JP4035991B2 - インバータ用試験装置及び回転角信号発生装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータを負荷とするインバータの試験を行うインバータ試験装置及びモータ軸等の回転体の回転角を示す信号を模擬的に発生する回転角信号発生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７はモータを負荷とする従来のインバータ試験装置の一例を示す回路構成図である。
図７において、被試験インバータ１００の交流出力端子のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に複数の抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びスイッチからなる疑似負荷回路２００をそれぞれ接続すると共に、電流制御方式の場合には、モータの角度センサ３００を設けたものである。
【０００３】
次に動作について説明する。
一般にインバータの制御方式は、電流制御ループによる電流制御方式と電流制御ループを持たない電圧制御方式（Ｖ／Ｆ制御等）とに大別される。
電流制御方式の場合は、角度センサ３００で検出したモータ回転子の位置を示す角度θm （位相）に対して、運転条件に応じた角度θm ＋θc で振幅ｉc の所定電流が流れるように被試験インバータ１００が制御される。このとき、被試験インバータ１００の出力電圧の角度（電流に対する位相）と振幅が実際の負荷であるモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。尚、角度センサ３００として、例えばレゾルバ、エンコーダ等を用い、上記角度θm が得られるように、角度センサ３００を数ワット程度の小型のモータ（図示せず）を用いて回すことにより、角度センサ３００よりθm に応じた角度センサ信号Ｓθを模擬的に発生するようになされる。
【０００４】
また、電圧制御方式の場合は、運転条件に応じた角速度（出力周波数）と振幅の電圧が被試験インバータ１００から出力される。このとき、被試験インバータ１００の出力電流の角度（電圧に対する位相）と振幅がモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。尚、電圧制御方式の場合は、角度センサ３００は省略される。
【０００５】
上記のようにモータの運転状況に応じた電圧・電流の振幅、位相、力率、トルクが得られるようにＲ−Ｌを切り換えながら試験を行うことにより、発熱や電圧・電流波形等をチェックし、被試験インバータ１００の評価を行う。
【０００６】
次に、上記角度センサ３００として用いられる従来のレゾルバについて原理的に説明する。
レゾルバには、大きく分けて１相励磁／２相出力方式（振幅変調型）と、２相励磁／１相出力方式（位相変調型）とがある。
【０００７】
図８に従来の１相励磁／２相出力方式によるレゾルバの原理を示す。
図８において、回転トランス２０の２次側にはロータの巻線２１、２２が回転可能に設けられている。これに対してステータには電気的に９０°ずれた２相の巻線２３、２４が設けられている。
【０００８】
ロータを角度θだけ回転させた状態で、回転トランス２０の１次側に励磁電圧Ｅ11として、
Ｅ11＝Ｅｓｉｎωｔ……（１）
を加えると、２次側の巻線２１、２２を介してステータの巻線２３、２４には、それぞれ
Ｅ12＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｃｏｓＰθ……（２）
Ｅ13＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｓｉｎＰθ……（３）
Ｋ：全体の変圧比
Ｐ：軸倍角（モータの極数）
θ：回転角
の誘起電圧が発生する。
【０００９】
従って、誘起電圧電圧Ｅ12，Ｅ13により、ロータの回転角θを得ることができ、これに基づいて図７の角度センサ３００としてレゾルバを用いた場合のモータの角度センサ信号Ｓθを模擬的に得ることができる。
【００１０】
図９に従来の２相励磁／１相出力方式によるレゾルバの原理を示す。
図９において、回転トランス３０の１次側にはロータの巻線３１が回転可能に設けられている。これに対してステータには電気的に９０°ずれた２相の巻線３２、３３が設けられている。
【００１１】
ロータを角度θだけ回転させた状態で、ステータの巻線３２、３３に位相が９０°異なる励磁電圧Ｅ22，Ｅ23として
Ｅ22＝Ｅｓｉｎωｔ……（４）
Ｅ23＝Ｅｃｏｓωｔ……（５）
を加えると、ロータの巻線３１を介して回転トランス３０の２次側に、
の誘起電圧が発生する。
【００１２】
従って、この誘起電圧電圧Ｅ21により、ロータの回転角θを得ることができ、これに基づいて図７の角度センサ３００としてレゾルバを用いた場合のモータの角度センサ信号Ｓθを模擬的に得ることができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のインバータ試験装置では、
１、モータの力行運転での試験が行われるが、回生運転での試験は不可能
２、力行運転での様々の運転条件に対応可能とするには、疑似負荷回路２００を構成するＲ，Ｌ，スイッチの数を多くする必要があり、このため構成が複雑になり、重量も含めて装置が大型化し、コストもかかる。
３、試験時の電力は全て熱になり、無駄になってしまう。
４、定常時の特性に合わせてＲ，Ｌを選択するので、過渡時の特性をモータ運転時と同じにすることができない。
【００１４】
