JP4111538B2 - ディジタル情報コーディング方法ならびに装置 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 87
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 84
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 84
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims description 80
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 63
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 36
- 239000000872 buffer Substances 0.000 claims description 31
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 22
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 22
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 14
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 18
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 9
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 7
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 7
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 6
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 5
- 238000007635 classification algorithm Methods 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 3
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 2
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 238000010183 spectrum analysis Methods 0.000 description 1
- 238000010792 warming Methods 0.000 description 1
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L13/00—Speech synthesis; Text to speech systems
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- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
- G10L19/16—Vocoder architecture
- G10L19/18—Vocoders using multiple modes
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L2019/0001—Codebooks
- G10L2019/0003—Backward prediction of gain
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Health & Medical Sciences (AREA)
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- Human Computer Interaction (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
産業上の利用分野
本発明は音声コーディング技術ならびに一般的な音声処理に関する。更に詳細には、後方適応技術と組み合わされた合成技法による分析に基づく音声コーディング方法に関する。
従来の技術
合成ならびに後方適応による分析に基づくシステムは例えば低遅延コード励起線形予測（Low-Delay Code Excited Linear Prediction）（ＬＤ−ＣＥＬＰ）音声コーデックの中で使用され、これは最近国際電気通信連合（ＩＴＵ）１９９２年発行の”CODING OF SPEECH AT 16 kbits/s USING LOW-DELAY CODE EXCITED LINEAR PREDICTION”（著作権ＩＴＵ）の中で標準化された。この音声信号圧縮アルゴリズムは一方で世界中の音声コーディング専門家の中で良く知られている。
ディジタルネットワークはディジタル的にコード化された信号を送信するために使用される。過去に於いては主に音声信号が送信されていた。今日電子メールネットワークが広範に使用されることによりデータトラヒックは世界的に更に増大している。経済的観点から、ネットワークの混雑を無くして接続されるユーザ数を最大とすべきである。その結果特に雑音マスク効果を用いて最適化された音声圧縮アルゴリズムが開発されてきている。不幸にしてこれらのコーディングアルゴリズムは音声帯域データ信号の送信には余り適していない。従って考え方としては信号分類アルゴリズムを追加して、データ信号が検出された際に音声帯域データ信号圧縮（ＶＤＳＣ：voiceband data signal compression）アルゴリズムを使用する。現在１６ｋｂ／秒ディジタル回路増倍機器（ＤＣＭＥ：Digital-Circiut-Multiplication-Equipment）送信システムがこの考え方を用いて標準化されている。ＬＤ−ＣＥＬＰコーデック音声の送信に使用されるようになる一方で、音声帯域データ送信用に新たなコーディングアルゴリズムがＩＴＵ内部で開発途上にある。
実際のアプリケーションでは信号分類アルゴリズムに失敗して、結果的に別の異なるコーディング技法との間で少なからず切換が行われることとなる。もしも次のコーディング技法が常にリセット状態から開始されるのであれば、音声帯域データの送信中はこれは重大な問題とはならないであろう。しかしながら、音声が現に送信されている間はこれはかなり悩ましい効果をもたらす結果となろう。
１６ｋｂ／秒ＤＣＭＥシステムに於けるこの問題を解決するために、ＬＤ−ＣＥＬＰアーキテクチャを音声帯域信号圧縮にも適用することが提案された。量子化を十分に行うために例えばより大きな形状のコードブックを提供することによりビット速度のみが増大されねばならない。この様な方法を用いることで、１つのコーディングモードから他へ切り替わる際に時間信号の連続的な形状が保証される。
この解決方法の欠点は２つある。１つは高いビット速度で送信中は計算負荷が非常に増大する点である。これは実施する上で余り魅力的とは言えない、何故ならば従来型のＬＤ−ＣＥＬＰが現在市場で提供されているディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）のほぼ完全に近い計算能力を要求しているからである。もう１つは、これは非常に有りそうなことであるが音声帯域データ信号のコーディングは特別に最適化されたアーキテクチャを用いてもっと効率的に実施することが可能であり、結果的に４０ｋｂ／秒以下のビット速度またはそれ以上の性能が得られる。従来４０ｋｂ／秒はＶＤＳＣアルゴリズムで要求されるビット速度と見なされていた。言及するまでも無いが、もしも既存の信号圧縮アルゴリズムがＬＤ−ＣＥＬＰ型コーデックと込み合わされて使用されている場合にはこの切換の問題がまた発生する。既知のシステムは、音声帯域データ信号を送信しなければならない時には、例えばＩＴＵ ｒｅｃ．Ｇ．７１１（６４ｋｂ／秒）またはＧ．７２６（３２ｋｂ／秒または４０ｋｂ／秒）に基づくアルゴリズムを使用している。
これに関連して、ＡＤＰＣＭと名付けられたコーディングアルゴリズムの構造は前方誤り訂正を含む点で、ＬＤ−ＣＥＬＰと類似点を有する。サイモン・ヘイキン（Simon Haykin）著”Digital Communications”、ジョン・ウィリー・アンド・サンズ（John Wiley & Sons）発行、１９８８年参照。
米国特許第５，２３３，６６０号にはコード励起線形予測（ＬＤ−ＣＥＬＰ）に基づく低遅延ディジタル音声エンコーダおよびデコーダが開示されている。コーディングはコードブック利得および短期合成フィルターパラメータ用の後方適応調整を含み、また長期合成フィルターパラメータの前方適応調整をも含む。効率的な低遅延ピッチパラメータ誘導および量子化により、等価な音声品質を実現する従来型コーディング遅延の数分の１の全体遅延が実現できる。
米国特許第５，３３９，３８４号にはまた、音声および音響送信用のＣＥＬＰコーダが開示されている。このコーダは低遅延コーディングに適合されており、これは模擬されて復号された音声の先行フレームの一部のスペクトル分析を行い、復号合成に従来使用されていたものよりも更に高次の合成フィルタを決定し、最も低い内部誤差信号を生成するベクトルの指標のみを送信している。修正知覚重みパラメータおよびポストフィルタリングの新奇な用法とによって、高い品質の再生を保つ一方で、多数のエンコーディングおよびデコーディングの直列処理を改善している。
また米国特許第５，２２８，０７６号は先に説明したＡＤＰＣＭコーディングアルゴリズムを使用することを含んでいるため、興味深い。
発明の目的と要約
例えば音声送信中、送信時間のかなりの部分は無声である。この無声期間中、送信データ用の送信リンクを使用することが可能である。データおよび音声は異なるコードでコード化されており、問題は異なるコーダー間での切換と切換後に音声の中に不連続性が生じるのを避けることである。これは特に後方適応コーディング技法の場合である。また、音声以外の別の型式の情報を送信する場合にも、時間間隔が生じることがあって、これは同一チャンネル上で別の情報を送信するために使用できる。
出力信号内の連続性は、起動されているコーディング技法の状態が、このコーディング技法があたかも以前に起動されていたかのように、同一の値に事前設定されることによって除去することが出来る。問題は状態変数の対応する初期値の生成が、コーデックがＬＤ−ＣＥＬＰ型コーディング技法に基づいている場合には自明では無い点にある。予測子係数は、ＬＤ−ＣＥＬＰ型コーディング技法の合成フィルタ係数のように、過去の量子化された出力信号に依存する。更に、状態および予測子係数は、ＬＤ−ＣＥＬＰ内の合成フィルタの利得予測子例数が励起信号に依存するのと同様、過去の量子化された励起信号に基づいている。更に詳細には、問題はコーデックが切り替えられる際にはこの過去の励起信号を利用できない点にある。たとえ状態変数を呼び出すことが可能としても、コーデックを初期化する時に非常に膨大な瞬時信号処理能力が要求されるであろう。この処理は現在市場で利用可能な全てのＤＳＰを枯渇させるで有ろう。
本発明は状態変数を呼び出す方法と、要求される信号処理または計算能力を削減して実際的に実施することが可能となる方法を示す技術を開示する。問題は切り離される１つのコーダーからの出力サンプルを用いて、切り換えて使用される並列コーダーのコーディング技法の状態を事前設定することで解決される。
更に詳細には、この問題は事前設定値から係数値を生成し、これらの係数値および信号シーケンスから信号シーケンス（ベクトル）を再生（restore）する事で解決される。この信号シーケンス（ベクトル）はデコード出力、例えば音声をデコーダ内またエンコーダ内で直接生成するために使用され、また通常送信中に継続して生成される。信号シーケンス（ベクトル）を再生する事で、コーデックは迅速に開始される。
簡略化された実施例に於いて、係数値はコーデックの中で生成されず、切り離される並列のコーデックから直接転送される。転送された係数は信号シーケンス（ベクトル）を再生するために使用される。
本発明の１つの目的は、ＬＤ−ＣＥＬＰ型音声コーデックの様な後方適応音声コーディング技法を、再生された出力信号の連続した形状を保ちながら起動することの可能な、適切な装置および方法を提供することである。初期化に関連する信号処理負荷を正当な低い値に保つように修正することも提供されている。
本発明の特長は、コーデックを切り換える際に必要な信号処理能力が適切で有ること、また切換が出力信号の中に大きな不連続性を与えずに実施できることである。音声およびデータを同一通信チャンネル上で送信する場合、音声コーダに切り換える際に音声中に気になる影響は観測されない。
【図面の簡単な説明】
図１は、異なる目的に使用される２つの異なるコーデックを含む送信システムの上位レベルでのブロック図を示す。
図２は、後方適応技術に基づく一般的音声コーディング技法の上位レベルでのブロック図を示す。
図３ａは、ＬＤ−ＣＥＬＰエンコーダのブロック図を示す。
図３ｂは、ＬＤ−ＣＥＬＰデコーダのブロック図を示す。
図４は、図２に示すローカルデコーダの内容を更に詳細に図示する。
図５は、合成フィルタの後方適応の低レベルブロック図と対応する予測子係数を図示する。
図６は、利得予測子の後方適応の低レベルブロック図と対応する予測子係数を図示する。
図７ａおよびｂは、ＬＤ−ＣＥＬＰ音声コーデック内の合成フィルタ動作を実行する処理手順を図示する。
図８は、ＬＤ−ＣＥＬＰ型音声コーデック内で状態をウォーミングアップ処理手順の流れ図を示す。
図９は、１つの励起ベクトルを生成するブロック図を示す。
実施例の詳細な説明
本発明の提出された実施例を説明するために、例えばＬＤ−ＣＥＬＰアルゴリズム内で用いられる後方適応音声コーディング技法のいくつかの詳細を説明することが有効である。図１は、ブロック図形式で音声信号ならびに音声帯域データ信号用の異なるコーディング技法を備えた送信システムを図示する。送信機側にはＬＤ−ＣＥＬＰコーディング音声用エンコーダ１００とＶＤＳＣデータエンコーダ１０１とが存在する。入力ライン９９はこれらのエンコーダにスイッチ９８で接続され、エンコーダの出力はスイッチ１０２で通信チャンネル１２０に接続されている。信号分類装置１０３が入力ライン９９に接続され、スイッチ９８および１０２を制御する。受信機側には音声デコード用デコーダ２００とデータデコーダ２９０とが存在する。これらのデコーダは通信チャンネルにスイッチ２０３で接続され、またそれらの出力は出力ライン２１９にスイッチ１９８で接続されている。信号分類装置１０３はスイッチ２０３および１９８に別々の信号チャンネル１９１で接続され、これらのスイッチを送信機側のスイッチと並列に制御する。バッファ１９２がデータエンコーダ１０１の予備出力に接続され、これはまたスイッチ１９３経由で音声エンコーダ１００の入力１４４に接続されている。このスイッチは信号分類装置１０３によって起動される。受信機側には対応するバッファ２９２およびスイッチ２９３が存在する。例として示す実施例では、音声エンコーダ１００はＬＤ−ＣＥＬＰ型式で音声がエンコードされる際に使用され、一方別のコーディング技法がデータエンコーダ１０１の中で音声帯域データ信号が存在する際に使用される。使用中の圧縮技法上の情報は通常送信機から受信機に別々の信号チャンネル１９１を通して送られる。本発明はコーディング技法ＶＤＳＣが動作中に信号分類装置が丁度音声の存在を検知したという情況に関連している。これは結果としてＬＤ−ＣＥＬＰ型音声コーデック１００および２００を起動させる。
