JP4047720B2 - 適応型アンテナアレーを用いたｐｎ符号捕捉 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般に無線電気通信に関し、特に、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）無線通信システムにおけるＰＮ符号捕捉に対するスマートアンテナのアプリケーションに関する。
【０００２】
【従来の技術】
第３世代（３Ｇ）の無線通信システムにおいて、特に、第３世代パートナーシッププロジェクトの“物理チャンネルと、物理チャンネルへのトランスポートチャンネルのマッピング（ＦＤＤ）（Physical Channels and Mapping of Transport Channels onto Physical Channels (FDD)）”，３ＧＰＰ技術仕様書（3GPP Technical Specification），ＴＳ２５．２１１，ｖ３．２．０，２０００年３月と、第３世代パートナーシッププロジェクトの“拡散と変調（ＦＤＤ）（Spreading and Modulation (FDD)）”，３ＧＰＰ技術仕様書，ＴＳ２５．２１３，ｖ３．２．０，２０００年３月と、第３世代パートナーシッププロジェクトの“ＦＤＤ：物理層プロシージャ（FDD: Physical Layer Procedures）”，３ＧＰＰ技術仕様書，ＴＳ２５．２１４，ｖ３．２．０，２０００年３月と（集合的に“３ＧＰＰ”）に記述されたもの等の広帯域（Ｗ）−ＣＤＭＡシステムや、あるいは、ＴＩＡの、ＣＤＭＡ２０００の物理層に関する中間報告のＶ＆Ｖテキスト（Interim V&V Text for CDMA2000 Physical Layer）（改訂８．３版），１９９９年３月１６日（“ＴＩＡ”）でのＣＤＭＡ２０００規格において、基地局でスマートアンテナ技術を使用するオプションが存在する。スマートアンテナは、空間ダイバーシティを使用することによって、所望のユーザによる複数の異なる到来方向の角度（ＤＯＡ）からの干渉信号を抑圧することができる。昨今、スマートアンテナ技術は、それらがより多くのユーザを高いサービス品質と最高で毎秒１．９２メガビット（Ｍｂｐｓ）までの高いデータレートとでサポートするので、大いに注目されている。スマートアンテナとスマートアンテナを使用するシステムアーキテクチャとの例は、“適応収束パラメータを用いたスマートアンテナ（Smart Antenna with Adaptive Convergence Parameter）”と題され、２０００年７月５日に出願された共通の所有者の同時係属中の米国出願シリアル番号第０９／６１０，４７０号と、“ＣＤＭＡ逆方向リンクのための位相較正を用いないスマートアンテナ（Smart Antenna with No Phase Calibration for CDMA Reverse Link）”と題され、２０００年９月１３日に出願された共通の所有者の同時係属中の米国出願シリアル番号第０９／６６１，１５５号と、“新しいセルラーアーキテクチャ（New Cellular Architecture）”と題され、２０００年９月２６日に出願された共通の所有者の同時係属中の米国出願シリアル番号第０９／６６９，６３３号とにおいて見出すことができる。これらすべての出願の内容は、この参照によりここに含まれる。
【０００３】
一般的にスマートアンテナ技術が関心を集めているにもかかわらず、基地局でスマートアンテナを用いるＣＤＭＡシステムでの擬似雑音（ＰＮ）符号捕捉に対しては、ほとんど注意が払われていない。ここで使われているように、ＰＮ符号捕捉は、当該技術において同期化と呼ばれる処理の一部を指す。同期化は、一般に２つの処理、すなわち、ＰＮ符号捕捉（ここで、既知のＰＮ符号に対する位相エラーが、特定された境界内にあるものと解決される−すなわちＰＮ位相符号エラーの粗い訂正）と、ＰＮ位相符号エラーの微小な差異が検出されて訂正されるＰＮ符号追跡とを含むものとされている。従って、ＰＮ符号捕捉は、その誤解をもたらす名称にもかかわらず、受信機と送信機（例えば基地局と移動体装置、又はその逆）の間のＰＮ位相エラーの粗い訂正を指し、（ＰＮ符号の位相エラーではなく）ＰＮ符号自体が検出される処理を指すものではない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
スマートアンテナの重み付けベクトルが所望の信号のＤＯＡに対応しない場合、（スマートアンテナは他のＤＯＡからの信号を抑圧することから）ＰＮ符号捕捉は困難である可能性がある。潜在的なこの問題点に起因して、既存のシステムは、ＰＮ捕捉の目的ではＭ個のアレー素子のうちのただ１つの（無指向性）素子の出力を用いている。エフ．アダチ（F. Adachi），エム．サワハシ（M. Sawahashi）及びエイチ．スダ（H. Suda）の“次世代移動体通信システムのための広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ（Wideband DS-CDMA for Next-Generation Mobile Communications Systems）”，ＩＥＥＥコミュニケーションズ・マガジン（IEEE Communications Magazine），５６−６９ページ，１９９８年９月，（“アダチほか”）を参照されたい。このように、スマートアンテナの利益（例えば、スマートアンテナが潜在的に有する利得）はＰＮ符号捕捉に使用されていない。このことは、以下のようなもう１つの問題を生じさせる。すなわち、基地局におけるスマートアンテナの利得が高いと期待されるのでシステム内の移動体装置は信号を低電力で送信することがあり、結果として、ただ１つの素子が使用される場合に、基地局で受信される信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）がＰＮ符号捕捉にとって不十分になることがある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、アンテナアレーの複数の素子と適応的なしきい値とを使用する効率的なＰＮ符号捕捉機構である。本発明はＣＤＭＡ無線通信にとって特に有用であり、特に直接拡散（ＤＳ−）ＣＤＭＡ無線通信にとって有用である。好適な実施形態の基本的な構造は、従来型のＰＮ相関探索器と、適応型ビーム形成器と、適応的しきい値設定回路との組み合わせである。複数のチップより成る各観測区間の間、適応型ビーム形成器は、試行的なＰＮ符号位相エラーで逆拡散されて累算された受信信号を入力として用いて、複数のスマートアンテナ素子（ここで使われているように、スマートアンテナ素子は、集合的にスマートアンテナを形成する複数のアンテナのアレーにおける、１つの無指向性アンテナのような単一のアンテナを指す）に対する重み付けベクトルを、好適にはチップレートで適応的に更新する。適応型ビーム形成器は、この目的のための多数のアルゴリズムのうちの任意の１つを使用することができる。ある好適な実施形態では、正規化された最小平均２乗アルゴリズムが使用される。次に、観測期間にわたってアレー内の各アンテナによって受信された信号の累算された値に、適応型ビーム形成器のアルゴリズムによって計算されたスマートアンテナの重み付けベクトルの対応する最終的な重みで重み付けすることにより、空間的に相関された信号が形成される。次いで、この空間的に相関された信号はあるしきい値と比較され、ＰＮ符号捕捉が発生したか否かが決定される。当該しきい値が超過されていれば、ＰＮ符号捕捉が宣言される。そうでなければ、新しい試行的なＰＮ符号位相エラーが選択され、処理が反復される。
