JP4083116B2 - 低漏洩局部発振器システム - Google Patents

Description

［発明の分野］
本発明は、低漏洩局部発振器装置、及びそのような装置を含む通信システムに関する。本発明は、特にしかしそれに限定するものではないが、通信信号が局部発振器から導出された信号と組み合わされる通信装置に適用可能である。

［発明の背景］
局部発振器は、通信信号と組み合わされるべき信号を発生するため様々な電子回路で用いられている。そのようなものとしては、例えば直接変換受信機及び送信機における場合であり、そこにおいては、通信信号は、唯１つのステップで、通信周波数とベースバンド信号との間で変換される。無線受信機の場合、受信される無線信号は、直接に、同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）信号にダウンコンバート（高い周波数を低い周波数に変換）され得る。そして、無線送信機の場合、送信すべき無線信号は、直接に、同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）信号からアップコンバート（低い周波数から高い周波数に変換）され得る。そのような直接変換受信機及び送信機は、例えば、ヘテロダイン受信機及び送信機で必要となるような帯域通過フィルタの必要性を回避することにより、高程度の回路の統合化（集積化）が可能になる。

スプリアス信号がまた通信信号と組み合わされる効果（なお、そのようなスプリアス信号は「漏洩」の結果として現れる。）、即ち、通信装置の局部発振器又は他の回路により発生された不所望の寄生信号の伝搬を最小にすることが重要である。

局部発振器の出力周波数を係数Ｍだけ逓倍する第１の処理ユニットに接続されている局部発振器を含む直接変換受信機が米国特許Ｎｏ．５５３０９２９に記載されている。第１の処理ユニットが第２の処理ユニットに動作的に接続され、第２の処理ユニットにおいて、第１の処理ユニットの出力信号が係数Ｎにより除算される。Ｍ及びＮは両方共整数であり、そして例として、Ｍ＝３及びＮ＝２、及びＭ＝２及びＮ＝３が与えられている。第２の処理ユニットからの出力信号がＩ及びＱミクサに供給され、当該Ｉ及びＱミクサは、到来ＲＦ通信信号からベースバンドへのホモダイン変換を実行する。少なくとも第２の処理ユニットが、ミクサと一体化されて、スプリアス信号の伝搬を低減する。

［発明の概要］
本発明は、特許請求の範囲に記載された局部発振器装置、受信機装置及び送信機装置を提供する。
本発明は、無線受信機及び送信機に適用可能であり、また低漏洩局部発振器の使用を伴うケーブル通信システムのような他の通信システムに適用可能である。

［好適な実施形態の詳細な説明］
図面に示される通信装置は、受信された無線信号をベースバンド信号に直ぐにダウンコンバートする直接（又は疑似直接）変換受信機、又は直ぐにベースバンド信号から送信無線信号にアップコンバートする直接（又は疑似直接）変換送信機であり、それにより（ヘテロダイン受信機又は送信機に見られるような）いずれの中間周波数（ＩＦ）段を完全に排除している。しかしながら、この種の従来技術受信機は、ベースバンド信号に干渉する非常に大きな不所望のＤＣ成分の形成を被っていた。このＤＣ成分は、局部発振器からの漏洩が希望の信号と一緒に受信機（又は送信機）空中線（ａｅｒｉａｌ）で受信（又は送信）されることにより、また受信機の増幅器及びミクサのオフセットにより主として形成される。

この問題を克服するため、電圧制御発振器（ＲＦ・ＶＣＯ）により発生され且つ通信信号と混合された信号の周波数ｆＶＣＯは、通信無線周波数の倍数Ｍである。倍数Ｍは偶数であることが好ましく、それは、共通信号から９０°の位相差を持つＩ及びＱ成分の発生を単純化し、そして電圧制御発振器の周波数を制限するように４倍又は２倍が好ましい。

図１を参照すると、本発明を組み込んでない直接変換受信機は集積回路１００を備え、当該集積回路１００は、ｆＲＦの周波数のＲＦ通信信号を受信する差動入力端子ＬＮＡ＿ＩＮ及びＬＮＡ＿ＩＮＸと、変換後のベースバンド通信信号の出力のための差動直角位相出力端子ＩＲＸ、ＮＩＲＸ及びＱＲＸ、ＮＱＲＸと、フェーズロックド・ループ（ＰＬＬ）の電圧信号を同調させるためのＰＬＬフィードバック出力端子ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ及び入力端子ＶＴＵＮＥとを有する。