図２は、非常に上位のレベルで例えばＬＤ−ＣＥＬＰ内で使用される後方適応音声コーディング技法の基本原理を図示する。送信機側にコードブック検索装置１３０とローカルデコーダ９５が存在する。ローカルデコーダ９５はコードブックの入力に接続され、これはまた入力信号用の入力を有する。コードブック検索装置からの出力はローカルデコーダの入力に接続されている。送信機はコードベクトルＣＷを受信機に送信する。受信機側にはポストフィルタ２１７に接続されたローカルデコーダ９６が存在する、またポストフィルタは次に出力２１９に接続されている。送信機並びに受信機の両側に、量子化された出力信号がそれぞれ’ローカルデコーダ’ブロック９５および９６の中で再構築される。送信機側で、過去に再構築された信号の既知の状態が、エンコードされるべき現在の音声セグメント用の最適パラメータを見つけるために使用される、これは以下に更に詳細に説明する。
図３ａは、ＬＤ−ＣＥＬＰエンコーダ１００の簡略化されたブロック図およびまたＶＤＳＣエンコーダ１０１を示す。エンコーダ１００または１０１を選択するためのスイッチ１０２および９８ならびにスイッチ９８および１０２を制御するための信号分類装置１０３もまた、バッファ１９２およびスイッチ２９３と同様示されている。入力信号Ｓは信号分類装置１０３およびＬＤ−ＣＥＬＰエンコーダ１００に接続されている。ＬＤ−ＣＥＬＰエンコーダはベクトルバッファ１１１に接続されたＰＣＭ変換器１１０を含む。エンコーダ１００はまた第一励起コードブックメモリ（codebook memory）１１２を含み、これは第一後方利得適合器１１４を具備した第一利得スケーリング装置（gain scaling unit）１１３に接続されている。第一利得スケーリング装置１１３の出力は入力１４４を有する第一合成フィルタ１１５に接続され、これは第一後方予測子適応回路１１６に接続されている。合成フィルタ１１５の出力は差分回路１１７に接続され、またこれにはベクトルバッファ１１１も接続されている。差分回路１１７は次に知覚重みフィルタ１１８に接続され、その出力は２乗平均誤差回路１１９に接続されている。後者は励起コードブックメモリと、またＬＤ−ＣＥＬＰエンコーダ１００と、図３ｂに示す送信の受信機側のＬＤ−ＣＥＬＰデコーダ２００とを接続する通信チャンネル１２０とに接続されている。
図３ｂは、スイッチ１９８および２０３を具備したＶＤＳＣデコーダ２９０ならびにまた、スイッチ２９３を具備したバッファ２９２とを示す。ＬＤ−ＣＥＬＰデコーダは、第二励起コードブック格納器２１２を含み、これは通信チャンネル１２０と第二後方利得適応器２１４を具備した第二利得スケーリング回路２１３とに接続されている。第二利得回路２１３は入力１４５を有する第二合成フィルタ２１５に接続され、これは第二後方予測子適応回路２１６に接続されている。適応ポストフィルタ２１７はその入力を合成フィルタ２１５に接続され、その出力をＡ−法（Ａ−ｌａｗ）またはμ−法（μ−ｌａｗ）ＰＣＭ出力２１９を具備したＰＣＭ変換器２１８に接続されている。
ＬＤ−ＣＥＬＰエンコーダ１００は以下の方法で動作する。ＰＣＭ Ａ−法またはμ−法変換された信号Ｓは変換器１１０の中で均一ＰＣＭに変換される。入力信号は次に５つの連続的入力信号サンプルのブロック、入力信号ベクトルと呼ばれる、に区切られベクトルバッファ１１１の中に格納される。各々の入力信号ベクトルに対してエンコーダはコードブック１１２の中に格納されている１２８候補コードブックベクトルの各々を第一利得スケーリング装置１１３を通して通過させる。この装置内で各々のベクトルには８つの異なる利得要素が掛け算され、結果として生じる１０２４候補ベクトルが第一合成フィルタ１１５を通される。差分回路１１７内で発生した、各々の入力信号ベクトルと１０２４候補ベクトルの間の誤差は、重みフィルタ１１８内で周波数重みづけがなされ、回路１１９内で２乗平均（mean-square）される。エンコーダは最適コードベクトル、すなわち入力信号ベクトルの１つに対して２乗平均誤差を最少とするベクトルを識別し、最適コードベクトルの１０ビットコードブック指標ＣＷがチャンネル１２０を通してデコーダ２００に送信される。最適コードベクトルはまた第一利得スケーリング装置１１３および第一合成フィルタ１１５を、次にやって来る入力信号ベクトルのエンコードを行うために、準備状態の訂正フィルタメモリを確立するために通される。最適コードベクトルの識別およびフィルタメモリの更新は全ての入力信号ベクトルに対して繰り返される。合成フィルタ１１５の係数および第一利得スケーリング装置内の利得は、それぞれ適応回路１１６および１１４によって、先に量子化された信号および利得スケール化された励起に基づいて後方適応法で定期的に更新される。
デコーダ２００内でのデコーディングもまたブロック毎に実施される。各々の１０ビットコードブック指標ＣＷをチャンネル１２０上で受信すると、デコーダはテーブル対照を実行して励起コードブック２１２から対応するコードベクトルを抽出する。抽出されたコードベクトルは次に第二利得スケーリング回路２１３および第二合成フィルタ２１５を通され、その時点でデコードされた信号ベクトルを生成する。次に第二合成フィルタ２１５の係数および第二利得スケーリング回路２１３の利得がエンコーダ１００と同一の方法で更新される。次にデコードされた信号ベクトルがポストフィルタ２１７を通され、知覚品質を強化する。ポストフィルタ係数はデコーダ２００で利用できる情報を用いて定期的に更新される。ポストフィルタ信号ベクトルの５つのサンプルは次にＰＣＭ変換器２１８に通され、５つのＡ−法またはμ−法ＰＣＭ出力サンプルに変換される。当然エンコーダ１００およびデコーダ２００は共に、先に述べた２つのＰＣＭ法の同一の１つのみを使用する。
図４は、量子化された出力信号または再構築された信号のローカルデコーダ９５および９６内で生成を、更に詳細に図示する。図３ａに於いて、ローカルデコーダは合成フィルタ１１５と、その利得適応器１１４を具備した利得スケーリング装置１１３とを含む。更に詳細には励起コードブック１１２は形状コードブック１３０および利得コードブックを含み、回路１１３と１１４は掛け算器１３２および１１３、そして利得予測子１３４とを含む。後者は利得要素ＧＡＩＮ’、いわゆる励起ベクトル（excitation vector）を生成し、利得コードブックは利得要素ＧＦ２を生成する。掛け算器１１３の中で全利得要素ＧＦ３が生成される。言葉を変えると、利得要素は予測部分ＧＡＩＮ’と更新部分（innovation part）ＧＦ２とから成り、これは利得コードブック１３１内に格納された８つの可能性のある値から選択される。ローカルデコーダ内で、図３ａの送信されたコードワードＣＷは形状コードブック指標ＳＣＩ（７ビット）と利得コードブック指標ＧＣＩ（３ビット）とに分割される。形状コードブック１３０から選択された励起ベクトルは利得要素ＧＦ３が掛け算され励起信号ＥＴ（１．．．５）となり、これは合成フィルタ１１５を通して供給される。この励起信号ＥＴ（１．．．５）のエネルギーは次の励起ベクトルＧＡＩＮ’の利得を予測するために取り込まれる。従って、利得コードブックから取られた利得要素ＧＦ２は、事によると誤差を含む可能性のある予測された利得要素ＧＡＩＮ’を訂正するためにのみ使用される。
図５は例えばＬＤ−ＣＥＬＰコーデック内で使用される後方適応線形予測の基本原理の詳細を図示する。遅延ラインは遅延要素１４０を有し、各々は１サンプル周期Ｔの遅延周期を有する。遅延要素の出力は予測子係数Ａ2からＡ51を具備した各々の係数要素１４１に接続され、その出力は加算要素１４２に接続されている。この要素は次に差分要素１４３に接続され、これは励起信号シーケンスＥＴ（１．．．５）用の１入力を有し、これはまた遅延ラインの第一遅延要素１４０に接続されている。各々の遅延要素はＬＰＣ分析装置に接続され、これは図３に示す後方予測子適応器１１６である。遅延要素はまた二有力１４４にも接続されている。適応器１１６はそれぞれの係数要素１４１に接続されている。差分要素１４３と遅延ラインとの間の接続は量子化出力信号用の１つの出力を有し、これはデコードされた音声信号ＳＤである。信号ＳＤの過去に再構築された音声サンプルは遅延ライン要素１４０内に格納され、’Ｔ’は１サンプル周期の遅延を示す。この遅延ラインの最新のサンプルには予測子係数（Ａ1．．．Ａ51，Ａ１＝１）で重みが付けられ、励起信号ＥＴ（１．．．５）と共に量子化出力信号またはデコード音声ＳＤを形成する。新たに生成されたサンプルＳＤは次に遅延ラインの中にシフトされる。対応する予測子係数Ａ2からＡ51はデコードされた音声の過去の履歴から、良く知られているＬＰＣ技術を後方予測子適応器１１６に適用して導かれる。図５に示すように、要素１４１は入力１３９によって適応器１１６の出力に接続されている。ｒｅｃ．Ｇ．７２８の中で１０５個のサンプルから成る全遅延ラインは’音声バッファ’と呼ばれ、疑似コードの中で配列’ＳＢ（１．．１０５）’と表される。このバッファの最新部分は’合成フィルタ’と呼ばれ、疑似コードの中で’ＳＴＡＴＥＬＰＣ（１．．．５０）’と表される。
図６は後方利得適合器１１４に対応し、また部分的に図３の利得スケーリング装置１１３に対応しており、利得予測子部分の詳細情況を図示する。エネルギー生成装置１５２は遅延要素１５０により遅延ラインに接続され、その各々は要素内に５Ｔで記述されている、５つのサンプリング周期の遅延を有する。遅延要素１５０の一部は予測子係数ＧＰ2からＧＰ11を具備した係数要素１５１に接続されている。係数要素は加算器１５３に接続され、これは信号ＧＡＩＮ’用の出力を有する。全ての遅延要素１５０は予測子適応器１５４に接続され、その出力は係数要素１５１に接続されている。励起信号ＥＴ（１．．．５）のエネルギーは遅延ラインの中にシフトされる。再びエネルギーの最新に予測子係数（ＧＰ1からＧＰ11、ＧＰ1＝１）で重み付けがなされ、加算器１５３内で生成された合計は次にエンコードされる入力信号用に予測された利得要素ＧＡＩＮ’となる。またここで、対応する予測子係数が励起信号（１．．．５）ＥＴのエネルギーの過去の履歴から、良く知られているＬＰＣ技術を予測子適応器１５４内に適用して導かれる。ところでＬＤ−ＣＥＬＰコーデックの中では利得予測子の状態変数は、装置１５５および１５６で示されるように対数領域で表現される。これは他の後方適応技法とは異なるはずである。
最後に、最適励起ベクトルＥＴ（１．．．５）を見つける処理手順に関するいくつかの知識が、本発明の詳細を理解する上で有効と思われる。図７ａおよび図７ｂを参照すると、これは図５の合成フィルタの一部を示している。図７ａおよび図７ｂはＩＴＵ勧告Ｇ．７２８、３９ページに記載され、またその図２／Ｇ．７２８で示される合成フィルタ用の異なるブロック２２および９に示された異なる状態で動作する合成フィルタを示す。例えばＬＤ−ＣＥＬＰコーデックに於いて、５つの連続したサンプルが集められてエンコードされるベクトルを形成する。もしもベクトルが完全な場合は、合成フィルタの呼び出し信号の５個のサンプルが計算され、この入力音声ベクトルから引き算されて対象ベクトルを生成する。呼び出し信号または零入力応答ＺＩＮＲ（１．．．５）は、合成フィルタに零値入力サンプル”０”を供給することにより生成される、図７ｂ参照。この信号はまた現行音声ベクトル用の予測サンプルと見ることも出来る。エンコーダに於いて、利得コードブック１３１と結合された形状コードブック１３０の全ての１０２４個の考えられる励起ベクトルは、合成フィルタを通して供給され、零状態から開始し各々の新たなベクトルに対して零状態応答ＺＳＴＲ（１．．．５）を生成する、図７ａ参照。各々の励起ベクトルに対する結果として生じる５つのサンプルは対象ベクトルと比較される。最後に、最少誤差を生じる１つが選択される。一度最適励起ベクトルが見つかると、合成フィルタ状態は更新される。すなわち、選択された励起ベクトルに属する零状態応答が零入力応答に加算され、その結果デコードされた音声の５つの新たなサンプルまたは合成フィルタの新たな５つの状態値が得られる。この更新は送信機側および同様に受信機側のローカルデコーダの中で実行される。
注意して置かねばならないのは、上記の図４、５、６および７の詳細説明は送信機側に付いてなされているが、図１、２、３ａおよび３ｂの説明からも明らかなように、これらは受信機側にも同様に適用可能である。
本発明の概要を先に説明し、またＬＤ−ＣＥＬＰ音声コーディング技法の最も重要な詳細を説明したので、本発明の提出された実施例の詳細な説明を行うこととする。ＬＤ−ＳＥＬＰ音声コーデックの様な後方適応音声コーデックが始動された時、このコーデックとして利用できる状態は無い、すなわち図５の遅延ラインの遅延要素１４０または図６の要素１５０の中には利用できる値が存在しない。以前に動作していたコーディング技法で生成された量子化信号のみを集めることが出来る。従って、滑らかな切り換えを実現するためには、ＬＤ−ＣＥＬＰ状態の呼び出しが過去の出力信号の履歴を基本として取り込むことで実施される。この例として挙げる実施例では、過去の出力信号のこの履歴は、図１のバッファ１９２および２９２内に格納されているＶＤＳＣコーデックから取られる。例として示すＶＤＳＣコーデック１０１および２９０の様な、音声帯域データ信号圧縮コーデックは、図５のＬＤ−ＣＥＬＰコーデックの要素１４０と同様の遅延要素を具備した遅延ラインを有することに注意されたい。バッファ１９２および２９２内に格納された物がＶＤＳＣコーデックのこの遅延ラインの状態であり、これらはＶＤＳＣコーデックが動作し処理が進むに従って更新される。バッファ内の値は要素１４０にそれらのそれぞれの入力１４４を経由して並列に供給される。図５から分かるように、合成フィルタの状態は過去に再構築された出力信号の履歴を含む。これは先に説明したＬＤ−ＣＥＬＰに付いて言えるし、またＶＤＳＣコーデックに付いても言える。図１の信号分類装置１０３がライン９９上に音声を表示した時、ＶＤＳＣコーデック１０１および２９０からＬＤ−ＣＥＬＰコーデック１００および２００に切り換えバッファ１９２および２９２の更新が停止する。スイッチ１９３および２９３は回路１０３により瞬間的に起動され、バッファの状態値が合成フィルタ遅延ラインの遅延要素１４０の中に入力１４４経由でロードされる。従ってバッファ１９２および２９２から以前に計算された音声サンプルの履歴が取り込まれ、ＬＤ−ＣＥＬＰコーデック１００および２００の合成フィルタ状態がこれらのバッファ値と共に供給される。残りの仕事は、もしもＬＤ−ＣＥＬＰが過去に既に動作していた場合に、これらの状態を生成する２０はずの励起信号ＥＴ（１．．．５）を探し出すことである。この励起信号ＥＴ（１．．．５）が見つけられると、図６に関連して説明した利得予測子状態を事前設定することが容易となろう。
以下に、アルゴリズムの詳細をＩＴＵ勧告Ｇ．７２８”Coding of Speech at 16kbit/s Using Low-Delay Code Excited Linear Prediction”内で使用されているのと同様、疑似コードを提供して説明する。信号または係数は勧告の表２／Ｇ．７２８に基づいて表記されている。
利得予測子状態生成の説明を、ＬＤ−ＣＥＬＰが正常モードで動作中にその中で実行される合成フィルタ更新の処理手順から始める。励起信号ＥＴ（１．．．５）の５つのサンプルが次のように合成フィルタの中に供給される：最初、零入力応答ＺＩＮＲ（１．．．５）の５つのサンプルが計算される、図７ｂ参照。これは零値入力信号”０”（呼び出し信号）が供給された時の、合成フィルタの出力である。第二番目に、零状態応答ＺＳＴＲ（１．．．５）の５つのサンプルが計算される、図７ａ参照。状態の内の５つのみが零と異なることに注意。従ってこれらの最初の５つの状態のみが図７ａに図示されている。ＺＳＴＲ（１．．．５）は励起信号ＥＴ（１．．．５）が供給された際の零状態合成フィルタの出力ベクトルである。従って、合成フィルタ状態の５つの新たな値、ＳＴＡＴＥＬＰＣ（１：５）またはＳＢ（１：５）は以前に生成された成分を加算することにより計算される。
STATELPC（i）=ZINR（i）+ZSTR（i）；i=1,...,5
この処理手順を心に留めて、励起信号ＥＴ（１．．．５）を呼び出すための新たな方法を導くことが出来る。別のコーデック、例えば図１のＶＤＳＣコーデックからＬＤ−ＣＥＬＰコーデックに切り換えられた際に、配列ＳＴＡＴＥＬＰＣ（１．．．５０）内のサンプルのみが、過去に再構築された信号を配列ＳＴＡＴＥＬＰＣ（１．．．５０）または配列ＳＢ（１．．．１０５）の正しい位置に配置することによって既知であり、ここでＳＴＡＴＥＬＰＣ（１．．．５０）は図５の配列ＳＢ（１．．．１０５）の一部と見ることが出来る。励起信号ＥＴ（１．．．５）はＺＳＴＲ（１．．．５）内に格納された零状態応答の中に隠されており、これは最初切り離されているべきものである。この目的のために、零入力応答ＺＩＮＲ（１．．．５）が、合成フィルタに５つの零値サンプルを供給することで生成されなければならない。従って零状態応答は下記を生成することで抽出出来る。
