JP4120503B2

JP4120503B2 - Induction motor control method

Info

Publication number: JP4120503B2
Application number: JP2003199569A
Authority: JP
Inventors: 岳小川; 徹郎児島; 誠司石田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2003-07-22
Filing date: 2003-07-22
Publication date: 2008-07-16
Anticipated expiration: 2023-07-22
Also published as: JP2005045847A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ制御誘導電動機による車両駆動制御における、速度センサレスベクトル制御に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機の速度センサレスベクトル制御を実現する従来技術として、例えば特許文献１に記載されているように、ｑ軸電流の検出値が指令値に一致するように電流制御を行うことにより、電動機の回転速度を推定する方法が知られている。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００１−２３８４９７号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来技術の制御方法を例えば鉄道車両に適用する場合、停止状態から起動するだけでなく、高速で惰行中からの起動や、後退からの起動も必要であり、電動機の初期速度は負から正まで幅広い範囲の初期速度を持つ。
【０００５】
一般に負速度の動作範囲よりも正速度の動作範囲の方が広いため、推定速度の初期値を適当な正の値に定めたとすると、低速域において初期速度推定精度が劣化する。特に、負の初期速度は、推定速度が０に誤収束してしまうために、推定することができない。
【０００６】
本発明の目的は、電動機速度の極性に関係なく初期速度を推定することができる制御方法の提供である。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
速度推定精度劣化の原因は、磁束が低速域で減少し、速度起電力が低下することにある。そこで、本発明の誘導電動機の制御方法では、低速域において電圧補償値を印加することにより磁束を増加させ、速度推定精度を改善する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の詳細を図面を用いて説明する。
（実施例１）
本実施例を図２に示す。図２は、本発明を適用した鉄道車両駆動システムを示している。架線２０１および軌道２０２から、それぞれ集電器２０３および車輪２０４とを介して受電した直流電圧を、受電フィルタ２０５を介して電力半導体スイッチング素子を備えたインバータ２０６に入力する。受電フィルタ２０５はフィルタリアクトル２０５ａとフィルタコンデンサ２０５ｂとを備えている。主幹制御器２０９は、運転士のノッチ操作をノッチ指令α^* に変換し、電流指令生成器２１０にノッチ指令α^* を入力する。電流指令生成器２１０は、ノッチ指令α^* に基づき、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*と、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*と生成し、このｄ軸電流指令ｉ_d ^*とｑ軸電流指令ｉ_q ^*とをインバータ制御器２１１に入力する。インバータ制御器２１１は、電流指令生成器２１０から送られるｄ軸電流指令ｉ_d ^*と、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*と、電流検出器２０７で検出した三相電流検出値ｉ_u、ｉ_v、ｉ_w とから、三相電圧指令ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^* を生成する。インバータ２０６は、インバータ制御器２１１から送られる三相電圧指令ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*に従い、前記の集電した直流電圧を、可変電圧、可変周波数の交流電圧に変換して誘導電動機２０８を駆動する。誘導電動機２０８は、インバータ２０６から供給された交流電圧によりトルクを発生し、図示していないギアを介して車輪２０４を駆動する。
【０００９】
なお、図２では１台の誘導電動機を図示しているが、駆動する誘導電動機は２台あるいは４台など複数台でもよい。
【００１０】
次に、図１を用いてインバータ制御器２１１の詳細な構成を説明する。電流変換器１０１は、位相指令θ^* に基づいて、三相電流検出値ｉ_u、ｉ_v、ｉ_w をｄ軸電流ｉ_d と、ｑ軸電流ｉ_q とに変換する。速度推定器１０２は、基準加速器１０３、電流制御器１０４、加算器１０５、積分器１０６とを備えている。基準加速器１０３は、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*とｑ軸電流指令ｉ_q ^*とに基づいて推定加速度α₁ を生成する。電流制御器１０４は、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*とｑ軸電流ｉ_q との偏差に応じた推定加速度α₂ を生成する。加算器１０５で推定加速度α₁ と推定加速度α₂ とを加算し、この加算した値を積分器１０６で積分し、推定速度ω_r＾を生成する。
【００１１】
すべり演算器１０７では、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*とｑ軸電流指令ｉ_q ^*とを（数１）式に基づいてすべり周波数指令ω_S ^*を演算する。
【００１２】
【数１】

【００１３】
ただし、（数１）式中、Ｒ₂ はモータの二次抵抗、Ｌ₂ はモータの二次側自己インダクタンスである。
【００１４】
加算器１０８でモータ速度ω_r＾とすべり周波数指令ω_S ^* とを加算することにより、インバータ周波数指令ω₁ ^*を生成する。積分器１０９はこのインバータ周波数指令ω₁ ^*を積分し、位相指令θ^* を生成する。電圧指令演算器１１０は、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*と、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*と、インバータ周波数指令ω₁ ^*とから、次の（数２）式と（数３）式とに基づいて電圧指令ｖ_d0 ^*、ｖ_q0 ^*を演算する。
【００１５】
【数２】

