始まりを一意に特定する必要がある。セクションタイプBは、タイミングとファイン周波数リカバリ向けのものである。セクションCタイプは、チャネル推定向けのものである。セクションタイプBとセクションCタイプは、他のプリアンブルにも認められる。
【0026】
図3は、タイプA、タイプB、タイプCの3つのセクションを含む、ブロードキャストバースト用のプリアンブルを示している。ブロードキャストバースト用のプリアンブルのセクションタイプAは、S1の所に示されるものであって、変調された非零キャリアを、±2、±6、±10、±14、±18、±22の位置だけに有するスペクトルの64ポイントIFTを行うことで、生成される場合がある。その結果得られた時間領域の波形は、32のサンプルの後で繰り返し、また、第2の16のサンプル(IA)は、第1の16のサンプル(A)の符号反転のものである。それゆえ、その時間領域の波形は、第1の16のサンプル(A)を単にルックアップ・テーブルに格納することだけで、生成される場合もある。80のサンプルの完全セクションS1(4μs)は、反転した16サンプルの波形IAのさらなるコピーを、64サンプルのIFTブロックの終わりに付けることで、生成される。
【0027】
このプリアンブルのセクションタイプBは、非零キャリアを±4、±8、±12、±16、±20、±24の位置だけに有するスペクトルの64ポイントIFTを行うことで、生成される場合がある。その結果得られた時間領域の波形は、16のサンプル(B)の後で繰り返す。それゆえ、その時間領域の波形は、第1の16のサンプルを単にルックアップ・テーブルに格納することだけで、生成される場合もある。80のサンプルの完全セクションS2(4μs)は、16のサンプルのサブシーケンスBを4回繰り返すことで生成され、その後で、16のサンプルの波形の符号反転コピーIBが続く。
【0028】
次に、セクションS2の後のS3の所で、Cタイプのセクションが続く。
【0029】
図4は、ULCHバースト用のプリアンブルを示している。このプリアンブルは、2つのセクションS4とセクションS5を含み、これらのセクションはそれぞれ、タイプBとタイプCである。セクションタイプBは、ブロードキャストバーストの場合のように生成される。ただし、16のサンプルのサブシーケンスBは、符号反転の波形IBの前に、9回、繰り返される。
【0030】
図5は、USCHバースト用のプリアンブルを示している。このプリアンブルも、それぞれタイプBとタイプCの2つのセクション、S6とS7しか持っていない。この場合、タイプBのセクションは、図3のブロードキャストバーストのBタイプのセクションと同じものである。
【0031】
ダウンリンクバースト用のプリアンブルは、タイプCの1セクションだけから成っており、またダイレクトリンクバースト用のプリアンブルは、図4のULCHバーストに一致する。
【0032】
図6を参照すると、これは、無線LANトランシーバの受信部のブロック図である。アンテナ100は、受信信号を復調して、中間周波数(IF)信号を生成するために、ダウンコンバータ102に接続される。このIF信号は、IF・ベースバンド変換器104に送られて、その変換器の出力部に複素数データサンプルを発生させ、それらのサンプルを高速フーリエ変換(FFT)回路106に送出する。復調された出力データが、FFT106によって生成される。
【0033】
ダウン変換動作と、IF・ベースバンド変換動作は、サンプリングクロック生成および周波数同期回路108によって制御される。
【0034】
このような構成は、OFDM信号の復調に使用されるものとして、従来技術ではよく知られている。
【0035】
プリアンブル検出回路110は、IF・ベースバンド変換器104から複素数データサンプルを受け取るものであって、様々なプリアンブルを形成する所定のデータシーケンスを検出し、それに応答して、制御信号を生成するように構成されている。
【0036】
処理回路110は、3つの機能を有する。すなわち、(a)特定のプリアンブルを表す所定のデータシーケンスの存在の検出することであって、検出に応答して、「プリアンブル検出」出力がライン116上に提供され、(b)プリアンブル受信時点を正確に検出することであって、それによってライン112および114上にタイミング信号が供給し、発生器108およびFFT回路106による使用のためにタイミング信号からタイミング誤差が推定されることができ、また(c)同調周波数誤差を検出し、これに応答して、同調周波数を補正するために発生器108が使用するための、誤差を表す値をライン118上に供給することである。
【0037】
以下において、プリアンブル処理回路110の3つの主な機能が動作する方法について述べる。図7を参照すると、コンバータ104からの実数のサンプルIおよび虚数のサンプルQが、プリアンブル処理回路110の64サンプル遅延回路702に与えられる。遅延回路702は、遅延回路702に送られた64個の連続したサンプルから、以下のサンプル期間すなわち0、16、32、および64(最初のサンプル期間および/または最後のサンプル期間はおそらく遅延回路702の出力または入力から導出される)だけ遅延するサンプルを導出することができるようにいくつかのタップを有する。この遅延回路702は、3つすべての機能に使用される。