ZSTR（i）=STATELPC（i）-ZINR（i）；i=1,...,5
ＺＳＴＲ（ｉ）は励起信号ＥＴ（１．．．５）が供給された際の零状態合成フィルタの出力である。このベクトルはこの零状態応答に逆フィルタ操作を適用して導くことが出来る。励起信号ＥＴ（１．．．５）は完全に再構築可能である。何故ならば零状態応答のサンプルは５０個の予測子係数との連続運転中のコンボリューション処理の全ての成分を含まないからである。零状態応答ＺＳＴＲ（１．．．５）から励起信号ＥＴ（１．．．５）を呼び出す、この最後のステップは対応する操作を疑似コードの助けを借りて説明することで更に明瞭に理解される。表１の左列に、勧告Ｇ．７２８に基づいて実施される際の零状態応答を計算するための疑似コードが示されている。右列には励起ベクトルを呼び出すための、対応する逆操作が逆フィルタ操作として示されている。
一度励起信号ＥＴ（１．．．５）を得ると、利得予測子の対応する状態値が、例えばＧ．７２８のブロック２０”1-vuctor delay, RMS calculator and logarithm calculator”で推奨されているように生成出来る。従って任意のその他のコーデックからＬＤ−ＣＥＬＰ型音声コーデックへ滑らかに遷移するために必要な全ての信号が利用できることになる。この利得状態生成を以下に手短に繰り返す。励起信号ＥＴ（１．．．５）が図５のエネルギー生成装置１５２に供給され、遅延要素１５０は利得予測子状態で満たされ、係数要素１５１内の係数ＧＰ2−ＧＰ11生成され、利得励起ベクトルＧＡＩＮ’が生成される。音声送信の一番初めにコードベクトルＣＷが生成され、励起コードブック１１２に戻って結合される、励起信号ＥＴ（１．．．５）の新たな値が図４に説明されたように生成され、合成フィルタの状態も係数要素１４１内の合成フィルタ予測子係数Ａ2からＡ51として更新され、またデコードされた音声の新たな値ＳＤが生成される。利得励起ベクトルＧＡＩＮ’の新たな値が次のコードベクトルＣＷに対して生成される。この様にしてＬＤ−ＣＥＬＰの状態が音声送信用に連続的に更新される。
次の本発明の方法の概要を図８の流れ図に関連して説明する。この流れ図は２つの異なる音声コーデック間でデコードされた出力信号の滑らかな切換を提供する切り換え処理手順を図示する。この方法はブロック３００から開始し、信号分類回路１０３が音声が送信されるか否かを検出するところから始まる。ＮＯが選択される場合、ＶＤＳＣコーデックが、送信用データのコーディングを継続し、これはブロック３０１に基づき実施される。ＹＥＳが選択される場合、ＬＤ−ＣＥＬＰコーデック内の音声バッファ、要素１４０にはＶＤＳＣコーデックから、バッファ１９２内に格納されていた状態値ＶＳＢ（１．．．１０５）が提供され、これはブロック３０２で実施される。合成フィルタ予測子係数Ａ2．．．Ａ51がブロック３０３で生成される。励起信号ＥＴ（１．．．５）がブロック３０４で取り出され、ブロック３０５で利得予測子バッファ、図６の要素１５０が提供される。利得予測子係数、ＧＰ１からＧＰ１１がブロック３０６で生成され、利得励起ベクトルＧＡＩＮ’がブロック３０７で生成される。ＬＤ−ＣＥＬＰコーデック１００および２００が、ブロック３０８で運転され、音声が送信機と受信機との間で送信される。ブロック３０９は信号分類装置１０３が、音声帯域データが送信されるか否かを連続的に検出していることを示している。もしもＮＯが選択される場合（音声帯域データに対して！）ＬＤ−ＣＥＬＰコーデックは運転を継続する。ＹＥＳが選択される場合、ＶＤＳＣコーデックが送信ライン１２０に結合され、示されたデータの送信用のコーディングを開始する。
ＶＤＳＣコーデックのコーディング技法もまた、後方適応コーディング技法と出来ることが分かるであろう。その様な場合、ＶＤＳＣコーデックはＶＤＳＣコーデック内の状態値にＬＤ−ＣＥＬＰコーデック内の領域ＳＢ（１．．．１０５）からの状態値を提供することで開始できる。これは図８のブロック３１０に示されている。この様にして本発明は送信ライン内の音声並びにデータコーデックの両方に用いることが可能である。後方適応コーディング技法を備えたその他のコーデックにもまた、本発明を用いることが出来る。
次に、以下に疑似コードを用いて行う非常に詳細な説明の前に、励起信号ＥＴ（１・・・５）の生成を図９に基づいて説明する。ＶＤＳＣコーデックからの状態値は平行して音声バッファＳＢ（１．．．１０５）の要素１４０の中に格納される。この音声バッファの一部の一時コピーがメモり１４５内に格納され、信号ＴＥＭＰが後ほど疑似コードを用いて更に詳細に説明する処理行った後に出力される。音声バッファＳＢ（１．．．１０５）の全内容がハイブリッドウィンドウ装置４９へ接続４８経由で送られる。装置４９内のハイブリッドウィンドウ処理、装置５０内のレビンソン回帰（Levinson recursion）およびブロック５１内の帯域拡張により、予測子係数Ａ2からＡ51が生成され、メモリ１４６内に格納される。値Ａ2からＡ51はそれぞれの係数要素１４１に入力１３９を経由して送られる。零入力応答値ＺＩＮＲ（１．．．５）が装置１４７の中で、信号ＴＥＭＰおよびメモリ１４６からのＡ係数に基づいて生成される。零状態応答値ＺＳＴＲ（１．．．５）が差分装置１４８の中で生成され、装置１４９の中で励起信号ＥＴ（１．．．５）が生成される。これらの値はエネルギー生成装置１５２に送られる。次にデコードされた音声信号ＳＤの値がその処理の最初にメモり１４６からのＡ係数の助けを借りて生成され、係数要素１４１の中に格納され、またＶＤＳＣコーデック１０１からの状態に基づいて要素１４０の中に格納される。
本発明の簡単化された実施例に於いて、係数値Ａ2からＡ51は装置４９、５０、５１そして１４６の中では生成されない。代わってＶＤＳＣコーデック内の図３ａおよび図３ｂの対応する係数Ｂ2からＢ51がＬＤ−ＣＥＬＰコーデックに転送され、それらは係数要素１４１の中に入力１３９を経由して挿入される。
ＤＣＭＥ送信技法に於いて、信号分類アルゴリズムの中で誤った判断を行うと、結果として１つのコーディング技法からもう一方へ２．５ミリ秒ごとに切換が行われることが知られている。もしももう一方のコーディング技法がＬＤ−ＣＥＬＰと同様に高価な場合は、５ミリ秒の間に利用できる計算能力を２つのコーディング技法の間で等値化する機会は無いであろう。何故ならば状態の事前設定操作および正常動作モードの計算を実行しなければならないからである。従ってＬＤ−ＣＥＬＰに切り替わる場合、２．５ミリ秒以内で利用できる計算能力は初期化フェーズと後続の正常動作フェーズとで共有されなければならない。両方を合わせて正常動作モード中に使用される計算能力以上を要求すべきでは無い。以下に於いて始動フェーズ中および最初の適応サイクル中の複雑さを軽減する方法を説明する。
初期化フェーズ中、過去のサンプルを合成フィルタの状態変数の中にコピーするための計算負荷は無視できる。利得予測子状態の更新はわずかばかり高価である。しかしながら、更に多くの計算能力は合成フィルタの予測子係数Ａ1からＡ51の計算で必要とされる。ハイブリッドウィンドウ処理およびレビンソン回帰処理手順は処理装置能力に対して非常に高いピークを要求するはずである。
この部分での複雑さを軽減する１つの方法は、合成フィルタの予測子の並び順を初期フェーズの間、約１０個の値に変更し、Ａ11までの係数のみが生成されるようにすることである。僅かに晶質の落ちた音声の期間は、その信号が数ミリ秒の間しか影響されないので有れば、認識することは困難である。この場合がそれに当たる、何故ならば音声バッファＳＢ（１．．．１０５）は過去のサンプルで直ちに満たされるからである。５０個の予測子係数の最初の完全なセットは３０サンプルまたは３．７５ミリ秒の後に利用できる。フィルタ順序を削減することは、初期化フェーズ中の零状態応答の計算に於ける複雑さを少なくするという特長がある。零状態応答の各々の新たなサンプルに対して、図７ｂから分かるように５０回の掛け算−足し算演算が実施されなければならない。この計算コストはフィルタ順序を１０に減らせば５分の一に軽減できる。
別の方法はＬＤ−ＣＥＬＰの係数Ａ1からＡ51に対応する、事前にもう一方のコーディング技法ＶＤＳＣで生成された係数を使用することである。これはウィンドウ処理、ＡＣＦ係数およびレビンソン回帰を計算するために必要な計算力の多くを節約する。
更に、ＬＤ−ＣＥＬＰ開始後最初の適応サイクル中に係数更新で要求される計算能力を取り除き、初期化部分に移すことが可能である。事前に計算された予測子係数は、最初のまたは最初２つの適応サイクルの間凍結される。その結果生じる音声品質の低下は無視できる程度であるが、計算能力に於ける収穫は非常に大きい。
更に別の複雑さの低減がＬＤ−ＣＥＬＰの利得予測子部分で得られる。ＬＤ−ＣＥＬＰコーデックの要素１５０内の利得予測子状態は１０個のタップを含む。従って少なくとも１０個の連続した励起信号ＥＴ（１．．．５）のベクトルが合成フィルタ状態から導かれなければならない。更に、予測子係数ＧＰ２．．．ＧＰ１１が、初期化フェーズに続く第一適応サイクルの第一ベクトル用に利得を予測するために導かれなければならない。幸いにして利得予測子状態は少しの歪に対して余り敏感ではない。このため粗く予測された値を事前設定することが可能である。従って、初期フェーズ中の複雑さを軽減するために下記の修正変更が行える：
最新の励起ベクトルＥＴ（１．．．５）のみに対して利得ＧＡＩＮ’を計算し、これが過去の平均値および第一適応サイクルの第一ベクトルに対する予測値と仮定する。この方法により、予測子利得の新たなセットが第一適応サイクルの第一ベクトルの間に既に計算される。従って、ＧＰ2．．．ＧＰ11＝０と事前設定する事で十分である。
もう少し高価な方法は、最新の対数利得のいくつかを計算してその結果の平均値を現行および過去の利得とする事である。
次にその他の多くの考えられる組み合わせの１つである提出された実施例を、勧告Ｇ．７２８でも適用された疑似コードを用いて詳細に説明する。示されているのは、その他のコーディングアルゴリズムからＬＤ−ＣＥＬＰへの切換が実施された際のステップである。
その他のコーディングアルゴリズムが量子化出力サンプルＶＳを過去に生成し、この信号の履歴はＶＳＢ（１：１０５）とラベルを付けられ配列の中に格納されており、ここでＶＳＢ（１０５）は最も古い、またＶＳＢ（１）は最も新しいサンプルであると仮定する。以下に述べるその他の全てのラベルは勧告Ｇ．７２８の中で使用されたものと同一である。次に、ＬＤ−ＣＥＬＰの番になる際に、以下の操作が事前に実施される。
１．配列ＶＳＢ（１．．．１０５）からＳＢ（１．．．１０５）へサンプルのコピーを取る。ＳＢ（１．．．５０）はＳＴＡＴＥＬＰＣ（１．．．５０）内に格納されている合成フィルタ状態変数と同一であり、ここで最新のサンプルはＳＴＡＴＥＬＰＣ（１）内に格納されている。
２．ハイブリッドウィンドウ処理モジュール（ブロック４９）、レビンソン回帰モジュール（ブロック５０）および帯域幅拡張モジュール（ブロック５１）を走らせることで、５１個の予測子係数Ａ（１．．．５１）を計算する、ここでＡ８１）＝１である。これらの係数は初期化フェーズの間に零入力応答を計算するためと、第一適応サイクルの間に使用される。
３．利得予測子状態は最新の励起ベクトルの対数利得のみを計算し、この値をＳＢＬＧ（）またはＧＳＴＡＴＥ（）の別の場所の中にコピーすることで事前設定される。
ａ）零入力応答の５つのサンプルを計算する：
ｂ）零状態応答の５つのサンプルを計算する：
ｃ）励起ベクトルの５つのサンプルを逆フィルタ演算で計算する：
ｄ）ブロック７６、３９、４０（対数利得の計算）
ｅ）利得予測子状態を対数利得で満たす：
ｆ）エンコーダ側のみ：形状コードベクトルコンボリューションおよびエネルギーテーブル計算（ブロック１２、１４、１５）実施：
インパルス応答の計算を行うために、この時点では重みフィルタは不要である。従ってブロック１２のＡＷＺ（）およびＡＷＰ（）の寄与は取り除かれる。
第一適応サイクル中に実行される操作と組合わされた、この提案された処理手順は事前設定を行わない場合の計算負荷よりも高価であると言うことはない。もしも実際に実行する際に通常行われているようにレビンソン回帰（ブロック５０）がいくつかのベクトルに広がっている場合には、これが特に当てはまる。
上記参照されたＩＴＵ勧告Ｇ．７２８は説明に添付されている。
本発明は音声コーディング技術ならびに一般的な音声処理に関する。更に詳細には、後方適応技術と組み合わされた合成技法による分析に基づく音声コーディング方法に関する。
従来の技術
合成ならびに後方適応による分析に基づくシステムは例えば低遅延コード励起線形予測（Low-Delay Code Excited Linear Prediction）（ＬＤ−ＣＥＬＰ）音声コーデックの中で使用され、これは最近国際電気通信連合（ＩＴＵ）１９９２年発行の”CODING OF SPEECH AT 16 kbits/s USING LOW-DELAY CODE EXCITED LINEAR PREDICTION”（著作権ＩＴＵ）の中で標準化された。この音声信号圧縮アルゴリズムは一方で世界中の音声コーディング専門家の中で良く知られている。
ディジタルネットワークはディジタル的にコード化された信号を送信するために使用される。過去に於いては主に音声信号が送信されていた。今日電子メールネットワークが広範に使用されることによりデータトラヒックは世界的に更に増大している。経済的観点から、ネットワークの混雑を無くして接続されるユーザ数を最大とすべきである。その結果特に雑音マスク効果を用いて最適化された音声圧縮アルゴリズムが開発されてきている。不幸にしてこれらのコーディングアルゴリズムは音声帯域データ信号の送信には余り適していない。従って考え方としては信号分類アルゴリズムを追加して、データ信号が検出された際に音声帯域データ信号圧縮（ＶＤＳＣ：voiceband data signal compression）アルゴリズムを使用する。現在１６ｋｂ／秒ディジタル回路増倍機器（ＤＣＭＥ：Digital-Circiut-Multiplication-Equipment）送信システムがこの考え方を用いて標準化されている。ＬＤ−ＣＥＬＰコーデック音声の送信に使用されるようになる一方で、音声帯域データ送信用に新たなコーディングアルゴリズムがＩＴＵ内部で開発途上にある。
実際のアプリケーションでは信号分類アルゴリズムに失敗して、結果的に別の異なるコーディング技法との間で少なからず切換が行われることとなる。もしも次のコーディング技法が常にリセット状態から開始されるのであれば、音声帯域データの送信中はこれは重大な問題とはならないであろう。しかしながら、音声が現に送信されている間はこれはかなり悩ましい効果をもたらす結果となろう。
１６ｋｂ／秒ＤＣＭＥシステムに於けるこの問題を解決するために、ＬＤ−ＣＥＬＰアーキテクチャを音声帯域信号圧縮にも適用することが提案された。量子化を十分に行うために例えばより大きな形状のコードブックを提供することによりビット速度のみが増大されねばならない。この様な方法を用いることで、１つのコーディングモードから他へ切り替わる際に時間信号の連続的な形状が保証される。
この解決方法の欠点は２つある。１つは高いビット速度で送信中は計算負荷が非常に増大する点である。これは実施する上で余り魅力的とは言えない、何故ならば従来型のＬＤ−ＣＥＬＰが現在市場で提供されているディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）のほぼ完全に近い計算能力を要求しているからである。もう１つは、これは非常に有りそうなことであるが音声帯域データ信号のコーディングは特別に最適化されたアーキテクチャを用いてもっと効率的に実施することが可能であり、結果的に４０ｋｂ／秒以下のビット速度またはそれ以上の性能が得られる。従来４０ｋｂ／秒はＶＤＳＣアルゴリズムで要求されるビット速度と見なされていた。言及するまでも無いが、もしも既存の信号圧縮アルゴリズムがＬＤ−ＣＥＬＰ型コーデックと込み合わされて使用されている場合にはこの切換の問題がまた発生する。既知のシステムは、音声帯域データ信号を送信しなければならない時には、例えばＩＴＵ ｒｅｃ．Ｇ．７１１（６４ｋｂ／秒）またはＧ．７２６（３２ｋｂ／秒または４０ｋｂ／秒）に基づくアルゴリズムを使用している。