【００１６】
【数３】

【００１７】
ただし、（数２）式と（数３）式で、Ｒ₁ はモータの一次抵抗、Ｍはモータの相互インダクタンス、ｌσはモータの一次換算漏れインダクタンスである。電流指令生成器１１１は、推定速度がω_r1に達した時点で電流指令Δｉ_d ^*を生成し、この電流指令Δｉ_d ^*を予め定めた期間出力する。
【００１８】
加算器１１２は、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*に電流指令Δｉ_d ^*を加算し、ｄ軸電流指令ｉ_d2 ^*を生成する。減算器１１３は、ｄ軸電流指令ｉ_d2 ^*からｄ軸電流ｉ_d を減算し、電流制御器１１４に入力する。電流制御器１１４は、減算器１１３により算出された入力信号から電圧補償値Δｖ_d0 ^*を生成し、ｄ軸電流ｉ_dの変動を抑制する。出力ゲイン１１５は、電圧補償値Δｖ_d0 ^*に推定速度ω_r＾の関数であるＧ₁（ω_r＾）を乗じ、電圧補償値Δｖ_d ^*を生成する。
【００１９】
ここでＧ₁（ω_r＾）は、推定速度ω_r＾が予め定めた値ω_r1を最初に下回るまでは「０」を出力し、一度下回った場合は、推定速度ω_r＾の値に関わらず「１」を出力する。また、電流制御器１１４の出力及び状態量は、推定速度ω_r＾が予め定めた値ω_r1を最初に下回った時点で「０」に初期化する。
【００２０】
加算器１１６は、ｄ軸電圧指令ｖ_d0 ^* と電圧補償値Δｖ_d ^*とを加算し、ｄ軸電圧指令ｖ_d ^*を生成する。電圧指令変換器１１７は、位相指令θ^* に基づいて、電圧指令ｖ_d ^*、ｖ_q0 ^*を三相電圧指令ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*に変換する。
【００２１】
電流指令生成器１１１の詳細な動作を図３に示す。ｄ軸電流指令Δｉ_d ^*の初期値Δｉ_d0 ^* は、印加開始時点のｄ軸電流ｉ_d0に対して、磁束の確立に必要な量を加算したものを与える。また、ｄ軸電流の跳ね上がりを抑制するため、ｄ軸電流指令Δｉ_d ^*の大きさを図３に示したように徐々に減少するよう設定する。印加期間の設定には制御対象の諸条件を利用し、例えば磁束の確立に必要な二次時定数から定めてもよい。
【００２２】
本実施例の動作を図４と図５を用いて説明する。図４は、電動機が負の初期速度ω_r で回転している状態で初期速度を推定する動作波形を示し、図５は、ｄｑ座標上で表した誘導電動機のモデル３３０（破線で囲んだ部分）と、制御装置の概略とを表している。
【００２３】
ところで、鉄道車両では、上り坂等において後退した状態すなわち負の初期速度から起動する場合もあり得る。そこで、このようなときに生じる負の初期速度を推定する場合について説明する。
【００２４】
初期速度推定時には、速度推定誤差に起因する過電流の発生を防ぐため、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*には微小なｉ_d0を与える。また、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*＝０とする。このとき、（数１）式よりすべり周波数指令ω_S ^*＝０となるので、インバータ周波数ω₁ ^*と推定速度ω_r＾とは一致する。また、ｑ軸電圧指令ｖ_q0 ^*は次の（数４）式で与えられる。
【００２５】
【数４】

