JP4131129B2 - Ｄｃモータの駆動制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、エアコン，給湯機などの家電機器に使用され、効率の良いＰＷＭ制御で能力可変をするＤＣモータの駆動制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＷＭ制御を用いて能力可変するＤＣモータにおいて、従来そのＰＷＭ信号発生回路は、三角波信号とアナログ信号をコンパレータ（比較器）に入力し、その出力信号を用いるものであった。この従来のＤＣモータを負荷装置としてポンプに用いた場合を図１１〜１７に基づいて説明する。図１１は従来のＰＷＭ信号発生回路を用いた従来のＤＣモータの駆動装置である。また図１２はスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ特性図、図１３は従来のＰＷＭ信号発生回路内の第１の信号波形図、図１４は従来のＰＷＭ信号発生回路内の第２の信号波形図、図１５は従来のＰＷＭ信号発生回路内の第３の信号波形図、図１６は従来の能力信号発生手段から発生されるアナログ信号の電圧とＰＷＭ信号のデュティの関係の説明図である。また図１７は能力信号発生手段内の積分回路からの出力信号であるアナログ信号の時間変化を表す波形図である。まず図１１から説明する。
【０００３】
図１１において、１０１は直流電源、１０２は直流電源１０１から電気を給電されるモータ巻線、１０３はマグネットロータ、１０４は磁極位置検出素子である。モータ巻線１０２に電流が流れることによって発生する磁界と、マグネットロータ１０３の磁界との吸引・反発の磁力によりモータの回転トルクが発生する。この時一定回転方向に効率良く回転トルクを発生させるために、マグネットの磁極位置を検出する磁極位置検出素子１０４がモータ巻線１０２のスロット間の適当な位置に配置される。
【０００４】
１０５は通電切替回路、１０６は第１スイッチング素子群、１０７は第２スイッチング素子群である。通電切替回路１０５は磁極位置検出素子１０４の出力信号を受け、どのモータ巻線１０２のどちら方向に電流を流すと効率良く一定方向に回転トルクを発生するか判断する。第１スイッチング素子群１０６は、この通電切替回路１０５の出力信号に合わせ、モータ巻線１０２のどの端子に直流電源１０１の＋極を接続するかをスイッチし、第２スイッチング素子群１０７は、モータ巻線１０２のどの端子に直流電源１０１の−極を接続するかをスイッチする。
【０００５】
また、１０８は負荷検出手段、１０９は能力信号発生手段、１１０は駆動モータの能力を変えるための指令値となるアナログ信号である。負荷検出手段１０８は、モータの能力を制御するために、モータの負荷(この場合ポンプ)の仕事の結果（圧力もしくは流量）を検出する。能力信号発生手段１０９は、この検出信号を受け、現在の負荷の仕事の結果（圧力もしくは流量）を検知し、目標の負荷の仕事の結果（圧力もしくは流量）になるようにするものである。能力信号発生手段１０９は負荷の仕事の結果（圧力もしくは流量）を制御するため、駆動モータの能力をかえるアナログ信号１１０を出力する。実際にモータの能力を可変にするための駆動制御方法としては、第２スイッチング素子群１０７に入力する信号を生成するとき、通電切替回路１０５内でＰＷＭ信号の積をとることで第２スイッチング素子群１０７が給電期間を調整することで行われる。
【０００６】
次にこのＰＷＭ信号の発生方法を説明する。１１１はＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路、１１２はＰＷＭ信号発生回路内で特定の周期（数ｋＨｚ程度）の三角波信号を発生する三角波発生回路、１１３は比較回路、１２０は三角波信号、１３８はＣＲ積分回路である。比較回路１１３は、図１２に示すように三角波発生回路１１２の出力信号である三角波信号１２０とアナログ信号１１０と電圧の比較を行い、比較回路出力信号１２１を出力する。
【０００７】
次に図１２は、スイッチング素子群１０６，１０７がＦＥＴの場合のゲート−ソース間（ＧＳ間）の電圧とドレイン−ソース間（ＤＳ間）の抵抗特性を表している。一般にＧＳ間の電圧が２〜３ＶまではＯＦＦ状態で、それから５〜６Ｖ程度まで可変抵抗状態、それ以上の電圧がＧＳ間に印可されるとＯＮ状態となり、非常に小さい抵抗値をもった特性となる。ここで注意すべきは、可変抵抗器の状態ではＦＥＴの損失が非常に大きくなり、かなり素子から発熱して、最悪時には素子の破壊をまねくことになる。またここではＦＥＴの場合の特性を表したが、バイポーラのトランジスタの場合も同様で、ベース−エミッタ間（ＢＥ間）が低い電圧では十分なベース電流を流すことができずにトランジスタでの電圧降下が大きくなり、損失が大きくなる。
【０００８】
次に図１３に基づきＰＷＭ信号発生回路１１１内の信号波形について説明する。三角波発生回路１１２の出力はほぼ対称な三角波信号１２０となる。三角波信号１２０と所定の期間一定の大きさの電圧をもつアナログ信号１１０とが、比較回路１１３に入力される。電圧の大きさを比較し、その結果ＨとＬの幅が決定され、比較回路出力信号１２１となって出力される。比較回路出力信号１２１は通電切替回路１０５において反転信号となり、この信号が第２スイッチング素子群１０７のＯＮ／ＯＦＦ信号となる。この信号が、ＰＷＭ信号１２２として駆動モータの能力を可変するものである。
【０００９】
図１３において、１２３はスイッチング素子がＯＦＦ状態と可変抵抗状態の境界のＧＳ間電圧値を表し、１２４は可変抵抗状態とＯＮ状態の境界のＧＳ間電圧値を表している。すなわち、図１３に示す場合は可変抵抗状態の期間が短く、ほとんどがＯＮかＯＦＦの状態で素子の損失が異常に増大することはない。しかし、可変抵抗状態が長いと異常な損失を招く。図１４はＰＷＭ信号のデュティが小さい時（〜数％程度）のＰＷＭ信号発生回路内の信号波形であり、図１５はＰＷＭ信号のデュティが大きい時（〜９０％以上）のＰＷＭ信号発生回路内の信号波形を示している。図１４，１５とも共通しているのは、ＰＷＭ信号１２２の可変抵抗状態の期間が長いことである。図１４の場合は、ＯＦＦ状態での素子の損失はほとんど無いが、ＯＮ状態が無く可変抵抗状態のみであり、その期間が長いとモータの起動時に十分巻線に電流が流れないため、マグネットロータが回転せず、スイッチング素子群１０６，１０７のそれぞれ1つのスイッチング素子に電流が流れ続け、これにより異常な損失が起こり、延いては素子が破壊してしまう。また図１５の場合、ＯＮ状態でかなり損失が大きい上、スイッチング時の可変抵抗の状態で異常な損失の増大を生む。つまりデュティが１００％の時より図１５の場合の方が素子に流れる電流は小さいが、素子での損失はかなり大きくなり、延いては素子が破壊してしまう。
【００１０】
次に図１６に基づいてアナログ信号１１０とＰＷＭデュティの関係をそれぞれ説明する。ＰＷＭ信号発生回路１１１として三角波信号１２０を使用する場合、アナログ信号とＰＷＭデュティは直線１２５で示すようにリニアな関係となる。目標のＰＷＭデュティが決定された場合は、アナログ信号１１０の大きさもこの直線１２５が表す簡単な式で一意的に決定される。また同じ大きさのアナログ信号のステップであれば、ＰＷＭデュティのステップの大きさも同じになる。そして、モータの起動時や能力を上昇させるときなど、モータの能力を決定するＰＷＭ信号のデュティの変化量を過度に大きくする場合においてもスイッチング素子群（ＦＥＴ等）に過渡的に大電流が流れることを防止するため、能力信号発生手段１０９内にその出力信号であるアナログ信号の時間変化量を制限するためのコンデンサＣと抵抗器Ｒから構成されるＣＲ積分回路１３８を内蔵している。
【００１１】
また図１７に積分回路１３８を通過したアナログ信号の時間変化を表している。最も過渡的にスイッチング素子群（ＦＥＴ等）に電流が流れやすいのはモータ起動時であり、起動時にアナログ信号の時間変化量をＣＲ積分回路１３８の定数Ｃ，Ｒで決定した場合のアナログ信号１１０ａに表している。起動指令直後から充電開始し、三角波発生回路１１２の三角波信号１２０の下限値を越えた時点でＰＷＭ信号が発生し、モータ巻線１０２に通電が開始される。アナログ信号１１０ａをみて分かるように、通常の充放電回路（ＣＲ回路）では充電開始（起動指令）点で最もｄＶ／ｄｔ（傾き）が最も大きく、電圧が大きいほど傾きが小さくなる特徴を持つ。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら従来の方法では、ＰＷＭのデュティがある下限値以下のときや、ある上限値以上（１００％は除く）のとき、図１４でも分かるようにスイッチング時に過渡的な状態でスイッチング素子群（ＦＥＴ等）が完全にＯＮしない状態が発生し、スイッチング素子群（ＦＥＴ等）での損失が急激に上昇する。これにより、効率の低下が起こり、最終的には部品の破壊も発生してしまう。このための対策として十分余裕をもった部品を使ったり、温度上昇を抑えるために大きな放熱器を取りつける必要が生じる。これによって小型・低価格のモータが提供できないという課題を有していた。
【００１３】
さらにモータの起動時や負荷の増加に応じて能力を上昇するとき、過渡的に電流がスイッチング素子群（ＦＥＴ等）に異常に流れないようにするＣＲ回路を用いた従来のソフトスタートの方法では、ＰＷＭ信号発生開始時点でのアナログ信号のｄＶ／ｄｔを固定的に設定するため、モータの能力を急激に変えたい場合に対応できず、制御性の悪化をもたらすという課題を有していた。
【００１４】