５、電流制御方式の場合、角度センサ３００にレゾルバを用いた場合、角度センサ信号Ｓθを発生させるために、レゾルバのロータを予め角度θだけ回転させた状態とするために、小型モータ等の手段を別に用意しなければならない。
等々の問題があった。
【００１５】
本発明は上記の問題を解決するためになされたもので、実際にモータを接続することなくモータの運転を模擬的に行うことにより、インバータの試験を行うことを第１の目的としている。
【００１６】
また、レゾルバによる回転角信号を模擬的に発生させるための回転角信号発生装置を提供することを第２の目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明によるインバータ試験装置は、被試験用の第１のインバータの仮想負荷となる第２のインバータと、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、第１のインバータの出力電流を第一のインバータが仮想する負荷であるモータの回転数に応じて、所定の値に制御すると共に、仮想負荷のモータ回転数とモータ定数と検出された第１のインバータの出力電圧および電流に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・および位相を所定に制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、入力されるモータ角速度とモータ極数Ｐとを乗算した値を積分したモータ角度Ｐθを元に、ＫＥｓｉｎＰθ信号とＫＥｃｏｓＰθ信号（Ｋ：レゾルバの変圧比）を発生させ、ＫＥｓｉｎＰθ信号と所定の励磁信号Ｅｓｉｎω ｔ信号とを乗算して第１のモータ回転角信号を得ると共に、ＫＥｃｏｓＰθ信号と前記励磁信号とを乗算して第２のモータ回転角信号を出力すると共に、前記第１のインバータは、第１、第２のモータ回転角信号に基づいて前記出力電流を一定に制御することを特徴とする . 。
また、本発明によるインバータ試験装置は、被試験用の第１のインバータの仮想負荷となる第２のインバータと、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、第１のインバータの出力電流を第一のインバータが仮想する負荷であるモータの回転数に応じて、所定の値に制御すると共に、仮想負荷のモータ回転数とモータ定数と検出された第１のインバータの出力電圧および電流に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・および位相を所定に制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、所定の励磁信号Ｅｓｉｎωｔ信号又はＥｃｏｓωｔ信号の位相を検出して、入力されるモータ角速度とモータ極数Ｐとを乗算した値を積分したモータ角度Ｐθと前記検出された励磁信号の位相とを加算し、その加算出力に基づいてＫＥｓｉｎ（ωｔ−Ｐθ）（Ｋ：レゾルバの変圧比）で表されるモータ回転角信号を得ることにより、前記第１のインバータは、前記モータ回転角信号に基づいて前記出力電流を一定に制御することを特徴とする。
【００１８】
また、本発明による回転角信号発生装置は、パラメータとして入力される角度θに基づいてＥｓｉｎθ信号を発生する第１の信号発生手段と、パラメータとして入力される角度θからＥｃｏｓθ信号を発生する第２の信号発生手段と、前記Ｅｓｉｎθ信号と所定の励磁信号Ｅｓｉｎωｔとを乗算することにより、第１の回転角信号を出力する第１の乗算手段と、前記Ｅｃｏｓθ信号と前記励磁信号とを乗算することにより、第２の回転角信号を出力する第２の乗算手段とを設けたものである。
【００１９】
また、本発明による回転角信号発生装置は、所定の励磁信号Ｅｓｉｎθ信号又はＥｃｏｓθ信号の位相を検出する検出手段と、パラメータとして入力される角度θと前記検出手段で検出された励磁信号の位相とを加算する加算手段と、前記加算手段の加算出力に基づいてＥｓｉｎ（ωｔ−θ）で表される回転角信号を発生する信号発生手段とを設けたものである。
【００２０】
【作用】
従って、本発明によるインバータ試験装置よれば、モータの回転数とモータ定数を制御手段に設定すると共に、第１のインバータの出力電流・電圧を検出し、制御手段は、モータ回転数に応じて第１のインバータの出力電流を所定の値に制御すると共に、モータ回転数、モータ定数及び出力電流・電圧に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実際のモータを接続することなく、モータを接続したのと同様の運転状態を模擬的に実現することができる。
【００２１】
また、本発明による回転角信号発生装置によれば、角度θを入力することにより、その角度θを表す回転角信号を模擬的に得ることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態によるインバータ試験装置を示す回路構成図である。
本試験装置は、ＩＰＭモータ（埋込磁石型同期モータ）を実際の負荷として想定した場合の電流制御方式によるものであり、図示のように、被試験インバータ１（以下、インバータ１と言う）に対して疑似負荷用インバータ２（以下、インバータ２と言う）を用いている。インバータ１、２としては、小型化に有利な電圧（源）型インバータが用いられる。
【００２３】