【０００６】
従来のシリアル探索アルゴリズムでは、ＰＮ符号捕捉のための上述のしきい値は固定されていて、与えられた誤警報確率Ｐ_ｆと与えられたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Ｅ_ｂ／Ｉ_ｏとから計算されることが可能である。しかしながら、実際の移動体フェージング環境では、Ｅ_ｂ／Ｉ_ｏはしばしば変化する。好適な実施形態では、効率的なＰＮ符号捕捉のために、適応的しきい値設定アルゴリズムが使用されて、変化する環境に適応される。クウォンヒュー・チョイ（Kwonhue Choi），キヨンフーン・チュン（Kyungwhoon Cheun）及びクアンゴク・リー（Kwanggeog Lee）の“レイリーフェージング及びガウスパルスを有する妨害下における瞬間の電力でスケーリングされた検出しきい値を使用する適応型ＰＮ符号捕捉（Adaptive PN code Acquisition Using Instantaneous Power-Scaled Detection Threshold Under Rayleigh Fading and Gaussian Pulsed Jamming）”，第４回ＣＤＭＡ国際会議（The 4^th CDMA International Conference），プロシーディングズＶｏｌ．ＩＩ，１６２−１６９ページ，ソウル，韓国，１９９９年９月８−１１日（“チョイほか”）では、単一のアンテナ素子を有する受信機に対して適応的しきい値設定アルゴリズムが解析されている。これにより、“チョイほか”の内容は参照によりここに含まれる。本発明は、複数のアレー素子を有する受信機のための適応的しきい値設定アルゴリズムを開発するものである。好適な実施形態において、適応的しきい値設定回路は実際には平均電力評価器である。適応型ビーム形成器は重み付けベクトルｗ（ｉ）を適応的に更新し、一方で、電力評価器は、ＮＴ_ｃ秒の各観測区間にわたって、ＰＮ符号で逆拡散される前の瞬間の受信信号及び干渉電力を評価する。次いで、評価された電力の平均値は、固定された基準しきい値をスケーリングして、ＰＮ符号捕捉が達成されているか否かを決定するために用いられる上述の適応的なしきい値を生成するために使用される。例えば、Ｍ＝５素子を用いる提案されたＰＮ符号捕捉機構によるＰＮ符号捕捉時間は、与えられたＳＩＮＲにおいて、ＰＮ符号捕捉のために単一の素子のみが使用されるアダチほかに説明されたシステムのようなシステムのＰＮ符号捕捉時間よりも２１０％だけ短縮されることが可能である。
【０００７】
本発明の１つの態様においては、ＰＮ符号捕捉システムは、基地局に複数のアンテナが存在する場合の当該基地局に適用されてもよい。本発明のもう１つの態様によれば、本システムは、移動体局にスマートアンテナが存在する場合の当該移動体局に適用される。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の特徴、目的及び優位点は、複数の図面に関連して理解されるときに以下に述べる詳細な説明からより明らかとなるであろう。図面を通じて、同様の参照記号は対応するものを識別している。
【０００９】
以下の詳細な説明において、チップレート及びスマートアンテナアレー内の素子数のような多くの特定の詳細事項は、本発明の完全な理解をもたらすために例示的に提示されたものである。好適な実施形態に関連して議論される詳細事項は、本発明を限定するものとして解釈されるべきではない。
【００１０】
本発明は、以下において、ＣＤＭＡ無線通信システムにおける移動体から基地局への逆方向リンクのコンテキストで説明される。しかしながら、本発明は、順方向リンクのＰＮ符号捕捉にも等しく適用可能である。本発明はまた、直接拡散ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）システムに特に適切であると信じられ、よってここでも同じコンテキストで議論されるが、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムに限定されるものと理解されるべきではない。
【００１１】
図１は、本発明の一実施形態に従って構成された、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムのための提案されたＰＮ符号捕捉機構のブロック図である。スマートアンテナアレーの各素子１０１から受信された入力信号ｒ’（ｔ）は、復調器１０２及び整合フィルタ１０３を介して送られる。各整合フィルタ１０３の出力は、チップサンプラ１０４によってチップレートでサンプリングされ、かつ相関器１０５によって試行的なＰＮ符号位相エラーと相関される（逆拡散される）。相関器１０５の出力は累算器１０６によって記憶される。累算器１０６の出力は、スマートアンテナの重み付けベクトルの更新処理によって使用される。
【００１２】
好適な実施形態では、スマートアンテナの重み付けベクトルはＬＭＳアルゴリズムを用いて更新される。非常に好適な実施形態では、重み付けベクトルを更新するために、エス・ヘイキン（S. Haykin）の“適応型フィルタ理論（Adaptive Filter Theory）”，第３版，プレンティスホール（Prentice Hall），アッパーサドルリバー（Upper Saddle River），ニュージャージー，１９９６年（“ヘイキン”）に説明されている正規化された最小平均２乗（ＬＭＳ）アルゴリズムが使用される。また、“適応収束パラメータを用いたスマートアンテナ”と題され、２０００年７月５日に出願され、共通に譲渡された同時係属中の米国出願第０９／６１０，４７０号において議論されたアルゴリズムを含む他のベクトル更新アルゴリズムも可能である。ベクトルの更新は、ＬＭＳアルゴリズムである必要はない。ＮＴ_ｃ秒（ここで、Ｔ_ｃはチップ周期であり、Ｎは１つの観測区間におけるチップ期間の個数である。）である各観測区間の間、適応型ビーム形成器１０７は、好適にはチップレートで、重み付けベクトルｗ（ｉ）を適応的に更新する。適応型ビーム形成器１０７への入力は、上述のような試行的なＰＮ符号位相エラーを用いた逆拡散の後段の累算器１０６の出力である。
【００１３】
好適な実施形態では、ベクトルの更新処理は、観測区間が開始した後に始まる。このことは、処理電力を節約するために行われる。更新が開始するサンプル時刻のインデックスｉ＝Ｎ_ｓ（ｉはチップ又はサンプル時刻のインデックス）は、適応型アルゴリズムが収束するために必要とされる時間を反映して選択される。例えば、上述の正規化されたＬＭＳアルゴリズムを使用し、かつ観測期間におけるチップ数Ｎが２５６に等しい好適な実施形態では、Ｎ_ｓは１９２に選択される、これは、２５６−１９２＝６４回のアルゴリズムの反復をもたらす。このことは、当該アルゴリズムが典型的には約４０回の反復を実行して収束するという事実を反映し、かつ安全係数を含んでいる。
【００１４】
第１の観測区間では、更新処理はｉ＝Ｎ−２で終わる。最良の重み付けベクトルｗ _ｏｐｔと見なされうる、１つの観測区間において更新アルゴリズムによって計算される最後の重み付けベクトルｗ（Ｎ−１）は、ｉ＝Ｎ−１における最後の累算出力を用いてアンテナアレーの空間相関出力
【数１】