そこで本発明は、スイッチング素子群の可変抵抗の状態となる期間を低減し、効率のよい、安価で、制御性の高い、ＤＣモータの駆動制御装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明のＤＣモータの駆動制御装置は、ＤＣモータを駆動する複数相のモータ駆動コイルと、当該モータ駆動コイルに給電する直流電源の＋極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第１スイッチング素子群と、前記直流電源の−極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第２スイッチング素子群と、回転子の磁極位置を検出する複数個の磁極位置検出素子と、前記磁極位置検出素子の出力信号に基づいて前記第１スイッチング素子群および前記第２スイッチング素子群を制御し前記直流電源から給電する前記モータ駆動コイルを切換える通電切替え回路と、前記ＤＣモータの負荷装置の仕事の結果に応じた電圧値のアナログ信号を発生する能力信号発生手段と、前記第２スイッチング素子群のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号となるＰＷＭ信号を出力して前記直流電源から前記モータ駆動コイルへの給電量を調整するＰＭＷ信号発生回路とを備え、前記ＰＷＭ信号発生回路は、ＰＭＷ信号を出力するにあたってはＰＭＷ信号のデュティを入力された前記アナログ信号の電圧値に応じた値に設定するＤＣモータの駆動制御装置において、前記能力信号発生手段のアナログ信号の電圧値を監視し、該電圧値がＰＷＭ信号のデュティ指定範囲の上下限にそれぞれ対応する上限値と下限値になったことを示す信号を出力する電圧監視手段と、前記電圧監視手段の出力信号を受けて、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値を越えたときは前記アナログ信号の電圧値を第１電圧に変換してＰＷＭ信号発生回路に出力し、前記アナログ信号の電圧値が前記下限値より下がったときは前記アナログ信号の電圧値を第２電圧に変換してＰＷＭ信号発生回路に出力し、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値以下前記下限値以上であるときは電圧値を変換せずに前記アナログ信号をＰＷＭ信号発生回路に出力する信号変換手段とを備え、前記第１電圧は、ＰＷＭ信号のデュティを１００％とする電圧値であり、前記第２電圧は、ＰＷＭ信号のデュティを０％とする電圧値であることを特徴とする。
【００１６】
これにより、スイッチング素子群の可変抵抗の状態となる期間を低減し、効率のよい、安価で、制御性の高い、ＤＣモータの駆動制御装置とすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載された発明は、ＤＣモータを駆動する複数相のモータ駆動コイルと、当該モータ駆動コイルに給電する直流電源の＋極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第１スイッチング素子群と、前記直流電源の−極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第２スイッチング素子群と、回転子の磁極位置を検出する複数個の磁極位置検出素子と、前記磁極位置検出素子の出力信号に基づいて前記第１スイッチング素子群および前記第２スイッチング素子群を制御し前記直流電源から給電する前記モータ駆動コイルを切換える通電切替え回路と、前記ＤＣモータの負荷装置の仕事の結果に応じた電圧値のアナログ信号を発生する能力信号発生手段と、前記第２スイッチング素子群のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号となるＰＷＭ信号を出力して前記直流電源から前記モータ駆動コイルへの給電量を調整するＰＭＷ信号発生回路とを備え、前記ＰＷＭ信号発生回路は、ＰＭＷ信号を出力するにあたってはＰＭＷ信号のデュティを入力された前記アナログ信号の電圧値に応じた値に設定するＤＣモータの駆動制御装置において、前記能力信号発生手段のアナログ信号の電圧値を監視し、該電圧値がＰＷＭ信号のデュティ指定範囲の上下限にそれぞれ対応する上限値と下限値になったことを示す信号を出力する電圧監視手段と、前記電圧監視手段の出力信号を受けて、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値を越えたときは前記アナログ信号の電圧値を第１電圧に変換してＰＷＭ信号発生回路に出力し、前記アナログ信号の電圧値が前記下限値より下がったときは前記アナログ信号の電圧値を第２電圧に変換してＰＷＭ信号発生回路に出力し、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値以下前記下限値以上であるときは電圧値を変換せずに前記アナログ信号をＰＷＭ信号発生回路に出力する信号変換手段とを備え、前記第１電圧は、ＰＷＭ信号のデュティを１００％とする電圧値であり、前記第２電圧は、ＰＷＭ信号のデュティを０％とする電圧値であることを特徴とするＤＣモータの駆動制御装置であるから、ＰＷＭ信号のデュティの可変範囲（０〜１００％）の中の所定のデュティ指定範囲外で電圧を指定でき、時間的な変化量（ｄＶ／ｄｔ）を管理することができる。
【００１８】
また、スイッチング素子群の可変抵抗状態の期間が長い状態で使用することを禁止し、スイッチング素子群の異常発熱を低減し、安価で小型のモータ駆動装置を提供できる。
【００１９】
本発明の請求項２に記載された発明は、ＤＣモータを駆動する複数相のモータ駆動コイルと、当該モータ駆動コイルに給電する直流電源の＋極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第１スイッチング素子群と、前記直流電源の−極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第２スイッチング素子群と、回転子の磁極位置を検出する複数個の磁極位置検出素子と、前記磁極位置検出素子の出力信号に基づいて前記第１スイッチング素子群および前記第２スイッチング素子群を制御し前記直流電源から給電する前記モータ駆動コイルを切換える通電切替え回路と、前記ＤＣモータの負荷装置の仕事の結果に応じた電圧値のアナログ信号を発生する能力信号発生手段と、前記第２スイッチング素子群のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号となるＰＷＭ信号を出力して前記直流電源から前記モータ駆動コイルへの給電量を調整するＰＭＷ信号発生回路とを備え、前記ＰＷＭ信号発生回路は、ＰＭＷ信号を出力するにあたってはＰＭＷ信号のデュティを入力された前記アナログ信号の電圧値に応じた値に設定するＤＣモータの駆動制御装置において、前記能力信号発生手段のアナログ信号の電圧値を監視し、該電圧値がＰＷＭ信号のデュティ指定範囲の上下限にそれぞれ対応する上限値と下限値になったことを示す信号を出力する電圧監視手段と、前記電圧監視手段の出力信号を受けて、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値を越えたときは前記ＰＷＭ信号発生回路が出力するＰＭＷ信号のデュティを１００％に変換し、前記アナログ信号の電圧値が前記下限値より下がったときは前記ＰＷＭ信号発生回路が出力するＰＭＷ信号のデュティを０％に変換し、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値以下前記下限値以上であるときは前記ＰＷＭ信号発生回路に出力するＰＭＷ信号のデュティを変換しない信号変換手段とを備えたことを特徴とするＤＣモータの駆動制御装置であるから、ＰＷＭ信号の所定のデュティ指定範囲外でデュティを指定でき、ＰＷＭ信号の時間変化量を管理することができ、応答性のよいモータ駆動装置を提供できる。
【００２０】
本発明の請求項３に記載された発明は、請求項１または２において、１相の誘起電圧をＶ＊、給電用電源電圧をＶ、巻線に印加される電圧をＶ１、モータ起動時の許容初期デュティをＤｍｉｎ(％)、βを係数（β＝１．３５〜１．５５）としたとき、Ｖ１＝Ｖ−β×Ｖ＊であり、ＰＷＭ信号のデュティの最大変化量Ｄｍａｘ（％）が、Ｄｍａｘ＝Ｄｍｉｎ＋Ｄｍｉｎ×（β×Ｖ＊／Ｖ１）で与えられ、ＰＷＭ信号のデュティ指定範囲の上限をＤｍａｘ（％）、下限をＤｍｉｎ(％)に設定したことを特徴とするＤＣモータの駆動制御装置であるから、起動時にスイッチング素子群に流れる電流を制限し、部品の破壊を防止するとともに、応答性のよいＤＣモータの駆動装置を提供できる。
【００２１】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１におけるモータの駆動制御装置について説明する。図１は本発明の実施の形態１におけるモータの駆動制御装置の構成図である。従来の技術と同一符号にものについては説明を割愛する。１０１は直流電源、１０２は直流電源１０１から電気を給電されるモータ巻線（本発明のモータ駆動コイル）、１０３はマグネットロータ、１０４は磁極位置検出素子である。１０５は通電切替回路、１０６は第１スイッチング素子群、１０７は第２スイッチング素子群である。１０８は負荷検出手段、１０９は能力信号発生手段、１１０は駆動モータの能力を変える指令値となるアナログ信号である。１１１はモータ巻線１０２への給電指令をパルス幅と比例させたＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路、１１２はＰＷＭ信号発生回路内で特定の周期（数ｋＨｚ程度）の三角波信号を発生する三角波発生回路、１１３は比較回路、１２０は三角波信号、１３８はＣＲ積分回路である。
【００２２】
１５０は電圧の大きさを監視する電圧監視手段、１５１はその電圧監視検出信号、１５２は電圧監視検出信号１５１を受け取る信号変換手段である。
【００２３】
負荷検出手段１０８の検出信号を受け、現在の負荷の仕事の結果（負荷がポンプであれば圧力もしくは流量）を検知し、目標の負荷の仕事の結果（圧力もしくは流量）になるように能力信号発生手段１０９から駆動モータの能力をかえるアナログ信号１１０を出力する。
【００２４】
このアナログ信号１１０は、電圧の大きさを監視する電圧監視手段１５０に入力され、電圧監視手段１５０が電圧の大きさが設定された下限値以下、または設定された上限値以上かを判断する。判断された結果の電圧監視検出信号１５１は信号変換手段１５２に入力される。さらに、この信号変換手段１５２にはアナログ信号１１０が直接能力信号発生手段１０９から入力される。信号変換手段１５２によって変換後の信号は、変換されたアナログ信号１１０*として、ＰＷＭ信号発生回路１１１に入力される。
【００２５】