集積回路１００は低雑音増幅器１０１を含み、その低雑音増幅器１０１の入力は差動入力端子ＬＮＡ＿ＩＮ及びＬＮＡ＿ＩＮＸに接続され、そして低雑音増幅器１０１の差動出力はＱミクサ１０２及びＩミクサ１０３のそれぞれの入力に接続されている。ミクサ１０２及び１０３の差動出力は、差動直角位相端子ＩＲＸ、ＮＩＲＸ及びＱＲＸ、ＮＱＲＸに接続されている。集積回路１００はまた電圧制御発振器１０４を含み、その電圧制御発振器１０４のＲＦ周波数ｆＶＣＯは、入力端子ＶＴＵＮＥに現れる電圧により同調される。電圧制御発振器１０４の差動出力はＩ／Ｑ周波数分周回路１０５の入力に接続されている。そのＩ／Ｑ周波数分周回路１０５は、ｆＶＣＯ／Ｍに等しい周波数ＦＩＦＯの直角位相信号ＩＬＯ＋、ＩＬＯ−を発生する。ここで、Ｍは整数である。Ｉ／Ｑ周波数分周回路１０５は、周波数除算係数Ｍが偶数である場合位相シフト構成要素を含む必要がない。

Ｉ／Ｑ周波数分周回路１０５の差動Ｑ及びＩ出力は、それぞれのミクサ１０２及び１０３の入力に接続されている。電圧制御発振器１０４の差動出力はまたバッファ増幅器１０７の入力に接続されており、そのバッファ増幅器１０７は単純な出力信号を生成し、その出力は、フィードバック出力端子ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫに接続されている。

上記の構成要素は全て集積回路１００に含まれる。しかしながら、受信機はまた、集積回路１００の外部にフィードバック・ループを含む。フィードバック・ループは、基準周波数を、選択された分数即ち非整数の数により除算することができる分数Ｎ型（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ−Ｎ ｋｉｎｄ）のフェーズロック・ループ回路１０８を備える。基準信号周波数の分数（ｆｒａｃｔｉｏｎｓ）である出力周波数ステップ・サイズが、高い基準周波数及び広いループ帯域幅を保ちながら得られる。適切な分数Ｎ型のフェーズロック・ループは、米国特許Ｎｏ．５１６６６４２及びＮｏ．５５３０９２９（Ｈｉｅｔａｌａ他のもので、本発明の譲受人に譲渡されている）に見いだされる。フェーズロック・ループが別個の基板上にあることにより、低雑音増幅器のような受信機の敏感な構成要素への直接の漏洩を回避する。

フェーズロック・ループ回路１０８は、フィードバック出力端子ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫに接続された１つの入力と、帯域通過フィルタ１０９に接続された出力とを有する。水晶制御発振器１１０は、周波数基準信号を固定基準周波数ｆｘｔａｌで発生し、その出力は、フェーズロック・ループ回路１０８の別の入力に接続されている。ディジタル加算器回路１１１は、ディジタル周波数訂正ワードＡＦＣを受信し、そしてそれをディジタルＲＦチャネル番号選択信号ＡＲＦＣＮに加える。ディジタル加算器回路１１１の出力がディジタル・フラクショナライゼーション（小部分に分けること）（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌｉｓａｔｉｏｎ）及び雑音整形回路１１２に接続されて、所望の周波数の基準周波数ｆｘｔａｌに対する比を定義するフェーズロック・ループの内部分数を選択する。なお、その基準周波数ｆｘｔａｌは、水晶制御発振器１１０によりディジタル・フラクショナライゼーション及び雑音整形回路１１２に入力されている。ディジタル・フラクショナライゼーション及び雑音整形回路１１２の出力は、フェーズロック・ループ回路１０８の別の入力に接続される。