【0038】
次に、第1の機能、すなわち放送バーストを検出して、フレームの開始を見つけられるようにする機能について述べる。タイプAのプリアンブルセクションを有する放送バーストプリアンブルは、タイプAのプリアンブルセクションを持たないその他のバーストと区別されなければならない。自己相関器がこの目的のために使用される。
【0039】
表2は、タイプAのプリアンブルセクションをなすサンプルが送られる場合の、遅延の異なる自己相関器から得ることのできる出力を示す。
【0040】
【表2】
【0041】
1列目の数は、サンプル期間に関する遅延を表す。2列目〜6列目は、周波数オフセットがない場合の16サンプルの各ブロックまたはサブシーケンスについての自己相関器の予想出力を表す。たとえば、48サンプルの遅延がある場合、Aタイプセクションの4番目のブロックIAは、最初のブロックAと−1の相関を有することになる。5番目のブロックIAは、2番目のブロックIAと+1の相関を有することになる。
【0042】
表3は、タイプBのセクションをなすサンプルが送られる場合の出力を示す。
【0043】
【表3】
【0044】
この場合、48サンプルの遅延がある場合、セクションの4番目のブロックBは、最初のブロックBと+1の相関を有することになる。5番目のブロックIBは、2番目のブロックBと−1の相関を有することになる。
【0045】
表2と表3を比較することにより16サンプルまたは48サンプルの遅延を有する相関器は、タイプAのセクションとタイプBのセクションとを区別することができるが、32サンプルまたは64サンプルの遅延を有する相関器は区別不可能なことが認められるであろう。
【0046】
本実施の形態は、AタイプとBタイプのセクションの出力の区別につながる遅延(この場合、48サンプル)を有する相関器を、Aタイプセクションについて予想される特定の相関器出力シーケンスを検出する手段と共に使用することによって動作する。さらに、本実施の形態は、Aタイプセクションを検知してから適切な遅延後にBタイプセクションの存在を調べることによって動作する。
【0047】
サンプル0が共役器705に送られて、サンプルの複素共役が形成される。これと、遅延回路702からのサンプル48が乗算器704に送られ、よって乗算器704の出力がライン706上に、48サンプル期間の遅延を有する受信サンプルの自己相関を形成する。したがって、放送バーストプリアンブルを受信中であるものと仮定すると、表2に示すように、自己相関器704の出力は、16連続サンプルについて−1の値を生成し、その後、次の16サンプルについて+1を生成する。この値シーケンスを検出し、ライン116上に放送バーストプリアンブルを表すプリアンブル検出信号を提供する手段が設けられる。
【0048】
しかし、本実施の形態では、プリアンブル処理回路110は、タイプAセクションの検出後にタイプBセクションが検出され、タイプAセクションとタイプBセクションの先頭が80サンプル遅延分、離れている場合にのみ、このような検出信号を生成する。これは、自己相関器704の出力706を80サンプル遅延回路708およびインバータ710に送り、遅延回路708およびインバータ710の出力を検出器712に送ることによって達成される。検出器712は、インバータ710から「−1」の16連続の出力および、その後の「+1」16連続の出力を受信する(表3に示すように、タイプBセクションの自己相関によって生成されるサンプルを反転したものを表す)のと同時に、遅延回路708から同じ値を受信した場合に、放送バーストプリアンブルを表す出力を生成する。
【0049】
表2および表3における最後の列は、周波数誤差によって導入される位相ずれψを表す。これは、相関器遅延の長さと直線的に増加することに留意されたい。周波数オフセットが、±π/2に近い測定した位相を生成するに十分であった場合には、サブシーケンスAはサブシーケンスBであるように見えることがあり、またその逆の場合も同様である。実際のHIPERLAN/2構成では、48サンプル遅延の場合にはこれが104.25kHzオフセットで発生することが見て取れる。HIPERLAN/2は、±20ppmの周波数安定度を指定し、これは送信周波数5.7125GHzの場合での±114.5kHzに相当する。リンクの一端が最大の正の周波数オフセットを有し、他端が最大の負のオフセットを有する最悪の場合、差は±229kHzの大きさになり得る。
【0050】