次に図２，３を用いて本発明の実施の形態１の電圧監視手段１５０について説明する。図２，３は電圧監視手段１５０のそれぞれ別の形態である。図２は本発明の実施の形態１におけるＦＥＴを用いた電圧監視装置の構成図である。図２において、１５０ａは出力信号を反転させるインバータ、１５３はアナログ信号１１０の下限値または上限値となる設定電圧、１５４はスイッチ手段であるＦＥＴ、１５５，１５６は抵抗器である。この図２の形態の電圧監視手段１５０は、能力信号発生手段１０９で発生した出力のアナログ信号１１０に対してＦＥＴ１５４を用い、アナログ信号１１０の大きさでＯＮ／ＯＦＦさせるものである。アナログ信号１１０の設定電圧１５３、抵抗器１５５，１５６の抵抗値の大きさ、ＦＥＴ１５４のＯＮするゲート−ソース間の電圧、電源＋ＰＷＲの大きさという４つの要素に従ってＦＥＴ１５４がＯＮ／ＯＦＦする。本実施の形態においては設定電圧１５３よりアナログ信号１１０が大きいときＬｏｗを出力するようにインバータ１５０ａで信号反転されて、電圧監視検出信号１５１が出力される。
【００２６】
次に、図３は本発明の実施の形態１におけるコンパレータを用いた電圧監視装置の構成図である。図３において、１５７はコンパレータである。本実施の形態では能力信号発生手段１０９の出力であるアナログ信号１１０をこのコンパレータ１５７の−極に接続し、設定電圧１５３と同等の電圧値を設定した分圧抵抗による信号を＋極に接続することで、アナログ信号１１０が下限値もしくは上限値となる設定電圧１５３より大きくなったとき、コンパレータ１５７の電圧監視検出信号１５１がＬｏｗになって出力されるものである。
【００２７】
次に図４を用いて本発明の実施の形態１における信号変換手段について説明する。図４は本発明の実施の形態１におけるＤＣモータの駆動制御装置の能力信号発生手段の出力を変換する信号変換手段の説明図である。
【００２８】
図４において、１５１ａ，１５１ｂは電圧監視手段１５０の許容電圧監視検出信号、１５３ａはデュティ指定範囲におけるアナログ信号１１０の下限値、１５３ｂはデュティ指定範囲におけるアナログ信号１１０の上限値、１５８は１倍バッファアンプである。能力信号発生手段１０９の出力は下限値１５３ａと上限値１５３ｂでＯＮ／ＯＦＦされ、電圧監視手段１５０から２つに許容電圧監視検出信号１５１ａ，１５１ｂが出力される。信号変換手段１５２では、下限値１５３ａに対応した許容電圧監視検出信号１５１ａはＮ型のトランジスタのベースに接続され、上限値１５３ｂに対応した許容電圧監視検出信号１５１ｂはＰ型のトランジスタのベースが接続される。Ｎ型とＰ型の２つのトランジスタはトーテンポールで接続され、１つの出力信号として出力される。この出力信号は、能力信号発生手段１０９からのアナログ信号１１０が１倍バッファアンプ１５８を通過した信号と接続され、その重畳された信号が信号変換手段１５２の出力信号（変換後のアナログ信号１１０*）として出力される。この変換後のアナログ信号１１０*は図４のように、下限値１５３ａから上限値１５３ｂまでアナログ信号１１０と同じ値となるが、下限の設定値１５３ａ以下ではＬｏｗ（ＰＷＭ信号のデュティが０％となる値）の電圧（本発明の第２電圧）となり、上限の設定値１５３ｂ以上ではＨｉｇｈ（ＰＷＭ信号のデュティが１００％となる値）の電圧（本発明の第１電圧）となる。
【００２９】
続いて図７に基づいて、本発明の実施の形態１における変換前のアナログ信号１１０とＰＷＭデュティの関係曲線１２６について説明する。図７は本発明の実施の形態１における変換前のアナログ信号とＰＷＭデュティの関係の説明図である。信号変換手段１５２が能力信号発生手段１０９のアナログ信号１１０を受ける位置に設けられているため、ＰＷＭ信号発生回路１１１に入力される変換後のアナログ信号１１０*は、下限値と上限値で２ヶ所ステップ的に電圧値が変化する。なお、図７においてはＰＷＭデュティもこの２ヶ所でステップ的に変化するため、変換前のアナログ信号１１０が、下限値以下ではデュティは０％、上限値以上ではデュティは１００％になることを示している。本実施の形態１においてはデュティ指定範囲をスイッチング素子群の発熱防止という側面から決定したが、他の側面から目的に応じたデュティ指定範囲を指定することができる。
【００３０】
（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２におけるモータの駆動制御装置について説明する。実施の形態２のモータの駆動制御装置は、信号変換手段をＰＷＭ信号発生回路の出力を受ける位置に配置したことを特徴としている。実施の形態１のモータの駆動制御装置と同一符号は同一内容であるから、図２，３を参照するとともに詳細な説明は省略する。
【００３１】
図５は本発明の実施の形態２におけるモータの駆動制御装置の構成図、図６は本発明の実施の形態２におけるモータの駆動制御装置の信号変換手段の説明図である。図５，６において、１０１は直流電源、１０２はモータ巻線、１０３はマグネットロータ、１０４は磁極位置検出素子、１０５は通電切替回路、１０６は第１スイッチング素子群、１０７は第２スイッチング素子群である。１０８は負荷検出手段、１０９は能力信号発生手段、１１０はアナログ信号である。１１１はＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路、１１２は三角波発生回路、１１３は比較回路、１２０は三角波信号、１３８はＣＲ積分回路である。１５０は電圧監視手段、１５１は電圧監視検出信号、１５２は信号変換手段である。
【００３２】
実施の形態２のモータの駆動制御装置も負荷検出手段１０８の検出信号を受け、現在の負荷の仕事の結果（負荷がポンプであれば圧力もしくは流量）を検知し、目標の負荷の仕事の結果（圧力もしくは流量）になるように能力信号発生手段１０９から駆動モータの能力を変えるアナログ信号１１０を出力する。
【００３３】
このアナログ信号１１０は、電圧の大きさを監視する電圧監視手段１５０に入力され、電圧監視手段１５０が電圧の大きさが設定された下限値以下、または設定された上限値以上かを判断する。判断された結果の電圧監視検出信号１５１は信号変換手段１５２に入力される。さらに、この信号変換手段１５２にはＰＷＭ信号発生回路１１１の比較回路出力信号１２１が入力される。この比較回路出力信号１２１は、能力信号発生手段１０９から出力されたアナログ信号１１０と三角波発生回路１１２から出力された三角波信号１２０とを比較回路１１３で比較して得られたものである。信号変換手段１５２によって変換後の信号は、比較回路出力信号１２１*として通電切替回路１０５に入力される。
【００３４】
次に図２，３を用いて本発明の実施の形態２の電圧監視手段１５０について説明する。図２は実施の形態２におけるＦＥＴを用いた電圧監視装置を示す。図２において、１５０ａはインバータ、１５３は設定電圧、１５４はＦＥＴ、１５５，１５６は抵抗器である。設定電圧１５３よりアナログ信号１１０が大きい時Ｌｏｗになるようにインバータ１５０ａで信号反転されて、電圧監視検出信号１５１となり出力される。
【００３５】
次に、図３は実施の形態２におけるコンパレータを用いた電圧監視装置を示している。図３において、１５７はコンパレータである。アナログ信号１１０が下限値もしくは上限値１５３より大きくなったとき、コンパレータ１５７の電圧監視検出信号１５１がＬｏｗになって出力される。
【００３６】
次に図６を用いて本発明の実施の形態２における信号変換手段について説明する。図６において、電圧監視手段１５０の出力信号については実施の形態１と同様であり、説明を省略する。図６において、１５９，１６０はフォトカプラである。能力信号発生手段１０９の出力であるアナログ信号１１０がＰＷＭ信号発生回路１１１に入力され、アナログ信号１１０の大きさに応じてデュティの大きさが決定され、比較回路出力信号１２１としてＰＷＭ信号発生回路１１１から出力される。
【００３７】
一方信号変換手段１５２は、電圧監視手段１５０からの下限値を示す許容電圧監視検出信号１５１ａと、上限値を示す許容電圧監視検出信号１５１ｂを受け、それぞれバッファを通し、その出力信号がそれぞれフォトカプラ１５９，１６０の１次側に接続される。その後フォトカプラ１５９，１６０の２次側が図６のようにトーテンポールで接続されるとともに、比較回路出力信号１２１も接続された形で信号変換手段１５２の出力信号となり、変換された比較回路出力信号１２１*として出力される。この変換された比較回路出力信号１２１*は、下限のデュティ及び上限のデュティまでは連続して選択可能であるが、下限値以下ではデュティ０％となり、上限値以上ではデュティ１００％となる。
【００３８】
続いて本発明の実施の形態２における変換前のアナログ信号１１０とＰＷＭデュティの関係曲線１２６について説明する。信号変換手段１５２がＰＷＭ信号発生回路１１１の比較回路出力信号１２１を受けるとともに電圧監視検出信号１５１も受けているため、比較回路出力信号１２１は、下限値以下と上限値以上の２ヶ所で電圧監視検出信号１５１をトリガとしてＨｉｇｈとＬｏｗになる電圧が印加されステップ的にデュティが変化する。変換前のアナログ信号１１０が、下限値以下ではデュティは０％、上限値以上ではデュティは１００％になる。
【００３９】
（実施の形態３）
次に図８，９，１０を用いて、本発明の実施の形態３におけるＰＷＭデュティの変化量を制御するモータの駆動制御装置について説明する。図８は本発明の実施の形態３における３相モータの電気回路図で、図９は本発明の実施の形態３における３相ブラシレモータの誘起電圧の２相分の合成電圧波形図、図１０は本発明の実施の形態３におけるＰＷＭデュティの変化の状態図である。
【００４０】
まず図８において、１４０Ｕ，１４０Ｖ，１４０ＷはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の誘起電圧、１４１Ｕ，１４１Ｖ，１４１ＷはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相のインダクタンス成分、１４２Ｕ，１４２Ｖ，１４２ＷはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の抵抗成分、１４３Ｕ，１４３Ｖ，１４３ＷはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子である。３相ブラシレスモータの各相の巻線にはマグネットロータ１０３が回転することにより誘起電圧１４０Ｕ，１４０Ｖ，１４０Ｗが発生するとともに、各巻線は電気回路上インダクタンス成分１４１Ｕ，１４１Ｖ，１４１Ｗと抵抗成分１４２Ｕ，１４２Ｖ，１４２Ｗをもつことを示している。とくに３相ＤＣモータの一般的駆動方法である１２０度通電方式では、各巻線で誘起電圧１４０Ｕ，１４０Ｖ，１４０Ｗうち大きい２相の端子１４３Ｕ，１４３Ｖ，１４３Ｗに電源電圧を印加するように、第１スイッチング素子群１０６の内1つの素子と、第２スイッチング素子群１０７の内1つの素子がＯＮする。