これに関連して、ＡＤＰＣＭと名付けられたコーディングアルゴリズムの構造は前方誤り訂正を含む点で、ＬＤ−ＣＥＬＰと類似点を有する。サイモン・ヘイキン（Simon Haykin）著”Digital Communications”、ジョン・ウィリー・アンド・サンズ（John Wiley & Sons）発行、１９８８年参照。
米国特許第５，２３３，６６０号にはコード励起線形予測（ＬＤ−ＣＥＬＰ）に基づく低遅延ディジタル音声エンコーダおよびデコーダが開示されている。コーディングはコードブック利得および短期合成フィルターパラメータ用の後方適応調整を含み、また長期合成フィルターパラメータの前方適応調整をも含む。効率的な低遅延ピッチパラメータ誘導および量子化により、等価な音声品質を実現する従来型コーディング遅延の数分の１の全体遅延が実現できる。
米国特許第５，３３９，３８４号にはまた、音声および音響送信用のＣＥＬＰコーダが開示されている。このコーダは低遅延コーディングに適合されており、これは模擬されて復号された音声の先行フレームの一部のスペクトル分析を行い、復号合成に従来使用されていたものよりも更に高次の合成フィルタを決定し、最も低い内部誤差信号を生成するベクトルの指標のみを送信している。修正知覚重みパラメータおよびポストフィルタリングの新奇な用法とによって、高い品質の再生を保つ一方で、多数のエンコーディングおよびデコーディングの直列処理を改善している。
また米国特許第５，２２８，０７６号は先に説明したＡＤＰＣＭコーディングアルゴリズムを使用することを含んでいるため、興味深い。
発明の目的と要約
例えば音声送信中、送信時間のかなりの部分は無声である。この無声期間中、送信データ用の送信リンクを使用することが可能である。データおよび音声は異なるコードでコード化されており、問題は異なるコーダー間での切換と切換後に音声の中に不連続性が生じるのを避けることである。これは特に後方適応コーディング技法の場合である。また、音声以外の別の型式の情報を送信する場合にも、時間間隔が生じることがあって、これは同一チャンネル上で別の情報を送信するために使用できる。
出力信号内の連続性は、起動されているコーディング技法の状態が、このコーディング技法があたかも以前に起動されていたかのように、同一の値に事前設定されることによって除去することが出来る。問題は状態変数の対応する初期値の生成が、コーデックがＬＤ−ＣＥＬＰ型コーディング技法に基づいている場合には自明では無い点にある。予測子係数は、ＬＤ−ＣＥＬＰ型コーディング技法の合成フィルタ係数のように、過去の量子化された出力信号に依存する。更に、状態および予測子係数は、ＬＤ−ＣＥＬＰ内の合成フィルタの利得予測子例数が励起信号に依存するのと同様、過去の量子化された励起信号に基づいている。更に詳細には、問題はコーデックが切り替えられる際にはこの過去の励起信号を利用できない点にある。たとえ状態変数を呼び出すことが可能としても、コーデックを初期化する時に非常に膨大な瞬時信号処理能力が要求されるであろう。この処理は現在市場で利用可能な全てのＤＳＰを枯渇させるで有ろう。
本発明は状態変数を呼び出す方法と、要求される信号処理または計算能力を削減して実際的に実施することが可能となる方法を示す技術を開示する。問題は切り離される１つのコーダーからの出力サンプルを用いて、切り換えて使用される並列コーダーのコーディング技法の状態を事前設定することで解決される。
更に詳細には、この問題は事前設定値から係数値を生成し、これらの係数値および信号シーケンスから信号シーケンス（ベクトル）を再生（restore）する事で解決される。この信号シーケンス（ベクトル）はデコード出力、例えば音声をデコーダ内またエンコーダ内で直接生成するために使用され、また通常送信中に継続して生成される。信号シーケンス（ベクトル）を再生する事で、コーデックは迅速に開始される。
簡略化された実施例に於いて、係数値はコーデックの中で生成されず、切り離される並列のコーデックから直接転送される。転送された係数は信号シーケンス（ベクトル）を再生するために使用される。
本発明の１つの目的は、ＬＤ−ＣＥＬＰ型音声コーデックの様な後方適応音声コーディング技法を、再生された出力信号の連続した形状を保ちながら起動することの可能な、適切な装置および方法を提供することである。初期化に関連する信号処理負荷を正当な低い値に保つように修正することも提供されている。
本発明の特長は、コーデックを切り換える際に必要な信号処理能力が適切で有ること、また切換が出力信号の中に大きな不連続性を与えずに実施できることである。音声およびデータを同一通信チャンネル上で送信する場合、音声コーダに切り換える際に音声中に気になる影響は観測されない。
【図面の簡単な説明】
図１は、異なる目的に使用される２つの異なるコーデックを含む送信システムの上位レベルでのブロック図を示す。
図２は、後方適応技術に基づく一般的音声コーディング技法の上位レベルでのブロック図を示す。
図３ａは、ＬＤ−ＣＥＬＰエンコーダのブロック図を示す。
図３ｂは、ＬＤ−ＣＥＬＰデコーダのブロック図を示す。
図４は、図２に示すローカルデコーダの内容を更に詳細に図示する。
図５は、合成フィルタの後方適応の低レベルブロック図と対応する予測子係数を図示する。
図６は、利得予測子の後方適応の低レベルブロック図と対応する予測子係数を図示する。
図７ａおよびｂは、ＬＤ−ＣＥＬＰ音声コーデック内の合成フィルタ動作を実行する処理手順を図示する。
図８は、ＬＤ−ＣＥＬＰ型音声コーデック内で状態をウォーミングアップ処理手順の流れ図を示す。
図９は、１つの励起ベクトルを生成するブロック図を示す。
実施例の詳細な説明
本発明の提出された実施例を説明するために、例えばＬＤ−ＣＥＬＰアルゴリズム内で用いられる後方適応音声コーディング技法のいくつかの詳細を説明することが有効である。図１は、ブロック図形式で音声信号ならびに音声帯域データ信号用の異なるコーディング技法を備えた送信システムを図示する。送信機側にはＬＤ−ＣＥＬＰコーディング音声用エンコーダ１００とＶＤＳＣデータエンコーダ１０１とが存在する。入力ライン９９はこれらのエンコーダにスイッチ９８で接続され、エンコーダの出力はスイッチ１０２で通信チャンネル１２０に接続されている。信号分類装置１０３が入力ライン９９に接続され、スイッチ９８および１０２を制御する。受信機側には音声デコード用デコーダ２００とデータデコーダ２９０とが存在する。これらのデコーダは通信チャンネルにスイッチ２０３で接続され、またそれらの出力は出力ライン２１９にスイッチ１９８で接続されている。信号分類装置１０３はスイッチ２０３および１９８に別々の信号チャンネル１９１で接続され、これらのスイッチを送信機側のスイッチと並列に制御する。バッファ１９２がデータエンコーダ１０１の予備出力に接続され、これはまたスイッチ１９３経由で音声エンコーダ１００の入力１４４に接続されている。このスイッチは信号分類装置１０３によって起動される。受信機側には対応するバッファ２９２およびスイッチ２９３が存在する。例として示す実施例では、音声エンコーダ１００はＬＤ−ＣＥＬＰ型式で音声がエンコードされる際に使用され、一方別のコーディング技法がデータエンコーダ１０１の中で音声帯域データ信号が存在する際に使用される。使用中の圧縮技法上の情報は通常送信機から受信機に別々の信号チャンネル１９１を通して送られる。本発明はコーディング技法ＶＤＳＣが動作中に信号分類装置が丁度音声の存在を検知したという情況に関連している。これは結果としてＬＤ−ＣＥＬＰ型音声コーデック１００および２００を起動させる。
図２は、非常に上位のレベルで例えばＬＤ−ＣＥＬＰ内で使用される後方適応音声コーディング技法の基本原理を図示する。送信機側にコードブック検索装置１３０とローカルデコーダ９５が存在する。ローカルデコーダ９５はコードブックの入力に接続され、これはまた入力信号用の入力を有する。コードブック検索装置からの出力はローカルデコーダの入力に接続されている。送信機はコードベクトルＣＷを受信機に送信する。受信機側にはポストフィルタ２１７に接続されたローカルデコーダ９６が存在する、またポストフィルタは次に出力２１９に接続されている。送信機並びに受信機の両側に、量子化された出力信号がそれぞれ’ローカルデコーダ’ブロック９５および９６の中で再構築される。送信機側で、過去に再構築された信号の既知の状態が、エンコードされるべき現在の音声セグメント用の最適パラメータを見つけるために使用される、これは以下に更に詳細に説明する。
図３ａは、ＬＤ−ＣＥＬＰエンコーダ１００の簡略化されたブロック図およびまたＶＤＳＣエンコーダ１０１を示す。エンコーダ１００または１０１を選択するためのスイッチ１０２および９８ならびにスイッチ９８および１０２を制御するための信号分類装置１０３もまた、バッファ１９２およびスイッチ２９３と同様示されている。入力信号Ｓは信号分類装置１０３およびＬＤ−ＣＥＬＰエンコーダ１００に接続されている。ＬＤ−ＣＥＬＰエンコーダはベクトルバッファ１１１に接続されたＰＣＭ変換器１１０を含む。エンコーダ１００はまた第一励起コードブックメモリ（codebook memory）１１２を含み、これは第一後方利得適合器１１４を具備した第一利得スケーリング装置（gain scaling unit）１１３に接続されている。第一利得スケーリング装置１１３の出力は入力１４４を有する第一合成フィルタ１１５に接続され、これは第一後方予測子適応回路１１６に接続されている。合成フィルタ１１５の出力は差分回路１１７に接続され、またこれにはベクトルバッファ１１１も接続されている。差分回路１１７は次に知覚重みフィルタ１１８に接続され、その出力は２乗平均誤差回路１１９に接続されている。後者は励起コードブックメモリと、またＬＤ−ＣＥＬＰエンコーダ１００と、図３ｂに示す送信の受信機側のＬＤ−ＣＥＬＰデコーダ２００とを接続する通信チャンネル１２０とに接続されている。
図３ｂは、スイッチ１９８および２０３を具備したＶＤＳＣデコーダ２９０ならびにまた、スイッチ２９３を具備したバッファ２９２とを示す。ＬＤ−ＣＥＬＰデコーダは、第二励起コードブック格納器２１２を含み、これは通信チャンネル１２０と第二後方利得適応器２１４を具備した第二利得スケーリング回路２１３とに接続されている。第二利得回路２１３は入力１４５を有する第二合成フィルタ２１５に接続され、これは第二後方予測子適応回路２１６に接続されている。適応ポストフィルタ２１７はその入力を合成フィルタ２１５に接続され、その出力をＡ−法（Ａ−ｌａｗ）またはμ−法（μ−ｌａｗ）ＰＣＭ出力２１９を具備したＰＣＭ変換器２１８に接続されている。
ＬＤ−ＣＥＬＰエンコーダ１００は以下の方法で動作する。ＰＣＭ Ａ−法またはμ−法変換された信号Ｓは変換器１１０の中で均一ＰＣＭに変換される。入力信号は次に５つの連続的入力信号サンプルのブロック、入力信号ベクトルと呼ばれる、に区切られベクトルバッファ１１１の中に格納される。各々の入力信号ベクトルに対してエンコーダはコードブック１１２の中に格納されている１２８候補コードブックベクトルの各々を第一利得スケーリング装置１１３を通して通過させる。この装置内で各々のベクトルには８つの異なる利得要素が掛け算され、結果として生じる１０２４候補ベクトルが第一合成フィルタ１１５を通される。差分回路１１７内で発生した、各々の入力信号ベクトルと１０２４候補ベクトルの間の誤差は、重みフィルタ１１８内で周波数重みづけがなされ、回路１１９内で２乗平均（mean-square）される。エンコーダは最適コードベクトル、すなわち入力信号ベクトルの１つに対して２乗平均誤差を最少とするベクトルを識別し、最適コードベクトルの１０ビットコードブック指標ＣＷがチャンネル１２０を通してデコーダ２００に送信される。最適コードベクトルはまた第一利得スケーリング装置１１３および第一合成フィルタ１１５を、次にやって来る入力信号ベクトルのエンコードを行うために、準備状態の訂正フィルタメモリを確立するために通される。最適コードベクトルの識別およびフィルタメモリの更新は全ての入力信号ベクトルに対して繰り返される。合成フィルタ１１５の係数および第一利得スケーリング装置内の利得は、それぞれ適応回路１１６および１１４によって、先に量子化された信号および利得スケール化された励起に基づいて後方適応法で定期的に更新される。
デコーダ２００内でのデコーディングもまたブロック毎に実施される。各々の１０ビットコードブック指標ＣＷをチャンネル１２０上で受信すると、デコーダはテーブル対照を実行して励起コードブック２１２から対応するコードベクトルを抽出する。抽出されたコードベクトルは次に第二利得スケーリング回路２１３および第二合成フィルタ２１５を通され、その時点でデコードされた信号ベクトルを生成する。次に第二合成フィルタ２１５の係数および第二利得スケーリング回路２１３の利得がエンコーダ１００と同一の方法で更新される。次にデコードされた信号ベクトルがポストフィルタ２１７を通され、知覚品質を強化する。ポストフィルタ係数はデコーダ２００で利用できる情報を用いて定期的に更新される。ポストフィルタ信号ベクトルの５つのサンプルは次にＰＣＭ変換器２１８に通され、５つのＡ−法またはμ−法ＰＣＭ出力サンプルに変換される。当然エンコーダ１００およびデコーダ２００は共に、先に述べた２つのＰＣＭ法の同一の１つのみを使用する。
図４は、量子化された出力信号または再構築された信号のローカルデコーダ９５および９６内で生成を、更に詳細に図示する。図３ａに於いて、ローカルデコーダは合成フィルタ１１５と、その利得適応器１１４を具備した利得スケーリング装置１１３とを含む。更に詳細には励起コードブック１１２は形状コードブック１３０および利得コードブックを含み、回路１１３と１１４は掛け算器１３２および１１３、そして利得予測子１３４とを含む。後者は利得要素ＧＡＩＮ’、いわゆる励起ベクトル（excitation vector）を生成し、利得コードブックは利得要素ＧＦ２を生成する。掛け算器１１３の中で全利得要素ＧＦ３が生成される。言葉を変えると、利得要素は予測部分ＧＡＩＮ’と更新部分（innovation part）ＧＦ２とから成り、これは利得コードブック１３１内に格納された８つの可能性のある値から選択される。ローカルデコーダ内で、図３ａの送信されたコードワードＣＷは形状コードブック指標ＳＣＩ（７ビット）と利得コードブック指標ＧＣＩ（３ビット）とに分割される。形状コードブック１３０から選択された励起ベクトルは利得要素ＧＦ３が掛け算され励起信号ＥＴ（１．．．５）となり、これは合成フィルタ１１５を通して供給される。この励起信号ＥＴ（１．．．５）のエネルギーは次の励起ベクトルＧＡＩＮ’の利得を予測するために取り込まれる。従って、利得コードブックから取られた利得要素ＧＦ２は、事によると誤差を含む可能性のある予測された利得要素ＧＡＩＮ’を訂正するためにのみ使用される。
図５は例えばＬＤ−ＣＥＬＰコーデック内で使用される後方適応線形予測の基本原理の詳細を図示する。遅延ラインは遅延要素１４０を有し、各々は１サンプル周期Ｔの遅延周期を有する。遅延要素の出力は予測子係数Ａ2からＡ51を具備した各々の係数要素１４１に接続され、その出力は加算要素１４２に接続されている。この要素は次に差分要素１４３に接続され、これは励起信号シーケンスＥＴ（１．．．５）用の１入力を有し、これはまた遅延ラインの第一遅延要素１４０に接続されている。各々の遅延要素はＬＰＣ分析装置に接続され、これは図３に示す後方予測子適応器１１６である。遅延要素はまた二有力１４４にも接続されている。適応器１１６はそれぞれの係数要素１４１に接続されている。差分要素１４３と遅延ラインとの間の接続は量子化出力信号用の１つの出力を有し、これはデコードされた音声信号ＳＤである。信号ＳＤの過去に再構築された音声サンプルは遅延ライン要素１４０内に格納され、’Ｔ’は１サンプル周期の遅延を示す。この遅延ラインの最新のサンプルには予測子係数（Ａ1．．．Ａ51，Ａ１＝１）で重みが付けられ、励起信号ＥＴ（１．．．５）と共に量子化出力信号またはデコード音声ＳＤを形成する。新たに生成されたサンプルＳＤは次に遅延ラインの中にシフトされる。対応する予測子係数Ａ2からＡ51はデコードされた音声の過去の履歴から、良く知られているＬＰＣ技術を後方予測子適応器１１６に適用して導かれる。図５に示すように、要素１４１は入力１３９によって適応器１１６の出力に接続されている。ｒｅｃ．Ｇ．７２８の中で１０５個のサンプルから成る全遅延ラインは’音声バッファ’と呼ばれ、疑似コードの中で配列’ＳＢ（１．．１０５）’と表される。このバッファの最新部分は’合成フィルタ’と呼ばれ、疑似コードの中で’ＳＴＡＴＥＬＰＣ（１．．．５０）’と表される。