したがって、上記構成がタイプAのセクションのみを検出するものであった場合、大きな周波数オフセットに起因する誤差が潜在的に存在する。しかし、これを回避するために、検出器712を配置して、(a)セクションタイプAを示唆する自己相関出力シーケンスの80サンプル後にセクションタイプBが続く、または(b)周波数オフセットが、セクションタイプAがセクションタイプBのものに類似する自己相関出力を生成するに十分である場合のみ発生する、かかる自己相関出力が反転したもの、のいずれかを検出する場合に、放送バーストプリアンブルを表す出力を提供することが可能である。
【0051】
次に、放送バーストプリアンブルが受信される時刻を正確に検出する処理回路100の第2の機能について述べる。
【0052】
スイッチ703は、入力サンプルが16タップ遅延回路713に与えられ、遅延回路713の出力が、16サンプルサブシーケンスAに一致するマッチドフィルタ714に与えられるように動作する。タップ付きフィルタ714の出力716は、受信したサンプルと既知のパターンAの間の相関を表すため、遅延回路713の出力1〜16におけるサブシーケンスAの存在を表す信号を提供する。
【0053】
したがって、この相関出力が入力サンプルの代わりに、遅延回路702の入力に送られる。上述したように、遅延回路702は、互いに16サンプル期間分離れたサンプルを提供する5つの出力を有する。別の回路718を使用して、これら出力が、集合的にプリアンブルセクションAを形成する5つのサブシーケンスにおける対応サンプルを表すことを調べる。
【0054】
したがって、出力0、16、32、48、および64は、シーケンス検出器718のそれぞれの入力に提供される。シーケンス検出器718は、相関出力の予想パターンに一致するフィルタであってもよい。好ましい実施の形態のシーケンス検出器は、5つのブロックA、IA、A、IA、およびIAそれぞれにおけるサンプルの値の相対的な符号と一致するように、サンプル64、48、32、16、および0を受信する入力にそれぞれに適用される重み付け係数+1、−1、+1、−1、および−1を有する。
【0055】
タイプAセクションが検出されると、検出器178がタイミング信号を正確なタイミングでライン112、114に提供する。
【0056】
シーケンス検出器718および遅延回路702は、マッチドフィルタ714の出力を効率的に組み合わせて、長さ80であるが、80の個別の離れた遅延回路出力および対応する係数を必要としない等価マッチドフィルタを生成する。かかるマッチドフィルタにより、平均サンプルに関して19dBの信号対雑音比の向上が与えられ、したがって非常に信頼性の高いフレーム開始の指示が与えられる。これにより、放送バーストならびにフレーム同期についての優れた初期タイミング推定が与えられる。
【0057】
処理回路110も、サブセクションBに対応するようにマッチドフィルタ714の係数を変更することにより、また検出器718によってサンプル64、48、32、16、および0に適用される重みの付いた係数をそれぞれ+1、+1、+1、+1、および−1に変更することにより、タイプBセクションが発生する時点を検出するように構成することが可能である。
【0058】
次に、受信機同調周波数の誤差を検出するという処理回路100の第3の機能について述べる。この機能の場合、スイッチ703は図7に示す位置に配置されるため、入力サンプルは直接遅延回路702に送られる。
【0059】
表2に示すように、周波数オフセットがないものと仮定すると、自己相関器は、自己相関器の遅延に依存して所定シーケンスで既知の位相(0またはπ)の出力を生成する。しかし、周波数オフセットがある場合、これにより自己相関器の出力に位相ずれが生じる。周波数オフセットがΔfであると仮定すると、HIPERLAN/2システムにおける位相ずれψは、表2の列7に示すものである。位相ずれψは、自己相関器の遅延に比例する。
【0060】
したがって、周波数オフセットは、既知の遅延の自己相関器からの出力において観察される位相ずれから決定することができる。しかし、本実施の形態によれば、異なる遅延を有する複数の相関器の出力を適宜組み合わせることにより、改善された信号対雑音比が得られる。
【0061】
プリアンブル処理回路110は、3つのさらなる乗算器722、724、および726を備える。4つすべての乗算器は、共役器705から入力サンプル0の複素共役を受信する。乗算器722、724、704、および726は、別の入力として、サンプル16、32、48、および64それぞれを受信する。したがって、乗算器722、724、704、および726の出力はそれぞれ、16、32、48、および64サンプルの遅延を有する自己相関器である。
【0062】
自己相関器の出力は、位相平均化器728、730、732、および734それぞれに送られる。各位相平均器は、受信した入力自己相関サンプルと予想される位相との間の差の平均を表す出力値を生成する。(これら予想される位相は、たとえば検出器718の出力によって決定し得る、現在受信中の特定のサブシーケンスに従ってアドレス指定されるルックアップテーブルから決定することができる)。