【００４１】
次に図９において、１４４は１２０度通電方式で相切替区間の1つの区間（通電する２相が他の１相より誘起電圧が大きい期間）の波形、１４５は電源電圧、１４６は相切替直後に巻線にかかる電圧である。すなわち図９の拡大図に示しているのは、通電する２相１４０Ｕ，１４０Ｖが他の１相１４０Ｗより誘起電圧が大きい区間であり、1相の誘起電圧の大きさをＶ*とすると、２相分の誘起電圧の大きさは波形１４４に示すように１．５Ｖ*から１．７Ｖ*の間を変動する。相切替のタイミングを少し進ませると、進角させることで相切替直後に巻線にかかる電圧１４６は大きくなる。すなわちこの巻線にかかる電圧１４６は図８の斜線部分で示され、電源電圧１４５から２相分の誘起電圧の合成（波形１４４）を差し引いた電圧Ｖ1である。また進角させることで２相の誘起電圧の合成電圧が最も大きいときに電流も十分流れるため、モータの最大出力が得られる特徴がある。
【００４２】
ところで誘起電圧Ｖ*は、
Ｖ*＝α・Ｎ
ここでα（V/rpm）は係数（モータごとに決まる誘起電圧定数）、Ｎ（rpm）は回転数である。従って巻線にかかる電圧１４６は、回転数が低い起動時にはＶ*が小さくなるためこのとき最も大きくなる。これによって起動時に流れる電流を押さえるために最小のＰＷＭデュティ（Ｄmin（％））を設定することができる。
【００４３】
次に図１０において、１１０ａはＣＲ積分回路でアナログ信号の変化量を制限したときのＰＷＭデュティの時間変化曲線、１４７はデュティの許容最大変化量Ｄmax（％）を算出したときのＰＷＭデュティの時間変化曲線である。能力信号発生手段１０９とＰＷＭ信号発生回路１１１をマイコン（中央処理装置）で構成したときには、マイコンから直接ＰＷＭ信号が出力される。なおこの場合、図示しないメモリからマイコンに制御プログラムがロードされ、能力信号発生手段１０９が機能実現手段として構成される。同様にＰＷＭ信号発生回路１１１もメモリから制御プログラムがロードされ、マイコン上の機能実現手段として構成される。マイコン入力して設定すれば、ＰＷＭ信号のデュティの変化量も自由に制御できる。
【００４４】
ところで、実施の形態３においては、以下のような式でＰＷＭ信号のデュティの許容最大変化量Ｄmax（％）を設定する。
【００４５】
Ｄmax＝Ｄmin＋Ｄmin×（β×Ｖ*／Ｖ1）
βは係数（相切替の進角に依存し、β＝１．３５〜１．５５）、Dmin(％)はモータ起動時の許容初期デュティである。なお、１２０度通電方式ではＶ1＝Ｖ−β×Ｖ*があり、起動時のＰＭＷ信号のデュティＤminとＤmaxの間にＤmax／Ｄmin＝Ｖ／（Ｖ−β×Ｖ*）の関係が成り立つことから、上式は導かれるものである。誘起電圧Ｖ*は上述したように回転数Ｎに比例することから、磁極位置検出素子１０４の検出信号から回転数信号の周期を計測して回転数を算出し、その結果と係数αの積をとって誘起電圧Ｖ*を求めればよい。
【００４６】
実施の形態３の駆動制御装置は、この許容最大変化量Ｄmax（％）を計算し、実施の形態１，２の駆動制御装置において、ＰＷＭ信号の上限値をＤmax（％）、下限値をＤmin(％)として設定するものである。この駆動制御装置によって起動したときのＰＷＭデュティの時間変化曲線１４７は、図１０に示すようにきわめて速い立ち上がりを示している。すなわち、デュティ上昇時にその最大変化量Ｄmax（％）を制限することで、過渡的に流れる電流を抑え、スイッチング素子へのストレスを軽減することができる。従来のＣＲ積分回路でアナログ信号の変化量を制限した時間変化曲線１１０ａは緩慢な応答であり、本発明の実施の形態３の駆動装置の方が従来のＣＲ積分回路より明らかに制御の応答性がよいことが分かる。
【００４７】
【発明の効果】
以上のように本発明のモータの駆動制御装置によれば、スイッチング素子群を可変抵抗の状態となる期間を低減し、効率のよい、安価な、小型のモータ駆動装置を提供できる。またデュティ上昇時にその最大変化量Ｄmax（％）を制限することで、過渡的に流れる電流を抑え、スイッチング素子へのストレスを軽減するとともに、その範囲内での制御の応答性を最大限に向上できるモータ駆動装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータの駆動制御装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１におけるＦＥＴを用いた電圧監視装置の構成図
【図３】本発明の実施の形態１におけるコンパレータを用いた電圧監視装置の構成図
【図４】本発明の実施の形態１におけるＤＣモータの駆動制御装置の能力信号発生手段の出力を変換する信号変換手段の説明図
【図５】本発明の実施の形態２におけるモータの駆動制御装置の構成図
【図６】本発明の実施の形態２におけるモータの駆動制御装置の信号変換手段の説明図
【図７】本発明の実施の形態１における変換前のアナログ信号とＰＷＭデュティの関係の説明図
【図８】本発明の実施の形態３における３相モータの電気回路図
【図９】本発明の実施の形態３における３相ブラシレスモータの誘起電圧の２相分の合成電圧波形図
【図１０】本発明の実施の形態３におけるＰＷＭデュティの変化の状態図
【図１１】従来のＰＷＭ信号発生回路を用いた従来のＤＣモータの駆動装置の構成図
【図１２】スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ特性図
【図１３】従来のＰＷＭ信号発生回路内の第１の信号波形図
【図１４】従来のＰＷＭ信号発生回路内の第２の信号波形図
【図１５】従来のＰＷＭ信号発生回路内の第３の信号波形図
【図１６】従来の能力信号発生手段から発生されるアナログ信号の電圧とＰＷＭ信号のデュティの関係の説明図
【図１７】能力信号発生手段内の積分回路からの出力信号であるアナログ信号の時間変化を表す波形図
【符号の説明】
１０１ 直流電源
１０２ モータ巻線
１０３ マグネットロータ
１０４ 磁極位置検出素子
１０５ 通電切替回路
１０６ 第１スイッチング素子群
１０７ 第２スイッチング素子群
１０８ 負荷検出手段
１０９ 能力信号発生手段
１１０ アナログ信号
１１０* 信号変換後の指令アナログ電圧
１１０ａ ＰＷＭ信号のデュティの時間変化曲線
１１１ ＰＷＭ信号発生回路
１１２ 三角波発生回路
１１３ 比較回路
１２０ 三角波信号
１２１ 比較回路出力信号
１２１* 信号変換後の比較回路出力信号
１２２ ＰＷＭ信号
１２３ スイッチング素子のＯＦＦと可変抵抗状態の境界のＧＳ間電圧値
１２４ スイッチング素子のＯＮと可変抵抗状態の境界のＧＳ間電圧値
１２５ 直線
１２６ ＰＷＭデュテイの関係曲線
１３８ ＣＲ積分回路
１４０Ｕ，１４０Ｖ，１４０Ｗ 誘起電圧
１４１Ｕ，１４１Ｖ，１４１Ｗ Ｕ，Ｖ，Ｗ相のインダクタンス成分
１４２Ｕ，１４２Ｖ，１４２Ｗ Ｕ，Ｖ，Ｗ相の抵抗成分
１４３Ｕ，１４３Ｖ，１４３Ｗ Ｕ，Ｖ，Ｗ相の端子
１４４ 通電する２相の誘起電圧の合成波形
１４５ 電源電圧
１４６ 巻線にかかる電圧
１４７ デュティの時間変化曲線
１５０ 電圧監視手段
１５０ａ インバータ
１５１ 電圧監視検出信号
１５１ａ，１５１ｂ 許容電圧監視検出信号
１５２ 信号変換手段
１５３ 設定電圧
１５３ａ 下限値
１５３ｂ 上限値
１５４ ＦＥＴ
１５５ 抵抗器
１５６ 抵抗器
１５７ コンパレータ
１５８ １倍バッファアンプ
１５９ フォトカプラ
１６０ フォトカプラ
【発明の属する技術分野】
本発明は、エアコン，給湯機などの家電機器に使用され、効率の良いＰＷＭ制御で能力可変をするＤＣモータの駆動制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＷＭ制御を用いて能力可変するＤＣモータにおいて、従来そのＰＷＭ信号発生回路は、三角波信号とアナログ信号をコンパレータ（比較器）に入力し、その出力信号を用いるものであった。この従来のＤＣモータを負荷装置としてポンプに用いた場合を図１１〜１７に基づいて説明する。図１１は従来のＰＷＭ信号発生回路を用いた従来のＤＣモータの駆動装置である。また図１２はスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ特性図、図１３は従来のＰＷＭ信号発生回路内の第１の信号波形図、図１４は従来のＰＷＭ信号発生回路内の第２の信号波形図、図１５は従来のＰＷＭ信号発生回路内の第３の信号波形図、図１６は従来の能力信号発生手段から発生されるアナログ信号の電圧とＰＷＭ信号のデュティの関係の説明図である。また図１７は能力信号発生手段内の積分回路からの出力信号であるアナログ信号の時間変化を表す波形図である。まず図１１から説明する。
【０００３】
図１１において、１０１は直流電源、１０２は直流電源１０１から電気を給電されるモータ巻線、１０３はマグネットロータ、１０４は磁極位置検出素子である。モータ巻線１０２に電流が流れることによって発生する磁界と、マグネットロータ１０３の磁界との吸引・反発の磁力によりモータの回転トルクが発生する。この時一定回転方向に効率良く回転トルクを発生させるために、マグネットの磁極位置を検出する磁極位置検出素子１０４がモータ巻線１０２のスロット間の適当な位置に配置される。
【０００４】
１０５は通電切替回路、１０６は第１スイッチング素子群、１０７は第２スイッチング素子群である。通電切替回路１０５は磁極位置検出素子１０４の出力信号を受け、どのモータ巻線１０２のどちら方向に電流を流すと効率良く一定方向に回転トルクを発生するか判断する。第１スイッチング素子群１０６は、この通電切替回路１０５の出力信号に合わせ、モータ巻線１０２のどの端子に直流電源１０１の＋極を接続するかをスイッチし、第２スイッチング素子群１０７は、モータ巻線１０２のどの端子に直流電源１０１の−極を接続するかをスイッチする。
【０００５】