【００２６】
負の速度を含む低速域から高速域までの幅広い初期速度の推定に対応するため、積分器１０６に与える推定速度ω_r＾の初期値は、正の値ω_r0とする。
【００２７】
速度の推定には、速度ω_rとｄ軸磁束φ_dとに比例する速度起電力とを利用する。前記（数４）式に示すｑ軸電圧指令ｖ_q0 ^* の右辺第２項の速度起電力が実際の速度起電力より大きい場合には、ｑ軸電圧指令ｖ_q0 ^* が過大となるため、ｑ軸電流ｉ_q が増加する。このときｑ軸電流指令ｉ_q ^*とｑ軸電流ｉ_q との偏差が負となり、電流制御器１０４の出力である推定加速度α₂ は負になる。この結果、推定速度ω_r＾は減少し、実速度ω_rに近づく。このように、ｑ軸電流ｉ_q がｑ軸電流指令ｉ_q ^*に一致するよう推定速度ω_r＾を制御することにより、推定速度ω_r＾を実速度ω_r に一致させることができる。
【００２８】
図４に示すように、期間Ｔ₀ では、推定速度ω_r＾が実速度ω_r より大きいため、速度起電力の推定値が実際の速度起電力より大きい。このため、ｑ軸電流ｉ_q は増加する。この結果、推定速度ω_r＾は減少し、次第に実速度ω_rに近づいていく。このときゲインＧ₁（ω_r＾）は「０」となっており、電流制御器１１４の出力Δｖ_d0 ^*はマスクされている。
【００２９】
ところで、初期速度が負の場合には、推定速度ω_r＾が０近傍にある場合でも、推定速度ω_r＾と実速度ω_rの差であるすべり周波数ω_S が大きく、図５中の符号３１３、３１４、３１５、３１６、３１８、３１９で示す各ブロックを経由するループのゲインが高くなるため、ｄ軸磁束φ_d は、０近傍の値となり、速度起電力が「０」となる。速度起電力は、速度ω_r ＝０の場合にも、ｄ軸磁束φ_d ＝０の場合にも「０」となるので、両者を区別することはできない。そのために、速度ω_rが「０」ではないにもかかわらず推定速度ω_r＾が「０」に誤収束してしまう。
【００３０】
これに対して本実施例では、推定速度ω_r＾が０速度近傍の基準速度ω_r1に達した時点で、電流指令生成器１１１により生成したｄ軸電流指令Δｉ_d ^*を、図４に示す予め定めた期間Ｔ₁ の間印加する。同時に、ゲインＧ₁ を１に切り換えるとともに、電流制御器１１４の内部変数を「０」で初期化する。これにより、電流制御器１１４の出力Δｖ_d0 ^*にゲインＧ₁を乗じたΔｖ_d ^*が加算器１１６で加算される。
【００３１】
ここで、電流制御器１１４の演算を図４に示す期間Ｔ₀ から行っても良いし、推定速度ω_r＾がω_r1に達した時点から開始しても良い。
【００３２】
ｄ軸電流指令Δｉ_d ^*を印加すると、電流制御器１１４および出力ゲイン１１５により電圧補償値Δｖ_d ^*が増加し、加算器１１６、符号３０２、３０３、３０４で示す各ブロックを経てｄ軸電流ｉ_d が増加する。さらに、符号３１７、３１８、３１９で示す各ブロックを経てｄ軸磁束φ_d が増加する。この結果、速度が負の場合は、符号３２０、３０７、３０８、３０９で示す各ブロックを経てｉ_q が増加し、さらに速度推定器１０２を経てω_r＾が減少して負の値となり、後退初期速度を推定することができる。
【００３３】
また、ω_r＝０近傍の場合は、符号３２０で示すブロックのゲインが小さいためｉ_q が増加することはなく、ω_r＾＝０となる。
【００３４】
以上のような動作により、図４の期間Ｔ₂において、初期速度の極性に関わらず推定速度ω_r＾が実速度ω_r に収束し、負の初期速度の推定が可能になる。
【００３５】
（実施例２）
本実施例の誘導電動機の制御装置のインバータ制御器のブロック図を図６に示す。本実施例は、図１に示す実施例１から電流指令生成器１１１と、加算器１１２とを省略したものである。本実施例の電流制御器１１４は、ｄ軸電流ｉ_d がｄ軸電流指令ｉ_d ^*に一致するように電圧補償値Δｖ_d0 ^* を生成するが、実施例１と異なり、推定速度ω_r＾が予め定めた値ω_r1を最初に下回った時点での「０」への初期化は行わない。または、本実施例の電流制御器１１４は、推定速度ω_r＾が予め定めた値ω_r1を最初に下回った時点で、ｄ軸電流ｉ_d から算出した適当な初期値を与える。その他は実施例１と同様である。
【００３６】
本実施例の動作を図７、図８を用いて説明する。図７は、電動機が負の初期速度ω_r で回転している状態において初期速度を推定する動作を示しており、図８はｄｑ座標上で表した誘導電動機のモデル３３０（破線で囲んだ部分）と制御装置の概略とを表している。
【００３７】
図７の期間Ｔ₀では、電流制御器１１４によって電圧補償値Δｖ_d0 ^*を演算する。このときゲインＧ₁（ω_r＾）は「０」となっており、電流制御器１１４の出力Δｖ_d0 ^*はマスクされている。図７の期間Ｔ₀におけるその他の動作は実施例１と同様である。
【００３８】
推定速度ω_r＾がω_r1に達した時点で、ゲインＧ₁ を「１」に切り換える。ただし本実施例では電流制御器１１４の初期化は行わない。これにより、電流制御器１１４の出力Δｖ_d0 ^*にゲインＧ₁を乗じたΔｖ_d ^*が加算器１１６で加算される。電流制御器１１４は、ｄ軸電流ｉ_d がｄ軸電流指令ｉ_d ^*に一致するように電圧補償値Δｖ_d0 ^* を生成するが、図７の期間Ｔ₀ においてはｉ_d ＞ｉ_d ^*であるため、電圧補償値Δｖ_d ^*は負である。
【００３９】
この結果、加算器１１６、符号３０２、３０３、３０４で示す各ブロックを経て、ｄ軸電流ｉ_d が減少する。さらに、符号３１７、３１８、３１９で示す各ブロックを経て、ｄ軸磁束φ_d が減少する。次に、符号３１３、３１４、３１５で示す各ブロックを経て、ｑ軸磁束φｑが増加する。最後に、ブロック３１６、３１８、３１９を経て、ｄ軸磁束φ_d が増加する。以上のようにして、ｄ軸磁束φ_d が間接的に増加する。この結果、本実施例では速度ω_r ＝０の場合にのみ速度起電力が「０」となるため、後退初期速度を推定することができる。
【００４０】
以上のような動作により、図７の期間Ｔ₁ において、初期速度の極性に関わらず推定速度が実速度に収束する。このようにして負の初期速度の推定が可能になる。
【００４１】
【発明の効果】
本発明によれば、電動機速度の極性に関係なく初期速度を推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の誘導電動機の制御装置のインバータ制御器のブロック図。
【図２】実施例１の制御装置を備えた鉄道車両駆動システムの説明図。
【図３】実施例１の電流指令生成器の動作の説明図。
【図４】実施例１のインバータ制御器の動作波形。
【図５】実施例１の制御装置とｄｑ座標で表したモータのモデルとの説明図。
【図６】実施例２の誘導電動機の制御装置のインバータ制御器のブロック図。
【図７】実施例２のインバータ制御器の動作波形。
【図８】実施例２の制御装置とｄｑ座標で表したモータのモデルとの説明図。
【符号の説明】
１０１…電流変換器、１０２…速度推定器、１０３…基準加速器、１０４、１１４…電流制御器、１０５、１０８、１１２、１１６…加算器、１０６、１０９…積分器、１０７…すべり演算器、、１１０…電圧指令演算器、１１１、２１０…電流指令生成器、１１３…減算器、１１５…出力ゲイン、１１７…電圧指令変換器、２０１…架線、２０２…軌道、２０３…集電器、２０４…車輪、２０５…受電フィルタ、２０５ａ…フィルタリアクトル、２０５ｂ…フィルタコンデンサ、２０６…インバータ、２０７…電流検出器、２０８…誘導電動機、２０９…主幹制御器、２１１…インバータ制御器、３３０…ｄｑ座標上で表した誘導電動機のモデル。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to speed sensorless vector control in vehicle drive control by an inverter-controlled induction motor.
[0002]
[Prior art]
As a conventional technique for realizing speed sensorless vector control of an induction motor, for example, as described in Patent Document 1, rotation of an electric motor is performed by performing current control so that a detected value of a q-axis current matches a command value. Methods for estimating speed are known.
[0003]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 2001-238497
[Problems to be solved by the invention]
When such a conventional control method is applied to, for example, a railway vehicle, it is necessary not only to start from a stopped state but also to start from coasting at a high speed or start from reverse, and the initial speed of the motor is negative. Has a wide range of initial speeds from positive to positive.