図１に示される受信機の動作において、フェーズロック・ループ回路１０８は、同調能力を備えて、電圧制御発振器１０４の実際の周波数ｆＶＣＯであるフィードバック出力端子ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫにおける信号の位相を、フェーズロック・ループの選択された内部分数で基準周波数ｆｘｔａｌを除算して得た所望の周波数と比較する。上記比較の結果により生成された電圧であって、フィルタ１０９によりフィルタリングされた電圧は、電圧制御発振器１０４の周波数を所望の周波数に制御する。

図１の受信機においては、フィードバック端子ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫでの信号の周波数＝ｆＶＣＯ＝ｆＲＦ／Ｍである（ここで、Ｍ＝４又は２が好ましい。）。
フェーズロック・ループは、集積回路１００の外部にあり、そして低レベルのスプリアス信号を発生し、そのスプリアス信号を通信信号から非常に大きく分離された状態に保つことができる。しかしながら、局部発振器フィードバック信号は、１つの集積回路から別の集積回路へ、フィードバック出力端子ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫにおいて送られ、そして幾らかの局部発振器漏洩が依然、ＲＦ集積回路１００内に存在するであろう限定された分離機能に起因して入力端子ＬＮＡ＿ＩＮ及びＬＮＡ＿ＩＮＸへ伝搬する可能性がある。なお、その分離度は、現状の最高技術水準において２ＧＨｚ周波数範囲で−５０ｄＢまで測定されている。

そこで、低雑音増幅器１０１の入力は、ｆＶＣＯに等しい周波数の漏洩信号に出会い、次いで、この漏洩信号（ＬＯ漏洩）がまた、ｆＶＣＯ／Ｍの全高調波であるＩ／Ｑ周波数分周回路１０５の出力の周波数と混合するであろう。

Ｉ／Ｑ周波数分周回路１０５の出力におけるｆＶＣＯ／ＭのＭ番目の高調波がｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫと混合して、その結果（たとえこのＭ番目の高調波が差動構造のため小さくても）低いＤＣオフセットを生じる。なお、このＤＣオフセットは、現在の技術で−９５ｄＢｍまで測定される（ＩＥＥＥ２００１「７５ＧＨｚ Ｓｉｇｅ ＢｉＣＭＯＳ技術におけるＵＭＴＳ用ＷＢＣＤＭＡゼロＩＦフロント・エンド（ＷＢＣＤＭＡ Ｚｅｒｏ−ＩＦ Ｆｒｏｎｔ−Ｅｎｄ ｆｏｒ ＵＭＴＳ ｉｎ ａ ７５Ｇｈｚ Ｓｉｇｅ ＢｉＣＭＯＳ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）」（著者：Ｈａｒａｌｄ Ｐｒｅｌｌ、…を参照）。

そこで、ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ（ＬＯ漏洩）＝ｆＶＣＯ＝ｆＲＦ×Ｍ（入力の希望の周波数の高調波に関連したＬＯ漏洩）である。ｆＶＣＯ／Ｍのｘ番目の高調波ＦＩＬＯは、次式のようになる。

ＦＩＬＯ＝ｘ×ｆＶＣＯ／Ｍ＝ｘ×ｆＲＦ

そこで、ｘ＝Ｍに対して、このことはＤＣオフセット出力をもたらす。

また、ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ（ＬＯ漏洩）が、信号ＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫの形態に起因して低調波信号も発生する可能性があり、それは入力ＲＦ周波数へ落ちる。
従って、入力で受信された信号と同じ周波数に位置する漏洩周波数の量は、完全には排除されず、そして受信されるべき最低の希望信号より高いレベルで測定される可能性がある。

図２を参照すると、この図２は、本発明に従った直接変換受信機のブロック図を示している。本発明はまた疑似直接変換受信機にも適用可能であることが認められるであろう。図２における類似の構成要素は、図１の対応する構成要素と同じ参照番号を持つが、１００だけ大きい番号にされており、従って、図１の集積回路１００は図２の集積回路２００となり、以下同様である。