また、１０８は負荷検出手段、１０９は能力信号発生手段、１１０は駆動モータの能力を変えるための指令値となるアナログ信号である。負荷検出手段１０８は、モータの能力を制御するために、モータの負荷(この場合ポンプ)の仕事の結果（圧力もしくは流量）を検出する。能力信号発生手段１０９は、この検出信号を受け、現在の負荷の仕事の結果（圧力もしくは流量）を検知し、目標の負荷の仕事の結果（圧力もしくは流量）になるようにするものである。能力信号発生手段１０９は負荷の仕事の結果（圧力もしくは流量）を制御するため、駆動モータの能力をかえるアナログ信号１１０を出力する。実際にモータの能力を可変にするための駆動制御方法としては、第２スイッチング素子群１０７に入力する信号を生成するとき、通電切替回路１０５内でＰＷＭ信号の積をとることで第２スイッチング素子群１０７が給電期間を調整することで行われる。
【０００６】
次にこのＰＷＭ信号の発生方法を説明する。１１１はＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路、１１２はＰＷＭ信号発生回路内で特定の周期（数ｋＨｚ程度）の三角波信号を発生する三角波発生回路、１１３は比較回路、１２０は三角波信号、１３８はＣＲ積分回路である。比較回路１１３は、図１２に示すように三角波発生回路１１２の出力信号である三角波信号１２０とアナログ信号１１０と電圧の比較を行い、比較回路出力信号１２１を出力する。
【０００７】
次に図１２は、スイッチング素子群１０６，１０７がＦＥＴの場合のゲート−ソース間（ＧＳ間）の電圧とドレイン−ソース間（ＤＳ間）の抵抗特性を表している。一般にＧＳ間の電圧が２〜３ＶまではＯＦＦ状態で、それから５〜６Ｖ程度まで可変抵抗状態、それ以上の電圧がＧＳ間に印可されるとＯＮ状態となり、非常に小さい抵抗値をもった特性となる。ここで注意すべきは、可変抵抗器の状態ではＦＥＴの損失が非常に大きくなり、かなり素子から発熱して、最悪時には素子の破壊をまねくことになる。またここではＦＥＴの場合の特性を表したが、バイポーラのトランジスタの場合も同様で、ベース−エミッタ間（ＢＥ間）が低い電圧では十分なベース電流を流すことができずにトランジスタでの電圧降下が大きくなり、損失が大きくなる。
【０００８】
次に図１３に基づきＰＷＭ信号発生回路１１１内の信号波形について説明する。三角波発生回路１１２の出力はほぼ対称な三角波信号１２０となる。三角波信号１２０と所定の期間一定の大きさの電圧をもつアナログ信号１１０とが、比較回路１１３に入力される。電圧の大きさを比較し、その結果ＨとＬの幅が決定され、比較回路出力信号１２１となって出力される。比較回路出力信号１２１は通電切替回路１０５において反転信号となり、この信号が第２スイッチング素子群１０７のＯＮ／ＯＦＦ信号となる。この信号が、ＰＷＭ信号１２２として駆動モータの能力を可変するものである。
【０００９】
図１３において、１２３はスイッチング素子がＯＦＦ状態と可変抵抗状態の境界のＧＳ間電圧値を表し、１２４は可変抵抗状態とＯＮ状態の境界のＧＳ間電圧値を表している。すなわち、図１３に示す場合は可変抵抗状態の期間が短く、ほとんどがＯＮかＯＦＦの状態で素子の損失が異常に増大することはない。しかし、可変抵抗状態が長いと異常な損失を招く。図１４はＰＷＭ信号のデュティが小さい時（〜数％程度）のＰＷＭ信号発生回路内の信号波形であり、図１５はＰＷＭ信号のデュティが大きい時（〜９０％以上）のＰＷＭ信号発生回路内の信号波形を示している。図１４，１５とも共通しているのは、ＰＷＭ信号１２２の可変抵抗状態の期間が長いことである。図１４の場合は、ＯＦＦ状態での素子の損失はほとんど無いが、ＯＮ状態が無く可変抵抗状態のみであり、その期間が長いとモータの起動時に十分巻線に電流が流れないため、マグネットロータが回転せず、スイッチング素子群１０６，１０７のそれぞれ1つのスイッチング素子に電流が流れ続け、これにより異常な損失が起こり、延いては素子が破壊してしまう。また図１５の場合、ＯＮ状態でかなり損失が大きい上、スイッチング時の可変抵抗の状態で異常な損失の増大を生む。つまりデュティが１００％の時より図１５の場合の方が素子に流れる電流は小さいが、素子での損失はかなり大きくなり、延いては素子が破壊してしまう。
【００１０】
次に図１６に基づいてアナログ信号１１０とＰＷＭデュティの関係をそれぞれ説明する。ＰＷＭ信号発生回路１１１として三角波信号１２０を使用する場合、アナログ信号とＰＷＭデュティは直線１２５で示すようにリニアな関係となる。目標のＰＷＭデュティが決定された場合は、アナログ信号１１０の大きさもこの直線１２５が表す簡単な式で一意的に決定される。また同じ大きさのアナログ信号のステップであれば、ＰＷＭデュティのステップの大きさも同じになる。そして、モータの起動時や能力を上昇させるときなど、モータの能力を決定するＰＷＭ信号のデュティの変化量を過度に大きくする場合においてもスイッチング素子群（ＦＥＴ等）に過渡的に大電流が流れることを防止するため、能力信号発生手段１０９内にその出力信号であるアナログ信号の時間変化量を制限するためのコンデンサＣと抵抗器Ｒから構成されるＣＲ積分回路１３８を内蔵している。
【００１１】
また図１７に積分回路１３８を通過したアナログ信号の時間変化を表している。最も過渡的にスイッチング素子群（ＦＥＴ等）に電流が流れやすいのはモータ起動時であり、起動時にアナログ信号の時間変化量をＣＲ積分回路１３８の定数Ｃ，Ｒで決定した場合のアナログ信号１１０ａに表している。起動指令直後から充電開始し、三角波発生回路１１２の三角波信号１２０の下限値を越えた時点でＰＷＭ信号が発生し、モータ巻線１０２に通電が開始される。アナログ信号１１０ａをみて分かるように、通常の充放電回路（ＣＲ回路）では充電開始（起動指令）点で最もｄＶ／ｄｔ（傾き）が最も大きく、電圧が大きいほど傾きが小さくなる特徴を持つ。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら従来の方法では、ＰＷＭのデュティがある下限値以下のときや、ある上限値以上（１００％は除く）のとき、図１４でも分かるようにスイッチング時に過渡的な状態でスイッチング素子群（ＦＥＴ等）が完全にＯＮしない状態が発生し、スイッチング素子群（ＦＥＴ等）での損失が急激に上昇する。これにより、効率の低下が起こり、最終的には部品の破壊も発生してしまう。このための対策として十分余裕をもった部品を使ったり、温度上昇を抑えるために大きな放熱器を取りつける必要が生じる。これによって小型・低価格のモータが提供できないという課題を有していた。
【００１３】
さらにモータの起動時や負荷の増加に応じて能力を上昇するとき、過渡的に電流がスイッチング素子群（ＦＥＴ等）に異常に流れないようにするＣＲ回路を用いた従来のソフトスタートの方法では、ＰＷＭ信号発生開始時点でのアナログ信号のｄＶ／ｄｔを固定的に設定するため、モータの能力を急激に変えたい場合に対応できず、制御性の悪化をもたらすという課題を有していた。
【００１４】
そこで本発明は、スイッチング素子群の可変抵抗の状態となる期間を低減し、効率のよい、安価で、制御性の高い、ＤＣモータの駆動制御装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明のＤＣモータの駆動制御装置は、ＤＣモータを駆動する複数相のモータ駆動コイルと、当該モータ駆動コイルに給電する直流電源の＋極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第１スイッチング素子群と、前記直流電源の−極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第２スイッチング素子群と、回転子の磁極位置を検出する複数個の磁極位置検出素子と、前記磁極位置検出素子の出力信号に基づいて前記第１スイッチング素子群および前記第２スイッチング素子群を制御し前記直流電源から給電する前記モータ駆動コイルを切換える通電切替え回路と、前記ＤＣモータの負荷装置の仕事の結果に応じた電圧値のアナログ信号を発生する能力信号発生手段と、前記第２スイッチング素子群のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号となるＰＷＭ信号を出力して前記直流電源から前記モータ駆動コイルへの給電量を調整するＰＭＷ信号発生回路とを備え、前記ＰＷＭ信号発生回路は、ＰＭＷ信号を出力するにあたってはＰＭＷ信号のデュティを入力された前記アナログ信号の電圧値に応じた値に設定するＤＣモータの駆動制御装置において、前記能力信号発生手段のアナログ信号の電圧値を監視し、該電圧値がＰＷＭ信号のデュティ指定範囲の上下限にそれぞれ対応する上限値と下限値になったことを示す信号を出力する電圧監視手段と、前記電圧監視手段の出力信号を受けて、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値を越えたときは前記アナログ信号の電圧値を第１電圧に変換してＰＷＭ信号発生回路に出力し、前記アナログ信号の電圧値が前記下限値より下がったときは前記アナログ信号の電圧値を第２電圧に変換してＰＷＭ信号発生回路に出力し、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値以下前記下限値以上であるときは電圧値を変換せずに前記アナログ信号をＰＷＭ信号発生回路に出力する信号変換手段とを備え、前記第１電圧は、ＰＷＭ信号のデュティを１００％とする電圧値であり、前記第２電圧は、ＰＷＭ信号のデュティを０％とする電圧値であることを特徴とする。
【００１６】