図６は後方利得適合器１１４に対応し、また部分的に図３の利得スケーリング装置１１３に対応しており、利得予測子部分の詳細情況を図示する。エネルギー生成装置１５２は遅延要素１５０により遅延ラインに接続され、その各々は要素内に５Ｔで記述されている、５つのサンプリング周期の遅延を有する。遅延要素１５０の一部は予測子係数ＧＰ2からＧＰ11を具備した係数要素１５１に接続されている。係数要素は加算器１５３に接続され、これは信号ＧＡＩＮ’用の出力を有する。全ての遅延要素１５０は予測子適応器１５４に接続され、その出力は係数要素１５１に接続されている。励起信号ＥＴ（１．．．５）のエネルギーは遅延ラインの中にシフトされる。再びエネルギーの最新に予測子係数（ＧＰ1からＧＰ11、ＧＰ1＝１）で重み付けがなされ、加算器１５３内で生成された合計は次にエンコードされる入力信号用に予測された利得要素ＧＡＩＮ’となる。またここで、対応する予測子係数が励起信号（１．．．５）ＥＴのエネルギーの過去の履歴から、良く知られているＬＰＣ技術を予測子適応器１５４内に適用して導かれる。ところでＬＤ−ＣＥＬＰコーデックの中では利得予測子の状態変数は、装置１５５および１５６で示されるように対数領域で表現される。これは他の後方適応技法とは異なるはずである。
最後に、最適励起ベクトルＥＴ（１．．．５）を見つける処理手順に関するいくつかの知識が、本発明の詳細を理解する上で有効と思われる。図７ａおよび図７ｂを参照すると、これは図５の合成フィルタの一部を示している。図７ａおよび図７ｂはＩＴＵ勧告Ｇ．７２８、３９ページに記載され、またその図２／Ｇ．７２８で示される合成フィルタ用の異なるブロック２２および９に示された異なる状態で動作する合成フィルタを示す。例えばＬＤ−ＣＥＬＰコーデックに於いて、５つの連続したサンプルが集められてエンコードされるベクトルを形成する。もしもベクトルが完全な場合は、合成フィルタの呼び出し信号の５個のサンプルが計算され、この入力音声ベクトルから引き算されて対象ベクトルを生成する。呼び出し信号または零入力応答ＺＩＮＲ（１．．．５）は、合成フィルタに零値入力サンプル”０”を供給することにより生成される、図７ｂ参照。この信号はまた現行音声ベクトル用の予測サンプルと見ることも出来る。エンコーダに於いて、利得コードブック１３１と結合された形状コードブック１３０の全ての１０２４個の考えられる励起ベクトルは、合成フィルタを通して供給され、零状態から開始し各々の新たなベクトルに対して零状態応答ＺＳＴＲ（１．．．５）を生成する、図７ａ参照。各々の励起ベクトルに対する結果として生じる５つのサンプルは対象ベクトルと比較される。最後に、最少誤差を生じる１つが選択される。一度最適励起ベクトルが見つかると、合成フィルタ状態は更新される。すなわち、選択された励起ベクトルに属する零状態応答が零入力応答に加算され、その結果デコードされた音声の５つの新たなサンプルまたは合成フィルタの新たな５つの状態値が得られる。この更新は送信機側および同様に受信機側のローカルデコーダの中で実行される。
注意して置かねばならないのは、上記の図４、５、６および７の詳細説明は送信機側に付いてなされているが、図１、２、３ａおよび３ｂの説明からも明らかなように、これらは受信機側にも同様に適用可能である。
本発明の概要を先に説明し、またＬＤ−ＣＥＬＰ音声コーディング技法の最も重要な詳細を説明したので、本発明の提出された実施例の詳細な説明を行うこととする。ＬＤ−ＳＥＬＰ音声コーデックの様な後方適応音声コーデックが始動された時、このコーデックとして利用できる状態は無い、すなわち図５の遅延ラインの遅延要素１４０または図６の要素１５０の中には利用できる値が存在しない。以前に動作していたコーディング技法で生成された量子化信号のみを集めることが出来る。従って、滑らかな切り換えを実現するためには、ＬＤ−ＣＥＬＰ状態の呼び出しが過去の出力信号の履歴を基本として取り込むことで実施される。この例として挙げる実施例では、過去の出力信号のこの履歴は、図１のバッファ１９２および２９２内に格納されているＶＤＳＣコーデックから取られる。例として示すＶＤＳＣコーデック１０１および２９０の様な、音声帯域データ信号圧縮コーデックは、図５のＬＤ−ＣＥＬＰコーデックの要素１４０と同様の遅延要素を具備した遅延ラインを有することに注意されたい。バッファ１９２および２９２内に格納された物がＶＤＳＣコーデックのこの遅延ラインの状態であり、これらはＶＤＳＣコーデックが動作し処理が進むに従って更新される。バッファ内の値は要素１４０にそれらのそれぞれの入力１４４を経由して並列に供給される。図５から分かるように、合成フィルタの状態は過去に再構築された出力信号の履歴を含む。これは先に説明したＬＤ−ＣＥＬＰに付いて言えるし、またＶＤＳＣコーデックに付いても言える。図１の信号分類装置１０３がライン９９上に音声を表示した時、ＶＤＳＣコーデック１０１および２９０からＬＤ−ＣＥＬＰコーデック１００および２００に切り換えバッファ１９２および２９２の更新が停止する。スイッチ１９３および２９３は回路１０３により瞬間的に起動され、バッファの状態値が合成フィルタ遅延ラインの遅延要素１４０の中に入力１４４経由でロードされる。従ってバッファ１９２および２９２から以前に計算された音声サンプルの履歴が取り込まれ、ＬＤ−ＣＥＬＰコーデック１００および２００の合成フィルタ状態がこれらのバッファ値と共に供給される。残りの仕事は、もしもＬＤ−ＣＥＬＰが過去に既に動作していた場合に、これらの状態を生成する２０はずの励起信号ＥＴ（１．．．５）を探し出すことである。この励起信号ＥＴ（１．．．５）が見つけられると、図６に関連して説明した利得予測子状態を事前設定することが容易となろう。
以下に、アルゴリズムの詳細をＩＴＵ勧告Ｇ．７２８”Coding of Speech at 16kbit/s Using Low-Delay Code Excited Linear Prediction”内で使用されているのと同様、疑似コードを提供して説明する。信号または係数は勧告の表２／Ｇ．７２８に基づいて表記されている。
利得予測子状態生成の説明を、ＬＤ−ＣＥＬＰが正常モードで動作中にその中で実行される合成フィルタ更新の処理手順から始める。励起信号ＥＴ（１．．．５）の５つのサンプルが次のように合成フィルタの中に供給される：最初、零入力応答ＺＩＮＲ（１．．．５）の５つのサンプルが計算される、図７ｂ参照。これは零値入力信号”０”（呼び出し信号）が供給された時の、合成フィルタの出力である。第二番目に、零状態応答ＺＳＴＲ（１．．．５）の５つのサンプルが計算される、図７ａ参照。状態の内の５つのみが零と異なることに注意。従ってこれらの最初の５つの状態のみが図７ａに図示されている。ＺＳＴＲ（１．．．５）は励起信号ＥＴ（１．．．５）が供給された際の零状態合成フィルタの出力ベクトルである。従って、合成フィルタ状態の５つの新たな値、ＳＴＡＴＥＬＰＣ（１：５）またはＳＢ（１：５）は以前に生成された成分を加算することにより計算される。
STATELPC（i）=ZINR（i）+ZSTR（i）；i=1,...,5
この処理手順を心に留めて、励起信号ＥＴ（１．．．５）を呼び出すための新たな方法を導くことが出来る。別のコーデック、例えば図１のＶＤＳＣコーデックからＬＤ−ＣＥＬＰコーデックに切り換えられた際に、配列ＳＴＡＴＥＬＰＣ（１．．．５０）内のサンプルのみが、過去に再構築された信号を配列ＳＴＡＴＥＬＰＣ（１．．．５０）または配列ＳＢ（１．．．１０５）の正しい位置に配置することによって既知であり、ここでＳＴＡＴＥＬＰＣ（１．．．５０）は図５の配列ＳＢ（１．．．１０５）の一部と見ることが出来る。励起信号ＥＴ（１．．．５）はＺＳＴＲ（１．．．５）内に格納された零状態応答の中に隠されており、これは最初切り離されているべきものである。この目的のために、零入力応答ＺＩＮＲ（１．．．５）が、合成フィルタに５つの零値サンプルを供給することで生成されなければならない。従って零状態応答は下記を生成することで抽出出来る。
ZSTR（i）=STATELPC（i）-ZINR（i）；i=1,...,5
ＺＳＴＲ（ｉ）は励起信号ＥＴ（１．．．５）が供給された際の零状態合成フィルタの出力である。このベクトルはこの零状態応答に逆フィルタ操作を適用して導くことが出来る。励起信号ＥＴ（１．．．５）は完全に再構築可能である。何故ならば零状態応答のサンプルは５０個の予測子係数との連続運転中のコンボリューション処理の全ての成分を含まないからである。零状態応答ＺＳＴＲ（１．．．５）から励起信号ＥＴ（１．．．５）を呼び出す、この最後のステップは対応する操作を疑似コードの助けを借りて説明することで更に明瞭に理解される。表１の左列に、勧告Ｇ．７２８に基づいて実施される際の零状態応答を計算するための疑似コードが示されている。右列には励起ベクトルを呼び出すための、対応する逆操作が逆フィルタ操作として示されている。
次の本発明の方法の概要を図８の流れ図に関連して説明する。この流れ図は２つの異なる音声コーデック間でデコードされた出力信号の滑らかな切換を提供する切り換え処理手順を図示する。この方法はブロック３００から開始し、信号分類回路１０３が音声が送信されるか否かを検出するところから始まる。ＮＯが選択される場合、ＶＤＳＣコーデックが、送信用データのコーディングを継続し、これはブロック３０１に基づき実施される。ＹＥＳが選択される場合、ＬＤ−ＣＥＬＰコーデック内の音声バッファ、要素１４０にはＶＤＳＣコーデックから、バッファ１９２内に格納されていた状態値ＶＳＢ（１．．．１０５）が提供され、これはブロック３０２で実施される。合成フィルタ予測子係数Ａ2．．．Ａ51がブロック３０３で生成される。励起信号ＥＴ（１．．．５）がブロック３０４で取り出され、ブロック３０５で利得予測子バッファ、図６の要素１５０が提供される。利得予測子係数、ＧＰ１からＧＰ１１がブロック３０６で生成され、利得励起ベクトルＧＡＩＮ’がブロック３０７で生成される。ＬＤ−ＣＥＬＰコーデック１００および２００が、ブロック３０８で運転され、音声が送信機と受信機との間で送信される。ブロック３０９は信号分類装置１０３が、音声帯域データが送信されるか否かを連続的に検出していることを示している。もしもＮＯが選択される場合（音声帯域データに対して！）ＬＤ−ＣＥＬＰコーデックは運転を継続する。ＹＥＳが選択される場合、ＶＤＳＣコーデックが送信ライン１２０に結合され、示されたデータの送信用のコーディングを開始する。
ＶＤＳＣコーデックのコーディング技法もまた、後方適応コーディング技法と出来ることが分かるであろう。その様な場合、ＶＤＳＣコーデックはＶＤＳＣコーデック内の状態値にＬＤ−ＣＥＬＰコーデック内の領域ＳＢ（１．．．１０５）からの状態値を提供することで開始できる。これは図８のブロック３１０に示されている。この様にして本発明は送信ライン内の音声並びにデータコーデックの両方に用いることが可能である。後方適応コーディング技法を備えたその他のコーデックにもまた、本発明を用いることが出来る。
次に、以下に疑似コードを用いて行う非常に詳細な説明の前に、励起信号ＥＴ（１・・・５）の生成を図９に基づいて説明する。ＶＤＳＣコーデックからの状態値は平行して音声バッファＳＢ（１．．．１０５）の要素１４０の中に格納される。この音声バッファの一部の一時コピーがメモり１４５内に格納され、信号ＴＥＭＰが後ほど疑似コードを用いて更に詳細に説明する処理行った後に出力される。音声バッファＳＢ（１．．．１０５）の全内容がハイブリッドウィンドウ装置４９へ接続４８経由で送られる。装置４９内のハイブリッドウィンドウ処理、装置５０内のレビンソン回帰（Levinson recursion）およびブロック５１内の帯域拡張により、予測子係数Ａ2からＡ51が生成され、メモリ１４６内に格納される。値Ａ2からＡ51はそれぞれの係数要素１４１に入力１３９を経由して送られる。零入力応答値ＺＩＮＲ（１．．．５）が装置１４７の中で、信号ＴＥＭＰおよびメモリ１４６からのＡ係数に基づいて生成される。零状態応答値ＺＳＴＲ（１．．．５）が差分装置１４８の中で生成され、装置１４９の中で励起信号ＥＴ（１．．．５）が生成される。これらの値はエネルギー生成装置１５２に送られる。次にデコードされた音声信号ＳＤの値がその処理の最初にメモり１４６からのＡ係数の助けを借りて生成され、係数要素１４１の中に格納され、またＶＤＳＣコーデック１０１からの状態に基づいて要素１４０の中に格納される。
本発明の簡単化された実施例に於いて、係数値Ａ2からＡ51は装置４９、５０、５１そして１４６の中では生成されない。代わってＶＤＳＣコーデック内の図３ａおよび図３ｂの対応する係数Ｂ2からＢ51がＬＤ−ＣＥＬＰコーデックに転送され、それらは係数要素１４１の中に入力１３９を経由して挿入される。
ＤＣＭＥ送信技法に於いて、信号分類アルゴリズムの中で誤った判断を行うと、結果として１つのコーディング技法からもう一方へ２．５ミリ秒ごとに切換が行われることが知られている。もしももう一方のコーディング技法がＬＤ−ＣＥＬＰと同様に高価な場合は、５ミリ秒の間に利用できる計算能力を２つのコーディング技法の間で等値化する機会は無いであろう。何故ならば状態の事前設定操作および正常動作モードの計算を実行しなければならないからである。従ってＬＤ−ＣＥＬＰに切り替わる場合、２．５ミリ秒以内で利用できる計算能力は初期化フェーズと後続の正常動作フェーズとで共有されなければならない。両方を合わせて正常動作モード中に使用される計算能力以上を要求すべきでは無い。以下に於いて始動フェーズ中および最初の適応サイクル中の複雑さを軽減する方法を説明する。
初期化フェーズ中、過去のサンプルを合成フィルタの状態変数の中にコピーするための計算負荷は無視できる。利得予測子状態の更新はわずかばかり高価である。しかしながら、更に多くの計算能力は合成フィルタの予測子係数Ａ1からＡ51の計算で必要とされる。ハイブリッドウィンドウ処理およびレビンソン回帰処理手順は処理装置能力に対して非常に高いピークを要求するはずである。
この部分での複雑さを軽減する１つの方法は、合成フィルタの予測子の並び順を初期フェーズの間、約１０個の値に変更し、Ａ11までの係数のみが生成されるようにすることである。僅かに晶質の落ちた音声の期間は、その信号が数ミリ秒の間しか影響されないので有れば、認識することは困難である。この場合がそれに当たる、何故ならば音声バッファＳＢ（１．．．１０５）は過去のサンプルで直ちに満たされるからである。５０個の予測子係数の最初の完全なセットは３０サンプルまたは３．７５ミリ秒の後に利用できる。フィルタ順序を削減することは、初期化フェーズ中の零状態応答の計算に於ける複雑さを少なくするという特長がある。零状態応答の各々の新たなサンプルに対して、図７ｂから分かるように５０回の掛け算−足し算演算が実施されなければならない。この計算コストはフィルタ順序を１０に減らせば５分の一に軽減できる。
別の方法はＬＤ−ＣＥＬＰの係数Ａ1からＡ51に対応する、事前にもう一方のコーディング技法ＶＤＳＣで生成された係数を使用することである。これはウィンドウ処理、ＡＣＦ係数およびレビンソン回帰を計算するために必要な計算力の多くを節約する。
更に、ＬＤ−ＣＥＬＰ開始後最初の適応サイクル中に係数更新で要求される計算能力を取り除き、初期化部分に移すことが可能である。事前に計算された予測子係数は、最初のまたは最初２つの適応サイクルの間凍結される。その結果生じる音声品質の低下は無視できる程度であるが、計算能力に於ける収穫は非常に大きい。
更に別の複雑さの低減がＬＤ−ＣＥＬＰの利得予測子部分で得られる。ＬＤ−ＣＥＬＰコーデックの要素１５０内の利得予測子状態は１０個のタップを含む。従って少なくとも１０個の連続した励起信号ＥＴ（１．．．５）のベクトルが合成フィルタ状態から導かれなければならない。更に、予測子係数ＧＰ２．．．ＧＰ１１が、初期化フェーズに続く第一適応サイクルの第一ベクトル用に利得を予測するために導かれなければならない。幸いにして利得予測子状態は少しの歪に対して余り敏感ではない。このため粗く予測された値を事前設定することが可能である。従って、初期フェーズ中の複雑さを軽減するために下記の修正変更が行える：