を発生させるために使用される。次に、
【数２】

の２乗（平方値）が適応的なしきい値（後に詳述される）と比較され、ＰＮ符号捕捉が達成されたか否かが決定される。しきい値が超過されていれば、ＰＮ符号はすでに捕捉されていて処理は終了する。そうでなければ、新しい試行的なＰＮ符号位相エラーが選択され、アルゴリズムが反復される。重み付けベクトルの適応化は、ＰＮ符号捕捉が達成されるまで、それぞれ連続するＮＴ_ｃ秒の観測区間において実行される。
【００１５】
好適なＬＭＳアルゴリズムは、１チップ期間毎に５Ｍ回の計算のみを必要とする。ここで、Ｍはアンテナアレー素子１０１の個数である。更新レートは、１．２２８８Ｍｃｐｓのチップレートと同様に、十分に小さくすることができる。本発明は、ＰＮ符号相関探索器のために好適にはアレーにおけるすべてのアレー素子１０１を使用するが、既存の文献（“アダチほか”）では１つの素子のみが使用される。
【００１６】
以下の議論は、上述された処理をさらに詳しく説明するものである。複数のアレーアンテナ素子１０１は、実質的に同一であって任意の方向に対して同じ応答を有すると仮定され、アンテナの間隔は搬送波の波長の２分の１である。アレー応答ベクトルは、次式のように表されうる。
【００１７】
【数３】
ａ _０（θ）＝［１ ｅ^{−ｊπｓｉｎθ} … ｅ^{−ｊπ（Ｍ−１）ｓｉｎθ}］^Ｔ
【００１８】
ここで、θは所望のユーザ信号からのＤＯＡであり、Ｔは転置を表す。ｍ番目の素子で受信される信号は、次式のように表されうる。
【００１９】
【数４】

【００２０】
ここで、Ｐは受信信号の電力であり、α（ｔ）及びφ（ｔ）はそれぞれフェージング振幅及び位相であり、ｂ（ｔ）は情報データであり、ｃ（ｔ）はＰＮ拡散シーケンスであり、ｗ_ｃ及び
【数５】

はそれぞれ角度搬送波周波数及び位相であり、Ｔ_ｃはチップ間隔であり、τは基準からオフセットされたＰＮ符号位相であり、これは０とＰＮシーケンス周期Ｌとの間に一様に分布したランダム整数であると仮定されている。数４におけるｎ_{ｍ，ＢＰＦ}（ｔ）は、相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）の帯域通過干渉プラス雑音信号を表す。簡単化のために、単一のパスを有するフェージングチャンネルが仮定されている。本発明はマルチパスチャンネルにも適用可能である。簡単化のために、ここでは、試行的なＰＮ符号シーケンスをＴ_ｃだけシフトする簡単化された探索が考察される。ＰＮ符号の位相は、完全な探索ではチップ間隔の何分の１かでシフトされることが可能であるが、このことは長いシミュレーション時間を必要とする。簡単化のために、シングルドウェル（single dwell；１回の停留）が仮定されている。本発明は、完全なＰＮ符号探索及びマルチドウェル（multi-dwell；複数回の停留）のＰＮ符号探索にも適用可能である。ＰＮ符号拡散シーケンスｃ（ｔ）は、次式のように表される。
【００２１】
【数６】

【００２２】
ここで、等しい確率でｃ（ｉ）∈｛１，−１｝であり、
【数７】

は単位振幅及び継続時間Ｔ_ｃを有する矩形形状パルスである。ノンコヒーレントＰＮ符号のシングルドウェルのシリアル探索が使用されるので、搬送波の同期化は仮定されていない。また、パイロットシンボルではなくパイロットチャンネルが使用されること、すなわち、ｃｄｍａ２０００におけるパイロットチャンネルのように、すべての時刻に対してｂ（ｔ）＝１であることが仮定されている。よって、搬送波周波数によるダウンコンバージョン後のｍ番目の素子における等価ベースバンド信号ｒ_ｍ（ｔ）は、次式のように表されうる。
【００２３】
【数８】

【００２４】
ここで、
【数９】
ｎ_ｍ（ｔ）＝ｎ_ｍ ^Ｉ（ｔ）＋ｊｎ_ｍ ^Ｑ（ｔ）
は平均ゼロと分散Ｉ_０とを有する複素ＡＷＧＮである。整合フィルタＨ^＊（ｆ）１０３の出力はチップレートでサンプリングされ、サンプルｒ_ｍ（ｉ）は、次式のように表される。
【００２５】
【数１０】