[0005]
In general, since the positive speed operation range is wider than the negative speed operation range, if the initial value of the estimated speed is set to an appropriate positive value, the initial speed estimation accuracy deteriorates in the low speed range. In particular, the negative initial speed cannot be estimated because the estimated speed misconverges to zero.
[0006]
An object of the present invention is to provide a control method capable of estimating the initial speed regardless of the polarity of the motor speed.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The cause of the speed estimation accuracy deterioration is that the magnetic flux decreases in the low speed region and the speed electromotive force decreases. Therefore, in the method for controlling an induction motor according to the present invention, the magnetic flux is increased by applying a voltage compensation value in the low speed region, and the speed estimation accuracy is improved.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, details of the present invention will be described with reference to the drawings.
(Example 1)
This embodiment is shown in FIG. FIG. 2 shows a railway vehicle drive system to which the present invention is applied. The DC voltage received from the overhead wire 201 and the track 202 via the current collector 203 and the wheel 204 is input to the inverter 206 provided with the power semiconductor switching element via the power receiving filter 205. The power receiving filter 205 includes a filter reactor 205a and a filter capacitor 205b. Master controller 209 converts a notch operation of the motorman the notch command alpha ^*, enter the notch command alpha ^* to the current command generator 210. The current command generator 210 generates a d-axis current command i _d ^* and a q-axis current command i _q ^* based on the notch command α ^* , and the d-axis current command i _d ^* and the q-axis current command i _q ^*. Are input to the inverter controller 211. The inverter controller 211 includes a d-axis current command i _d ^* sent from the current command generator 210, a q-axis current command i _q ^*, and three-phase current detection values i _u , i _v , detected by the current detector 207. Three-phase voltage commands v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* are generated from i _w . The inverter 206 converts the collected DC voltage into a variable voltage and a variable frequency AC voltage in accordance with the three-phase voltage commands v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* sent from the inverter controller 211 and induces them. The electric motor 208 is driven. The induction motor 208 generates torque by the AC voltage supplied from the inverter 206, and drives the wheels 204 via a gear (not shown).
[0009]
In addition, although one induction motor is illustrated in FIG. 2, a plurality of induction motors such as two or four may be driven.
[0010]
Next, a detailed configuration of the inverter controller 211 will be described with reference to FIG. The current converter 101 converts the three-phase current detection values i _u , i _v and i _w into a d-axis current i _d and a q-axis current i _q based on the phase command θ ^* . The speed estimator 102 includes a reference accelerator 103, a current controller 104, an adder 105, and an integrator 106. The reference accelerator 103 generates the estimated acceleration α ₁ based on the d-axis current command i _d ^* and the q-axis current command i _q ^* . The current controller 104 generates an estimated acceleration α ₂ corresponding to the deviation between the q-axis current command i _q ^* and the q-axis current i _q . The adder 105 adds the estimated acceleration α ₁ and the estimated acceleration α ₂ , and the added value is integrated by the integrator 106 to generate an estimated speed ω _r ^.
[0011]
The slip calculator 107 calculates a slip frequency command ω _S ^* from the d-axis current command i _d ^* and the q-axis current command i _q ^* based on the equation (1).
[0012]
[Expression 1]