最新の励起ベクトルＥＴ（１．．．５）のみに対して利得ＧＡＩＮ’を計算し、これが過去の平均値および第一適応サイクルの第一ベクトルに対する予測値と仮定する。この方法により、予測子利得の新たなセットが第一適応サイクルの第一ベクトルの間に既に計算される。従って、ＧＰ2．．．ＧＰ11＝０と事前設定する事で十分である。
もう少し高価な方法は、最新の対数利得のいくつかを計算してその結果の平均値を現行および過去の利得とする事である。
次にその他の多くの考えられる組み合わせの１つである提出された実施例を、勧告Ｇ．７２８でも適用された疑似コードを用いて詳細に説明する。示されているのは、その他のコーディングアルゴリズムからＬＤ−ＣＥＬＰへの切換が実施された際のステップである。
その他のコーディングアルゴリズムが量子化出力サンプルＶＳを過去に生成し、この信号の履歴はＶＳＢ（１：１０５）とラベルを付けられ配列の中に格納されており、ここでＶＳＢ（１０５）は最も古い、またＶＳＢ（１）は最も新しいサンプルであると仮定する。以下に述べるその他の全てのラベルは勧告Ｇ．７２８の中で使用されたものと同一である。次に、ＬＤ−ＣＥＬＰの番になる際に、以下の操作が事前に実施される。
１．配列ＶＳＢ（１．．．１０５）からＳＢ（１．．．１０５）へサンプルのコピーを取る。ＳＢ（１．．．５０）はＳＴＡＴＥＬＰＣ（１．．．５０）内に格納されている合成フィルタ状態変数と同一であり、ここで最新のサンプルはＳＴＡＴＥＬＰＣ（１）内に格納されている。
２．ハイブリッドウィンドウ処理モジュール（ブロック４９）、レビンソン回帰モジュール（ブロック５０）および帯域幅拡張モジュール（ブロック５１）を走らせることで、５１個の予測子係数Ａ（１．．．５１）を計算する、ここでＡ８１）＝１である。これらの係数は初期化フェーズの間に零入力応答を計算するためと、第一適応サイクルの間に使用される。
３．利得予測子状態は最新の励起ベクトルの対数利得のみを計算し、この値をＳＢＬＧ（）またはＧＳＴＡＴＥ（）の別の場所の中にコピーすることで事前設定される。
ａ）零入力応答の５つのサンプルを計算する：
インパルス応答の計算を行うために、この時点では重みフィルタは不要である。従ってブロック１２のＡＷＺ（）およびＡＷＰ（）の寄与は取り除かれる。
第一適応サイクル中に実行される操作と組合わされた、この提案された処理手順は事前設定を行わない場合の計算負荷よりも高価であると言うことはない。もしも実際に実行する際に通常行われているようにレビンソン回帰（ブロック５０）がいくつかのベクトルに広がっている場合には、これが特に当てはまる。
上記参照されたＩＴＵ勧告Ｇ．７２８は説明に添付されている。
Claims (24)
- 通信チャンネル（１２０）上に信号を送信するためのＬＤ−ＣＥＬＰ符号化システムに於ける方法であって、該システムが，
第二後方適応エンコーダ（１０１）に格納された状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））に基づいて設定されるフィルタ状態（ＳＢ（１．．．１０５））用要素格納部（１４０）と、要素格納部（１４０）に格納されたサンプルの重み付けに用いられる予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）用係数要素格納部（１４１）とを備える合成フィルタ（１１５）を含む第一後方適応エンコーダ（１００）と、
以前の動作により生成された量子化出力サンプルの履歴を表す状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））用要素格納部を備える第二後方適応エンコーダ（１０１）と、
前記第一および第二エンコーダ（１００、１０１）の間の切換を行い、送信で使用されるエンコーダの１つを選択するための制御回路（１０３）とを含み、
前記方法は
信号を第二エンコーダ（１０１）経由で送信し、その状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））をバッファ（１９２）の中に格納することと、
制御回路（１０３）の動作に基づいて第一エンコーダ（１００）経由で送信するための切換を行うことと、
第一エンコーダ（１００）の状態値（ＳＢ（１．．．１０５））の少なくとも一部を前記格納された値（ＶＳＢ（１．．．１０５））と同一の値に設定することと、
音声の過去の履歴から導かれた予測子計数（Ａ2．．．Ａ51）の少なくとも一部を第一エンコーダ（１００）の中に持ち込むことと、
持ち込まれた予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）に基づいて、合成フィルタ（１１５）から出力信号（ＳＤ）を生成することとを含む前記方法。 - 請求項１に記載の方法に於いて、第二エンコーダ（１０１）が第一エンコーダ（１００）の係数要素格納部（１４１）に対応する、予測子係数（Ｂ２．．．Ｂ５１）用の係数要素を備え、前記方法が更に
第二エンコーダ（１０１）の予測子係数（Ｂ２．．．Ｂ５１）の少なくとも一部を前記バッファ内に格納することと、
前記格納された予測子係数（Ｂ２．．．Ｂ５１）を第一エンコーダ（１００）内の合成フィルタ（１１５）の係数要素格納部（１４１）に送信することとを含む、前記方法。 - 請求項１に記載の方法に於いて、第一エンコーダ（１００）の予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）を前記設定された状態値（ＳＢ（１．．．１０５））に基づいて生成することを含む、前記方法。
- 請求項３に記載の方法に於いて、予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）の一部（Ａ2．．．Ａ11）のみを生成することを含む、前記方法。
- 請求項１、２、３または４に記載の方法に於いて、更に
合成フィルタ（１１５）への５つの零値入力サンプル（”０”）の供給に対する合成フィルタ（１１５）における応答に含まれる、ベクトル（ＺＩＮＲ（１．．．５））を状態値（ＳＢ（１．．．１０５））および合成フィルタ（１１５）内の予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）に基づいて生成することと、
零状態応答用のベクトル（ＺＳＴＲ（１．．．５））を、零値入力サンプル（”０”）への応答の前記ベクトル（ＺＩＮＲ（１．．．５））を合成フィルタ（１１５）の対応する状態値（ＳＢ（１．．．１０５））を最新の５つの状態値（ＳＢ（１．．．５））に分割した物から引き算することで生成することと、
合成フィルタ（１１５）用の励起信号（ＥＴ（１．．．５））を零状態応答ベクトル（ＺＩＮＲ（１．．．５））から得られたベクトル（ＺＳＴＲ（１．．．５））と、予測子係数（Ａ 2 ．．．Ａ 51 ）とに基づいて生成することとを含む、前記方法。 - 請求項５に記載の方法に於いて、第一エンコーダ（１００）が状態値（ＳＢＬＧ）用要素格納部（１５０）と予測子係数（ＧＰ2．．．ＧＰ11）用係数要素格納部（１５１）とを具備した利得予測子格納部（１３４）を備え、前記方法は更に
利得予測子格納部（１３４）の状態値（ＳＢＬＧ）を、前記生成された励起信号（ＥＴ（１．．．５））を前記状態値（ＳＢＬＧ）用要素格納部（１５０）に供給し、前記状態値（ＳＢＬＧ）用要素格納部（１５０）において励起信号（ＥＴ（１．．．５））を用いて対数利得を計算することにより生成された値に設定することと、
利得予測子格納部（１３４）の前記予測子係数（ＧＰ2．．．ＧＰ11）をその状態値（ＳＢＬＧ）に基づいて線形予測コード化により生成することと、
第一エンコーダ（１００）の初期化期間の後、合成フィルタ（１１５）の第一励起信号（ＥＴ（１．．．５））用に予測利得係数（ＧＡＩＮ’）を生成することを含む、前記方法。 - 通信チャンネル（１２０）上を送信された信号を受信するためのＬＤ−ＣＥＬＰ符号化システムに於ける方法であって、該システムが
第二後方適応デコーダ（２９０）に格納された状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））に基づいて設定されるフィルタ状態（ＳＢ（１．．．１０５））用要素格納部（１４０）と、要素格納部（１４０）に格納されたサンプルの重み付けに用いられる予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）用係数要素格納部（１４１）とを有する合成フィルタ（２１５）を含む第一後方適応デコーダ（２００）と、
以前の動作により生成された量子化出力サンプルの履歴を表す状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））用要素格納部を有する第二後方適応デコーダ（２９０）と、
前記第一および第二デコーダ（２００、２９０）の間の切換を行い、信号受信で使用されるデコーダの１つを選択するための制御回路（１０３）とを含み、
前記方法は
信号を第二デコーダ（２９０）経由で受信し、その状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））をバッファ（２９２）の中に格納することと、
制御回路（１０３）の動作に基づいて第一デコーダ（２００）経由で受信するための切換を行うことと、
第一デコーダ（２００）の状態値（ＳＢ（１．．．１０５））の少なくとも一部を前記格納された値（ＶＳＢ（１．．．１０５））と同一の値に設定することと、
音声の過去の履歴から導かれた予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）の少なくとも一部を第一デコーダ（２００）の中に持ち込むことと、
持ち込まれた予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）に基づいて、合成フィルタ（２１５）から出力信号（ＳＤ）を生成することとを含む前記方法。 - 請求項７に記載の方法に於いて、第二デコーダ（２９０）が第一デコーダ（２００）の係数要素格納部（１４１）に対応する、予測子係数（Ｂ２．．．Ｂ５１）用の係数要素を備え、前記方法は更に
第二デコーダ（２９０）の予測子係数（Ｂ２．．．Ｂ５１）の少なくとも一部を前記バッファ内に格納することと、
前記格納された予測子係数（Ｂ２．．．Ｂ５１）を第一デコーダ（２００）内の合成フィルタ（２１５）の係数要素格納部（１４１）に送信することとを含む、前記方法。 - 請求項７に記載の方法に於いて、第一デコーダ（２００）の予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）を前記設定された状態値（ＳＢ（１．．．１０５））に基づいて生成することを含む、前記方法。
- 請求項９に記載の方法に於いて、予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）の一部（Ａ2．．．Ａ11）のみの生成を含む、前記方法。
- 請求項７、８、９または１０に記載の方法に於いて、更に
合成フィルタ（２１５）への５つの零値入力サンプル（”０”）の供給に対する合成フィルタ（２１５）における応答に含まれる、ベクトル（ＺＩＮＲ（１．．．５））を状態値（ＳＢ（１．．．１０５））および合成フィルタ（２１５）内の予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）に基づいて生成し；
零状態応答用のベクトル（ＺＳＴＲ（１．．．５））を、零値入力サンプル（”０”）への応答の前記ベクトル（ＺＩＮＲ（１．．．５））を合成フィルタ（２１５）の対応する状態値（ＳＢ（１．．．１０５））を最新の５つの状態値（ＳＢ（１．．．５））に分割した物から引き算することで生成することと、
合成フィルタ（２１５）用の励起信号（ＥＴ（１．．．５））を零状態応答ベクトル（ＺＩＮＲ（１．．．５））から得られたベクトル（ＺＳＴＲ（１．．．５））と、予測子係数（Ａ 2 ．．．Ａ 51 ）とに基づいて生成することとを含む、前記方法。 - 請求項１１に記載の方法に於いて、第一デコーダ（２００）が状態値（ＳＢＬＧ）用要素格納部（１５０）と予測子係数（ＧＰ2．．．ＧＰ11）用係数要素格納部（１５１）とを具備した利得予測子格納部（１３４）を有し、前記方法は更に
利得予測子格納部（１３４）の状態値（ＳＢＬＧ）を、前記生成された励起信号（ＥＴ（１．．．５））を前記状態値（ＳＢＬＧ）用要素格納部（１５０）に供給し、前記状態値（ＳＢＬＧ）用要素格納部（１５０）において励起信号（ＥＴ（１．．．５））を用いて対数利得を計算することにより生成された値に設定することと、
利得予測子格納部（１３４）の前記予測子係数（ＧＰ2．．．ＧＰ11）をその状態値（ＳＢＬＧ）に基づいて線形予測コード化により生成することと、
第一デコーダ（２００）の初期化期間の後、合成フィルタ（２１５）の第一励起信号（ＥＴ（１．．．５））用に予測利得係数（ＧＡＩＮ’）を生成することとを含む、前記方法。 - 通信チャンネル（１２０）上に信号を送信するためのＬＤ−ＣＥＬＰ符号化システムに於ける装置であって、該装置が
第二後方適応エンコーダ（１０１）に格納された状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））に基づいて設定されるフィルタ状態（ＳＢ（１．．．１０５））用要素格納部（１４０）と、要素格納部（１４０）に格納されたサンプルの重み付けに用いられる予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）用係数要素格納部（１４１）とを備える合成フィルタ（１１５）を含む第一後方適応エンコーダ（１００）と、
以前の動作により生成された量子化出力サンプルの履歴を表す状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））用要素格納部を有する第二後方適応エンコーダ（１０１）と、
前記第一および第二エンコーダ（１００、１０１）１つを通信チャンネル（１２０）に結合するためのスイッチ（９８、１０２）を具備した制御回路（１０３）と、
信号を前記第二エンコーダ経由で送信する際に、第二エンコーダ（１０１）の状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））を格納するためのバッファ（１９２）と、
第一エンコーダ（１００）経由で通信チャンネル（１２０）上に送信するために切り換えた際に、前記格納された値（ＶＳＢ（１．．．１０５））の少なくとも一部を第一エンコーダ（１００）の状態値（ＳＢ（１．．．１０５））用要素格納部（１４０）の中に供給するための装置（１９３、１４４）と、
係数要素格納部（１４１）の入力（１３９）に接続され、第一エンコーダ（１００）の音声の過去の履歴から導かれた予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）の少なくとも一部を持ち込むための装置（１１６；４９，５０，５１，１４６；１９２，１９３，１３９）と、
係数要素格納部（１４１）に接続され、合成フィルタ（１１５）から出力信号（ＳＤ）を生成するための装置（１４２、１４３）とを含む、前記装置。 - 請求項１３に記載の装置に於いて
第一エンコーダ（１００）の係数要素格納部（１４１）に対応する、第二エンコーダ（１０１）内の予測子係数（Ｂ２．．．Ｂ５１）用係数要素と、
第二エンコーダ（１０１）の予測子係数（Ｂ２．．．Ｂ５１）を格納するための前記バッファ（１９２）内の装置と、
前記格納された予測子係数（Ｂ２．．．Ｂ５１）を合成フィルタ（１１５）の係数要素格納部（１４１）に送信するための装置（１９３、１３９）とを含む前記装置。 - 請求項１３に記載の装置に於いて、予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）を持ち込むための装置が、前記予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）を第一エンコーダ（１００）の状態値（ＳＢ（１．．．１０５））用の要素格納部（１４０）内の前記格納された状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））に基づいて生成するための装置（１１６；４８，４９，５０，５１，１４６）を含む、前記装置。