図１において、商用交流電源３からの交流電圧はトランス４を介して整流回路５で直流電圧に変換され、試験電圧調整用のチョッパ回路６で調整された後、インバータ１に供給される。また、上記直流電圧はインバータ２にも供給される。インバータ１の交流出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷＭ1 信号が出力される。このＰＷＭ1 信号は、インダクタンスＬからなるフィルタ７により正弦波に変換されてトランス８の１次側に加えられる。インバータ２の交流出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷＭ2 信号が出力される。このＰＷＭ2 信号は、インダクタンスｌ、コンデンサｃ、抵抗ｒからなるフィルタ９を介して基本波の正弦波が取り出され、トランス８の２次側に加えられる。尚、フィルタ７におけるインダクタンスＬは、負荷としてのモータのインダクタンスに相当するものである。
【００２４】
インバータ１から出力される上記ＰＷＭ1 信号のＵ相及びＷ相の各電流ｉu ，ｉw （電流制御方式により所定の値に制御される）が変流器１０で検出されてモータ模擬運転制御部１１に加えられる。また、上記ＰＷＭ1 信号をフィルタ７を通じて得られる正弦波の電圧ｖu ′，ｖw ′が検出されてモータ模擬運転制御部１１に加えられる。
【００２５】
モータ模擬運転制御部１１には、負荷としてのモータの運転条件とモータ特性が入力され設定される。運転条件としては、所望のモータ速度Ｎ、トルク（負荷）、制御モード等である。モータ特性としては、モータ定数や電圧変換方程式である。モータ定数は、モータ等価回路の各構成要素である。ＩＰＭモータの場合のモータ定数としては、モータの電機子抵抗Ｒ、モータ固定子上のｄ，ｑ直交座標軸におけるｄ軸上のモータインダクタンＬd とｑ軸上のモータインダクタンスＬq 、モータ誘起電圧定数φa 及びフィルタ７のインダクタンスＬが入力される。また、モータ模擬運転制御部１１には、角度センサ模擬制御部１２が設けられている。この角度センサ模擬制御部１２は、後述する本発明による模擬回転位置信号発生装置である。
【００２６】
次にインバータ１の試験について原理的に説明する。
インバータ１とインバータ２をインピーダンスを介して接続された２つの交流電圧源として考えた場合、インバータ１、２の各出力電圧の関係によってインバータ１から見たインピーダンスが変化する。このインピーダンスはモータの負荷インピーダンスに相当する。例えば各出力電圧を同相とすれば、インバータ１の負荷インピーダンスは、各出力電圧の振幅に応じた抵抗成分となる。また、インバータ１の出力電圧の位相に対して電流が９０°遅れるようにインバータ２の出力電圧を制御すれば、負荷インピーダンスはインダクタンス成分となる。即ち、インバータ１の出力電圧に対してインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、負荷インピーダンスが可変となる。
【００２７】
従って、本実施の形態によれば、疑似負荷としてのインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実際の負荷であるモータを模擬的に運転した状態を実現することができる。これにより、任意の運転条件で任意の負荷におけるインバータ１の試験を行うことができる。
【００２８】
次に、実際の試験動作について説明する。
電流制御方式によるインバータ１の試験を行う場合は、インバータ１の出力電流ｉu ，ｉw は、インバータ２の出力電圧に関わらず所定の値に制御される。尚、図示のインバータ１は、電流制御を行うための制御回路を含むものとする。
モータ模擬運転制御部１１には、前述した運転条件であるＮとモータ定数であるＲ，Ｌd ，Ｌq ，Ｌ，φa がオペレータにより入力設定される。角度センサ模擬制御部１２は、Ｎに応じた模擬角度センサ信号Ｓθを出力し、インバータ１はこの模擬角度センサ信号Ｓθに基づいて出力電流が所定の値に制御される。
【００２９】
また、モータ模擬運転制御部１は、運転条件Ｎ，モータ定数Ｒ，Ｌd ，Ｌq ，Ｌ，φa に基づいてインバータ２をスイッチングするゲート信号を生成して出力し、インバータ２はこのゲート信号に応じて動作する。即ち、インバータ２は、インバータ１の動作に応じた電圧・電流の振幅・位相となるように制御されることになる。モータ模擬運転制御部１１は、インバータ１の出力電流ｉu ，ｉw 及び出力電圧ｖu ′，ｖw ′を見ながら制御を行う。出力電圧ｖu ′，ｖw ′の振幅・位相は、負荷により決まる。
【００３０】
即ち、インバータ１の出力電流が一定の状態において、出力電圧の振幅・位相が所望となるようにインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、インバータ１にあたかもモータが接続されているかのような状態でインバータ１の試験を行うことができる。
以上により、モータの任意の運転条件に応じて任意の力率、負荷のインピーダンスを設定して、インバータ１の試験を行うことができる。
【００３１】
次に、本実施の形態においては、インバータ１とインバータ２との間にトランス８を設けることにより、インバータ１の３相出力電圧の中性点変動の影響をなくし、良好な制御が行われるようにしている。
即ち、インバータにおいては、図２（ａ）に示すように、出力電圧（線間電圧）の範囲を広げるために、中性点電圧変動回路１５により中性点電圧を所定のタイミングで変動させることがある。この場合、負荷がモータの場合は、中性点電圧がどのように変動してもモータへの影響はないが、図２（ｂ）のように負荷がインバータ２の場合は、中性点電圧変動回路１５、１６により中性点電圧を変動させると、その影響によりインバータ１とインバータ２との間で電流ｉx が流れてしまう。この電流ｉx をゼロに制御することは困難である。そこで、本実施の形態においては、トランス８を設けることにより、上記電流ｉx を遮断するようにしている。
【００３２】