[0013]
In the equation (1), R ₂ is the secondary resistance of the motor, and L ₂ is the secondary self-inductance of the motor.
[0014]
By adding the motor speed omega _r ^ and the slip frequency command omega _S ^* in adder 108 to produce the inverter frequency command omega ₁ ^*. The integrator 109 integrates this inverter frequency command omega ₁ ^*, to generate a phase command theta ^*. The voltage command calculator 110 is based on the following equations (Equation 2) and (Equation 3) from the d-axis current command i _d ^* , the q-axis current command i _q ^*, and the inverter frequency command ω ₁ ^*. To calculate the voltage commands v _d0 ^* and v _q0 ^* .
[0015]
[Expression 2]

[0016]
[Equation 3]

[0017]
However, in Equations (2) and (3), R ₁ is the primary resistance of the motor, M is the mutual inductance of the motor, and lσ is the primary equivalent leakage inductance of the motor. Current command generator 111, the estimated velocity generates a current command .DELTA.i _d ^* Upon reaching omega _r1, a period outputs defining the current command .DELTA.i _d ^* in advance.
[0018]
The adder 112 adds the current command .DELTA.i _d ^* to the d-axis current command i _d ^*, generates a d-axis current command i _d2 ^*. The subtractor 113 subtracts the d-axis current i _d from the d-axis current command i _d2 ^* and inputs the result to the current controller 114. Current controller 114, the subtractor 113 generates a voltage compensation value Delta] v _d0 ^* from the input signal calculated by suppressing the variation of the d-axis current i _d. The output gain 115 multiplies the voltage compensation value Δv _d0 ^* by G ₁ (ω _r ^), which is a function of the estimated speed ω _r ^, to generate a voltage compensation value Δv _d ^* .
[0019]
Here, G ₁ (ω _r ^) outputs “0” until the estimated speed ω _r ^ is initially lower than the predetermined value ω _r1, and if it is once lower, G ₁ (ω _r ^) becomes the value of the estimated speed ω _r ^. Regardless, "1" is output. Further, the output and state quantity of the current controller 114 are initialized to “0” when the estimated speed ω _r _最初 first falls below a predetermined value ω _r1 .
[0020]
The adder 116 adds the d-axis voltage command v _d0 ^* and the voltage compensation value Delta] v _d ^*, generates a d-axis voltage command v _d ^*. The voltage command converter 117 converts the voltage commands v _d ^* , v _q0 ^* into three-phase voltage commands v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* based on the phase command θ ^* .
[0021]
The detailed operation of the current command generator 111 is shown in FIG. d-axis current command .DELTA.i _d ^* Initial value .DELTA.i _d0 ^* is of, given to the d-axis current i _d0 of application start time, a material obtained by adding the amount required to establish a magnetic flux. Further, in order to suppress the jump of the d-axis current, the magnitude of the d-axis current command Δi _d ^* is set so as to gradually decrease as shown in FIG. The application period may be set using various conditions to be controlled, for example, from a secondary time constant necessary for establishing magnetic flux.
[0022]
The operation of this embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 4 shows an operation waveform for estimating the initial speed while the motor is rotating at a negative initial speed ω _r , and FIG. 5 shows an induction motor model 330 (part enclosed by a broken line) represented on the dq coordinates. ) And an outline of the control device.
[0023]
By the way, the railway vehicle may start up from a state of retreating on an uphill or the like, that is, from a negative initial speed. Therefore, a case where the negative initial speed generated at such time is estimated will be described.
[0024]
At initial speed estimation, a minute i _d0 is given to the d-axis current command i _d ^* in order to prevent the occurrence of overcurrent due to speed estimation error. Further, it is assumed that the q-axis current command i _q ^* = 0. At this time, since the slip frequency command ω _S ^* = 0 from the equation (1), the inverter frequency ω ₁ ^* and the estimated speed ω _r ^ coincide. Further, the q-axis voltage command v _q0 ^* is given by the following equation (4).
[0025]
[Expression 4]