これにより、スイッチング素子群の可変抵抗の状態となる期間を低減し、効率のよい、安価で、制御性の高い、ＤＣモータの駆動制御装置とすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載された発明は、ＤＣモータを駆動する複数相のモータ駆動コイルと、当該モータ駆動コイルに給電する直流電源の＋極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第１スイッチング素子群と、前記直流電源の−極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第２スイッチング素子群と、回転子の磁極位置を検出する複数個の磁極位置検出素子と、前記磁極位置検出素子の出力信号に基づいて前記第１スイッチング素子群および前記第２スイッチング素子群を制御し前記直流電源から給電する前記モータ駆動コイルを切換える通電切替え回路と、前記ＤＣモータの負荷装置の仕事の結果に応じた電圧値のアナログ信号を発生する能力信号発生手段と、前記第２スイッチング素子群のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号となるＰＷＭ信号を出力して前記直流電源から前記モータ駆動コイルへの給電量を調整するＰＭＷ信号発生回路とを備え、前記ＰＷＭ信号発生回路は、ＰＭＷ信号を出力するにあたってはＰＭＷ信号のデュティを入力された前記アナログ信号の電圧値に応じた値に設定するＤＣモータの駆動制御装置において、前記能力信号発生手段のアナログ信号の電圧値を監視し、該電圧値がＰＷＭ信号のデュティ指定範囲の上下限にそれぞれ対応する上限値と下限値になったことを示す信号を出力する電圧監視手段と、前記電圧監視手段の出力信号を受けて、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値を越えたときは前記アナログ信号の電圧値を第１電圧に変換してＰＷＭ信号発生回路に出力し、前記アナログ信号の電圧値が前記下限値より下がったときは前記アナログ信号の電圧値を第２電圧に変換してＰＷＭ信号発生回路に出力し、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値以下前記下限値以上であるときは電圧値を変換せずに前記アナログ信号をＰＷＭ信号発生回路に出力する信号変換手段とを備え、前記第１電圧は、ＰＷＭ信号のデュティを１００％とする電圧値であり、前記第２電圧は、ＰＷＭ信号のデュティを０％とする電圧値であることを特徴とするＤＣモータの駆動制御装置であるから、ＰＷＭ信号のデュティの可変範囲（０〜１００％）の中の所定のデュティ指定範囲外で電圧を指定でき、時間的な変化量（ｄＶ／ｄｔ）を管理することができる。
【００１８】
また、スイッチング素子群の可変抵抗状態の期間が長い状態で使用することを禁止し、スイッチング素子群の異常発熱を低減し、安価で小型のモータ駆動装置を提供できる。
【００１９】
本発明の請求項２に記載された発明は、ＤＣモータを駆動する複数相のモータ駆動コイルと、当該モータ駆動コイルに給電する直流電源の＋極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第１スイッチング素子群と、前記直流電源の−極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第２スイッチング素子群と、回転子の磁極位置を検出する複数個の磁極位置検出素子と、前記磁極位置検出素子の出力信号に基づいて前記第１スイッチング素子群および前記第２スイッチング素子群を制御し前記直流電源から給電する前記モータ駆動コイルを切換える通電切替え回路と、前記ＤＣモータの負荷装置の仕事の結果に応じた電圧値のアナログ信号を発生する能力信号発生手段と、前記第２スイッチング素子群のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号となるＰＷＭ信号を出力して前記直流電源から前記モータ駆動コイルへの給電量を調整するＰＭＷ信号発生回路とを備え、前記ＰＷＭ信号発生回路は、ＰＭＷ信号を出力するにあたってはＰＭＷ信号のデュティを入力された前記アナログ信号の電圧値に応じた値に設定するＤＣモータの駆動制御装置において、前記能力信号発生手段のアナログ信号の電圧値を監視し、該電圧値がＰＷＭ信号のデュティ指定範囲の上下限にそれぞれ対応する上限値と下限値になったことを示す信号を出力する電圧監視手段と、前記電圧監視手段の出力信号を受けて、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値を越えたときは前記ＰＷＭ信号発生回路が出力するＰＭＷ信号のデュティを１００％に変換し、前記アナログ信号の電圧値が前記下限値より下がったときは前記ＰＷＭ信号発生回路が出力するＰＭＷ信号のデュティを０％に変換し、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値以下前記下限値以上であるときは前記ＰＷＭ信号発生回路に出力するＰＭＷ信号のデュティを変換しない信号変換手段とを備えたことを特徴とするＤＣモータの駆動制御装置であるから、ＰＷＭ信号の所定のデュティ指定範囲外でデュティを指定でき、ＰＷＭ信号の時間変化量を管理することができ、応答性のよいモータ駆動装置を提供できる。
【００２０】
本発明の請求項３に記載された発明は、請求項１または２において、１相の誘起電圧をＶ＊、給電用電源電圧をＶ、巻線に印加される電圧をＶ１、モータ起動時の許容初期デュティをＤｍｉｎ(％)、βを係数（β＝１．３５〜１．５５）としたとき、Ｖ１＝Ｖ−β×Ｖ＊であり、ＰＷＭ信号のデュティの最大変化量Ｄｍａｘ（％）が、Ｄｍａｘ＝Ｄｍｉｎ＋Ｄｍｉｎ×（β×Ｖ＊／Ｖ１）で与えられ、ＰＷＭ信号のデュティ指定範囲の上限をＤｍａｘ（％）、下限をＤｍｉｎ(％)に設定したことを特徴とするＤＣモータの駆動制御装置であるから、起動時にスイッチング素子群に流れる電流を制限し、部品の破壊を防止するとともに、応答性のよいＤＣモータの駆動装置を提供できる。
【００２１】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１におけるモータの駆動制御装置について説明する。図１は本発明の実施の形態１におけるモータの駆動制御装置の構成図である。従来の技術と同一符号にものについては説明を割愛する。１０１は直流電源、１０２は直流電源１０１から電気を給電されるモータ巻線（本発明のモータ駆動コイル）、１０３はマグネットロータ、１０４は磁極位置検出素子である。１０５は通電切替回路、１０６は第１スイッチング素子群、１０７は第２スイッチング素子群である。１０８は負荷検出手段、１０９は能力信号発生手段、１１０は駆動モータの能力を変える指令値となるアナログ信号である。１１１はモータ巻線１０２への給電指令をパルス幅と比例させたＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路、１１２はＰＷＭ信号発生回路内で特定の周期（数ｋＨｚ程度）の三角波信号を発生する三角波発生回路、１１３は比較回路、１２０は三角波信号、１３８はＣＲ積分回路である。
【００２２】
１５０は電圧の大きさを監視する電圧監視手段、１５１はその電圧監視検出信号、１５２は電圧監視検出信号１５１を受け取る信号変換手段である。
【００２３】
負荷検出手段１０８の検出信号を受け、現在の負荷の仕事の結果（負荷がポンプであれば圧力もしくは流量）を検知し、目標の負荷の仕事の結果（圧力もしくは流量）になるように能力信号発生手段１０９から駆動モータの能力をかえるアナログ信号１１０を出力する。
【００２４】
このアナログ信号１１０は、電圧の大きさを監視する電圧監視手段１５０に入力され、電圧監視手段１５０が電圧の大きさが設定された下限値以下、または設定された上限値以上かを判断する。判断された結果の電圧監視検出信号１５１は信号変換手段１５２に入力される。さらに、この信号変換手段１５２にはアナログ信号１１０が直接能力信号発生手段１０９から入力される。信号変換手段１５２によって変換後の信号は、変換されたアナログ信号１１０*として、ＰＷＭ信号発生回路１１１に入力される。
【００２５】
次に図２，３を用いて本発明の実施の形態１の電圧監視手段１５０について説明する。図２，３は電圧監視手段１５０のそれぞれ別の形態である。図２は本発明の実施の形態１におけるＦＥＴを用いた電圧監視装置の構成図である。図２において、１５０ａは出力信号を反転させるインバータ、１５３はアナログ信号１１０の下限値または上限値となる設定電圧、１５４はスイッチ手段であるＦＥＴ、１５５，１５６は抵抗器である。この図２の形態の電圧監視手段１５０は、能力信号発生手段１０９で発生した出力のアナログ信号１１０に対してＦＥＴ１５４を用い、アナログ信号１１０の大きさでＯＮ／ＯＦＦさせるものである。アナログ信号１１０の設定電圧１５３、抵抗器１５５，１５６の抵抗値の大きさ、ＦＥＴ１５４のＯＮするゲート−ソース間の電圧、電源＋ＰＷＲの大きさという４つの要素に従ってＦＥＴ１５４がＯＮ／ＯＦＦする。本実施の形態においては設定電圧１５３よりアナログ信号１１０が大きいときＬｏｗを出力するようにインバータ１５０ａで信号反転されて、電圧監視検出信号１５１が出力される。
【００２６】
次に、図３は本発明の実施の形態１におけるコンパレータを用いた電圧監視装置の構成図である。図３において、１５７はコンパレータである。本実施の形態では能力信号発生手段１０９の出力であるアナログ信号１１０をこのコンパレータ１５７の−極に接続し、設定電圧１５３と同等の電圧値を設定した分圧抵抗による信号を＋極に接続することで、アナログ信号１１０が下限値もしくは上限値となる設定電圧１５３より大きくなったとき、コンパレータ１５７の電圧監視検出信号１５１がＬｏｗになって出力されるものである。
【００２７】
次に図４を用いて本発明の実施の形態１における信号変換手段について説明する。図４は本発明の実施の形態１におけるＤＣモータの駆動制御装置の能力信号発生手段の出力を変換する信号変換手段の説明図である。
【００２８】
図４において、１５１ａ，１５１ｂは電圧監視手段１５０の許容電圧監視検出信号、１５３ａはデュティ指定範囲におけるアナログ信号１１０の下限値、１５３ｂはデュティ指定範囲におけるアナログ信号１１０の上限値、１５８は１倍バッファアンプである。能力信号発生手段１０９の出力は下限値１５３ａと上限値１５３ｂでＯＮ／ＯＦＦされ、電圧監視手段１５０から２つに許容電圧監視検出信号１５１ａ，１５１ｂが出力される。信号変換手段１５２では、下限値１５３ａに対応した許容電圧監視検出信号１５１ａはＮ型のトランジスタのベースに接続され、上限値１５３ｂに対応した許容電圧監視検出信号１５１ｂはＰ型のトランジスタのベースが接続される。Ｎ型とＰ型の２つのトランジスタはトーテンポールで接続され、１つの出力信号として出力される。この出力信号は、能力信号発生手段１０９からのアナログ信号１１０が１倍バッファアンプ１５８を通過した信号と接続され、その重畳された信号が信号変換手段１５２の出力信号（変換後のアナログ信号１１０*）として出力される。この変換後のアナログ信号１１０*は図４のように、下限値１５３ａから上限値１５３ｂまでアナログ信号１１０と同じ値となるが、下限の設定値１５３ａ以下ではＬｏｗ（ＰＷＭ信号のデュティが０％となる値）の電圧（本発明の第２電圧）となり、上限の設定値１５３ｂ以上ではＨｉｇｈ（ＰＷＭ信号のデュティが１００％となる値）の電圧（本発明の第１電圧）となる。