【００２６】
ここで、ｉ及びＥ_ｃはそれぞれ、チップのインデックス及びチップエネルギーを表す。１０５においてローカルなＰＮ符号と相関した後で、ｒ_ｍ（ｉ）は次式になる。
【００２７】
【数１１】

【００２８】
ここで、
【数１２】

は推定されたＰＮ符号位相であり、また、次式が成り立つ。
【００２９】
【数１３】

【００３０】
すべてのアンテナ素子の出力は、次式のようにベクトル形式で表されうる。
【００３１】
【数１４】

【００３２】
ここで、
【数１５】

は、数３のａ _０（θ）に比べて変形されたアレー応答ベクトルと見なすことができる。ＰＮ符号位相シフトのために、ＮＴ_ｃである観測区間（又は観測間隔）を仮定する。エネルギーは、ＰＮ逆拡散１０５の後、各分岐におけるすべてのチップで蓄積される。ｍ番目の分岐のｉＴ_ｃにおける累算器１０６の出力は、次式のように表されうる。
【００３３】
【数１６】

【００３４】
ここで、第１の観測区間に対してｉ＝０，１，…，Ｎ−１であり、ｍ＝１，２，…，Ｍである。適応型ビーム形成器１０７は、好適には、第１の観測区間の間、ｉ＝Ｎ_ｓにおいて重み付けベクトルｗ（ｉ）の適応的な更新を開始し、ｉ＝Ｎ−２において更新を終了する。（当業者は、これより早くかあるいはより遅く更新を開始することが可能であり、さらには観測区間の開始と同時に早くも更新を開始することも可能であるということを認識するであろう。）ＰＮ符号が捕捉されるまで、他の観測区間に対して同じ処理が適用される。重み付けベクトルを更新するために、正規化されたＬＭＳアルゴリズムが使用される。この重み付けベクトルの適応化は、ＮＴ_ｃ秒の観測区間毎に実行される。適応型ビーム形成器１０７への入力は、次式のように表される。
【００３５】
【数１７】
ｙ（ｉ）＝［ｙ_１（ｉ） ｙ_２（ｉ） … ｙ_Ｍ（ｉ）］^Ｔ
【００３６】
最良の重み付けベクトルｗ _ｏｐｔと見なされうる、１つの観測区間における最後の重み付けベクトルｗ（Ｎ−１）は、最後の累算出力ｙ（Ｎ−１）を用いて空間相関出力
【数１８】

を発生させるために使用される。アンテナアレーの空間相関出力
【数１９】

１０９は、次式のように表されうる。
【００３７】
【数２０】

【００３８】
ここで、Ｈはエルミート転置、すなわち共役転置を意味し、
【数２１】
ｗ（Ｎ−１）＝ｗ _ｏｐｔ＝［ｗ_ｏｐｔ１ ｗ_ｏｐｔ２ … ｗ_ｏｐｔＭ］^Ｈ
であり、かつ、
【数２２】
ｚ_ｊ＝ｗ_ｏｐｔｍｘ_ｍ（ｉ），ｊ＝（ｍ−１）Ｎ＋ｉ＋１
である。１１０の最終的な決定変数Ｚは正規化され、次式のように表される。
【００３９】
【数２３】

【００４０】
先に議論した通り、この最終的な決定変数Ｚは、次に、ＰＮ符号捕捉が達成されているか否かを決定するために、好適には適応的しきい値設定回路１０８によって計算される適応的なしきい値である、しきい値と比較される。好適な実施形態では、適応的しきい値設定回路１０８は各観測区間ＮＴ_ｃの間の平均電力を評価する。図１を参照しかつ
【数２４】
│ｒ_ｍ（ｉ）│^２＝│ｘ_ｍ（ｉ）│^２を考慮すると、平均電力
【数２５】

を、次式のように求めることができる。
【００４１】
【数２６】

【００４２】
Ｚが、スケーリングされたしきい値
【数２７】

より大きければ、ＰＮ符号捕捉が宣言され、シングルドウェルのシリアル探索に対する追跡ループがトリガーされる。ここで、ｋは固定された基準しきい値である。そうでなければ、捕捉機構はローカルに発生されたＰＮ符号位相をシフトし（すなわち、新しい試行的なＰＮ符号位相エラーを生成し）、探索器は適正なＰＮ符号位相が主張される（すなわち、ＰＮ符号捕捉が達成される）まで動作し続ける。
【００４３】
Ｚが
【数２８】

より大きくなる確率は、次式で与えられる。
【００４４】
【数２９】

【００４５】
誤警報確率Ｐ_ｆ及び後の検出確率Ｐ_ｄの導出を簡単化するため、新たな決定変数Ｕ及びＶを使用して数２９を、次式のように書き直す。
【００４６】
【数３０】

【００４７】
ここで、
【数３１】

【数３２】

である。
【００４８】
ここで、
【数３３】

は数２０で与えられているｚ_ｊの標本平均であり、
【数３４】

は、次式で与えられるｚ_ｊの標本分散を示している。
【００４９】
【数３５】

【００５０】
受信されるＰＮ符号とローカルなＰＮ符号とが同じ位相で整列（アラインメント）されている仮説Ｈ_１の下では、数３０は数３６のように検出確率Ｐ_ｄを与え、ＰＮ符号の位相がずれている仮説Ｈ_０の下では、数３０は数３７のように誤警報確率Ｐ_ｆを与える。
【００５１】
【数３６】
Ｐ_ｄ＝Ｐ_ｒ｛Ｕ＞Ｖ｜Ｈ_１｝
【数３７】
Ｐ_ｆ＝Ｐ_ｒ｛Ｕ＞Ｖ｜Ｈ_０｝
【００５２】
数３１及び数３２から、Ｐ_ｄ及びＰ_ｆの両方は、ｋ＜０のとき１に等しく、ｋ＞１のとき両方とも０に等しくなることが観察されている。よって、本発明では、０と１の間のｋの範囲に注目する。
【００５３】
以下は、理論的な解析である。振幅α（ｉ）及び位相φ（ｉ）は各観測時間ＮＴ_ｃにわたって一定のままであるが複数の観測区間の間で独立であるように、遅いレイリーフェージングチャンネルを仮定する。すると、第１の観測区間に関して、α（ｉ）及びφ（ｉ）は次式のように表されうる。
【００５４】
【数３８】
α（ｉ）＝α，０≦ｉ≦Ｎ−１
【数３９】
φ（ｉ）＝φ，０≦ｉ≦Ｎ−１
【００５５】
ここで、α及びφは定数である。従って、第１の観測区間に関して数１３は、次式のようになる。
【００５６】
【数４０】