次に、インバータ１、２の各出力電圧はＰＷＭ波形であり、遅れなしでインバータ１の基本波電圧の振幅と位相を検出することが難しいため、フィルタ７、９によりＰＷＭ波形を正弦波状にして、トランス８の１次側の電圧ｖu ′，ｖw ′を検出する。この電圧と電流ｉu ，ｉw に基づいてインバータ１の出力電圧ｖuを次式により算出する。
ｖu ＝Ｌ・ｉu ＋ｖu’ ……（７）
【００３３】
負荷がＩＰＭモータの場合は、
【数１】
【００３４】
による電圧変換方程式を満足するように制御が行われる。（８）式において、
Ｖd , Ｖq ：ｄ，ｑ軸の電機子電圧、ｉd , ｉq ：ｄ，ｑ軸の電機子電流、Ｒ：電機子抵抗、Ｌd , Ｌq ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ωm ：角速度（Ｎに対応）、ｐ：ｄ／ｄｔ、φa ：永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値×（３／２の平方根）、ｐn ：極対数である。Ｔは出力トルクで
Ｔ＝〔ｐn ｛φa ｉq ＋（Ｌd −Ｌq ）ｉd ｉq ｝……（９）
である。
【００３５】
図３は上記（８）式による電圧変換方程式をハード構成で実現した場合のモータ模擬運転制御部１１を示すもので、加算器、乗算器、補正回路、微分回路、２／３回路（３相−２相変換回路）、ＰＷＭ回路１３等により図示のように構成されている。尚、（８）式における pＬd , pＬq は過度項であり、実際の運転においては値が小さいので、本実施の形態では無視される。
【００３６】
図３において、上記入力されたＲ，Ｌd ，Ｌq 、θm （模擬角度センサ信号Ｓθが示すモータ角度：Ｎに対応），φa ，Ｌ、及び電圧ｖu ′，ｖw ′、電流ｉu ，ｉw を用いて図示の各演算が行われる。これにより、相電圧指令Ｖou* ，Ｖov* ，Ｖow* を生成し、これに基づいてＰＷＭ回路１３よりインバータ２のゲート信号が生成される。
【００３７】
図３において、ｉu ，ｉw をθm を角度補正した値に基づいて３相−２相変換して直交２軸上のｉd ，ｉq を得ると共に、ｖu ′，ｖw ′をθm を角度補正した値に基づいて３相−２相変換してｖd ，ｖq を得る。また、Ｌd ，Ｌq と実際のＬとの差分を求め、この差分とＲ，ｉd ，ｉq に基づいてｖd * ，ｖq * を求める。このｖd * ，ｖq * と実際のｖd ，ｖq とを突き合わせ、その結果をθmを角度補正した値に基づいて２相−３相変換することにより、Ｖou* ，Ｖov* ，Ｖow* が得られる。
【００３８】
次に、本実施の形態の第２の実施の形態について説明する。
上述した第１の実施の形態では、モータ回転数Ｎ（θm ）を予め設定して制御を行っているが、Ｎを設定せずに、インバータ１の出力電流・電圧からモータトルクを計算し、そのトルクと試験で想定する機械のイナーシャ（重量相当等）からＮ（θm ）を算出して制御に用いることにより、モータの加減速時の状態を模擬することができる。
即ち、モータが停止している状態からインバータ１が動作して加速していくとき、どのように加速していくのかは、どのようなパターンで電流・電圧が加えられたかによって決まる。
【００３９】
例えば、電気自動車を駆動するモータの場合、モータ模擬運転制御部１１により、入力される出力電圧・電流（ｖu ′，ｖw ′，ｉu ，ｉw ）によりとれだけトルクが出ているかを計算することができ、そのトルクに応じてどのように加速していくのかを、車体の重さ等からモータ軸換算でのイナーシャが分かっていれば、走行抵抗等を考慮して計算することができる。
【００４０】
即ち、計算したトルクとイナーシャ、走行抵抗等から、どれだけ加速すればどれだけの回転数Ｎとなり、次にどれだけの回転数Ｎとなるかを計算し、そのＮに基づいて模擬角度センサ信号Ｓθを作ってインバータ１にフィードバックすることにより、実際にモータを加減速している状態で様々な試験を行うことができる。
従って、本実施の形態の場合は、モータ模擬運転制御部１１には、車体重量やイナーシャ、走行抵抗等の機械的定数が入力設定される。
【００４１】
尚、上述した各実施の形態は、ＩＰＭモータを負荷とした場合について説明したが、電圧方程式があれば、ＩＭモータ（誘導電動機）、ＳＰＭ（表面磁石同期）モータ等々どのようなモータでも模擬運転可能である。
【００４２】
また、第３の実施の形態として、図１に示すように、モータ模擬運転制御部１において、第１のインバータ１の出力電圧・電流とモータ定数からモータのトルク、速度、回転位置、損失効率、温度等を計算して、表示又は出力するように構成してもよい。
【００４３】
次に、本発明による回転角信号発生装置の実施の形態について説明する。この回転角信号発生装置は、例えば図１の角度センサ模擬制御部１２で用いられるもので、以下においては、回転体としてのモータ回転軸の回転角を示す回転角信号を発生する場合について説明する。
【００４４】
図４は回転角信号発生装置の第１の実施の形態を示すブロック図であり、前述した１相励磁／２相出力方式（振幅変調型）によるレゾルバを模擬したものである。
図４において、入力端子４０に、模擬運転されるモータの角速度を入力する。この角速度は乗算器４１でモータ極数Ｐと乗算され、その乗算出力が積分器４２で積分されることにより、図５に示すような角度信号Ｐθとなる。
【００４５】
上記角度信号Ｐθは、ｓｉｎ信号発生器４３を駆動すると共に、ｃｏｓ信号発生器４４を駆動する。これにより、ｓｉｎ信号発生器４３からｓｉｎＰθ信号が得られ、ｃｏｓ信号発生器４４からｃｏｓＰθ信号が得られる。これらの信号は次に乗算器４５、４６により変圧比Ｋが乗算されて、ＫｓｉｎＰθ信号及びＫｃｏｓＰθ信号となる。
【００４６】