図１に示される受信機の構成要素に加えて、図２の受信機はまた固定の分周器２０６を含み、その固定の分周器２０６の差動入力はＩ／Ｑ電圧制御発振器２０４の出力に接続され、そしてその固定の分周器２０６の差動出力はバッファ増幅器２０７の入力に接続され、それにより分周器２０６はフィードバック・ループの中で直列に接続され、そして電圧制御発振器２０４の周波数ｆＶＣＯを係数Ｎで除算するＮ分周を行う。

分数Ｎは、フィードバック出力端子ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫに現れるＬＯフィードバック信号の周波数が入力の希望の周波数ｆＲＦの高調波に関連しないように選定される。

ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ（ＬＯ漏洩）＝ｆＶＣＯ／Ｎ
ｆＲＦ（入力の希望の周波数）＝ｆＶＣＯ／Ｍ
ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ＝Ｍ／Ｎ×ｆＲＦ

ＮがＭと異なるように選定され、そして比Ｍ／Ｎ及びＮ／Ｍが分数（即ち、非整数）であるよう選定される。Ｍは、前述したように、直角位相信号の発生を容易にするためだけならば偶数であることが好ましい。

Ｍが偶数の場合、Ｎは、１より大きい奇数、又は１より大きい奇数の倍数であることが好ましい。Ｍ＝２×ｐである場合、Ｎは、次の式を満たすように２×ｐ＋１又は２×ｐ−１に等しく選定されるのが好ましい。

ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ＝２×ｐ／（２×ｐ＋１）×ｆＲＦ、又は
２×ｐ／（２×ｐ−１）×ｆＲＦ

この関係は、ＬＯ漏洩が入力の希望の周波数ｆＲＦの高調波に関連しないことを保証し、従って更に、希望の信号に対するＬＯ漏洩（即ち、ミクサ出力（２０２及び２０３）で発生されたＤＣオフセット）の効果を低減し、そしていずれの遮蔽なしで上記漏洩を−１２０ｄＢｍより低いレベルまで低減することが可能である。

本発明のこの実施形態の好適であるがしかし非限定的事例においては、
ｐ＝１， Ｍ＝２， Ｎ＝３（Ｎ＝１は、これがＬＯフィードバックを高調波に関連されるようにするのでこのケースのみに関しては選択されない。）、又は
ｐ＝２， Ｍ＝４， Ｎ＝５又はＮ＝３、又は
ｐ＝４， Ｍ＝８， Ｎ＝７又はＮ＝９
である。

ＧＳＭ（移動通信用グローバル・システム）標準、又は欧州電気通信標準化協会（ＥＴＳＩ）のＷＢＣＤＭＡ（広帯域符号分割多元接続）標準は、２００ＫＨｚのチャネル・ステップを有する。本発明のこの実施形態の場合、ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ＝Ｍ／Ｎ×ｆＲＦであるので、これは、フェーズロックド・ループにより行われるべきＭ／Ｎ×２００ＫＨｚの周波数ステップの要件をもたらし、それは２００ＫＨｚを非整数倍したものである。分数Ｎ型のフェーズロック・ループを、Ｎで除算する分周を行う周波数分周器２０６と連携して使用することにより、これを極端に低い漏洩レベルでもって達成するのが可能になる。

（上記で言及した米国特許Ｎｏ．５５３０９２９におけるような）周波数逓倍器よりむしろＮ分周する分周器の使用が位相雑音を実質的により少なくしか生成しないことに注目されたい。それは、周波数逓倍器は電圧制御発振器の位相雑音を乗算して増大させるからである。

図３を参照すると、この図３は、本発明によらない直接変換送信機のブロック図を示す。図３における類似の構成要素は、図１の対応する構成要素と同じ参照番号を持つが、しかし２００だけ大きい番号にされており、従って、図１の集積回路１００は図２の集積回路３００となり、以下同様である。

周波数ｆＲＦで送信されるべき出力無線周波数信号は、直角位相対のミクサ３０２及び３０３から駆動される電圧利得減衰器（ＶＧＡ）３０１により処理される。直角位相対のミクサ３０２及び３０３は、入力として、ベースバンド信号と、統合化されたＲＦ・ＶＣＯ３０４の周波数ｆＶＣＯを周波数分周器３０５によりＭで除算して分周を行うことから導出された変換信号ＩＬＯ＋、ＩＬＯ−及びＱＬＯ＋、ＱＬＯ−とを有する。Ｍは再度、直角位相発振器注入信号ＩＬＯ＋、ＩＬＯ−及びＱＬＯ＋、ＱＬＯ−を導出するのを容易にするため４（又は２）に等しいことが好ましい。