[0026]
The initial value of the estimated speed ω _r ^ given to the integrator 106 is set to a positive value ω _r0 in order to cope with estimation of a wide range of initial speeds from a low speed range including a negative speed to a high speed range.
[0027]
For the estimation of the speed, a speed electromotive force proportional to the speed ω _r and the d-axis magnetic flux φ _d is used. When the speed electromotive force in the second term on the right-hand side of the q-axis voltage command v _q0 ^* shown in the equation (4) is larger than the actual speed electromotive force, the q-axis voltage command v _q0 ^* becomes excessive. The shaft current i _q increases. At this time, the deviation between the q-axis current command i _q ^* and the q-axis current i _q is negative, and the estimated acceleration α ₂ that is the output of the current controller 104 is negative. As a result, the estimated speed ω _r ^ decreases and approaches the actual speed ω _r . Thus, by controlling the estimated speed ω _r ^ so that the q-axis current i _q matches the q-axis current command i _q ^* , the estimated speed ω _r ^ can be matched with the actual speed ω _r .
[0028]
As shown in FIG. 4, since the estimated speed ω _r ^ is larger than the actual speed ω _r in the period T ₀ , the estimated value of the speed electromotive force is larger than the actual speed electromotive force. For this reason, the q-axis current i _q increases. As a result, the estimated speed ω _r ^ decreases and gradually approaches the actual speed ω _r . At this time, the gain G ₁ (ω _r ^) is “0”, and the output Δv _d0 ^* of the current controller 114 is masked.
[0029]
Incidentally, when the initial speed is negative, even if the estimated speed ω _r ^ is near 0, the slip frequency ω _S that is the difference between the estimated speed ω _r ^ and the actual speed ω _r is large. Since the gain of the loop passing through the blocks indicated by 313, 314, 315, 316, 318, and 319 is increased, the d-axis magnetic flux φ _d is a value near 0 and the speed electromotive force is “0”. The speed electromotive force is “0” both when the speed ω _r = 0 and when the d-axis magnetic flux φ _d = 0, so that the two cannot be distinguished. To that end, the speed ω _r is "0" in the not despite the estimated speed ω _r ^ will converge false to "0".
[0030]
On the other hand, in this embodiment, the d-axis current command Δi _d ^* generated by the current command generator 111 when the estimated speed ω _r ^ reaches the reference speed ω _r1 in the vicinity of 0 speed is shown in FIG. Applied for a predetermined period T ₁ . At the same time, the gain G ₁ is switched to 1 and the internal variable of the current controller 114 is initialized to “0”. Thereby, Δv _d ^* obtained by multiplying the output Δv _d0 ^* of the current controller 114 by the gain G ₁ is added by the adder 116.
[0031]
Here, the calculation of the current controller 114 may be performed from the period T ₀ shown in FIG. 4 or may be started from the time when the estimated speed ω _r ^ reaches ω _r1 .
[0032]
When the d-axis current command Δi _d ^* is applied, the voltage compensation value Δv _d ^* is increased by the current controller 114 and the output gain 115, and the d-axis current i is passed through the blocks indicated by the adder 116 and

reference numerals

302, 303, and 304. _d increases. Further, the d-axis magnetic flux φ _d increases through the blocks indicated by

reference numerals

317, 318, and 319. As a result, when the speed is negative, i _q increases through the blocks indicated by

reference numerals

320, 307, 308, and 309, and further passes through the speed estimator 102, ω _r ^ decreases to a negative value, and the backward movement The initial speed can be estimated.
[0033]
In the vicinity of ω _r = 0, i _q does not increase because the gain of the block indicated by reference numeral 320 is small, and ω _r ^ = 0.
[0034]
By the operation as described above, the estimated speed ω _r ^ converges to the actual speed ω _r regardless of the polarity of the initial speed in the period T ₂ in FIG. 4, and the negative initial speed can be estimated.
[0035]
(Example 2)
FIG. 6 shows a block diagram of the inverter controller of the control apparatus for the induction motor of this embodiment. In the present embodiment, the current command generator 111 and the adder 112 are omitted from the first embodiment shown in FIG. Current controller 114 of the present embodiment, although the d-axis current i _d to produce a voltage compensation value Delta] v _d0 ^* to match the d-axis current command i _d ^*, unlike the first embodiment, the estimated velocity omega _r ^ Is not initialized to “0” when it first falls below a predetermined value ω _r1 . Alternatively, the current controller 114 according to the present embodiment gives an appropriate initial value calculated from the d-axis current i _d when the estimated speed ω _r ^ is initially lower than a predetermined value ω _r1 . Others are the same as in the first embodiment.
[0036]
The operation of this embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 7 shows an operation of estimating the initial speed in a state where the electric motor is rotating at the negative initial speed ω _r , and FIG. 8 shows an induction motor model 330 (part surrounded by a broken line) represented on the dq coordinates. ) And the outline of the control device.
[0037]
In the period T _{0 of} FIG. 7, the current controller 114 calculates the voltage compensation value Δv _d0 ^* . At this time, the gain G ₁ (ω _r ^) is “0”, and the output Δv _d0 ^* of the current controller 114 is masked. Other operations in the period T ₀ in FIG. 7 are the same as those in the first embodiment.
[0038]
When the estimated speed ω _r ^ reaches ω _r1 , the gain G ₁ is switched to “1”. However, in this embodiment, the current controller 114 is not initialized. Thereby, Δv _d ^* obtained by multiplying the output Δv _d0 ^* of the current controller 114 by the gain G ₁ is added by the adder 116. Current controller 114 is d-axis current i _d to produce a voltage compensation value Delta] v _d0 ^* to match the d-axis current command i _d ^*, in the period T ₀ of FIG. 7 is a i _d> i _d ^* Therefore, the voltage compensation value Δv _d ^* is negative.
[0039]
As a result, the adder 116, through each block indicated at 302, 303, 304, d-axis current i _d is decreased. Further, the d-axis magnetic flux φ _d decreases through the blocks indicated by