【0063】
64サンプル遅延の場合、平均化用に16個の出力サンプルしかなく、熱雑音を無視して12dBの信号対雑音比(SNR)が与えられる。48サンプル遅延の場合、平均化用に32個の出力サンプルがあり、15dBの信号対雑音比が与えられる。しかし、推定される位相はここで、64サンプル遅延相関器からの対応する位相出力の3/4しかなく、小さな角度について2.5dBのペナルティを生み出す。32サンプル遅延の場合、平均化する48個の出力サンプルがあり、これらがすべて統計学的に独立している場合には16.8dBの信号対雑音比が与えられる。しかし、予想すべき位相はここで、64サンプル遅延相関器からの対応する位相出力の1/2しかなく、小さな角度について6dBのペナルティを生み出す。さらに、3番目のセクションにおけるサンプルをその他の2つのセクションにおけるサンプルで乗算することによって生成される出力の間の部分相関に起因するペナルティがある。したがって、結果得られるSNRは、16.8dB未満である可能性が高い。同様の議論を16サンプル遅延相関器にも適用することができ、16サンプル遅延相関器は、すべての出力が統計学的に独立している場合、18dBのSNRを与えるが、減少された角度については12dBのペナルティを与える。この場合、16サンプルの各ブロックといずれかの側の隣接ブロックの間に部分相関があり、SNRのさらなる低減が予想される。
【0064】
16、32、48、または64サンプルという異なる遅延を用いる最大4個の相関器の出力を適宜組み合わせることによって、すべての出力が統計学的に独立している場合、平均化用の16出力の10個のブロックがあり、64サンプル相関器の場合にはSNRが10dB向上する。
【0065】
これは、位相平均器728、730、732、および734の出力を周波数オフセット計算器736の重み付け入力に送ることによって達成される。計算器736は、(16サンプル遅延相関器722に接続される)位相平均器728からの平均位相角のずれを4で乗算し、(32サンプル遅延相関器724に接続される)位相平均器730の出力を2で乗算し、(48サンプル遅延相関器704に接続される)位相平均器732の出力を1.5で乗算し、(64サンプル遅延相関器726に接続される)位相平均器734の出力を1で乗算する。次いで、重みの付けされた値自体が平均化されて、位相ずれ値ψを生成し、周波数オフセット計算器736が、周波数オフセットを表し、式Δf=ψx625/πを用いて導出される値Δfをライン118上に提供する。
【0066】
上記において識別した表2の上の2行に沿った部分相関に加えて、同じリアルタイム入力を共有する表2の同じ列中のブロックの間、および同じ遅延入力を共有する同じ対角線上のブロックの間にも部分相関があることに留意すべきである。各サブセクションは、表中で総計4回出現する。この手法は、「良好」なサンプルが別の「良好」なサンプルと乗算されるいくつかのチャンスを有し、特定の固定長相関器における「不良」サンプルと対になることにより「無駄」にならないため、いくらかのダイバーシチ利得を与える可能性が高い。しかし、異なる位相角を考慮に入れなければならない付加的な乗算器および結合する回路においてかなりの複雑性が増加する。
【0067】
計算された周波数オフセットは、タイミング周波数の調整以外の他の目的に使用してもよく、たとえば、FFT回路106が同調オフセットを補償できるようにするために使用することができる。
【0068】
共通の要素、特に遅延回路702を、プリアンブル処理回路110の3つすべての機能に使用可能であることに留意されたい。乗算器704等他の要素も、機能同士で共有することができる。
【0069】
上記構成では、遅延回路702を異なる時点で使用して、入力サンプル(上述した第1および第3の機能に関して)およびマッチドフィルタ714(第2の機能に関して)によって導出される入力サンプルの相関の双方を遅延させる。所望であれば、また特にこれら機能を同時に実行する必要がある場合、2つの別個の遅延回路を代わりに使用することができる。
【0070】
上記実施の形態では、同調周波数オフセットの決定およびプリアンブルタイミング検出動作は、受信機が動作し始めた後の初期段階に実行され、後続する同期化がそれ自体既知の他の装置によって実行されるものと意図される。しかし、代わりに、周波数オフセットの決定および/またはプリアンブルタイミングの決定は、受信機の動作中に繰り返し行うこともできる。
【0071】
上述したように、回路714および718はそれぞれ、マッチドフィルタの形態をとることができる。しかし、他のタイプのパターン認識回路を使用して、たとえば既知のシーケンスとの相関により、受信したサンプルシーケンスを認識してもよい。回路は、XORゲート等デジタル論理回路を使用して、またはより複雑な方法で、たとえばソフトウェアまたはハードウェアにで実装されうるニューラルネットワークの形態で構築することができる。しかし、上述したように、検出器718は、単純な構造のものであることができ、異なるプリアンブルを検出するために変更可能であることが好ましい、少ない数(本実施の形態では5個)の重み付け係数しか必要としない。