【００２９】
続いて図７に基づいて、本発明の実施の形態１における変換前のアナログ信号１１０とＰＷＭデュティの関係曲線１２６について説明する。図７は本発明の実施の形態１における変換前のアナログ信号とＰＷＭデュティの関係の説明図である。信号変換手段１５２が能力信号発生手段１０９のアナログ信号１１０を受ける位置に設けられているため、ＰＷＭ信号発生回路１１１に入力される変換後のアナログ信号１１０*は、下限値と上限値で２ヶ所ステップ的に電圧値が変化する。なお、図７においてはＰＷＭデュティもこの２ヶ所でステップ的に変化するため、変換前のアナログ信号１１０が、下限値以下ではデュティは０％、上限値以上ではデュティは１００％になることを示している。本実施の形態１においてはデュティ指定範囲をスイッチング素子群の発熱防止という側面から決定したが、他の側面から目的に応じたデュティ指定範囲を指定することができる。
【００３０】
（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２におけるモータの駆動制御装置について説明する。実施の形態２のモータの駆動制御装置は、信号変換手段をＰＷＭ信号発生回路の出力を受ける位置に配置したことを特徴としている。実施の形態１のモータの駆動制御装置と同一符号は同一内容であるから、図２，３を参照するとともに詳細な説明は省略する。
【００３１】
図５は本発明の実施の形態２におけるモータの駆動制御装置の構成図、図６は本発明の実施の形態２におけるモータの駆動制御装置の信号変換手段の説明図である。図５，６において、１０１は直流電源、１０２はモータ巻線、１０３はマグネットロータ、１０４は磁極位置検出素子、１０５は通電切替回路、１０６は第１スイッチング素子群、１０７は第２スイッチング素子群である。１０８は負荷検出手段、１０９は能力信号発生手段、１１０はアナログ信号である。１１１はＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路、１１２は三角波発生回路、１１３は比較回路、１２０は三角波信号、１３８はＣＲ積分回路である。１５０は電圧監視手段、１５１は電圧監視検出信号、１５２は信号変換手段である。
【００３２】
実施の形態２のモータの駆動制御装置も負荷検出手段１０８の検出信号を受け、現在の負荷の仕事の結果（負荷がポンプであれば圧力もしくは流量）を検知し、目標の負荷の仕事の結果（圧力もしくは流量）になるように能力信号発生手段１０９から駆動モータの能力を変えるアナログ信号１１０を出力する。
【００３３】
このアナログ信号１１０は、電圧の大きさを監視する電圧監視手段１５０に入力され、電圧監視手段１５０が電圧の大きさが設定された下限値以下、または設定された上限値以上かを判断する。判断された結果の電圧監視検出信号１５１は信号変換手段１５２に入力される。さらに、この信号変換手段１５２にはＰＷＭ信号発生回路１１１の比較回路出力信号１２１が入力される。この比較回路出力信号１２１は、能力信号発生手段１０９から出力されたアナログ信号１１０と三角波発生回路１１２から出力された三角波信号１２０とを比較回路１１３で比較して得られたものである。信号変換手段１５２によって変換後の信号は、比較回路出力信号１２１*として通電切替回路１０５に入力される。
【００３４】
次に図２，３を用いて本発明の実施の形態２の電圧監視手段１５０について説明する。図２は実施の形態２におけるＦＥＴを用いた電圧監視装置を示す。図２において、１５０ａはインバータ、１５３は設定電圧、１５４はＦＥＴ、１５５，１５６は抵抗器である。設定電圧１５３よりアナログ信号１１０が大きい時Ｌｏｗになるようにインバータ１５０ａで信号反転されて、電圧監視検出信号１５１となり出力される。
【００３５】
次に、図３は実施の形態２におけるコンパレータを用いた電圧監視装置を示している。図３において、１５７はコンパレータである。アナログ信号１１０が下限値もしくは上限値１５３より大きくなったとき、コンパレータ１５７の電圧監視検出信号１５１がＬｏｗになって出力される。
【００３６】
次に図６を用いて本発明の実施の形態２における信号変換手段について説明する。図６において、電圧監視手段１５０の出力信号については実施の形態１と同様であり、説明を省略する。図６において、１５９，１６０はフォトカプラである。能力信号発生手段１０９の出力であるアナログ信号１１０がＰＷＭ信号発生回路１１１に入力され、アナログ信号１１０の大きさに応じてデュティの大きさが決定され、比較回路出力信号１２１としてＰＷＭ信号発生回路１１１から出力される。
【００３７】
一方信号変換手段１５２は、電圧監視手段１５０からの下限値を示す許容電圧監視検出信号１５１ａと、上限値を示す許容電圧監視検出信号１５１ｂを受け、それぞれバッファを通し、その出力信号がそれぞれフォトカプラ１５９，１６０の１次側に接続される。その後フォトカプラ１５９，１６０の２次側が図６のようにトーテンポールで接続されるとともに、比較回路出力信号１２１も接続された形で信号変換手段１５２の出力信号となり、変換された比較回路出力信号１２１*として出力される。この変換された比較回路出力信号１２１*は、下限のデュティ及び上限のデュティまでは連続して選択可能であるが、下限値以下ではデュティ０％となり、上限値以上ではデュティ１００％となる。
【００３８】
続いて本発明の実施の形態２における変換前のアナログ信号１１０とＰＷＭデュティの関係曲線１２６について説明する。信号変換手段１５２がＰＷＭ信号発生回路１１１の比較回路出力信号１２１を受けるとともに電圧監視検出信号１５１も受けているため、比較回路出力信号１２１は、下限値以下と上限値以上の２ヶ所で電圧監視検出信号１５１をトリガとしてＨｉｇｈとＬｏｗになる電圧が印加されステップ的にデュティが変化する。変換前のアナログ信号１１０が、下限値以下ではデュティは０％、上限値以上ではデュティは１００％になる。
【００３９】
（実施の形態３）
次に図８，９，１０を用いて、本発明の実施の形態３におけるＰＷＭデュティの変化量を制御するモータの駆動制御装置について説明する。図８は本発明の実施の形態３における３相モータの電気回路図で、図９は本発明の実施の形態３における３相ブラシレモータの誘起電圧の２相分の合成電圧波形図、図１０は本発明の実施の形態３におけるＰＷＭデュティの変化の状態図である。
【００４０】
まず図８において、１４０Ｕ，１４０Ｖ，１４０ＷはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の誘起電圧、１４１Ｕ，１４１Ｖ，１４１ＷはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相のインダクタンス成分、１４２Ｕ，１４２Ｖ，１４２ＷはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の抵抗成分、１４３Ｕ，１４３Ｖ，１４３ＷはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子である。３相ブラシレスモータの各相の巻線にはマグネットロータ１０３が回転することにより誘起電圧１４０Ｕ，１４０Ｖ，１４０Ｗが発生するとともに、各巻線は電気回路上インダクタンス成分１４１Ｕ，１４１Ｖ，１４１Ｗと抵抗成分１４２Ｕ，１４２Ｖ，１４２Ｗをもつことを示している。とくに３相ＤＣモータの一般的駆動方法である１２０度通電方式では、各巻線で誘起電圧１４０Ｕ，１４０Ｖ，１４０Ｗうち大きい２相の端子１４３Ｕ，１４３Ｖ，１４３Ｗに電源電圧を印加するように、第１スイッチング素子群１０６の内1つの素子と、第２スイッチング素子群１０７の内1つの素子がＯＮする。
【００４１】
次に図９において、１４４は１２０度通電方式で相切替区間の1つの区間（通電する２相が他の１相より誘起電圧が大きい期間）の波形、１４５は電源電圧、１４６は相切替直後に巻線にかかる電圧である。すなわち図９の拡大図に示しているのは、通電する２相１４０Ｕ，１４０Ｖが他の１相１４０Ｗより誘起電圧が大きい区間であり、1相の誘起電圧の大きさをＶ*とすると、２相分の誘起電圧の大きさは波形１４４に示すように１．５Ｖ*から１．７Ｖ*の間を変動する。相切替のタイミングを少し進ませると、進角させることで相切替直後に巻線にかかる電圧１４６は大きくなる。すなわちこの巻線にかかる電圧１４６は図８の斜線部分で示され、電源電圧１４５から２相分の誘起電圧の合成（波形１４４）を差し引いた電圧Ｖ1である。また進角させることで２相の誘起電圧の合成電圧が最も大きいときに電流も十分流れるため、モータの最大出力が得られる特徴がある。
【００４２】
ところで誘起電圧Ｖ*は、
Ｖ*＝α・Ｎ
ここでα（V/rpm）は係数（モータごとに決まる誘起電圧定数）、Ｎ（rpm）は回転数である。従って巻線にかかる電圧１４６は、回転数が低い起動時にはＶ*が小さくなるためこのとき最も大きくなる。これによって起動時に流れる電流を押さえるために最小のＰＷＭデュティ（Ｄmin（％））を設定することができる。
【００４３】
次に図１０において、１１０ａはＣＲ積分回路でアナログ信号の変化量を制限したときのＰＷＭデュティの時間変化曲線、１４７はデュティの許容最大変化量Ｄmax（％）を算出したときのＰＷＭデュティの時間変化曲線である。能力信号発生手段１０９とＰＷＭ信号発生回路１１１をマイコン（中央処理装置）で構成したときには、マイコンから直接ＰＷＭ信号が出力される。なおこの場合、図示しないメモリからマイコンに制御プログラムがロードされ、能力信号発生手段１０９が機能実現手段として構成される。同様にＰＷＭ信号発生回路１１１もメモリから制御プログラムがロードされ、マイコン上の機能実現手段として構成される。マイコン入力して設定すれば、ＰＷＭ信号のデュティの変化量も自由に制御できる。
【００４４】
ところで、実施の形態３においては、以下のような式でＰＷＭ信号のデュティの許容最大変化量Ｄmax（％）を設定する。