一方、入力端子４７には、図５に示すような前記（１）式による励磁信号Ｅ11＝Ｅｓｉｎωｔが入力される。この励磁信号Ｅ11と上記ＫｓｉｎＰθ信号とが乗算型Ｄ／Ａ変換器４８で乗算されることにより、出力端子４９に前記（２）式で表されるＥ12＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｃｏｓＰθ（図５）が出力される。
また、上記励磁信号Ｅ11と上記ＫｃｏｓＰθ信号とが乗算型Ｄ／Ａ変換器５０で乗算されることにより、出力端子５１に前記（３）式で表されるＥ13＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｓｉｎＰθ（図５）が回転角信号として出力される。
【００４７】
尚、入力端子４７に入力される励磁信号Ｅ11は図１のインバータ１から入力され、その周波数は使用するインバータに応じて決められる。また、出力端子５０、５１に得られる上記信号Ｅ12、Ｅ13はインバータ１に帰還される。また、ｓｉｎ信号発生器４３、ｃｏｓ信号発生器４４は、ＣＰＵやＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）等のデジタル回路が用いられる。
【００４８】
図６は回転角信号発生装置の第２の実施の形態を示すブロック図であり、前述した２相励磁／１相出力方式（位相変調型）によるレゾルバを模擬したものである。
図６において、入力端子６０に、模擬運転されるモータの角速度を入力する。この角速度は乗算器６１でモータ極数Ｐと乗算され、その乗算出力が積分器６２で積分されることにより角度信号Ｐθとなる。
【００４９】
一方、入力端子６３から得られる前記（４）式（又は（５）式）による励磁信号Ｅ22＝Ｅｓｉｎωｔ（又はＥ23＝Ｅｃｏｓωｔ）は、矩形波変換器６４で矩形波信号に変換された後、ＰＬＬ回路６５によりその位相θe が検出される。この位相θe と上記角度信号Ｐθとを加算器６６で加算し、その加算出力によりｓｉｎθ発生器６７を駆動してＥｓｉｎ（ωｔ−Ｐθ）を得る。さらに、乗算器６８で変圧比Ｋを乗算することにより、出力端子６９に前記（６）式によるＥ21＝ＫＥｓｉｎ（ωｔ−Ｐθ）が回転角信号として出力される。
【００５０】
尚、入力端子６３に入力される励磁信号Ｅ22（又はＥ23）は図１のインバータ１から入力され、その周波数は使用するインバータに応じて決められる。また、出力端子６９に得られる回転角信号Ｅ21はインバータ１に帰還される。また、ｓｉｎ信号発生器６７、ＰＬＬ回路６５は、ＣＰＵやＤＳＰ等のデジタル回路が用いられる。
【００５１】
上述した回転角信号発生装置は、モータの回転角信号を発生する場合について説明したが、本発明の回転角信号発生装置は、これに限らず、一般の回転体のある回転角を示す信号を模擬的に得る場合に適用することができる。
【００５２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、モータを実際に使用することなく、モータの動作を模擬的に行いながらインバータの試験を行うことができる。また、従来のＲ−Ｌ負荷の切り換えではできなかった回生運転試験を行うことができる。また、Ｒ−Ｌ負荷の切り換えの場合に比べて装置の大幅な省エネルギー化が可能となる。さらに、電流制御の場合、被試験インバータの電圧、力率の調整が可能となる。
また、被試験インバータと疑似負荷用インバータとの間にトランスを設けたことにより、被試験インバータにおける中性点電圧の変動による影響をなくし、良好な制御を行うことができる。
【００５３】
また、本発明による回転角信号発生装置によれば、インバータ試験装置等で用いる場合に、モータ軸等の回転体の回転角θを示す信号を得るために、従来のようにレゾルバを回転させるための小型モータ等を必要とせず、角度θを入力することにより、レゾルバを用いた場合と実質的に同等なその角度θを示す回転角信号を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態による電流制御方式のインバータ試験装置を示す回路構成図である。
【図２】 図１におけるトランス８を設けた理由を説明するための構成図である。
【図３】 電流制御方式におけるモータ模擬運転制御部のハード構成例を示す構成図である。
【図４】 本発明による回転角信号発生装置の第１の実施の形態を示すブロック図である。
【図５】 同実施の形態による回転角信号発生装置の各部の信号波形図である。
【図６】 本発明による回転角信号発生装置の第２の実施の形態を示すブロック図である。
【図７】 従来のインバータ試験装置の一例を示す構成図である。
【図８】 従来の１相励磁／２相出力方式によるレゾルバを示す構成図である。
【図９】 従来の２相励磁／１相出力方式によるレゾルバを示す構成図である。
【符号の説明】
１ 被試験インバータ ２ 疑似負荷用インバータ
７ フィルタ ８ トランス
９ フィルタ １０ 変流器
１１ モータ模擬運転制御部 １２ 角度センサ模擬制御部
１３ ＰＷＭ回路 ４０、４７ 入力端子
４１ 乗算器 ４２ 積分器
４３ ｓｉｎθ信号発生器 ４４ ｃｏｓθ信号発生器
４５、４６ 乗算器 ４８、５０ 乗算型Ｄ／Ａ変換器
４９、５１ 出力端子 ６０、６３ 入力端子
６１、６８ 乗算器 ６２ 積分器
６４ 矩形波変換器 ６５ ＰＬＬ回路
６６ 加算器 ６７ ｓｉｎθ信号発生器
６９ 出力端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータを負荷とするインバータの試験を行うインバータ試験装置及びモータ軸等の回転体の回転角を示す信号を模擬的に発生する回転角信号発生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７はモータを負荷とする従来のインバータ試験装置の一例を示す回路構成図である。