- 請求項１５に記載の装置に於いて、予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）を生成するための前記装置（１１６；４８，４９，５０，５１，１４６）が予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）の一部のみを生成するように構成されている、前記装置。
- 請求項１３−１６のいずれか１つに記載の装置が
合成フィルタ（１１５）への５つの零値入力サンプル（”０”）の供給に対する合成フィルタ（1１５）における応答に含まれる、ベクトル（ＺＩＮＲ（１．．．５））を状態値（ＳＢ（１．．．１０５））および合成フィルタ（１１５）内の予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）に基づいて生成するための装置（１４７）と、
零状態応答用のベクトル（ＺＳＴＲ（１．．．５））を生成するための装置（１４８）で、該装置は零値入力サンプル（”０”）への応答の前記ベクトル（ＺＩＮＲ（１．．．５））を合成フィルタ（１１５）の対応する状態値（ＳＢ（１．．．１０５））を最新の５つの状態値（ＳＢ（１．．．５））に分割した物から引き算することを含む前記装置と、
合成フィルタ（１１５）の励起信号（ＥＴ（１．．．５））を零状態応答ベクトル（ＺＩＮＲ（１．．．５））から得られたベクトル（ＺＳＴＲ（１．．．５））と、予測子係数（Ａ 2 ．．．Ａ 51 ）とに基づいて生成するための装置（１４９）とを含む、前記装置。 - 請求項１７に記載の方法に於いて、第一エンコーダ（１００）が状態値（ＳＢＬＧ）用要素格納部（１５０）と予測子係数（ＧＰ2．．．ＧＰ11）用係数要素格納部（１５１）とを有する利得予測子格納部（１３４）を含み、前記方法は更に
利得予測子格納部（１３４）の状態値（ＳＢＬＧ）を、生成された励起信号（ＥＴ（１．．．５））を前記状態値（ＳＢＬＧ）用要素格納部（１５０）に供給し、前記状態値（ＳＢＬＧ）用要素格納部（１５０）において励起信号（ＥＴ（１．．．５））を用いて対数利得を計算することにより生成された値に設定するための装置（１５２、１５５）と、
状態値用要素格納部（１５０）と係数要素格納部（１５１）とに接続され、利得予測子格納部（１３４）の前記予測子係数（ＧＰ2．．．ＧＰ11）を利得予測子の状態値（ＳＢＬＧ）に基づいて線形予測コード化により生成するための装置と、
第一エンコーダ（１００）の初期化期間の後、合成フィルタ（１１５）の第一励起信号（ＥＴ（１．．．５））用に予測利得係数（ＧＡＩＮ’）を生成するための装置（１５３、１５６）とを含む、前記装置。 - 通信チャンネル（１２０）上に送信された信号を受信するためのＬＤ−ＣＥＬＰ符号化システムに於ける装置であって、該装置が
第二後方適応デコーダ（２００）に格納された状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））に基づいて設定されるフィルタ状態（ＳＢ（１．．．１０５））用要素格納部（１４０）と、要素格納部（１４０）に格納されたサンプルの重み付けに用いられる予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）用係数要素格納部（１４１）とを備える合成フィルタ（２１５）を含む第一後方適応デコーダ（２００）と、
以前の動作により生成された量子化出力サンプルの履歴を表す状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））用要素格納部を有する第二後方適応デコーダ（２９０）と、
前記第一および第二デコーダ（２００、２９０）１つを通信チャンネル（１２０）に結合するためのスイッチ（２０３、１９８）を具備した制御回路（１０３）と、
信号を前記第二デコーダ経由で送信する際に、第二デコーダ（２９０）の状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））を格納するためのバッファ（２９２）と、
第一デコーダ（２００）経由で通信チャンネル（１２０）上に送信するために切り換えた際に、前記格納された値（ＶＳＢ（１．．．１０５））の少なくとも一部を第一デコーダ（２００）の状態値（ＳＢ（１．．．１０５））用要素格納部（１４０）の中に供給するための装置（２９３、１４５）と、
係数要素格納部（１４１）の入力（１３９）に接続され、第一デコーダ（２００）の音声の過去の履歴から導かれた予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）の少なくとも一部を持ち込むための装置（１１６；４９，５０，５１，１４６；１９２，１９３，１３９）と、
係数要素格納部（１４１）に接続され、合成フィルタ（２１５）から出力信号（ＳＤ）を生成するための装置（１４２、１４３）とを含む、前記装置。 - 請求項１９に記載の装置に於いて
第一デコーダ（２００）の係数要素格納部（１４１）に対応する、第二デコーダ（２９０）内の予測子係数（Ｂ２．．．Ｂ５１）用係数要素と、
第二デコーダ（２９０）の予測子係数（Ｂ２．．．Ｂ５１）を格納するための前記バッファ（２９２）内の装置と、
前記格納された予測子係数（Ｂ２．．．Ｂ５１）を合成フィルタ（２１５）の係数要素格納部（１４１）に送信するための装置（２９３、１３９）とを含む前記装置。 - 請求項１９に記載の装置に於いて、予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）を持ち込むための装置が、前記予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）を第一デコーダ（２００）の状態値（ＳＢ（１．．．１０５））用の要素格納部（１４０）内の前記格納された状態値（ＶＳＢ（１．．．１０５））に基づいて生成するための装置（１１６；４８，４９，５０，５１，１４６）を含む、前記装置。
- 請求項２１に記載の装置に於いて、予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）を生成するための前記装置（１１６；４８，４９，５０，５１，１４６）が予測子係数（Ａ2．．．Ａ11）の一部のみを生成するように構成されている、前記装置。
- 請求項１９−２２のいずれか１つに記載の装置が
合成フィルタ（２１５）への５つの零値入力サンプル（”０”）の供給に対する合成フィルタ（2１５）における応答に含まれる、ベクトル（ＺＩＮＲ（１．．．５））を状態値（ＳＢ（１．．．１０５））および合成フィルタ（２１５）内の予測子係数（Ａ2．．．Ａ51）に基づいて生成するための装置（１４７）と、
零状態応答用のベクトル（ＺＳＴＲ（１．．．５））を生成するための装置（１４８）で、該装置は零値入力サンプル（”０”）への応答の前記ベクトル（ＺＩＮＲ（１．．．５））を合成フィルタ（２１５）の対応する状態値（ＳＢ（１．．．１０５））を最新の５つの状態値（ＳＢ（１．．．５））に分割した物から引き算することを含む前記装置と、
合成フィルタ（２１５）の励起信号（ＥＴ（１．．．５））を零状態応答ベクトル（ＺＩＮＲ（１．．．５））から得られたベクトル（ＺＳＴＲ（１．．．５））と、予測子係数（Ａ 2 ．．．Ａ 51 ）とに基づいて生成するための装置（１４９）とを含む、前記装置。 - 請求項２３に記載の方法に於いて、第一デコーダ（２００）が状態値（ＳＢＬＧ）用要素格納部（１５０）と予測子係数（ＧＰ2．．．ＧＰ11）用係数要素格納部（１５１）とを有する利得予測子格納部（１３４）を含み、前記装置は更に
利得予測子格納部（１３４）の状態値（ＳＢＬＧ）を、生成された励起信号（ＥＴ（１．．．５））を前記状態値（ＳＢＬＧ）用要素格納部（１５０）に供給し、前記状態値（ＳＢＬＧ）用要素格納部（１５０）において励起信号（ＥＴ（１．．．５））を用いて対数利得を計算することにより生成された値に設定するための装置（１５２、１５５）と、
状態値用要素格納部（１５０）と係数要素格納部（１５１）とに接続され、利得予測子格納部（１３４）の前記予測子係数（ＧＰ2．．．ＧＰ11）を利得予測子の状態値（ＳＢＬＧ）に基づいて線形予測コード化により生成するための装置と、
第一デコーダ（２００）の初期化期間の後、合成フィルタ（２１５）の第一励起信号（ＥＴ（１．．．５））用に予測利得係数（ＧＡＩＮ’）を生成するための装置（１５３、１５６）とを含む、前記装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9500452A SE504010C2 (sv) | 1995-02-08 | 1995-02-08 | Förfarande och anordning för prediktiv kodning av tal- och datasignaler |
| SE9500452-9 | 1995-02-08 | ||
| PCT/SE1996/000128 WO1996024926A2 (en) | 1995-02-08 | 1996-02-02 | Method and apparatus in coding digital information |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10513277A JPH10513277A (ja) | 1998-12-15 |
| JP4111538B2 true JP4111538B2 (ja) | 2008-07-02 |
Family
ID=20397130
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52419196A Expired - Lifetime JP4111538B2 (ja) | 1995-02-08 | 1996-02-02 | ディジタル情報コーディング方法ならびに装置 |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6012024A (ja) |
| EP (1) | EP0976126B1 (ja) |
| JP (1) | JP4111538B2 (ja) |
| KR (1) | KR100383051B1 (ja) |
| CN (1) | CN1110791C (ja) |
| AU (1) | AU720430B2 (ja) |
| BR (1) | BR9607033A (ja) |
| CA (1) | CA2211347C (ja) |
| DE (1) | DE69633944T2 (ja) |
| FI (1) | FI117949B (ja) |
| MX (1) | MX9705890A (ja) |
| SE (1) | SE504010C2 (ja) |
| WO (1) | WO1996024926A2 (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IL125310A (en) * | 1998-07-12 | 2002-02-10 | Eci Telecom Ltd | Method and system for managing varying traffic load in telecommunication network |
| US7457415B2 (en) | 1998-08-20 | 2008-11-25 | Akikaze Technologies, Llc | Secure information distribution system utilizing information segment scrambling |
| US6865229B1 (en) * | 1999-12-14 | 2005-03-08 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Method and apparatus for reducing the “blocky picture” effect in MPEG decoded images |
| US6961320B1 (en) * | 2000-04-03 | 2005-11-01 | Hughes Electronics Corporation | In-band transmission of TTY/TTD signals for systems employing low bit-rate voice compression |
| JP3881157B2 (ja) * | 2000-05-23 | 2007-02-14 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 音声処理方法及び音声処理装置 |
| DE60140020D1 (de) * | 2000-08-09 | 2009-11-05 | Sony Corp | Sprachdatenverarbeitungsvorrichtung und -verarbeitungsverfahren |
| AU2002215274A1 (en) * | 2000-11-21 | 2002-06-03 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | A portable communication device and a method for conference calls |
| US7855966B2 (en) * | 2001-07-16 | 2010-12-21 | International Business Machines Corporation | Network congestion detection and automatic fallback: methods, systems and program products |
| US7068601B2 (en) * | 2001-07-16 | 2006-06-27 | International Business Machines Corporation | Codec with network congestion detection and automatic fallback: methods, systems & program products |
| KR100794424B1 (ko) * | 2001-11-01 | 2008-01-16 | 엘지노텔 주식회사 | 오디오 패킷 스위칭 시스템 및 방법 |
| US20030101407A1 (en) * | 2001-11-09 | 2003-05-29 | Cute Ltd. | Selectable complexity turbo coding system |
| US7206740B2 (en) * | 2002-01-04 | 2007-04-17 | Broadcom Corporation | Efficient excitation quantization in noise feedback coding with general noise shaping |
| US7054807B2 (en) * | 2002-11-08 | 2006-05-30 | Motorola, Inc. | Optimizing encoder for efficiently determining analysis-by-synthesis codebook-related parameters |
| WO2004064041A1 (en) * | 2003-01-09 | 2004-07-29 | Dilithium Networks Pty Limited | Method and apparatus for improved quality voice transcoding |
| US7996234B2 (en) * | 2003-08-26 | 2011-08-09 | Akikaze Technologies, Llc | Method and apparatus for adaptive variable bit rate audio encoding |