分数Ｎ型（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ−Ｎ ｋｉｎｄ）のフェーズロック・ループＰＬＬ３０８を用いて、バッファ出力段３０７から導出されるＬＯフィードバック信号を無線基準水晶クロック３１０と比較することにより、統合化された電圧制御発振器３０４を制御する。

フェーズロック・ループ３０８が微細な同調能力を有する分数型（ｆｒａｔｉｏｎａｌ）でありそして事前スケーラ分周段を内部に有するので、ディジタル訂正周波数ワードＡＦＣが、送信されるべく選択されたチャネルＡＲＦＣＮに加えられ、そしてそれをディジタル・フラクショナライゼーション・ブロック３１２への基準ワードとして用いて、分数Ｎ型のフェーズロック・ループ３０８のための制御ワードを導出する。

図３に示される送信器回路において、周波数ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ＝ｆＶＣＯ＝ｆＲＦ／Ｍである。ここで、Ｍ＝４又は２である。
端子ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫから発するスプリアス信号は、ＲＦ・ＩＣ（３００）内に存在するであろう限定された分離度に起因してＶＧＡ出力（３０１）に向けて放射するであろう。その分離度は、現在の技術で、２ＧHzの周波数範囲で−５０ｄＢまで測定されている。

そこで、周波数ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ（ＬＯ漏洩）＝ｆＶＣＯ＝ｆＲＦ×Ｍ（出力の希望の周波数の高調波に関連したＬＯ漏洩）である。
また、周波数ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ（ＬＯ漏洩）がまた、ＬＯフィードバック（ＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ）信号の形態に起因して低調波信号を発生する可能性があり、それは出力ＲＦ周波数へ落ちる。これは、希望の送信周波数と同じ周波数で落ちるスプリアス信号をもたらし、そのスプリアス信号は、送信信号を歪ませ、そして変調を理想の変調から外すことによりエラー・ベクトル変調（ＥＶＭ）を増大させる。なお、特に、希望の送信信号レベルがＶＧＡ（３０１）に関してなされる電力制御要件に起因して低減されるのに対して、一方ＬＯ漏洩レベルが低減されず、従ってＬＯ漏洩レベルが希望の送信周波数レベルに対して増大するとき、スプリアス信号は、送信信号を歪ませ、そして変調を理想の変調から外すことによりエラー・ベクトル変調（ＥＶＭ）を増大させる。

図４は、本発明に従った直接変換送信機のブロック図を示す。図４における類似の構成要素は、図３の対応する構成要素と同じ参照番号を持つが、しかし１００だけ大きい番号にされており、図３の集積回路３００は、図４の集積回路４００となり、以下同様である。

図３に示される送信機の構成要素に加えて、図４の送信機はまた固定の分周器４０６を含み、その固定の分周器４０６の差動入力はＩ／Ｑ電圧制御発振器４０４の出力に接続され、固定の分周器４０６の差動出力はバッファ増幅器４０７の入力に接続され、それにより分周器４０６は、フィードバック・ループの中で直列に接続され、そして電圧制御発振器４０４の周波数ｆＶＣＯを係数Ｎにより除算する分周を行う。

係数Ｎは、フィードバック出力端子ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫに現れるＬＯフィードバック（ＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ）信号が入力の希望の周波数ｆＲＦの高調波に関連しないように選定される。

ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ（ＬＯ漏洩）＝ｆＶＣＯ／Ｎ
ｆＲＦ（入力の希望の周波数）＝ｆＶＣＯ／Ｍ
ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ＝Ｍ／Ｎ×ｆＲＦ

ＮはＭとは異なるよう選定され、そして比Ｍ／Ｎ及びＮ／Ｍは分数（即ち、非整数）であるよう選定される。Ｍは、前述したように、直角位相信号の発生を容易にするためだけならば偶数であることが好ましい。