図７において、被試験インバータ１００の交流出力端子のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に複数の抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びスイッチからなる疑似負荷回路２００をそれぞれ接続すると共に、電流制御方式の場合には、モータの角度センサ３００を設けたものである。
【０００３】
次に動作について説明する。
一般にインバータの制御方式は、電流制御ループによる電流制御方式と電流制御ループを持たない電圧制御方式（Ｖ／Ｆ制御等）とに大別される。
電流制御方式の場合は、角度センサ３００で検出したモータ回転子の位置を示す角度θm （位相）に対して、運転条件に応じた角度θm ＋θc で振幅ｉc の所定電流が流れるように被試験インバータ１００が制御される。このとき、被試験インバータ１００の出力電圧の角度（電流に対する位相）と振幅が実際の負荷であるモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。尚、角度センサ３００として、例えばレゾルバ、エンコーダ等を用い、上記角度θm が得られるように、角度センサ３００を数ワット程度の小型のモータ（図示せず）を用いて回すことにより、角度センサ３００よりθm に応じた角度センサ信号Ｓθを模擬的に発生するようになされる。
【０００４】
また、電圧制御方式の場合は、運転条件に応じた角速度（出力周波数）と振幅の電圧が被試験インバータ１００から出力される。このとき、被試験インバータ１００の出力電流の角度（電圧に対する位相）と振幅がモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。尚、電圧制御方式の場合は、角度センサ３００は省略される。
【０００５】
上記のようにモータの運転状況に応じた電圧・電流の振幅、位相、力率、トルクが得られるようにＲ−Ｌを切り換えながら試験を行うことにより、発熱や電圧・電流波形等をチェックし、被試験インバータ１００の評価を行う。
【０００６】
次に、上記角度センサ３００として用いられる従来のレゾルバについて原理的に説明する。
レゾルバには、大きく分けて１相励磁／２相出力方式（振幅変調型）と、２相励磁／１相出力方式（位相変調型）とがある。
【０００７】
図８に従来の１相励磁／２相出力方式によるレゾルバの原理を示す。
図８において、回転トランス２０の２次側にはロータの巻線２１、２２が回転可能に設けられている。これに対してステータには電気的に９０°ずれた２相の巻線２３、２４が設けられている。
【０００８】
ロータを角度θだけ回転させた状態で、回転トランス２０の１次側に励磁電圧Ｅ11として、
Ｅ11＝Ｅｓｉｎωｔ……（１）
を加えると、２次側の巻線２１、２２を介してステータの巻線２３、２４には、それぞれ
Ｅ12＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｃｏｓＰθ……（２）
Ｅ13＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｓｉｎＰθ……（３）
Ｋ：全体の変圧比
Ｐ：軸倍角（モータの極数）
θ：回転角
の誘起電圧が発生する。
【０００９】
従って、誘起電圧電圧Ｅ12，Ｅ13により、ロータの回転角θを得ることができ、これに基づいて図７の角度センサ３００としてレゾルバを用いた場合のモータの角度センサ信号Ｓθを模擬的に得ることができる。
【００１０】
図９に従来の２相励磁／１相出力方式によるレゾルバの原理を示す。
図９において、回転トランス３０の１次側にはロータの巻線３１が回転可能に設けられている。これに対してステータには電気的に９０°ずれた２相の巻線３２、３３が設けられている。
【００１１】
ロータを角度θだけ回転させた状態で、ステータの巻線３２、３３に位相が９０°異なる励磁電圧Ｅ22，Ｅ23として
Ｅ22＝Ｅｓｉｎωｔ……（４）
Ｅ23＝Ｅｃｏｓωｔ……（５）
を加えると、ロータの巻線３１を介して回転トランス３０の２次側に、
【００１２】
従って、この誘起電圧電圧Ｅ21により、ロータの回転角θを得ることができ、これに基づいて図７の角度センサ３００としてレゾルバを用いた場合のモータの角度センサ信号Ｓθを模擬的に得ることができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のインバータ試験装置では、
１、モータの力行運転での試験が行われるが、回生運転での試験は不可能
２、力行運転での様々の運転条件に対応可能とするには、疑似負荷回路２００を構成するＲ，Ｌ，スイッチの数を多くする必要があり、このため構成が複雑になり、重量も含めて装置が大型化し、コストもかかる。
３、試験時の電力は全て熱になり、無駄になってしまう。
４、定常時の特性に合わせてＲ，Ｌを選択するので、過渡時の特性をモータ運転時と同じにすることができない。
【００１４】
５、電流制御方式の場合、角度センサ３００にレゾルバを用いた場合、角度センサ信号Ｓθを発生させるために、レゾルバのロータを予め角度θだけ回転させた状態とするために、小型モータ等の手段を別に用意しなければならない。
等々の問題があった。
【００１５】
本発明は上記の問題を解決するためになされたもので、実際にモータを接続することなくモータの運転を模擬的に行うことにより、インバータの試験を行うことを第１の目的としている。
【００１６】