【００４５】
Ｄmax＝Ｄmin＋Ｄmin×（β×Ｖ*／Ｖ1）
βは係数（相切替の進角に依存し、β＝１．３５〜１．５５）、Dmin(％)はモータ起動時の許容初期デュティである。なお、１２０度通電方式ではＶ1＝Ｖ−β×Ｖ*があり、起動時のＰＭＷ信号のデュティＤminとＤmaxの間にＤmax／Ｄmin＝Ｖ／（Ｖ−β×Ｖ*）の関係が成り立つことから、上式は導かれるものである。誘起電圧Ｖ*は上述したように回転数Ｎに比例することから、磁極位置検出素子１０４の検出信号から回転数信号の周期を計測して回転数を算出し、その結果と係数αの積をとって誘起電圧Ｖ*を求めればよい。
【００４６】
実施の形態３の駆動制御装置は、この許容最大変化量Ｄmax（％）を計算し、実施の形態１，２の駆動制御装置において、ＰＷＭ信号の上限値をＤmax（％）、下限値をＤmin(％)として設定するものである。この駆動制御装置によって起動したときのＰＷＭデュティの時間変化曲線１４７は、図１０に示すようにきわめて速い立ち上がりを示している。すなわち、デュティ上昇時にその最大変化量Ｄmax（％）を制限することで、過渡的に流れる電流を抑え、スイッチング素子へのストレスを軽減することができる。従来のＣＲ積分回路でアナログ信号の変化量を制限した時間変化曲線１１０ａは緩慢な応答であり、本発明の実施の形態３の駆動装置の方が従来のＣＲ積分回路より明らかに制御の応答性がよいことが分かる。
【００４７】
【発明の効果】
以上のように本発明のモータの駆動制御装置によれば、スイッチング素子群を可変抵抗の状態となる期間を低減し、効率のよい、安価な、小型のモータ駆動装置を提供できる。またデュティ上昇時にその最大変化量Ｄmax（％）を制限することで、過渡的に流れる電流を抑え、スイッチング素子へのストレスを軽減するとともに、その範囲内での制御の応答性を最大限に向上できるモータ駆動装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータの駆動制御装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１におけるＦＥＴを用いた電圧監視装置の構成図
【図３】本発明の実施の形態１におけるコンパレータを用いた電圧監視装置の構成図
【図４】本発明の実施の形態１におけるＤＣモータの駆動制御装置の能力信号発生手段の出力を変換する信号変換手段の説明図
【図５】本発明の実施の形態２におけるモータの駆動制御装置の構成図
【図６】本発明の実施の形態２におけるモータの駆動制御装置の信号変換手段の説明図
【図７】本発明の実施の形態１における変換前のアナログ信号とＰＷＭデュティの関係の説明図
【図８】本発明の実施の形態３における３相モータの電気回路図
【図９】本発明の実施の形態３における３相ブラシレスモータの誘起電圧の２相分の合成電圧波形図
【図１０】本発明の実施の形態３におけるＰＷＭデュティの変化の状態図
【図１１】従来のＰＷＭ信号発生回路を用いた従来のＤＣモータの駆動装置の構成図
【図１２】スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ特性図
【図１３】従来のＰＷＭ信号発生回路内の第１の信号波形図
【図１４】従来のＰＷＭ信号発生回路内の第２の信号波形図
【図１５】従来のＰＷＭ信号発生回路内の第３の信号波形図
【図１６】従来の能力信号発生手段から発生されるアナログ信号の電圧とＰＷＭ信号のデュティの関係の説明図
【図１７】能力信号発生手段内の積分回路からの出力信号であるアナログ信号の時間変化を表す波形図
【符号の説明】
１０１ 直流電源
１０２ モータ巻線
１０３ マグネットロータ
１０４ 磁極位置検出素子
１０５ 通電切替回路
１０６ 第１スイッチング素子群
１０７ 第２スイッチング素子群
１０８ 負荷検出手段
１０９ 能力信号発生手段
１１０ アナログ信号
１１０* 信号変換後の指令アナログ電圧
１１０ａ ＰＷＭ信号のデュティの時間変化曲線
１１１ ＰＷＭ信号発生回路
１１２ 三角波発生回路
１１３ 比較回路
１２０ 三角波信号
１２１ 比較回路出力信号
１２１* 信号変換後の比較回路出力信号
１２２ ＰＷＭ信号
１２３ スイッチング素子のＯＦＦと可変抵抗状態の境界のＧＳ間電圧値
１２４ スイッチング素子のＯＮと可変抵抗状態の境界のＧＳ間電圧値
１２５ 直線
１２６ ＰＷＭデュテイの関係曲線
１３８ ＣＲ積分回路
１４０Ｕ，１４０Ｖ，１４０Ｗ 誘起電圧
１４１Ｕ，１４１Ｖ，１４１Ｗ Ｕ，Ｖ，Ｗ相のインダクタンス成分
１４２Ｕ，１４２Ｖ，１４２Ｗ Ｕ，Ｖ，Ｗ相の抵抗成分
１４３Ｕ，１４３Ｖ，１４３Ｗ Ｕ，Ｖ，Ｗ相の端子
１４４ 通電する２相の誘起電圧の合成波形
１４５ 電源電圧
１４６ 巻線にかかる電圧
１４７ デュティの時間変化曲線
１５０ 電圧監視手段
１５０ａ インバータ
１５１ 電圧監視検出信号
１５１ａ，１５１ｂ 許容電圧監視検出信号
１５２ 信号変換手段
１５３ 設定電圧
１５３ａ 下限値
１５３ｂ 上限値
１５４ ＦＥＴ
１５５ 抵抗器
１５６ 抵抗器
１５７ コンパレータ
１５８ １倍バッファアンプ
１５９ フォトカプラ
１６０ フォトカプラ
Claims (3)
- ＤＣモータを駆動する複数相のモータ駆動コイルと、当該モータ駆動コイルに給電する直流電源の＋極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第１スイッチング素子群と、前記直流電源の−極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第２スイッチング素子群と、回転子の磁極位置を検出する複数個の磁極位置検出素子と、前記磁極位置検出素子の出力信号に基づいて前記第１スイッチング素子群および前記第２スイッチング素子群を制御し前記直流電源から給電する前記モータ駆動コイルを切換える通電切替え回路と、前記ＤＣモータの負荷装置の仕事の結果に応じた電圧値のアナログ信号を発生する能力信号発生手段と、前記第２スイッチング素子群のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号となるＰＷＭ信号を出力して前記直流電源から前記モータ駆動コイルへの給電量を調整するＰＭＷ信号発生回路とを備え、前記ＰＷＭ信号発生回路は、ＰＭＷ信号を出力するにあたってはＰＭＷ信号のデュティを入力された前記アナログ信号の電圧値に応じた値に設定するＤＣモータの駆動制御装置において、
前記能力信号発生手段のアナログ信号の電圧値を監視し、該電圧値がＰＷＭ信号のデュティ指定範囲の上下限にそれぞれ対応する上限値と下限値になったことを示す信号を出力する電圧監視手段と、
前記電圧監視手段の出力信号を受けて、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値を越えたときは前記アナログ信号の電圧値を第１電圧に変換してＰＷＭ信号発生回路に出力し、前記アナログ信号の電圧値が前記下限値より下がったときは前記アナログ信号の電圧値を第２電圧に変換してＰＷＭ信号発生回路に出力し、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値以下前記下限値以上であるときは電圧値を変換せずに前記アナログ信号をＰＷＭ信号発生回路に出力する信号変換手段とを備え、
前記第１電圧は、ＰＷＭ信号のデュティを１００％とする電圧値であり、
前記第２電圧は、ＰＷＭ信号のデュティを０％とする電圧値であることを特徴とするＤＣモータの駆動制御装置。 - ＤＣモータを駆動する複数相のモータ駆動コイルと、当該モータ駆動コイルに給電する直流電源の＋極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第１スイッチング素子群と、前記直流電源の−極と前記各モータ駆動コイルとの間にそれぞれ挿入されたスイッチング素子からなる第２スイッチング素子群と、回転子の磁極位置を検出する複数個の磁極位置検出素子と、前記磁極位置検出素子の出力信号に基づいて前記第１スイッチング素子群および前記第２スイッチング素子群を制御し前記直流電源から給電する前記モータ駆動コイルを切換える通電切替え回路と、前記ＤＣモータの負荷装置の仕事の結果に応じた電圧値のアナログ信号を発生する能力信号発生手段と、前記第２スイッチング素子群のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号となるＰＷＭ信号を出力して前記直流電源から前記モータ駆動コイルへの給電量を調整するＰＭＷ信号発生回路とを備え、前記ＰＷＭ信号発生回路は、ＰＭＷ信号を出力するにあたってはＰＭＷ信号のデュティを入力された前記アナログ信号の電圧値に応じた値に設定するＤＣモータの駆動制御装置において、
前記能力信号発生手段のアナログ信号の電圧値を監視し、該電圧値がＰＷＭ信号のデュティ指定範囲の上下限にそれぞれ対応する上限値と下限値になったことを示す信号を出力する電圧監視手段と、
前記電圧監視手段の出力信号を受けて、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値を越えたときは前記ＰＷＭ信号発生回路が出力するＰＭＷ信号のデュティを１００％に変換し、前記アナログ信号の電圧値が前記下限値より下がったときは前記ＰＷＭ信号発生回路が出力するＰＭＷ信号のデュティを０％に変換し、前記アナログ信号の電圧値が前記上限値以下前記下限値以上であるときは前記ＰＷＭ信号発生回路に出力するＰＭＷ信号のデュティを変換しない信号変換手段とを備えたことを特徴とするＤＣモータの駆動制御装置。 - １相の誘起電圧をＶ ＊ 、給電用電源電圧をＶ、巻線に印加される電圧をＶ １ 、モータ起動時の許容初期デュティをＤ ｍｉｎ ( ％ ) 、βを係数（β＝１．３５〜１．５５）としたとき、
Ｖ １ ＝Ｖ−β×Ｖ ＊ であり、
ＰＷＭ信号のデュティの最大変化量Ｄ ｍａｘ （％）が、
Ｄ ｍａｘ ＝Ｄ ｍｉｎ ＋Ｄ ｍｉｎ ×（β×Ｖ ＊ ／Ｖ １ ）で与えられ、
ＰＷＭ信号のデュティ指定範囲の上限をＤ ｍａｘ （％）、下限をＤ ｍｉｎ ( ％ ) に設定したことを特徴とする請求項１または２記載のＤＣモータの駆動制御装置。
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