【００５７】
ここで、φ_ｍは定数である。
【００５８】
（１）ＰＮ符号が同期化されている場合。
この場合は、次式が成り立つことを意味する。
【００５９】
【数４１】

【００６０】
理論的な解析のために、われわれは、数１５における変形されたアレーベクトルに等しい完全な重み付けベクトルｗ _ｐｆｔを適用し、ＰＮ符号が同期化されている場合の理想的な性能を達成する。言い替えれば、ＰＮ符号が同期化されているときは、１つの観測区間の終わりの期間Ｎ_ｓ≦ｉ≦Ｎ−１の間に、スマートアンテナが所望のユーザ信号のＤＯＡを次式として完全に追跡可能であるということをわれわれは仮定している。
【００６１】
【数４２】
ｗ _ｐｆｔ＝ａ（φ）
【００６２】
実際には、スマートアンテナは、所望のユーザのＤＯＡを完全に追跡することはできない。数４２における理想的な場合は、検出確率Ｐ_ｄの上限及び下限及び平均捕捉時間Ｔ_ａｃｑをそれぞれ提供する。数４２は、次式であることを含意している。
【００６３】
【数４３】

【００６４】
数１１、数４１及び数４３を数２２へ代入すると、次式を得る。
【００６５】
【数４４】

【００６６】
ここで、
【数４５】

であり、これはゼロ平均及びＩ_０に等しい分散を有する複素ＡＷＧＮ変数であることが容易に示されうる。数４４を数２０へ代入すると、次式の標本平均を得る。
【００６７】
【数４６】

【００６８】
ここで、
【数４７】

はゼロ平均及びＩ_０／ＭＮに等しい分散を有する複素ＡＷＧＮ変数である。数４４及び数４６を数３１及び数３２へ代入すると、次式を得る。
【００６９】
【数４８】

【数４９】

【００７０】
ここで、
【数５０】

はｎ_ｊの標本分散である。数４８から、決定変数は、その条件付き確率密度関数が次式となる非心カイ２乗分布を有するということが分かる。
【００７１】
【数５１】

【００７２】
ここで、Ｉ_０（ｘ）は第１種のゼロ次変形ベッセル関数であり、αはレイリー分布を有し、その確率密度関数は次式となる。
【００７３】
【数５２】

【００７４】
ここで、σ_ｆ ^２は平均フェージングチャンネル電力である。同期したときのＵの確率密度関数（ｐｄｆ）は、次式となる。
【００７５】
【数５３】

【００７６】
ここで、
【数５４】
β＝（１−ｋ）（ＭＮＥ_ｃσ_ｆ ^２＋Ｉ_０）
である。
【００７７】
数４９から、決定変数Ｖは自由度２（ＭＮ−１）の中心カイ２乗分布（central chi-square distribution）を有することが分かり、その確率密度関数は次式となる。
【００７８】
【数５５】

【００７９】
ここで、
【数５６】
σ^２＝ｋＩ_０／２
である。
【００８０】
ガウス分布からサンプリングされる場合、標本平均及び標本分散は統計的に独立であるので、数４８及び数４９からＵ及びＶは統計的に独立であることが分かる。従って、検出確率は次式のように導出されることが可能である。
【００８１】
【数５７】

【００８２】
（２）ＰＮ符号が同期化されていない場合。
この場合は、次式を意味する。
【００８３】
【数５８】

【００８４】
スマートアンテナのビーム形成方向は、所望のユーザ信号のＤＯＡとは異なるものと仮定する。ＰＮ符号が同期化されていないときは、これは一般的に真である。一般性を失うことなく、重み付けベクトルが次式のように表されうると仮定する。
【００８５】
【数５９】

【００８６】
数５７は、次式であることを含意する。
【００８７】
【数６０】

【００８８】
数１１、数５８及び数６０を数２２へ代入すると、次式を得る。
【００８９】
【数６１】

【００９０】
ｚ_ｊは、ゼロ平均及び（Ｅ_ｃσ_ｆ ^２＋Ｉ_０）に等しい分散を有する複素ＡＷＧＮ変数ｎ_０であることが分かる。数６１は、次式のように書き直されることが可能である。
【００９１】
【数６２】
ｚ_ｊ＝ｎ_０
【００９２】
数６２を数２０へ代入すると、次式を得る。
【００９３】
【数６３】

【００９４】
これもまた、ゼロ平均及び（Ｅ_ｃσ_ｆ ^２＋Ｉ_０）／（ＭＮ）に等しい分散を有する複素ＡＷＧＮ変数ｎ_０である。数６２及び数６３を数３１及び数３２へ代入すると、次式を得る。
【００９５】
【数６４】

【数６５】

【００９６】
ここで、次式はｎ_０の標本分散である。
【００９７】
【数６６】

【００９８】
サブセクション（１）の場合と同様に、決定変数Ｕ及びＶはそれぞれ自由度２及び２（ＭＮ−１）を有する中心カイ２乗分布に従い、それらの確率密度関数は次式で与えられるということがわかる。
【００９９】
【数６７】

【数６８】

【０１００】
ここで、
【数６９】
β＝（１−ｋ）（Ｅ_ｃσ_ｆ ^２＋Ｉ_０）
【数７０】
σ^２＝ｋ（Ｅ_ｃσ_ｆ ^２＋Ｉ_０）／２
である。
【０１０１】
サブセクション（１）の場合と同様に、ガウス分布からサンプリングされる場合に標本平均及び標本分散は統計的に独立であるという事実に起因して、数６４及び数６５から、Ｕ及びＶは統計的に独立であるということが分かる。従って、誤警報確率は、次式のように導出されることが可能である。
【０１０２】
【数７１】