また、レゾルバによる回転角信号を模擬的に発生させるための回転角信号発生装置を提供することを第２の目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明によるインバータ試験装置は、被試験用の第１のインバータの仮想負荷となる第２のインバータと、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、第１のインバータの出力電流を第一のインバータが仮想する負荷であるモータの回転数に応じて、所定の値に制御すると共に、仮想負荷のモータ回転数とモータ定数と検出された第１のインバータの出力電圧および電流に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・および位相を所定に制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、入力されるモータ角速度とモータ極数Ｐとを乗算した値を積分したモータ角度Ｐθを元に、ＫＥｓｉｎＰθ信号とＫＥｃｏｓＰθ信号（Ｋ：レゾルバの変圧比）を発生させ、ＫＥｓｉｎＰθ信号と所定の励磁信号Ｅｓｉｎω ｔ信号とを乗算して第１のモータ回転角信号を得ると共に、ＫＥｃｏｓＰθ信号と前記励磁信号とを乗算して第２のモータ回転角信号を出力すると共に、前記第１のインバータは、第１、第２のモータ回転角信号に基づいて前記出力電流を一定に制御することを特徴とする . 。
また、本発明によるインバータ試験装置は、被試験用の第１のインバータの仮想負荷となる第２のインバータと、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、第１のインバータの出力電流を第一のインバータが仮想する負荷であるモータの回転数に応じて、所定の値に制御すると共に、仮想負荷のモータ回転数とモータ定数と検出された第１のインバータの出力電圧および電流に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・および位相を所定に制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、所定の励磁信号Ｅｓｉｎωｔ信号又はＥｃｏｓωｔ信号の位相を検出して、入力されるモータ角速度とモータ極数Ｐとを乗算した値を積分したモータ角度Ｐθと前記検出された励磁信号の位相とを加算し、その加算出力に基づいてＫＥｓｉｎ（ωｔ−Ｐθ）（Ｋ：レゾルバの変圧比）で表されるモータ回転角信号を得ることにより、前記第１のインバータは、前記モータ回転角信号に基づいて前記出力電流を一定に制御することを特徴とする。
【００１８】
また、本発明による回転角信号発生装置は、パラメータとして入力される角度θに基づいてＥｓｉｎθ信号を発生する第１の信号発生手段と、パラメータとして入力される角度θからＥｃｏｓθ信号を発生する第２の信号発生手段と、前記Ｅｓｉｎθ信号と所定の励磁信号Ｅｓｉｎωｔとを乗算することにより、第１の回転角信号を出力する第１の乗算手段と、前記Ｅｃｏｓθ信号と前記励磁信号とを乗算することにより、第２の回転角信号を出力する第２の乗算手段とを設けたものである。
【００１９】
また、本発明による回転角信号発生装置は、所定の励磁信号Ｅｓｉｎθ信号又はＥｃｏｓθ信号の位相を検出する検出手段と、パラメータとして入力される角度θと前記検出手段で検出された励磁信号の位相とを加算する加算手段と、前記加算手段の加算出力に基づいてＥｓｉｎ（ωｔ−θ）で表される回転角信号を発生する信号発生手段とを設けたものである。
【００２０】
【作用】
従って、本発明によるインバータ試験装置よれば、モータの回転数とモータ定数を制御手段に設定すると共に、第１のインバータの出力電流・電圧を検出し、制御手段は、モータ回転数に応じて第１のインバータの出力電流を所定の値に制御すると共に、モータ回転数、モータ定数及び出力電流・電圧に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実際のモータを接続することなく、モータを接続したのと同様の運転状態を模擬的に実現することができる。
【００２１】
また、本発明による回転角信号発生装置によれば、角度θを入力することにより、その角度θを表す回転角信号を模擬的に得ることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態によるインバータ試験装置を示す回路構成図である。
本試験装置は、ＩＰＭモータ（埋込磁石型同期モータ）を実際の負荷として想定した場合の電流制御方式によるものであり、図示のように、被試験インバータ１（以下、インバータ１と言う）に対して疑似負荷用インバータ２（以下、インバータ２と言う）を用いている。インバータ１、２としては、小型化に有利な電圧（源）型インバータが用いられる。
【００２３】
図１において、商用交流電源３からの交流電圧はトランス４を介して整流回路５で直流電圧に変換され、試験電圧調整用のチョッパ回路６で調整された後、インバータ１に供給される。また、上記直流電圧はインバータ２にも供給される。インバータ１の交流出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷＭ1 信号が出力される。このＰＷＭ1 信号は、インダクタンスＬからなるフィルタ７により正弦波に変換されてトランス８の１次側に加えられる。インバータ２の交流出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷＭ2 信号が出力される。このＰＷＭ2 信号は、インダクタンスｌ、コンデンサｃ、抵抗ｒからなるフィルタ９を介して基本波の正弦波が取り出され、トランス８の２次側に加えられる。尚、フィルタ７におけるインダクタンスＬは、負荷としてのモータのインダクタンスに相当するものである。