reference numerals

317, 318, and 319. Next, the q-axis magnetic flux φq increases through the blocks indicated by

reference numerals

313, 314, and 315. Finally, the d-axis magnetic flux φ _d increases through

blocks

316, 318, and 319. As described above, the d-axis magnetic flux φ _d indirectly increases. As a result, in this embodiment, the speed electromotive force becomes “0” only when the speed ω _r = 0, and therefore the initial reverse speed can be estimated.
[0040]
By the operation as described above, the estimated speed converges to the actual speed regardless of the polarity of the initial speed in the period T ₁ in FIG. In this way, a negative initial speed can be estimated.
[0041]
【The invention's effect】
According to the present invention, the initial speed can be estimated regardless of the polarity of the motor speed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of an inverter controller of a control device for an induction motor according to a first embodiment.
FIG. 2 is an explanatory diagram of a railway vehicle drive system including the control device according to the first embodiment.
FIG. 3 is an explanatory diagram of the operation of the current command generator according to the first embodiment.
FIG. 4 shows operation waveforms of the inverter controller according to the first embodiment.
FIG. 5 is an explanatory diagram of the control device according to the first embodiment and a motor model represented by dq coordinates.
6 is a block diagram of an inverter controller of the induction motor control apparatus according to Embodiment 2. FIG.
FIG. 7 shows operation waveforms of the inverter controller according to the second embodiment.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a control apparatus according to a second embodiment and a motor model represented by dq coordinates.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 101 ... Current converter, 102 ... Speed estimator, 103 ... Reference | standard accelerator, 104, 114 ... Current controller, 105, 108, 112, 116 ... Adder, 106, 109 ... Integrator, 107 ... Slip calculator, DESCRIPTION OF SYMBOLS 110 ...

Voltage command calculator

111, 210 ... Current command generator, 113 ... Subtractor, 115 ... Output gain, 117 ... Voltage command converter, 201 ... Overhead wire, 202 ... Track, 203 ... Current collector, 204 ... Wheel, 205 ... Receiving filter, 205a ... Filter reactor, 205b ... Filter capacitor, 206 ... Inverter, 207 ... Current detector, 208 ... Induction motor, 209 ... Master controller, 211 ... Inverter controller, 330 ... Represented on dq coordinates Induction motor model.

Claims

可変電圧可変周波数の交流電圧によって駆動される誘導電動機の制御方法であって、ｑ軸電流から前記誘導電動機の速度推定値を生成する制御ステップと、第１のｄ軸電流指令を生成する制御ステップを備える誘導電動機の制御方法において、
ｄ軸電流から第２のｄ軸電流指令を生成する制御ステップと、前記第１のｄ軸電流指令と前記第２のｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流とから、ｄ軸電圧指令に加算する電圧補償値を生成する制御ステップとを備え、
前記速度推定値が所定の値に一致した第１の時点から、前記第２のｄ軸電流指令の印加を開始し、前記第１の時点以降は、前記速度推定値に関わらず予め定めた第１の期間、前記第２のｄ軸電流指令の印加を継続し、
かつ、前記第１の時点から、前記電圧補償値の電圧指令への加算を開始し、前記第１の時点以降は、前記速度推定値に関わらず、予め定めた第２の期間前記電圧補償値の電圧指令への加算を継続することを特徴とする誘導電動機の制御方法。A control method for an induction motor driven by an AC voltage having a variable voltage and a variable frequency, wherein a control step for generating an estimated speed value of the induction motor from a q-axis current and a control step for generating a first d-axis current command In the control method of the induction motor comprising:
A control step for generating a second d-axis current command from the d-axis current, and the first d-axis current command, the second d-axis current command, and the d-axis current are added to the d-axis voltage command. A control step for generating a voltage compensation value,
The application of the second d-axis current command is started from a first time point when the speed estimated value matches a predetermined value. After the first time point, a predetermined first time is applied regardless of the speed estimated value. For the period of 1, continue application of the second d-axis current command,
In addition, the addition of the voltage compensation value to the voltage command is started from the first time point. After the first time point, the voltage compensation value for a predetermined second period regardless of the speed estimation value. The control method for the induction motor is characterized in that the addition to the voltage command is continued.