【０１０３】
誤警報確率Ｐ_ｆはｋ、Ｍ及びＮのみの関数であり、Ｅ_ｃ及びＩ_０に依存しないということが観察される。従って、適応的しきい値アルゴリズムは、一定の誤警報レート（ＣＦＡＲ）をほぼ達成することができる。
【０１０４】
図２は、本発明を使用する提案されたＰＮ符号捕捉システムの対応するフローチャートを示す。図２におけるすべてのベクトルはＭ個の要素を有する。ここで、Ｍはアンテナ素子の数である。最初に、われわれは、図１におけるチップサンプラ１０４の出力によって形成される、ブロック２０１の受信されたシーケンスｒ（ｉ）から開始する。ここで、ｉは時間のインデックスである。次に、ブロック２０２におけるｘ（ｉ）（逆拡散された信号）は、相関器１０５の出力によって形成される。次に、ブロック２０３におけるｙ（ｉ）は、累算器１０６の出力から形成される。ブロック２０３の出力は次に、ブロック２０４及びブロック２０８において使用される。ｉ＝Ｎ_ｓにおいて、適応型ビーム形成器１０７は重み付けベクトルｗ（ｉ）の更新を開始する。ブロック２０５における
【数７２】
Ｗ _０＝（１ １ … １）^Ｈ
は、ｉ＝Ｎ_ｓにおける最初の重み付けベクトルである。ブロック２０４では、適応型ビーム形成器１０７への入力は
【数７３】

であるが、これは正規化されたｙ（ｉ）である。ブロック２０４の出力は、ブロック２０６で重み付けベクトルを更新する際に使用される。ブロック２０６は、適応型ビーム形成器１０７のためのＬＭＳアルゴリズムを示す。ブロック２０６に示されたように、各更新で重み付けベクトルの中間の値ｗ（ｉ）が形成され、次にこれが後続の更新で使用される。ブロック２０６からの更新された重み付けベクトルは、ブロック２０７へ出力される。ｉ＝Ｎ−１において、ブロック２０７に示された最終的な重み付けベクトルは、ブロック２０８に示された最終的な累算器の出力と乗算されて、ブロック２０９で空間相関出力１０９である
【数７４】

が発生される。ブロック２１０は、ブロック２０９の出力を使用して
【数７５】

の大きさ（振幅）の２乗（平方値）を計算し、１１０の決定変数Ｚを得る。これは、ブロック２１２へ出力される。ブロック２１１では、ブロック２０１及び２０７の出力を利用して電力が評価される。ブロック２１２では、ブロック２１１で示される適応的しきい値設定回路１０８の出力によってスケーリングされたしきい値とＺが比較され、次いで、ＰＮ符号捕捉を宣言するか否かに関する決定が下される。
【０１０５】
理論上の結果を立証するため、本発明の一実施形態に従って構成されたＰＮ符号捕捉機構を用いてシミュレーションが行われた。シミュレーションのパラメータは以下のように説明される。Ｐ_ｆ＝０．０１と、アンテナ素子数Ｍ＝１，３及び５と、Ｎ_ｓ＝１９２と、Ｎ＝２５６と、ビットレート＝９６００ビット／秒と、チップレート＝１．２２８８×１０^６チップ／秒と、ペナルティ係数Ｋ_ｐ＝２５６とが仮定された。固定された基準しきい値ｋは、適応的なしきい値の場合に対してＰ_ｆが０．０１となることを保証するように選択された。１素子の場合ではｋ＝０．０１７９が、３素子の場合ではｋ＝０．０１０８が、５素子の場合ではｋ＝０．００８９が選択された。固定された基準Ｉ_０は、適応的でないしきい値の場合に対して、式（５９）のＰ_ｆがＥ_ｂ／Ｉ_ｏ＝−１５ｄＢにおいて０．０１に等しくなるように選択された。シミュレーションでは、１チップ毎に１つのサンプルを採った。フェージング環境としては、ジェイクス（Jakes）のフェージングモデルが使用された。フェージングの場合では、平均フェージングチャンネル電力σ_ｆ ^２＝１、速度ｖ＝８０マイル／時、及び搬送波周波数ｆ_ｃ＝９００ＭＨｚが選択された。拡散係数１２８及びＥ_ｂ／Ｉ_ｏ＝１２８Ｅ_ｃ／Ｉ_ｏが使用された。ここで、Ｅ_ｂは情報ビットエネルギーである。表１に、シミュレーションのパラメータがまとめられている。
【０１０６】
【表１】