Ｍが偶数である場合、Ｎは、１より大きい奇数、又は１より大きい奇数の倍数であることが好ましい。Ｍ＝２×ｐである場合、Ｎは次の式を満たすように２×ｐ＋１又は２×ｐ−１に等しく選定されるのが好ましい。

ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ＝２×ｐ／（２×ｐ＋１）×ｆＲＦ、又は
２×ｐ／（２×ｐ−１）×ｆＲＦ

この関係は、ＬＯ漏洩が出力送信器周波数ｆＲＦの高調波に関連しないことを保証し、従って更に、送信される通信信号へのＬＯ漏洩の効果を低減する。

本発明のこの実施形態の好適なしかし限定するものではない事例においては、
ｐ＝１， Ｍ＝２， Ｎ＝３（Ｎ＝１は、これがＬＯフィードバックを高調波に関連されるようにするのでこのケースのみに関しては選択されない。）、又は、
ｐ＝２， Ｍ＝４， Ｎ＝５又はＮ＝３、又は、
ｐ＝４， Ｍ＝８， Ｎ＝７又はＮ＝９
である。

ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ＝Ｍ／Ｎ×ｆＲＦであるので、ＧＳＭ又はＷＢＣＤＭＡにおけるのと似て２００ＫＨｚのチャネル・ステップに対して、これは、フェーズロックド・ループにより行われるべきＭ／Ｎ×２００ＫＨｚ周波数ステップをもたらし、それは、２００ＫＨｚを非整数倍したものである。分数Ｎ型のフェーズロック・ループを、Ｎで除算する分周を行う周波数分周器４０６と連携して使用することにより、これを極端に低い漏洩レベルでもって達成するのが可能になる。

多標準送信機／受信機の場合、Ｎ＝２×ｐ−１又は２×ｐ＋１の選択は、端末ユニット内の幾つかのラジオ受信機の存在に依存し、そして２×ｐ−１又は２×ｐ＋１の選択は、受信された信号を阻止することができるであろう周波数が生成されないような方法で行われる。

例えば、ＷＢＣＤＭＡ送信機及びＧＰＳ受信機を含む端末装置の場合（ＧＰＳは仲介機関ＧＰＳ実行委員会（Ｉｎｔｅｒａｇｅｎｃｙ ＧＰＳ Ｅｘｅｃｕｔｉｖｅ Ｂｏａｒｄ（ＩＧＥＢ）により管理される全地球測位システムである。）、ＧＰＳの殆ど同じ受信周波数（１５７５ＭＨｚ）に落ちるＬＯフィードバック周波数の生成を回避するためＮ＝５よりむしろＮ＝３を選択することが好ましい。

入力又は出力端子ＬＮＡ＿ＩＮ，ＬＮＡ＿ＩＮＸ；ＲＦ＿ＯＵＴ，ＲＦ＿ＯＵＴＮ、電圧制御発振器２０４；４０４、周波数分周器２０５；４０５、ミクサ２０２，２０３；４０２，４０３及び低雑音増幅器又は電圧利得減衰器２０１；４０１を含む集積回路からフェーズロック・ループが分離されていることにより、スプリアス信号が低雑音増幅器（ＬＮＡ）のような低レベル低雑音回路、及びダウンコンバート型ミクサ（又は送信機のためのアップコンバート型ミクサ及び電圧利得減衰器（ＶＧＡ））に伝搬すること無しに、ディジタル雑音整形回路２１２；４１２のような、スプリアス信号を集積回路内で伝搬しやすくするであろう回路を用いることが可能になることが理解されるであろう。

分数Ｎ型のフェーズロック・ループがＲＦ集積回路の外部にあるので、局部発振器フィードバック信号は、１つのＩＣから別のＩＣに送られる。本発明によらない図１又は図３に示される種類の回路の場合、残留局部発振器漏洩が依然遮蔽を必要とする程十分高く、その遮蔽は不便で、コストが高く、且つ常に十分効果的であるわけではない。本発明により、特に、この種類の直接変換受信機及び送信機において、十分に低い漏洩レベルが遮蔽を必要とすることなく達成するのが可能となる。

図５は、図２に示される受信機の有利な変形を示す。図５における類似の構成要素は、図２の対応する構成要素と同じ参照番号を持つ。
図２に示される受信機の構成要素に加えて、図５の受信機はまたトランスフォーマ２１３を含み、そのトランスフォーマ２１３は、低雑音増幅器２０１の出力に接続された第１のコイルと、当該第１のコイルに誘導結合され且つミクサ２０２及び２０３のそれぞれの入力に接続された第２のコイルとを備える。トランスフォーマ２１３のコイルのインダクタンス及び内部キャパシタンスは、いわゆる「バラン」を形成するように通信信号の周波数ｆＲＦに同調された回路を形成する。

動作において、送信機２１３は、低雑音増幅器２０１とミクサ２０２及び２０３との間でインピーダンス変換を実行する。それは更に、帯域通過フィルタとして動作して、帯域ブロッカ（ｂａｎｄ ｂｌｏｃｋｅｒ）（又は不所望の信号）をフィルタリングして除去する。特に、トランスフォーマ２１３は、ＬＯ漏洩高調波、例えば、残留ＬＯ漏洩の５次高調波をフィルタリングする。周波数ｆＶＣＯが４ＧＨｚである場合、周波数ｆＬＯ＿ＦＥＥＤＢＡＣＫ＝８００ＭＨｚ、及び５次高調波の周波数＝５×８００＝４ＧＨｚである。希望の周波数が１ＧＨｚであり、そこで５次高調波は、トランスフォーマ２１３の通過帯域外となり、混合前に減衰されて、その結果低い周波数（ＤＣ）オフセットをもたらすことができるであろう。

本発明の上記実施形態が受信機又は送信機を参照して説明されたが、しばしば、端末装置は受信機及び送信機の両方を含み、それらが構成要素を共通に有するよう構成され得ることが理解されるであろう。そのようなものは通常、例えば携帯電話送受話器のケースであろう。

図１は、本発明を使用してない無線受信機の概略ブロック図である。 図２は、本発明の一実施形態に従った無線受信機の概略ブロック図である。 図３は、本発明を使用してない無線送信機の概略ブロック図である。 図４は、本発明の別の実施形態に従った無線送信機の概略ブロック図である。 図５は、本発明の更に別の実施形態に従った無線受信機の概略ブロック図である。

Claims (12)

1. 通信信号用信号端子（ＬＮＡ＿ＩＮ，ＬＮＡ＿ＩＮＸ； ＲＦ＿ＯＵＴ， ＲＦ＿ＯＵＴＮ）と、
   局部発振器信号を生成する被制御周波数発振器手段（２０４；４０４）と、
   基準周波数信号を生成する基準周波数手段（２１０；４１０）と、
   前記基準周波数信号の周波数（ｆｘｔａｌ）に関連して前記局部発振器信号の周波数（ｆＶＣＯ）を選択し且つ調整するフィードバック・ループ手段（２０７−２０９；４０７−４０９）であって、前記基準周波数をプログラム可能な分数で除算する分周を行い且つフィードバック信号（ＶＴＵＮＥ）を供給して、前記被制御周波数発振器手段（２０４；４０４）の周波数（ｆＶＣＯ）を制御する分数分周手段（２０８；４０８）を含む前記フィードバック・ループ手段（２０７−２０９；４０７−４０９）と、
   前記局部発振器信号の周波数を第１の除算係数（Ｍ）で除算する分周を行って、変換信号を生成する第１の周波数分周手段（２０５；４０５）であって、前記変換信号の周波数が前記通信信号の周波数（ｆＲＦ）に少なくともほぼ等しい、前記第１の周波数分周手段（２０５；４０５）と、
   前記変換信号に応答して前記通信信号とベースバンド信号との間で変換する変換手段（２０２，２０３；４０２，４０３）と、を備える局部発振器装置であって、
   前記局部発振器信号の周波数を第２の除算係数（Ｎ）で除算する分周を行う第２の周波数分周手段（２０６；４０６）が、前記被制御周波数発振器手段（２０４；４０４）と前記分数分周手段（２０８；４０８）との間の前記フィードバック・ループ手段（２０７−２０９；４０７−４０９）の中に接続され、それにより前記分数分周手段（２０８；４０８）が、前記プログラム可能な分数により除算された前記基準周波数の相対値と前記第２の除算係数（Ｎ）により除算された前記局部発振器信号の周波数（ｆＶＣＯ）の相対値とに応答し、
   前記第１の除算係数（Ｍ）が前記第２の除算係数（Ｎ）と異なり、
   前記第１の除算係数と前記第２の除算係数との間のいずれの比（Ｍ／Ｎ，Ｎ／Ｍ）も分数（但し、整数となる分数を除く。）である
   ことを特徴とする局部発振器装置。
2. 前記第１及び第２の除算係数（Ｍ，Ｎ）が１より大きい整数であることを特徴とする請求項１記載の局部発振器装置。
3. 前記第１の除算係数（Ｍ）が偶数であることを特徴とする請求項２記載の局部発振器装置。
4. 前記第２の除算係数（Ｎ）が奇数又は奇数の整数倍であることを特徴とする請求項３記載の局部発振器装置。
5. 前記第２の除算係数（Ｎ）が奇数であることを特徴とする請求項３記載の局部発振器装置。
6. 前記第２の除算係数（Ｎ）が前記第１の除算係数（Ｍ）から１だけ異なることを特徴とする請求項２から５のいずれか一項に記載の局部発振器装置。
7. 前記通信信号用端子（ＬＮＡ＿ＩＮ，ＬＮＡ＿ＩＮＸ；ＲＦ＿ＯＵＴ，ＲＦ＿ＯＵＴＮ）、前記被制御周波数発振器手段（２０４；４０４）、前記第１の周波数分周手段（２０５；４０５）及び前記変換手段（２０２，２０３；４０２，４０３）が集積回路（２００；４００）に含められ、
   前記フィードバック・ループ手段（２０８−２０９；４０８−４０９）が前記集積回路（２００；４００）と別個である
   ことを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の局部発振器装置。
8. 前記フィードバック・ループ手段（２０８−２０９；４０８−４０９）が、前記第１の除算係数（Ｍ）を前記第２の除算係数（Ｎ）で除算した比（Ｍ／Ｎ）を前記基準周波数に乗算することにより、前記変換信号の前記周波数を前記通信信号のチャネル間隔に等しい複数のステップで変えるよう構成された分数周波数シンセサイザを備えることを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の局部発振器装置。
9. 請求項１から８のいずれか一項に記載の局部発振器装置を備える受信機装置であって、
   前記通信信号が、前記通信信号用端子（ＬＮＡ＿ＩＮ，ＬＮＡ＿ＩＮＸ）で受信され、
   前記変換手段（２０２，２０３）が、前記通信信号を前記変換信号と組み合わせて、前記ベースバンド信号を生成するよう適合されている
   ことを特徴とする受信機装置。
10. 低雑音増幅器手段（２０１）が、前記通信信号用端子（ＬＮＡ＿ＩＮ，ＬＮＡ＿ＩＮＸ）に接続されて、前記通信信号用を受信し、
    トランスフォーマが、前記低雑音増幅器手段（２０１）と前記変換手段（２０２，２０３）との間に接続され、
    前記トランスフォーマが、インダクタンス及び内部キャパシタンスを前記通信信号に与え、それにより前記通信信号の周波数（ｆＲＦ）に同調された帯域通過フィルタを形成する
    ことを特徴とする請求項９記載の受信機装置。
11. 請求項１から８のいずれか一項に記載の局部発振器装置を備える送信機装置であって、
    前記通信信号が、前記通信信号用端子（ＲＦ＿ＯＵＴ， ＲＦ＿ＯＵＴＮ）で出力され、
    前記変換手段（４０２，４０３）が、前記ベースバンド信号を前記変換手段と組み合わせて、前記通信信号を生成するよう適合されている
    ことを特徴とする送信機装置。
12. 請求項１１記載の送信機装置を備える端末装置であって、
    前記端末装置がまた、信号をＧＰＳ標準に従って受信することができる受信機装置を含み、
    前記送信機装置が、信号をＷＢＣＤＭＡ標準に従って送信することができ、
    前記第１の除算係数（Ｎ）が３に等しい
    ことを特徴とする端末装置。

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