【0072】
上記3つの機能の任意の1つまたは複数を省略してもよいことに留意されたい。たとえば、検出器718の出力を使用して、放送バーストプリアンブルの受信を指示し、これによって回路706、708、710、および712の必要性をなくすことが可能である。
【0073】
無線ローカルエリアネットワークの場合、従来の構成では、信頼性が高く正確な同期は、信号が連続して送信されないために困難である。この発明は、こういった問題を軽減する。本技術は、衛星バーストモード通信およびバーストモード電力線通信等、同様の条件が適用される他の状況において使用することもできる。
【0074】
この発明は、個別のハードウェアもしくはプログラムされたマイクロプロセッサ、またはこれら双方の組み合わせを用いて実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 HIPERLAN/2のシステムを用いて送信されるMACフレームの構造を示す図である。
【図2】 MACフレーム内の1セクションの基本構造を示す図である。
【図3】 MACフレームのセクションタイプに用いられるプリアンブルの構造を示す図である。
【図4】 MACフレームのそれぞれのセクションタイプに用いられるプリアンブルの構造を示す図である。
【図5】 MACフレームのそれぞれのセクションタイプに用いられるプリアンブルの構造を示す図である。
【図6】 この発明による無線LAN受信機のブロック図である。
【図7】 受信機のプリアンブル処理回路の略図である。
Claims (12)
- 復調された受信信号から複素数データサンプルを生成する受信機において同調周波数オフセットを決定する方法であって、前記データサンプルは、互いに所定の関係を有するサブシーケンスを含むシーケンスに配置され、前記方法は、複数の異なる遅延期間だけ前記複素数データサンプルを遅延させるステップと、前記異なる遅延期間を用いて前記複素数データサンプルの自己相関をとり各自己相関出力を生成するステップと、各自己相関出力における位相誤差にそれぞれ依存する複数の位相依存値を決定するステップと、前記位相依存値を重み付けして結合することによって前記周波数オフセットを表す値を計算するステップと、を含む、方法。
- 前記位相依存値はそれぞれ、連続した自己相関サンプルの位相誤差の平均を表す、請求項1記載の方法。
- 請求項1または2に記載の方法を用いて同調周波数オフセットを決定するステップと、遅延されたサンプルを使用して所定のデータサンプルシーケンスを認識するステップと、を含む、受信機を同期させる方法。
- 前記遅延期間を使用した前記データサンプルの自己相関が所定シーケンスの出力になるかどうかを判定することにより、前記シーケンスを認識するステップを含む、請求項3記載の方法。
- 前記サブシーケンスを表すデータと前記複素数データサンプルの相関をとり、前記相関に応答するパターン認識手段を使用して前記複数のサブシーケンスを含むシーケンスを検出することにより、前記所定シーケンスが発生した時点を示す信号を提供するステップを含む、請求項3または4記載の方法。
- 受信機を同期させる方法であって、
複素数データサンプルの所定シーケンスを含む信号を受信することであって、前記所定シーケンスは、互いに所定の関係を有する内容のサブシーケンスを含むこと、
前記サブシーケンスの1つに対応するデータを有する前記複素数データサンプルの相関を形成すること、
遅延手段を使用してそれぞれ異なる量だけ前記相関を遅延させること、
前記遅延手段の各出力に応答し、前記所定の関係に対応する重み付け係数を有するパターン認識手段を使用して、前記複素数データサンプルの前記所定シーケンスが受信された時点を示す信号を供給すること
を含む、方法。 - 前記複素数データサンプルを前記遅延手段に送るステップと、前記遅延手段の異なる出力それぞれを使用して複数の自己相関を導出するステップと、前記自己相関それぞれにおける位相誤差からの同調周波数オフセットを決定するステップと、を含む、請求項6記載の方法。
- 前記所定シーケンスは、無線LAN送信におけるデータバーストを識別する、請求項6または7記載の方法。
- 前記パターン認識手段はマッチドフィルタである、請求項6ないし8のいずれか一項記載の方法。
- 前記受信信号はOFDMシンボルを含む、請求項1ないし9のいずれか一項記載の方法。
- 前記受信信号はHIPERLAN/2信号である、請求項1ないし10のいずれか一項記載の方法。
- 請求項1ないし11のいずれか一項記載の方法に従って動作するように構成される手段を備える無線LAN受信機。
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