【０１０７】
図３は、本発明の一実施形態に従って構成されたＰＮ符号捕捉機構による、フェージング環境下での、Ｍ＝１，３及び５の場合における、ｄＢで表されたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Ｅ_ｂ／Ｉ_ｏに対する理論及びシミュレーションの誤警報確率Ｐ_ｆを示す。Ｍ＝１，３及び５の場合に対するシミュレーション上のＰ_ｆは、理論上のＰ_ｆ＝０．０１付近でごくわずかに変動している。シミュレーション上のＰ_ｆはＥ_ｂ／Ｉ_ｏが増大しても増大しないが、適応的でないしきい値の方式ではＰ_ｆが増大する。このことは、本発明がＣＦＡＲをほぼ達成でき、かつ受信される信号電力の変動に対して頑健であるということを意味する。
【０１０８】
図４は、本発明の一実施形態に従って構成されたＰＮ符号捕捉機構による、フェージング環境下での、Ｍ＝１，３及び５における、ｄＢで表されたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Ｅ_ｂ／Ｉ_ｏに対する、理論及びシミュレーションの検出確率Ｐ_ｄを示す。Ｐ_ｄ＝０．８では、Ｍ＝３及び５の場合のシミュレーション結果が、Ｍ＝１の場合に比較して、ＳＩＮＲでそれぞれ３．５ｄＢ及び４．９ｄＢの改善を示している。
【０１０９】
図５は、本発明の一実施形態に従って構成されたＰＮ符号捕捉機構による、フェージング環境下での、Ｍ＝１，３及び５における、ｄＢで表されたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Ｅ_ｂ／Ｉ_ｏに対する、理論及びシミュレーションの平均捕捉時間Ｔ_ａｃｑを示す。Ｔ_ａｃｑ＝１０^４ＮＴ_ｃでは、Ｍ＝３及び５の場合は、Ｍ＝１の場合に比べて、ＳＩＮＲでそれぞれ２．７ｄＢ及び４．２ｄＢだけ改善されることが可能である。ゆえに、基地局が本発明を採用すると、ランダムアクセスユーザは、単一のアンテナの場合よりも少ない電力で信号を送ることができる。干渉は低減されることが可能であり、システムの容量は増大されることが可能である。あるいはＥ_ｂ／Ｉ_ｏ＝−１０ｄＢでは、Ｍ＝５素子の提案されたＰＮ符号捕捉機構によるＰＮ符号捕捉時間は、“アダチほか”における単一の素子の既存のＰＮ符号捕捉機構に比べて、大幅に、例えば２１０％も短縮されることが可能である。シミュレーション結果は、Ｍ≧２において理論上の結果とは異なることが観察される。これは、スマートアンテナの重み付けベクトルは所望のユーザ信号のＤＯＡのアレー応答ベクトルとは完全に一致しないが、理論上の結果に対して、完全な重み付けベクトルが仮定されていたからである。
【０１１０】
結論として、スマートアンテナ及び本発明の適応的なしきい値設定を使用するＰＮ符号捕捉機構は、受信される信号電力の変動に対して頑健であり、Ｍ＝５素子が使用される場合には、同じ検出確率を達成するためにＰＮ符号捕捉時間で２１０％又はＳＩＮＲで少なくとも４．５ｄＢだけ性能を改善させることが可能である。
【０１１１】
当業者は、本発明を実施するための様々な代替の設計及び実施形態が可能であるということを容易に認識するであろう。例えば、上ではシングルドウェルについて説明しているが、本発明は、例えばダブルドウェル、シリアル及び完全探索である他のＰＮ探索にも等しく適用可能である。それに加えて、当業者は、ここで説明された様々な装置（累算器など）がハードウェア及び／又はソフトウェアで実装されうることを認識するであろう。ゆえに、本発明は、ここに特に説明されているもの以外の方法であっても、添付の請求の範囲に記載された範囲内において実施可能であることは理解されなければならない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施形態に従って構成された、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムのための提案されたＰＮ符号捕捉機構のブロック図である。
【図２】 本発明の一実施形態に従って構成された、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムのための提案されたＰＮ符号捕捉機構のフローチャートである。
【図３】 フェージング環境下での、Ｍ＝１，３及び５素子の場合における、ｄＢで表されたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Ｅ_ｂ／Ｉ_ｏに対する理論及びシミュレーションの誤警報確率Ｐ_ｆを示し、本発明の一実施形態に従って構成されたＰＮ符号捕捉機構が、受信される信号電力の変動に対して頑健であることを示す図である。
【図４】 フェージング環境下での、Ｍ＝１，３及び５素子における、ｄＢで表されたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Ｅ_ｂ／Ｉ_ｏに対する、理論及びシミュレーションの検出確率Ｐ_ｄを示し、本発明の一実施形態に従って構成されたＰＮ符号捕捉機構が検出確率Ｐ_ｄを大幅に改善することを示す図である。
【図５】 フェージング環境下での、Ｍ＝１，３及び５素子における、ｄＢで表されたビットエネルギー対干渉電力スペクトル密度比Ｅ_ｂ／Ｉ_ｏに対する、理論及びシミュレーションの平均捕捉時間Ｔ_ａｃｑを示し、本発明の一実施形態に従って構成されたＰＮ符号捕捉機構が平均捕捉時間Ｔ_ａｃｑを大幅に改善することを示す図である。
【符号の説明】
１０１…アンテナアレー素子、
１０２…復調器、
１０３…整合フィルタ、
１０４…チップサンプラ、
１０５…相関器、
１０６…累算器、
１０７…適応型ビーム形成器、
１０８…適応的しきい値設定回路、
１０９…空間相関出力、
１１０…決定変数。

Claims (48)

1. 擬似雑音（ＰＮ）符号を捕捉する方法であって、
   スマートアンテナアレーにおける複数の素子から所定のサンプリングレートで取得された複数の逆拡散されたサンプルを累算するステップを含み、上記複数のサンプルは、試行的なＰＮ符号位相エラーによってシフトされたＰＮ符号を使用して逆拡散され、各素子に対して別個の累算値が保持され、
   上記逆拡散されて累算された複数のサンプルに基づいてアンテナアレーの重み付けベクトルを更新するステップと、
   各素子からの上記逆拡散されて累算された複数のサンプルに、上記更新されたアンテナアレーの重み付けベクトルからの対応する重みで重み付けし、かつ上記重み付けされた複数のサンプルを合成することによって空間的に相関された信号を形成するステップと、
   上記空間的に相関された信号をしきい値と比較してＰＮ符号捕捉が達成されたか否かを決定するステップと、
   ＰＮ符号捕捉が達成されていなければ、新しい試行的なＰＮ符号位相エラーを選択して、上記累算するステップと上記更新するステップと上記形成するステップと上記比較するステップとを反復するステップとを含む方法。
2. 上記サンプリングレートはチップレートに等しい請求項１記載の方法。
3. 上記サンプリングレートはチップレートより速い請求項１記載の方法。
4. 上記更新するステップは、最小平均２乗アルゴリズムを使用して実行される請求項１記載の方法。
5. 上記更新するステップは、正規化された最小平均２乗アルゴリズムを使用して実行される請求項１記載の方法。
6. 上記しきい値は固定されている請求項１記載の方法。
7. 上記しきい値は適応的である請求項１記載の方法。
8. 上記適応的なしきい値は、評価された電力に基づいて決定される請求項７記載の方法。
9. 上記電力を評価する処理は、
   各素子から受信された逆拡散されていない信号を累算して複数の累算された拡散信号を形成するステップと、
   各素子からの累算された各拡散信号に、上記更新されたアンテナアレーの重み付けベクトルからの対応する重みで重み付けするステップと、
   上記累算されて重み付けされた複数の拡散信号を合成するステップとを含む請求項８記載の方法。
10. 上記累算されて重み付けされて合成された拡散信号を平均化するステップをさらに含む請求項９記載の方法。
11. 上記累算するステップは、１つの観測期間におけるサンプル数より１個だけ少ない数のサンプルに対して実行される請求項１記載の方法。
12. 上記更新するステップは上記サンプリングレートとほぼ等しいレートで実行される請求項１記載の方法。
13. 上記更新するステップは、１つの観測期間におけるサンプル数より２個だけ少ない数のサンプルに対して実行される請求項１２記載の方法。
14. 上記更新するステップは、１つの観測期間におけるサンプル数より２個だけ少ない数よりも少ない数のサンプルに対して実行される請求項１２記載の方法。
15. 上記更新するステップが実行される上記サンプルの数は、上記アンテナアレーの重み付けベクトルを更新するために使用されるアルゴリズムの収束レートに基づく請求項１４記載の方法。
16. 上記累算するステップと、上記更新するステップと、上記形成するステップと、上記比較するステップと、上記選択するステップとは、基地局で実行される請求項１記載の方法。
17. 上記累算するステップと、上記更新するステップと、上記形成するステップと、上記比較するステップと、上記選択するステップとは、移動体装置で実行される請求項１記載の方法。
18. 上記基地局は符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項１６記載の方法。
19. 上記基地局は直接拡散符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項１６記載の方法。
20. 上記移動体装置は符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項１７記載の方法。
21. 上記移動体装置は直接拡散符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項１７記載の方法。
22. 上記累算するステップと、上記更新するステップと、上記形成するステップと、上記比較するステップと、上記選択するステップとは、逆方向リンクに対して実行される請求項１記載の方法。
23. 上記累算するステップと、上記更新するステップと、上記形成するステップと、上記比較するステップと、上記選択するステップとは、順方向リンクに対して実行される請求項１記載の方法。
24. 複数のサンプルが累算される観測期間は、上記累算するステップの各反復に対して一定である請求項１記載の方法。
25. 擬似雑音（ＰＮ）符号を捕捉する装置であって、
    複数の素子を有するアンテナアレーの対応する素子から信号を受信するようにそれぞれ接続されることが可能な複数のチップサンプラと、
    対応するチップサンプラから複数のサンプルを受信するようにそれぞれ接続された複数の逆拡散器と、
    対応する逆拡散器から複数の逆拡散されたサンプルを受信するようにそれぞれ接続された複数の累算器と、
    上記複数の累算器から逆拡散されて累算された複数のサンプルを受信するように接続され、更新されたアンテナアレーの重み付けベクトルを出力する適応型ビーム形成器と、
    上記ビーム形成器から上記更新されたアンテナアレーの重み付けベクトルを受信しかつ上記各累算器から逆拡散されて累算されたサンプルを受信するように接続されたＰＮ相関探索器とを備え、上記相関探索器は、上記複数の累算器からの複数の累算されたサンプルに上記更新されたアンテナアレーの重み付けベクトルからの対応する重みで重み付けして空間的に相関された信号を形成するように構成され、上記相関探索器はさらに、上記空間的に相関された信号をしきい値と比較してＰＮ符号捕捉が達成されたか否かを決定するように構成される装置。
26. 上記相関探索器に上記しきい値を供給するように接続された適応的なしきい値回路をさらに備えた請求項２５記載の装置。
27. 上記適応的なしきい値回路は平均電力計算機回路を備えた請求項２６記載の装置。
28. 上記適応的なしきい値回路は、
    対応するチップサンプラの出力の平方値を受信するようにそれぞれ接続された複数の第２の累算器と、
    最終的な累算値を受信するように各第２の累算器にそれぞれ接続された複数の乗算器とを備え、各乗算器はさらに、上記更新されたアンテナアレーの重み付けベクトルからの対応する重みに基づいた重みで、上記最終的な累算値に重み付けするように構成され、
    上記複数の乗算器のそれぞれに接続されて上記複数の乗算器からの出力の総和を形成する加算器を備えた請求項２６記載の装置。
29. 上記しきい値は固定されている請求項２５記載の装置。
30. 上記複数のチップサンプラはチップレートでサンプリングするように構成された請求項２５記載の装置。
31. 上記複数のチップサンプラはチップレートより速いレートでサンプリングするように構成された請求項２５記載の装置。
32. 上記適応型ビーム形成器は最小平均２乗アルゴリズムを使用する請求項２５記載の装置。
33. 上記適応型ビーム形成器は正規化された最小平均２乗アルゴリズムを使用する請求項２５記載の装置。
34. 上記適応型ビーム形成器は上記サンプルレートにほぼ等しいレートで上記アンテナアレーの重み付けベクトルを更新する請求項２５記載の装置。
35. 各チップサンプラが当該アンテナアレーの対応する素子に接続されたアンテナアレーをさらに備えた請求項２５記載の装置。
36. 上記アンテナは基地局に設けられた請求項３５記載の装置。
37. 上記基地局は符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項３５記載の装置。
38. 上記基地局は直接拡散符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項３５記載の装置。
39. 上記アンテナは移動体装置に設けられた請求項３５記載の装置。
40. 上記移動体装置は符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項３９記載の装置。
41. 上記移動体装置は直接拡散符号分割多重アクセスシステムの一部を形成する請求項３９記載の装置。
42. 上記相関探索器は簡易探索を実行するように構成された請求項２５記載の装置。
43. 上記相関探索器は完全探索を実行するように構成された請求項２５記載の装置。
44. 上記相関探索器はシリアル探索を実行するように構成された請求項２５記載の装置。
45. 上記相関探索器はシングルドウェル探索を実行するように構成された請求項２５記載の装置。
46. 上記相関探索器はデュアルドウェル探索を実行するように構成された請求項２５記載の装置。
47. 上記相関探索器はマルチドウェル探索を実行するように構成された請求項２５記載の装置。
48. 上記アレー内の隣接する素子間の間隔は搬送波波長の２分の１にほぼ等しい請求項２５記載の装置。

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