| JP2005202262A (ja) * | 2004-01-19 | 2005-07-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 音声信号符号化方法、音声信号復号化方法、送信機、受信機、及びワイヤレスマイクシステム |
| CN100592389C (zh) | 2008-01-18 | 2010-02-24 | 华为技术有限公司 | 合成滤波器状态更新方法及装置 |
| US7177804B2 (en) * | 2005-05-31 | 2007-02-13 | Microsoft Corporation | Sub-band voice codec with multi-stage codebooks and redundant coding |
| WO2007066771A1 (ja) * | 2005-12-09 | 2007-06-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 固定符号帳探索装置および固定符号帳探索方法 |
| EP1991986B1 (en) * | 2006-03-07 | 2019-07-31 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | Methods and arrangements for audio coding |
| CN101145345B (zh) * | 2006-09-13 | 2011-02-09 | 华为技术有限公司 | 音频分类方法 |
| KR20100006492A (ko) * | 2008-07-09 | 2010-01-19 | 삼성전자주식회사 | 부호화 방식 결정 방법 및 장치 |
| KR101261677B1 (ko) * | 2008-07-14 | 2013-05-06 | 광운대학교 산학협력단 | 음성/음악 통합 신호의 부호화/복호화 장치 |
| JP4977157B2 (ja) * | 2009-03-06 | 2012-07-18 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 音信号符号化方法、音信号復号方法、符号化装置、復号装置、音信号処理システム、音信号符号化プログラム、及び、音信号復号プログラム |
| JP6132288B2 (ja) * | 2014-03-14 | 2017-05-24 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーションＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｂｕｓｉｎｅｓｓ Ｍａｃｈｉｎｅｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ | 生成装置、選択装置、生成方法、選択方法、及び、プログラム |
| US9685164B2 (en) * | 2014-03-31 | 2017-06-20 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods of switching coding technologies at a device |
| RU2643434C2 (ru) * | 2014-09-12 | 2018-02-01 | Общество С Ограниченной Ответственностью "Яндекс" | Способ предоставления пользователю сообщения посредством вычислительного устройства и машиночитаемый носитель информации |
Family Cites Families (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4100377A (en) * | 1977-04-28 | 1978-07-11 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Packet transmission of speech |
| IL74965A (en) * | 1985-04-17 | 1990-07-12 | Israel Electronics Corp | Combination tasi and adpcm apparatus |
| AU7464687A (en) * | 1986-07-02 | 1988-01-07 | Eci Telecom Ltd. | Telephone line multiplication apparatus |
| IL80103A0 (en) * | 1986-09-21 | 1987-01-30 | Eci Telecom Limited | Adaptive differential pulse code modulation(adpcm)system |
| US4969192A (en) * | 1987-04-06 | 1990-11-06 | Voicecraft, Inc. | Vector adaptive predictive coder for speech and audio |
| US4910781A (en) * | 1987-06-26 | 1990-03-20 | At&T Bell Laboratories | Code excited linear predictive vocoder using virtual searching |
| US4899385A (en) * | 1987-06-26 | 1990-02-06 | American Telephone And Telegraph Company | Code excited linear predictive vocoder |
| CA2005115C (en) * | 1989-01-17 | 1997-04-22 | Juin-Hwey Chen | Low-delay code-excited linear predictive coder for speech or audio |
| IL89461A (en) * | 1989-03-02 | 1994-06-24 | Eci Telecom Limited | Telephone communication compression system |
| US5228076A (en) * | 1989-06-12 | 1993-07-13 | Emil Hopner | High fidelity speech encoding for telecommunications systems |
| US5235669A (en) * | 1990-06-29 | 1993-08-10 | At&T Laboratories | Low-delay code-excited linear-predictive coding of wideband speech at 32 kbits/sec |
| FR2668288B1 (fr) * | 1990-10-19 | 1993-01-15 | Di Francesco Renaud | Procede de transmission, a bas debit, par codage celp d'un signal de parole et systeme correspondant. |
| JP2518765B2 (ja) * | 1991-05-31 | 1996-07-31 | 国際電気株式会社 | 音声符号化通信方式及びその装置 |
| DE69228215T2 (de) * | 1991-08-30 | 1999-07-08 | Canon K.K., Tokio/Tokyo | Gerät zur Bildübertragung |
| US5233660A (en) * | 1991-09-10 | 1993-08-03 | At&T Bell Laboratories | Method and apparatus for low-delay celp speech coding and decoding |
| US5339384A (en) * | 1992-02-18 | 1994-08-16 | At&T Bell Laboratories | Code-excited linear predictive coding with low delay for speech or audio signals |
| US5327520A (en) * | 1992-06-04 | 1994-07-05 | At&T Bell Laboratories | Method of use of voice message coder/decoder |
| US5313554A (en) * | 1992-06-16 | 1994-05-17 | At&T Bell Laboratories | Backward gain adaptation method in code excited linear prediction coders |
| JP3182032B2 (ja) * | 1993-12-10 | 2001-07-03 | 株式会社日立国際電気 | 音声符号化通信方式及びその装置 |
-
1995
- 1995-02-08 SE SE9500452A patent/SE504010C2/sv not_active IP Right Cessation
-
1996
- 1996-02-02 EP EP96902559A patent/EP0976126B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-02-02 JP JP52419196A patent/JP4111538B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1996-02-02 US US08/875,730 patent/US6012024A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-02-02 BR BR9607033A patent/BR9607033A/pt not_active IP Right Cessation
- 1996-02-02 AU AU46823/96A patent/AU720430B2/en not_active Expired
- 1996-02-02 MX MX9705890A patent/MX9705890A/es unknown
- 1996-02-02 CN CN96192847A patent/CN1110791C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1996-02-02 WO PCT/SE1996/000128 patent/WO1996024926A2/en active IP Right Grant
- 1996-02-02 KR KR1019970705439A patent/KR100383051B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1996-02-02 DE DE69633944T patent/DE69633944T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-02-02 CA CA002211347A patent/CA2211347C/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-08-08 FI FI973270A patent/FI117949B/fi not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO1996024926A3 (en) | 1996-10-03 |
| CA2211347A1 (en) | 1996-08-15 |
| EP0976126B1 (en) | 2004-11-24 |
| FI973270A (fi) | 1997-08-08 |
| KR19980702044A (ko) | 1998-07-15 |
| JPH10513277A (ja) | 1998-12-15 |
| CN1179848A (zh) | 1998-04-22 |
| SE9500452D0 (sv) | 1995-02-08 |
| FI117949B (fi) | 2007-04-30 |
| CN1110791C (zh) | 2003-06-04 |
| AU4682396A (en) | 1996-08-27 |
| MX9705890A (es) | 1997-10-31 |
| CA2211347C (en) | 2007-04-24 |
| KR100383051B1 (ko) | 2003-07-16 |
| US6012024A (en) | 2000-01-04 |
| EP0976126A2 (en) | 2000-02-02 |
| SE9500452L (sv) | 1996-08-09 |
| DE69633944D1 (de) | 2004-12-30 |
| DE69633944T2 (de) | 2005-12-08 |
| SE504010C2 (sv) | 1996-10-14 |
| WO1996024926A2 (en) | 1996-08-15 |
| BR9607033A (pt) | 1997-11-04 |
| AU720430B2 (en) | 2000-06-01 |
| FI973270A0 (fi) | 1997-08-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20051122 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20060106 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20060227 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20060320 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060413 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20061114 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070315 |
|
| A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080311 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080408 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110418 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110418 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120418 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120418 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130418 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130418 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140418 Year of fee payment: 6 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |