JP4047720B2 - 適応型アンテナアレーを用いたpn符号捕捉 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般に無線電気通信に関し、特に、符号分割多重アクセス(CDMA)無線通信システムにおけるPN符号捕捉に対するスマートアンテナのアプリケーションに関する。
【0002】
【従来の技術】
第3世代(3G)の無線通信システムにおいて、特に、第3世代パートナーシッププロジェクトの“物理チャンネルと、物理チャンネルへのトランスポートチャンネルのマッピング(FDD)(Physical Channels and Mapping of Transport Channels onto Physical Channels (FDD))”,3GPP技術仕様書(3GPP Technical Specification),TS25.211,v3.2.0,2000年3月と、第3世代パートナーシッププロジェクトの“拡散と変調(FDD)(Spreading and Modulation (FDD))”,3GPP技術仕様書,TS25.213,v3.2.0,2000年3月と、第3世代パートナーシッププロジェクトの“FDD:物理層プロシージャ(FDD: Physical Layer Procedures)”,3GPP技術仕様書,TS25.214,v3.2.0,2000年3月と(集合的に“3GPP”)に記述されたもの等の広帯域(W)−CDMAシステムや、あるいは、TIAの、CDMA2000の物理層に関する中間報告のV&Vテキスト(Interim V&V Text for CDMA2000 Physical Layer)(改訂8.3版),1999年3月16日(“TIA”)でのCDMA2000規格において、基地局でスマートアンテナ技術を使用するオプションが存在する。スマートアンテナは、空間ダイバーシティを使用することによって、所望のユーザによる複数の異なる到来方向の角度(DOA)からの干渉信号を抑圧することができる。昨今、スマートアンテナ技術は、それらがより多くのユーザを高いサービス品質と最高で毎秒1.92メガビット(Mbps)までの高いデータレートとでサポートするので、大いに注目されている。スマートアンテナとスマートアンテナを使用するシステムアーキテクチャとの例は、“適応収束パラメータを用いたスマートアンテナ(Smart Antenna with Adaptive Convergence Parameter)”と題され、2000年7月5日に出願された共通の所有者の同時係属中の米国出願シリアル番号第09/610,470号と、“CDMA逆方向リンクのための位相較正を用いないスマートアンテナ(Smart Antenna with No Phase Calibration for CDMA Reverse Link)”と題され、2000年9月13日に出願された共通の所有者の同時係属中の米国出願シリアル番号第09/661,155号と、“新しいセルラーアーキテクチャ(New Cellular Architecture)”と題され、2000年9月26日に出願された共通の所有者の同時係属中の米国出願シリアル番号第09/669,633号とにおいて見出すことができる。これらすべての出願の内容は、この参照によりここに含まれる。
【0003】
一般的にスマートアンテナ技術が関心を集めているにもかかわらず、基地局でスマートアンテナを用いるCDMAシステムでの擬似雑音(PN)符号捕捉に対しては、ほとんど注意が払われていない。ここで使われているように、PN符号捕捉は、当該技術において同期化と呼ばれる処理の一部を指す。同期化は、一般に2つの処理、すなわち、PN符号捕捉(ここで、既知のPN符号に対する位相エラーが、特定された境界内にあるものと解決される−すなわちPN位相符号エラーの粗い訂正)と、PN位相符号エラーの微小な差異が検出されて訂正されるPN符号追跡とを含むものとされている。従って、PN符号捕捉は、その誤解をもたらす名称にもかかわらず、受信機と送信機(例えば基地局と移動体装置、又はその逆)の間のPN位相エラーの粗い訂正を指し、(PN符号の位相エラーではなく)PN符号自体が検出される処理を指すものではない。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
スマートアンテナの重み付けベクトルが所望の信号のDOAに対応しない場合、(スマートアンテナは他のDOAからの信号を抑圧することから)PN符号捕捉は困難である可能性がある。潜在的なこの問題点に起因して、既存のシステムは、PN捕捉の目的ではM個のアレー素子のうちのただ1つの(無指向性)素子の出力を用いている。エフ.アダチ(F. Adachi),エム.サワハシ(M. Sawahashi)及びエイチ.スダ(H. Suda)の“次世代移動体通信システムのための広帯域DS−CDMA(Wideband DS-CDMA for Next-Generation Mobile Communications Systems)”,IEEEコミュニケーションズ・マガジン(IEEE Communications Magazine),56−69ページ,1998年9月,(“アダチほか”)を参照されたい。このように、スマートアンテナの利益(例えば、スマートアンテナが潜在的に有する利得)はPN符号捕捉に使用されていない。このことは、以下のようなもう1つの問題を生じさせる。すなわち、基地局におけるスマートアンテナの利得が高いと期待されるのでシステム内の移動体装置は信号を低電力で送信することがあり、結果として、ただ1つの素子が使用される場合に、基地局で受信される信号対干渉プラス雑音比(SINR)がPN符号捕捉にとって不十分になることがある。
【0005】
【課題を解決するための手段】
本発明は、アンテナアレーの複数の素子と適応的なしきい値とを使用する効率的なPN符号捕捉機構である。本発明はCDMA無線通信にとって特に有用であり、特に直接拡散(DS−)CDMA無線通信にとって有用である。好適な実施形態の基本的な構造は、従来型のPN相関探索器と、適応型ビーム形成器と、適応的しきい値設定回路との組み合わせである。複数のチップより成る各観測区間の間、適応型ビーム形成器は、試行的なPN符号位相エラーで逆拡散されて累算された受信信号を入力として用いて、複数のスマートアンテナ素子(ここで使われているように、スマートアンテナ素子は、集合的にスマートアンテナを形成する複数のアンテナのアレーにおける、1つの無指向性アンテナのような単一のアンテナを指す)に対する重み付けベクトルを、好適にはチップレートで適応的に更新する。適応型ビーム形成器は、この目的のための多数のアルゴリズムのうちの任意の1つを使用することができる。ある好適な実施形態では、正規化された最小平均2乗アルゴリズムが使用される。次に、観測期間にわたってアレー内の各アンテナによって受信された信号の累算された値に、適応型ビーム形成器のアルゴリズムによって計算されたスマートアンテナの重み付けベクトルの対応する最終的な重みで重み付けすることにより、空間的に相関された信号が形成される。次いで、この空間的に相関された信号はあるしきい値と比較され、PN符号捕捉が発生したか否かが決定される。当該しきい値が超過されていれば、PN符号捕捉が宣言される。そうでなければ、新しい試行的なPN符号位相エラーが選択され、処理が反復される。
【0006】
従来のシリアル探索アルゴリズムでは、PN符号捕捉のための上述のしきい値は固定されていて、与えられた誤警報確率Pfと与えられたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Eb/Ioとから計算されることが可能である。しかしながら、実際の移動体フェージング環境では、Eb/Ioはしばしば変化する。好適な実施形態では、効率的なPN符号捕捉のために、適応的しきい値設定アルゴリズムが使用されて、変化する環境に適応される。クウォンヒュー・チョイ(Kwonhue Choi),キヨンフーン・チュン(Kyungwhoon Cheun)及びクアンゴク・リー(Kwanggeog Lee)の“レイリーフェージング及びガウスパルスを有する妨害下における瞬間の電力でスケーリングされた検出しきい値を使用する適応型PN符号捕捉(Adaptive PN code Acquisition Using Instantaneous Power-Scaled Detection Threshold Under Rayleigh Fading and Gaussian Pulsed Jamming)”,第4回CDMA国際会議(The 4th CDMA International Conference),プロシーディングズVol.II,162−169ページ,ソウル,韓国,1999年9月8−11日(“チョイほか”)では、単一のアンテナ素子を有する受信機に対して適応的しきい値設定アルゴリズムが解析されている。これにより、“チョイほか”の内容は参照によりここに含まれる。本発明は、複数のアレー素子を有する受信機のための適応的しきい値設定アルゴリズムを開発するものである。好適な実施形態において、適応的しきい値設定回路は実際には平均電力評価器である。適応型ビーム形成器は重み付けベクトルw(i)を適応的に更新し、一方で、電力評価器は、NTc秒の各観測区間にわたって、PN符号で逆拡散される前の瞬間の受信信号及び干渉電力を評価する。次いで、評価された電力の平均値は、固定された基準しきい値をスケーリングして、PN符号捕捉が達成されているか否かを決定するために用いられる上述の適応的なしきい値を生成するために使用される。例えば、M=5素子を用いる提案されたPN符号捕捉機構によるPN符号捕捉時間は、与えられたSINRにおいて、PN符号捕捉のために単一の素子のみが使用されるアダチほかに説明されたシステムのようなシステムのPN符号捕捉時間よりも210%だけ短縮されることが可能である。
【0007】
本発明の1つの態様においては、PN符号捕捉システムは、基地局に複数のアンテナが存在する場合の当該基地局に適用されてもよい。本発明のもう1つの態様によれば、本システムは、移動体局にスマートアンテナが存在する場合の当該移動体局に適用される。
【0008】
【発明の実施の形態】
本発明の特徴、目的及び優位点は、複数の図面に関連して理解されるときに以下に述べる詳細な説明からより明らかとなるであろう。図面を通じて、同様の参照記号は対応するものを識別している。
【0009】
以下の詳細な説明において、チップレート及びスマートアンテナアレー内の素子数のような多くの特定の詳細事項は、本発明の完全な理解をもたらすために例示的に提示されたものである。好適な実施形態に関連して議論される詳細事項は、本発明を限定するものとして解釈されるべきではない。
【0010】
本発明は、以下において、CDMA無線通信システムにおける移動体から基地局への逆方向リンクのコンテキストで説明される。しかしながら、本発明は、順方向リンクのPN符号捕捉にも等しく適用可能である。本発明はまた、直接拡散CDMA(DS−CDMA)システムに特に適切であると信じられ、よってここでも同じコンテキストで議論されるが、DS−CDMAシステムに限定されるものと理解されるべきではない。
【0011】
図1は、本発明の一実施形態に従って構成された、DS−CDMAシステムのための提案されたPN符号捕捉機構のブロック図である。スマートアンテナアレーの各素子101から受信された入力信号r’(t)は、復調器102及び整合フィルタ103を介して送られる。各整合フィルタ103の出力は、チップサンプラ104によってチップレートでサンプリングされ、かつ相関器105によって試行的なPN符号位相エラーと相関される(逆拡散される)。相関器105の出力は累算器106によって記憶される。累算器106の出力は、スマートアンテナの重み付けベクトルの更新処理によって使用される。
【0012】
好適な実施形態では、スマートアンテナの重み付けベクトルはLMSアルゴリズムを用いて更新される。非常に好適な実施形態では、重み付けベクトルを更新するために、エス・ヘイキン(S. Haykin)の“適応型フィルタ理論(Adaptive Filter Theory)”,第3版,プレンティスホール(Prentice Hall),アッパーサドルリバー(Upper Saddle River),ニュージャージー,1996年(“ヘイキン”)に説明されている正規化された最小平均2乗(LMS)アルゴリズムが使用される。また、“適応収束パラメータを用いたスマートアンテナ”と題され、2000年7月5日に出願され、共通に譲渡された同時係属中の米国出願第09/610,470号において議論されたアルゴリズムを含む他のベクトル更新アルゴリズムも可能である。ベクトルの更新は、LMSアルゴリズムである必要はない。NTc秒(ここで、Tcはチップ周期であり、Nは1つの観測区間におけるチップ期間の個数である。)である各観測区間の間、適応型ビーム形成器107は、好適にはチップレートで、重み付けベクトルw(i)を適応的に更新する。適応型ビーム形成器107への入力は、上述のような試行的なPN符号位相エラーを用いた逆拡散の後段の累算器106の出力である。
【0013】
好適な実施形態では、ベクトルの更新処理は、観測区間が開始した後に始まる。このことは、処理電力を節約するために行われる。更新が開始するサンプル時刻のインデックスi=Ns(iはチップ又はサンプル時刻のインデックス)は、適応型アルゴリズムが収束するために必要とされる時間を反映して選択される。例えば、上述の正規化されたLMSアルゴリズムを使用し、かつ観測期間におけるチップ数Nが256に等しい好適な実施形態では、Nsは192に選択される、これは、256−192=64回のアルゴリズムの反復をもたらす。このことは、当該アルゴリズムが典型的には約40回の反復を実行して収束するという事実を反映し、かつ安全係数を含んでいる。
【0014】
第1の観測区間では、更新処理はi=N−2で終わる。最良の重み付けベクトルw optと見なされうる、1つの観測区間において更新アルゴリズムによって計算される最後の重み付けベクトルw(N−1)は、i=N−1における最後の累算出力を用いてアンテナアレーの空間相関出力
【数1】
を発生させるために使用される。次に、
【数2】
の2乗(平方値)が適応的なしきい値(後に詳述される)と比較され、PN符号捕捉が達成されたか否かが決定される。しきい値が超過されていれば、PN符号はすでに捕捉されていて処理は終了する。そうでなければ、新しい試行的なPN符号位相エラーが選択され、アルゴリズムが反復される。重み付けベクトルの適応化は、PN符号捕捉が達成されるまで、それぞれ連続するNTc秒の観測区間において実行される。
【0015】
好適なLMSアルゴリズムは、1チップ期間毎に5M回の計算のみを必要とする。ここで、Mはアンテナアレー素子101の個数である。更新レートは、1.2288Mcpsのチップレートと同様に、十分に小さくすることができる。本発明は、PN符号相関探索器のために好適にはアレーにおけるすべてのアレー素子101を使用するが、既存の文献(“アダチほか”)では1つの素子のみが使用される。
【0016】
以下の議論は、上述された処理をさらに詳しく説明するものである。複数のアレーアンテナ素子101は、実質的に同一であって任意の方向に対して同じ応答を有すると仮定され、アンテナの間隔は搬送波の波長の2分の1である。アレー応答ベクトルは、次式のように表されうる。
【0017】
【数3】
a 0(θ)=[1 e−jπsinθ … e−jπ(M−1)sinθ]T
【0018】
ここで、θは所望のユーザ信号からのDOAであり、Tは転置を表す。m番目の素子で受信される信号は、次式のように表されうる。
【0019】
【数4】
【0020】
ここで、Pは受信信号の電力であり、α(t)及びφ(t)はそれぞれフェージング振幅及び位相であり、b(t)は情報データであり、c(t)はPN拡散シーケンスであり、wc及び
【数5】
はそれぞれ角度搬送波周波数及び位相であり、Tcはチップ間隔であり、τは基準からオフセットされたPN符号位相であり、これは0とPNシーケンス周期Lとの間に一様に分布したランダム整数であると仮定されている。数4におけるnm,BPF(t)は、相加性白色ガウス雑音(AWGN)の帯域通過干渉プラス雑音信号を表す。簡単化のために、単一のパスを有するフェージングチャンネルが仮定されている。本発明はマルチパスチャンネルにも適用可能である。簡単化のために、ここでは、試行的なPN符号シーケンスをTcだけシフトする簡単化された探索が考察される。PN符号の位相は、完全な探索ではチップ間隔の何分の1かでシフトされることが可能であるが、このことは長いシミュレーション時間を必要とする。簡単化のために、シングルドウェル(single dwell;1回の停留)が仮定されている。本発明は、完全なPN符号探索及びマルチドウェル(multi-dwell;複数回の停留)のPN符号探索にも適用可能である。PN符号拡散シーケンスc(t)は、次式のように表される。
【0021】
【数6】
【0022】
ここで、等しい確率でc(i)∈{1,−1}であり、
【数7】
は単位振幅及び継続時間Tcを有する矩形形状パルスである。ノンコヒーレントPN符号のシングルドウェルのシリアル探索が使用されるので、搬送波の同期化は仮定されていない。また、パイロットシンボルではなくパイロットチャンネルが使用されること、すなわち、cdma2000におけるパイロットチャンネルのように、すべての時刻に対してb(t)=1であることが仮定されている。よって、搬送波周波数によるダウンコンバージョン後のm番目の素子における等価ベースバンド信号rm(t)は、次式のように表されうる。
【0023】
【数8】
【0024】
ここで、
【数9】
nm(t)=nm I(t)+jnm Q(t)
は平均ゼロと分散I0とを有する複素AWGNである。整合フィルタH*(f)103の出力はチップレートでサンプリングされ、サンプルrm(i)は、次式のように表される。
【0025】
【数10】
【0026】
ここで、i及びEcはそれぞれ、チップのインデックス及びチップエネルギーを表す。105においてローカルなPN符号と相関した後で、rm(i)は次式になる。
【0027】
【数11】
【0028】
ここで、
【数12】
は推定されたPN符号位相であり、また、次式が成り立つ。
【0029】
【数13】
【0030】
すべてのアンテナ素子の出力は、次式のようにベクトル形式で表されうる。
【0031】
【数14】
【0032】
ここで、
【数15】
は、数3のa 0(θ)に比べて変形されたアレー応答ベクトルと見なすことができる。PN符号位相シフトのために、NTcである観測区間(又は観測間隔)を仮定する。エネルギーは、PN逆拡散105の後、各分岐におけるすべてのチップで蓄積される。m番目の分岐のiTcにおける累算器106の出力は、次式のように表されうる。
【0033】
【数16】
【0034】
ここで、第1の観測区間に対してi=0,1,…,N−1であり、m=1,2,…,Mである。適応型ビーム形成器107は、好適には、第1の観測区間の間、i=Nsにおいて重み付けベクトルw(i)の適応的な更新を開始し、i=N−2において更新を終了する。(当業者は、これより早くかあるいはより遅く更新を開始することが可能であり、さらには観測区間の開始と同時に早くも更新を開始することも可能であるということを認識するであろう。)PN符号が捕捉されるまで、他の観測区間に対して同じ処理が適用される。重み付けベクトルを更新するために、正規化されたLMSアルゴリズムが使用される。この重み付けベクトルの適応化は、NTc秒の観測区間毎に実行される。適応型ビーム形成器107への入力は、次式のように表される。
【0035】
【数17】
y(i)=[y1(i) y2(i) … yM(i)]T
【0036】
最良の重み付けベクトルw optと見なされうる、1つの観測区間における最後の重み付けベクトルw(N−1)は、最後の累算出力y(N−1)を用いて空間相関出力
【数18】
を発生させるために使用される。アンテナアレーの空間相関出力
【数19】
109は、次式のように表されうる。
【0037】
【数20】
【0038】
ここで、Hはエルミート転置、すなわち共役転置を意味し、
【数21】
w(N−1)=w opt=[wopt1 wopt2 … woptM]H
であり、かつ、
【数22】
zj=woptmxm(i),j=(m−1)N+i+1
である。110の最終的な決定変数Zは正規化され、次式のように表される。
【0039】
【数23】
【0040】
先に議論した通り、この最終的な決定変数Zは、次に、PN符号捕捉が達成されているか否かを決定するために、好適には適応的しきい値設定回路108によって計算される適応的なしきい値である、しきい値と比較される。好適な実施形態では、適応的しきい値設定回路108は各観測区間NTcの間の平均電力を評価する。図1を参照しかつ
【数24】
│rm(i)│2=│xm(i)│2を考慮すると、平均電力
【数25】
を、次式のように求めることができる。
【0041】
【数26】
【0042】
Zが、スケーリングされたしきい値
【数27】
より大きければ、PN符号捕捉が宣言され、シングルドウェルのシリアル探索に対する追跡ループがトリガーされる。ここで、kは固定された基準しきい値である。そうでなければ、捕捉機構はローカルに発生されたPN符号位相をシフトし(すなわち、新しい試行的なPN符号位相エラーを生成し)、探索器は適正なPN符号位相が主張される(すなわち、PN符号捕捉が達成される)まで動作し続ける。
【0043】
Zが
【数28】
より大きくなる確率は、次式で与えられる。
【0044】
【数29】
【0045】
誤警報確率Pf及び後の検出確率Pdの導出を簡単化するため、新たな決定変数U及びVを使用して数29を、次式のように書き直す。
【0046】
【数30】
【0047】
ここで、
【数31】
【数32】
である。
【0048】
ここで、
【数33】
は数20で与えられているzjの標本平均であり、
【数34】
は、次式で与えられるzjの標本分散を示している。
【0049】
【数35】
【0050】
受信されるPN符号とローカルなPN符号とが同じ位相で整列(アラインメント)されている仮説H1の下では、数30は数36のように検出確率Pdを与え、PN符号の位相がずれている仮説H0の下では、数30は数37のように誤警報確率Pfを与える。
【0051】
【数36】
Pd=Pr{U>V|H1}
【数37】
Pf=Pr{U>V|H0}
【0052】
数31及び数32から、Pd及びPfの両方は、k<0のとき1に等しく、k>1のとき両方とも0に等しくなることが観察されている。よって、本発明では、0と1の間のkの範囲に注目する。
【0053】
以下は、理論的な解析である。振幅α(i)及び位相φ(i)は各観測時間NTcにわたって一定のままであるが複数の観測区間の間で独立であるように、遅いレイリーフェージングチャンネルを仮定する。すると、第1の観測区間に関して、α(i)及びφ(i)は次式のように表されうる。
【0054】
【数38】
α(i)=α,0≦i≦N−1
【数39】
φ(i)=φ,0≦i≦N−1
【0055】
ここで、α及びφは定数である。従って、第1の観測区間に関して数13は、次式のようになる。
【0056】
【数40】
【0057】
ここで、φmは定数である。
【0058】
(1)PN符号が同期化されている場合。
この場合は、次式が成り立つことを意味する。
【0059】
【数41】
【0060】
理論的な解析のために、われわれは、数15における変形されたアレーベクトルに等しい完全な重み付けベクトルw pftを適用し、PN符号が同期化されている場合の理想的な性能を達成する。言い替えれば、PN符号が同期化されているときは、1つの観測区間の終わりの期間Ns≦i≦N−1の間に、スマートアンテナが所望のユーザ信号のDOAを次式として完全に追跡可能であるということをわれわれは仮定している。
【0061】
【数42】
w pft=a(φ)
【0062】
実際には、スマートアンテナは、所望のユーザのDOAを完全に追跡することはできない。数42における理想的な場合は、検出確率Pdの上限及び下限及び平均捕捉時間Tacqをそれぞれ提供する。数42は、次式であることを含意している。
【0063】
【数43】
【0064】
数11、数41及び数43を数22へ代入すると、次式を得る。
【0065】
【数44】
【0066】
ここで、
【数45】
であり、これはゼロ平均及びI0に等しい分散を有する複素AWGN変数であることが容易に示されうる。数44を数20へ代入すると、次式の標本平均を得る。
【0067】
【数46】
【0068】
ここで、
【数47】
はゼロ平均及びI0/MNに等しい分散を有する複素AWGN変数である。数44及び数46を数31及び数32へ代入すると、次式を得る。
【0069】
【数48】
【数49】
【0070】
ここで、
【数50】
はnjの標本分散である。数48から、決定変数は、その条件付き確率密度関数が次式となる非心カイ2乗分布を有するということが分かる。
【0071】
【数51】
【0072】
ここで、I0(x)は第1種のゼロ次変形ベッセル関数であり、αはレイリー分布を有し、その確率密度関数は次式となる。
【0073】
【数52】
【0074】
ここで、σf 2は平均フェージングチャンネル電力である。同期したときのUの確率密度関数(pdf)は、次式となる。
【0075】
【数53】
【0076】
ここで、
【数54】
β=(1−k)(MNEcσf 2+I0)
である。
【0077】
数49から、決定変数Vは自由度2(MN−1)の中心カイ2乗分布(central chi-square distribution)を有することが分かり、その確率密度関数は次式となる。
【0078】
【数55】
【0079】
ここで、
【数56】
σ2=kI0/2
である。
【0080】
ガウス分布からサンプリングされる場合、標本平均及び標本分散は統計的に独立であるので、数48及び数49からU及びVは統計的に独立であることが分かる。従って、検出確率は次式のように導出されることが可能である。
【0081】
【数57】
【0082】
(2)PN符号が同期化されていない場合。
この場合は、次式を意味する。
【0083】
【数58】
【0084】
スマートアンテナのビーム形成方向は、所望のユーザ信号のDOAとは異なるものと仮定する。PN符号が同期化されていないときは、これは一般的に真である。一般性を失うことなく、重み付けベクトルが次式のように表されうると仮定する。
【0085】
【数59】
【0086】
数57は、次式であることを含意する。
【0087】
【数60】
【0088】
数11、数58及び数60を数22へ代入すると、次式を得る。
【0089】
【数61】
【0090】
zjは、ゼロ平均及び(Ecσf 2+I0)に等しい分散を有する複素AWGN変数n0であることが分かる。数61は、次式のように書き直されることが可能である。
【0091】
【数62】
zj=n0
【0092】
数62を数20へ代入すると、次式を得る。
【0093】
【数63】
【0094】
これもまた、ゼロ平均及び(Ecσf 2+I0)/(MN)に等しい分散を有する複素AWGN変数n0である。数62及び数63を数31及び数32へ代入すると、次式を得る。
【0095】
【数64】
【数65】
【0096】
ここで、次式はn0の標本分散である。
【0097】
【数66】
【0098】
サブセクション(1)の場合と同様に、決定変数U及びVはそれぞれ自由度2及び2(MN−1)を有する中心カイ2乗分布に従い、それらの確率密度関数は次式で与えられるということがわかる。
【0099】
【数67】
【数68】
【0100】
ここで、
【数69】
β=(1−k)(Ecσf 2+I0)
【数70】
σ2=k(Ecσf 2+I0)/2
である。
【0101】
サブセクション(1)の場合と同様に、ガウス分布からサンプリングされる場合に標本平均及び標本分散は統計的に独立であるという事実に起因して、数64及び数65から、U及びVは統計的に独立であるということが分かる。従って、誤警報確率は、次式のように導出されることが可能である。
【0102】
【数71】
【0103】
誤警報確率Pfはk、M及びNのみの関数であり、Ec及びI0に依存しないということが観察される。従って、適応的しきい値アルゴリズムは、一定の誤警報レート(CFAR)をほぼ達成することができる。
【0104】
図2は、本発明を使用する提案されたPN符号捕捉システムの対応するフローチャートを示す。図2におけるすべてのベクトルはM個の要素を有する。ここで、Mはアンテナ素子の数である。最初に、われわれは、図1におけるチップサンプラ104の出力によって形成される、ブロック201の受信されたシーケンスr(i)から開始する。ここで、iは時間のインデックスである。次に、ブロック202におけるx(i)(逆拡散された信号)は、相関器105の出力によって形成される。次に、ブロック203におけるy(i)は、累算器106の出力から形成される。ブロック203の出力は次に、ブロック204及びブロック208において使用される。i=Nsにおいて、適応型ビーム形成器107は重み付けベクトルw(i)の更新を開始する。ブロック205における
【数72】
W 0=(1 1 … 1)H
は、i=Nsにおける最初の重み付けベクトルである。ブロック204では、適応型ビーム形成器107への入力は
【数73】
であるが、これは正規化されたy(i)である。ブロック204の出力は、ブロック206で重み付けベクトルを更新する際に使用される。ブロック206は、適応型ビーム形成器107のためのLMSアルゴリズムを示す。ブロック206に示されたように、各更新で重み付けベクトルの中間の値w(i)が形成され、次にこれが後続の更新で使用される。ブロック206からの更新された重み付けベクトルは、ブロック207へ出力される。i=N−1において、ブロック207に示された最終的な重み付けベクトルは、ブロック208に示された最終的な累算器の出力と乗算されて、ブロック209で空間相関出力109である
【数74】
が発生される。ブロック210は、ブロック209の出力を使用して
【数75】
の大きさ(振幅)の2乗(平方値)を計算し、110の決定変数Zを得る。これは、ブロック212へ出力される。ブロック211では、ブロック201及び207の出力を利用して電力が評価される。ブロック212では、ブロック211で示される適応的しきい値設定回路108の出力によってスケーリングされたしきい値とZが比較され、次いで、PN符号捕捉を宣言するか否かに関する決定が下される。
【0105】
理論上の結果を立証するため、本発明の一実施形態に従って構成されたPN符号捕捉機構を用いてシミュレーションが行われた。シミュレーションのパラメータは以下のように説明される。Pf=0.01と、アンテナ素子数M=1,3及び5と、Ns=192と、N=256と、ビットレート=9600ビット/秒と、チップレート=1.2288×106チップ/秒と、ペナルティ係数Kp=256とが仮定された。固定された基準しきい値kは、適応的なしきい値の場合に対してPfが0.01となることを保証するように選択された。1素子の場合ではk=0.0179が、3素子の場合ではk=0.0108が、5素子の場合ではk=0.0089が選択された。固定された基準I0は、適応的でないしきい値の場合に対して、式(59)のPfがEb/Io=−15dBにおいて0.01に等しくなるように選択された。シミュレーションでは、1チップ毎に1つのサンプルを採った。フェージング環境としては、ジェイクス(Jakes)のフェージングモデルが使用された。フェージングの場合では、平均フェージングチャンネル電力σf 2=1、速度v=80マイル/時、及び搬送波周波数fc=900MHzが選択された。拡散係数128及びEb/Io=128Ec/Ioが使用された。ここで、Ebは情報ビットエネルギーである。表1に、シミュレーションのパラメータがまとめられている。
【0106】
【表1】
【0107】
図3は、本発明の一実施形態に従って構成されたPN符号捕捉機構による、フェージング環境下での、M=1,3及び5の場合における、dBで表されたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Eb/Ioに対する理論及びシミュレーションの誤警報確率Pfを示す。M=1,3及び5の場合に対するシミュレーション上のPfは、理論上のPf=0.01付近でごくわずかに変動している。シミュレーション上のPfはEb/Ioが増大しても増大しないが、適応的でないしきい値の方式ではPfが増大する。このことは、本発明がCFARをほぼ達成でき、かつ受信される信号電力の変動に対して頑健であるということを意味する。
【0108】
図4は、本発明の一実施形態に従って構成されたPN符号捕捉機構による、フェージング環境下での、M=1,3及び5における、dBで表されたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Eb/Ioに対する、理論及びシミュレーションの検出確率Pdを示す。Pd=0.8では、M=3及び5の場合のシミュレーション結果が、M=1の場合に比較して、SINRでそれぞれ3.5dB及び4.9dBの改善を示している。
【0109】
図5は、本発明の一実施形態に従って構成されたPN符号捕捉機構による、フェージング環境下での、M=1,3及び5における、dBで表されたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Eb/Ioに対する、理論及びシミュレーションの平均捕捉時間Tacqを示す。Tacq=104NTcでは、M=3及び5の場合は、M=1の場合に比べて、SINRでそれぞれ2.7dB及び4.2dBだけ改善されることが可能である。ゆえに、基地局が本発明を採用すると、ランダムアクセスユーザは、単一のアンテナの場合よりも少ない電力で信号を送ることができる。干渉は低減されることが可能であり、システムの容量は増大されることが可能である。あるいはEb/Io=−10dBでは、M=5素子の提案されたPN符号捕捉機構によるPN符号捕捉時間は、“アダチほか”における単一の素子の既存のPN符号捕捉機構に比べて、大幅に、例えば210%も短縮されることが可能である。シミュレーション結果は、M≧2において理論上の結果とは異なることが観察される。これは、スマートアンテナの重み付けベクトルは所望のユーザ信号のDOAのアレー応答ベクトルとは完全に一致しないが、理論上の結果に対して、完全な重み付けベクトルが仮定されていたからである。
【0110】
結論として、スマートアンテナ及び本発明の適応的なしきい値設定を使用するPN符号捕捉機構は、受信される信号電力の変動に対して頑健であり、M=5素子が使用される場合には、同じ検出確率を達成するためにPN符号捕捉時間で210%又はSINRで少なくとも4.5dBだけ性能を改善させることが可能である。
【0111】
当業者は、本発明を実施するための様々な代替の設計及び実施形態が可能であるということを容易に認識するであろう。例えば、上ではシングルドウェルについて説明しているが、本発明は、例えばダブルドウェル、シリアル及び完全探索である他のPN探索にも等しく適用可能である。それに加えて、当業者は、ここで説明された様々な装置(累算器など)がハードウェア及び/又はソフトウェアで実装されうることを認識するであろう。ゆえに、本発明は、ここに特に説明されているもの以外の方法であっても、添付の請求の範囲に記載された範囲内において実施可能であることは理解されなければならない。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の一実施形態に従って構成された、DS−CDMAシステムのための提案されたPN符号捕捉機構のブロック図である。
【図2】 本発明の一実施形態に従って構成された、DS−CDMAシステムのための提案されたPN符号捕捉機構のフローチャートである。
【図3】 フェージング環境下での、M=1,3及び5素子の場合における、dBで表されたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Eb/Ioに対する理論及びシミュレーションの誤警報確率Pfを示し、本発明の一実施形態に従って構成されたPN符号捕捉機構が、受信される信号電力の変動に対して頑健であることを示す図である。
【図4】 フェージング環境下での、M=1,3及び5素子における、dBで表されたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Eb/Ioに対する、理論及びシミュレーションの検出確率Pdを示し、本発明の一実施形態に従って構成されたPN符号捕捉機構が検出確率Pdを大幅に改善することを示す図である。
【図5】 フェージング環境下での、M=1,3及び5素子における、dBで表されたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Eb/Ioに対する、理論及びシミュレーションの平均捕捉時間Tacqを示し、本発明の一実施形態に従って構成されたPN符号捕捉機構が平均捕捉時間Tacqを大幅に改善することを示す図である。
【符号の説明】
101…アンテナアレー素子、
102…復調器、
103…整合フィルタ、
104…チップサンプラ、
105…相関器、
106…累算器、
107…適応型ビーム形成器、
108…適応的しきい値設定回路、
109…空間相関出力、
110…決定変数。
Claims (48)
- 擬似雑音(PN)符号を捕捉する方法であって、
スマートアンテナアレーにおける複数の素子から所定のサンプリングレートで取得された複数の逆拡散されたサンプルを累算するステップを含み、上記複数のサンプルは、試行的なPN符号位相エラーによってシフトされたPN符号を使用して逆拡散され、各素子に対して別個の累算値が保持され、
上記逆拡散されて累算された複数のサンプルに基づいてアンテナアレーの重み付けベクトルを更新するステップと、
各素子からの上記逆拡散されて累算された複数のサンプルに、上記更新されたアンテナアレーの重み付けベクトルからの対応する重みで重み付けし、かつ上記重み付けされた複数のサンプルを合成することによって空間的に相関された信号を形成するステップと、
上記空間的に相関された信号をしきい値と比較してPN符号捕捉が達成されたか否かを決定するステップと、
PN符号捕捉が達成されていなければ、新しい試行的なPN符号位相エラーを選択して、上記累算するステップと上記更新するステップと上記形成するステップと上記比較するステップとを反復するステップとを含む方法。 - 上記サンプリングレートはチップレートに等しい請求項1記載の方法。
- 上記サンプリングレートはチップレートより速い請求項1記載の方法。
- 上記更新するステップは、最小平均2乗アルゴリズムを使用して実行される請求項1記載の方法。
- 上記更新するステップは、正規化された最小平均2乗アルゴリズムを使用して実行される請求項1記載の方法。
- 上記しきい値は固定されている請求項1記載の方法。
- 上記しきい値は適応的である請求項1記載の方法。
- 上記適応的なしきい値は、評価された電力に基づいて決定される請求項7記載の方法。
- 上記電力を評価する処理は、
各素子から受信された逆拡散されていない信号を累算して複数の累算された拡散信号を形成するステップと、
各素子からの累算された各拡散信号に、上記更新されたアンテナアレーの重み付けベクトルからの対応する重みで重み付けするステップと、
上記累算されて重み付けされた複数の拡散信号を合成するステップとを含む請求項8記載の方法。 - 上記累算されて重み付けされて合成された拡散信号を平均化するステップをさらに含む請求項9記載の方法。
- 上記累算するステップは、1つの観測期間におけるサンプル数より1個だけ少ない数のサンプルに対して実行される請求項1記載の方法。
- 上記更新するステップは上記サンプリングレートとほぼ等しいレートで実行される請求項1記載の方法。
- 上記更新するステップは、1つの観測期間におけるサンプル数より2個だけ少ない数のサンプルに対して実行される請求項12記載の方法。
- 上記更新するステップは、1つの観測期間におけるサンプル数より2個だけ少ない数よりも少ない数のサンプルに対して実行される請求項12記載の方法。
- 上記更新するステップが実行される上記サンプルの数は、上記アンテナアレーの重み付けベクトルを更新するために使用されるアルゴリズムの収束レートに基づく請求項14記載の方法。
- 上記累算するステップと、上記更新するステップと、上記形成するステップと、上記比較するステップと、上記選択するステップとは、基地局で実行される請求項1記載の方法。
- 上記累算するステップと、上記更新するステップと、上記形成するステップと、上記比較するステップと、上記選択するステップとは、移動体装置で実行される請求項1記載の方法。
- 上記基地局は符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項16記載の方法。
- 上記基地局は直接拡散符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項16記載の方法。
- 上記移動体装置は符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項17記載の方法。
- 上記移動体装置は直接拡散符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項17記載の方法。
- 上記累算するステップと、上記更新するステップと、上記形成するステップと、上記比較するステップと、上記選択するステップとは、逆方向リンクに対して実行される請求項1記載の方法。
- 上記累算するステップと、上記更新するステップと、上記形成するステップと、上記比較するステップと、上記選択するステップとは、順方向リンクに対して実行される請求項1記載の方法。
- 複数のサンプルが累算される観測期間は、上記累算するステップの各反復に対して一定である請求項1記載の方法。
- 擬似雑音(PN)符号を捕捉する装置であって、
複数の素子を有するアンテナアレーの対応する素子から信号を受信するようにそれぞれ接続されることが可能な複数のチップサンプラと、
対応するチップサンプラから複数のサンプルを受信するようにそれぞれ接続された複数の逆拡散器と、
対応する逆拡散器から複数の逆拡散されたサンプルを受信するようにそれぞれ接続された複数の累算器と、
上記複数の累算器から逆拡散されて累算された複数のサンプルを受信するように接続され、更新されたアンテナアレーの重み付けベクトルを出力する適応型ビーム形成器と、
上記ビーム形成器から上記更新されたアンテナアレーの重み付けベクトルを受信しかつ上記各累算器から逆拡散されて累算されたサンプルを受信するように接続されたPN相関探索器とを備え、上記相関探索器は、上記複数の累算器からの複数の累算されたサンプルに上記更新されたアンテナアレーの重み付けベクトルからの対応する重みで重み付けして空間的に相関された信号を形成するように構成され、上記相関探索器はさらに、上記空間的に相関された信号をしきい値と比較してPN符号捕捉が達成されたか否かを決定するように構成される装置。 - 上記相関探索器に上記しきい値を供給するように接続された適応的なしきい値回路をさらに備えた請求項25記載の装置。
- 上記適応的なしきい値回路は平均電力計算機回路を備えた請求項26記載の装置。
- 上記適応的なしきい値回路は、
対応するチップサンプラの出力の平方値を受信するようにそれぞれ接続された複数の第2の累算器と、
最終的な累算値を受信するように各第2の累算器にそれぞれ接続された複数の乗算器とを備え、各乗算器はさらに、上記更新されたアンテナアレーの重み付けベクトルからの対応する重みに基づいた重みで、上記最終的な累算値に重み付けするように構成され、
上記複数の乗算器のそれぞれに接続されて上記複数の乗算器からの出力の総和を形成する加算器を備えた請求項26記載の装置。 - 上記しきい値は固定されている請求項25記載の装置。
- 上記複数のチップサンプラはチップレートでサンプリングするように構成された請求項25記載の装置。
- 上記複数のチップサンプラはチップレートより速いレートでサンプリングするように構成された請求項25記載の装置。
- 上記適応型ビーム形成器は最小平均2乗アルゴリズムを使用する請求項25記載の装置。
- 上記適応型ビーム形成器は正規化された最小平均2乗アルゴリズムを使用する請求項25記載の装置。
- 上記適応型ビーム形成器は上記サンプルレートにほぼ等しいレートで上記アンテナアレーの重み付けベクトルを更新する請求項25記載の装置。
- 各チップサンプラが当該アンテナアレーの対応する素子に接続されたアンテナアレーをさらに備えた請求項25記載の装置。
- 上記アンテナは基地局に設けられた請求項35記載の装置。
- 上記基地局は符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項35記載の装置。
- 上記基地局は直接拡散符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項35記載の装置。
- 上記アンテナは移動体装置に設けられた請求項35記載の装置。
- 上記移動体装置は符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項39記載の装置。
- 上記移動体装置は直接拡散符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項39記載の装置。
- 上記相関探索器は簡易探索を実行するように構成された請求項25記載の装置。
- 上記相関探索器は完全探索を実行するように構成された請求項25記載の装置。
- 上記相関探索器はシリアル探索を実行するように構成された請求項25記載の装置。
- 上記相関探索器はシングルドウェル探索を実行するように構成された請求項25記載の装置。
- 上記相関探索器はデュアルドウェル探索を実行するように構成された請求項25記載の装置。
- 上記相関探索器はマルチドウェル探索を実行するように構成された請求項25記載の装置。
- 上記アレー内の隣接する素子間の間隔は搬送波波長の2分の1にほぼ等しい請求項25記載の装置。
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