可変電圧可変周波数の交流電圧によって駆動される誘導電動機の制御方法であって、ｑ軸電流から前記誘導電動機の速度推定値を生成する制御ステップと、第１のｄ軸電流指令を生成する制御ステップを備える誘導電動機の制御方法において、
前記第１のｄ軸電流指令とｄ軸電流とからｄ軸電圧指令に加算する電圧補償値を生成する制御ステップを備え、前記速度推定値が所定の値に一致した第１の時点から、前記電圧補償値の加算を開始し、前記第１の時点以降は、前記速度推定値に関わらず予め定めた期間前記電圧補償値の加算を継続することを特徴とする誘導電動機の制御方法。A control method for an induction motor driven by an AC voltage having a variable voltage and a variable frequency, wherein a control step for generating an estimated speed value of the induction motor from a q-axis current and a control step for generating a first d-axis current command In the control method of the induction motor comprising:
A control step of generating a voltage compensation value to be added to the d-axis voltage command from the first d-axis current command and the d-axis current, from a first time point when the estimated speed value matches a predetermined value; A method for controlling an induction motor, wherein addition of a voltage compensation value is started, and after the first time point, addition of the voltage compensation value is continued for a predetermined period regardless of the speed estimation value.

請求項１または２の何れかに記載の誘導電動機の制御方法によって制御される誘導電動機を具備し、前記誘導電動機により車輪を駆動することを特徴とする電気車両。An electric vehicle comprising an induction motor controlled by the method for controlling an induction motor according to claim 1, wherein a wheel is driven by the induction motor.

直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して誘導電動機を駆動する誘導電動機の制御装置において、
前記誘導電動機の制御装置が、電力半導体スイッチング素子を備えたインバータ部と、該インバータ部に制御指令を与えるインバータ制御部とを備え、
該インバータ制御部が、
ｑ軸電流を入力して前記誘導電動機の速度推定値を生成する速度推定部と、
第１のｄ軸電流指令からｄ軸電圧指令を生成する電圧指令演算部と、
ｄ軸電流から第２のｄ軸電流指令を生成する第２のｄ軸電流指令生成部と、
前記第１のｄ軸電流指令と前記第２のｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流とから、ｄ軸電圧指令に加算する電圧補償値を生成する電圧補償値生成部とを備え、
前記第２のｄ軸電流指令生成部が、前記速度推定値が所定の値に一致した第１の時点から、前記第２のｄ軸電流指令の印加を開始し、前記第１の時点以降は、前記速度推定値に関わらず予め定めた第１の期間、前記第２のｄ軸電流指令の印加を継続し、かつ、前記第１の時点から、前記電圧補償値の電圧指令への加算を開始し、前記第１の時点以降は、前記速度推定値に関わらず、予め定めた第２の期間電圧補償値の加算を継続することを特徴とする誘導電動機の制御装置。In an induction motor control device for driving an induction motor by converting a DC voltage into an AC voltage of variable voltage and variable frequency,
The induction motor control device includes an inverter unit including a power semiconductor switching element, and an inverter control unit that gives a control command to the inverter unit,
The inverter control unit
a speed estimation unit that inputs a q-axis current and generates a speed estimation value of the induction motor;
A voltage command calculation unit that generates a d-axis voltage command from the first d-axis current command;
a second d-axis current command generation unit that generates a second d-axis current command from the d-axis current;
A voltage compensation value generation unit that generates a voltage compensation value to be added to the d-axis voltage command from the first d-axis current command, the second d-axis current command, and the d-axis current;
The second d-axis current command generation unit starts application of the second d-axis current command from a first time point when the estimated speed value matches a predetermined value, and after the first time point, The application of the second d-axis current command is continued for a predetermined first period regardless of the speed estimation value, and the voltage compensation value is added to the voltage command from the first time point. The induction motor control device is characterized in that, after the first time point, the addition of the predetermined second period voltage compensation value is continued regardless of the speed estimation value.

直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して誘導電動機を駆動する誘導電動機の制御装置において、
前記誘導電動機の制御装置が、電力半導体スイッチング素子を備えたインバータ部と、該インバータ部に制御指令を与えるインバータ制御部とを備え、
該インバータ制御部が、
ｑ軸電流を入力して前記誘導電動機の速度推定値を生成する速度推定部と、
第１のｄ軸電流指令からｄ軸電圧指令を生成する電圧指令演算部と、
前記第１のｄ軸電流指令とｄ軸電流と速度推定値とから、ｄ軸電圧指令に加算する電圧補償値を生成する電圧補償値生成部とを備え、
前記速度推定値が所定の値に一致した第１の時点から、前記電圧補償値の加算を開始し、前記第１の時点以降は、前記速度推定値に関わらず予め定めた期間前記電圧補償値の加算を継続することを特徴とする誘導電動機の制御装置。In an induction motor control device for driving an induction motor by converting a DC voltage into an AC voltage of variable voltage and variable frequency,
The induction motor control device includes an inverter unit including a power semiconductor switching element, and an inverter control unit that gives a control command to the inverter unit,
The inverter control unit
a speed estimation unit that inputs a q-axis current and generates a speed estimation value of the induction motor;
A voltage command calculation unit that generates a d-axis voltage command from the first d-axis current command;
A voltage compensation value generation unit that generates a voltage compensation value to be added to the d-axis voltage command from the first d-axis current command, the d-axis current, and the speed estimation value;
The addition of the voltage compensation value is started from a first time point when the speed estimated value matches a predetermined value, and after the first time point, the voltage compensation value is set for a predetermined period regardless of the speed estimated value. The induction motor control device is characterized in that the addition is continued.