【００２４】
インバータ１から出力される上記ＰＷＭ1 信号のＵ相及びＷ相の各電流ｉu ，ｉw （電流制御方式により所定の値に制御される）が変流器１０で検出されてモータ模擬運転制御部１１に加えられる。また、上記ＰＷＭ1 信号をフィルタ７を通じて得られる正弦波の電圧ｖu ′，ｖw ′が検出されてモータ模擬運転制御部１１に加えられる。
【００２５】
モータ模擬運転制御部１１には、負荷としてのモータの運転条件とモータ特性が入力され設定される。運転条件としては、所望のモータ速度Ｎ、トルク（負荷）、制御モード等である。モータ特性としては、モータ定数や電圧変換方程式である。モータ定数は、モータ等価回路の各構成要素である。ＩＰＭモータの場合のモータ定数としては、モータの電機子抵抗Ｒ、モータ固定子上のｄ，ｑ直交座標軸におけるｄ軸上のモータインダクタンＬd とｑ軸上のモータインダクタンスＬq 、モータ誘起電圧定数φa 及びフィルタ７のインダクタンスＬが入力される。また、モータ模擬運転制御部１１には、角度センサ模擬制御部１２が設けられている。この角度センサ模擬制御部１２は、後述する本発明による模擬回転位置信号発生装置である。
【００２６】
次にインバータ１の試験について原理的に説明する。
インバータ１とインバータ２をインピーダンスを介して接続された２つの交流電圧源として考えた場合、インバータ１、２の各出力電圧の関係によってインバータ１から見たインピーダンスが変化する。このインピーダンスはモータの負荷インピーダンスに相当する。例えば各出力電圧を同相とすれば、インバータ１の負荷インピーダンスは、各出力電圧の振幅に応じた抵抗成分となる。また、インバータ１の出力電圧の位相に対して電流が９０°遅れるようにインバータ２の出力電圧を制御すれば、負荷インピーダンスはインダクタンス成分となる。即ち、インバータ１の出力電圧に対してインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、負荷インピーダンスが可変となる。
【００２７】
従って、本実施の形態によれば、疑似負荷としてのインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実際の負荷であるモータを模擬的に運転した状態を実現することができる。これにより、任意の運転条件で任意の負荷におけるインバータ１の試験を行うことができる。
【００２８】
次に、実際の試験動作について説明する。
電流制御方式によるインバータ１の試験を行う場合は、インバータ１の出力電流ｉu ，ｉw は、インバータ２の出力電圧に関わらず所定の値に制御される。尚、図示のインバータ１は、電流制御を行うための制御回路を含むものとする。
モータ模擬運転制御部１１には、前述した運転条件であるＮとモータ定数であるＲ，Ｌd ，Ｌq ，Ｌ，φa がオペレータにより入力設定される。角度センサ模擬制御部１２は、Ｎに応じた模擬角度センサ信号Ｓθを出力し、インバータ１はこの模擬角度センサ信号Ｓθに基づいて出力電流が所定の値に制御される。
【００２９】
また、モータ模擬運転制御部１は、運転条件Ｎ，モータ定数Ｒ，Ｌd ，Ｌq ，Ｌ，φa に基づいてインバータ２をスイッチングするゲート信号を生成して出力し、インバータ２はこのゲート信号に応じて動作する。即ち、インバータ２は、インバータ１の動作に応じた電圧・電流の振幅・位相となるように制御されることになる。モータ模擬運転制御部１１は、インバータ１の出力電流ｉu ，ｉw 及び出力電圧ｖu ′，ｖw ′を見ながら制御を行う。出力電圧ｖu ′，ｖw ′の振幅・位相は、負荷により決まる。
【００３０】
即ち、インバータ１の出力電流が一定の状態において、出力電圧の振幅・位相が所望となるようにインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、インバータ１にあたかもモータが接続されているかのような状態でインバータ１の試験を行うことができる。
以上により、モータの任意の運転条件に応じて任意の力率、負荷のインピーダンスを設定して、インバータ１の試験を行うことができる。
【００３１】
次に、本実施の形態においては、インバータ１とインバータ２との間にトランス８を設けることにより、インバータ１の３相出力電圧の中性点変動の影響をなくし、良好な制御が行われるようにしている。
即ち、インバータにおいては、図２（ａ）に示すように、出力電圧（線間電圧）の範囲を広げるために、中性点電圧変動回路１５により中性点電圧を所定のタイミングで変動させることがある。この場合、負荷がモータの場合は、中性点電圧がどのように変動してもモータへの影響はないが、図２（ｂ）のように負荷がインバータ２の場合は、中性点電圧変動回路１５、１６により中性点電圧を変動させると、その影響によりインバータ１とインバータ２との間で電流ｉx が流れてしまう。この電流ｉx をゼロに制御することは困難である。そこで、本実施の形態においては、トランス８を設けることにより、上記電流ｉx を遮断するようにしている。
【００３２】
次に、インバータ１、２の各出力電圧はＰＷＭ波形であり、遅れなしでインバータ１の基本波電圧の振幅と位相を検出することが難しいため、フィルタ７、９によりＰＷＭ波形を正弦波状にして、トランス８の１次側の電圧ｖu ′，ｖw ′を検出する。この電圧と電流ｉu ，ｉw に基づいてインバータ１の出力電圧ｖuを次式により算出する。
ｖu ＝Ｌ・ｉu ＋ｖu’ ……（７）
【００３３】
負荷がＩＰＭモータの場合は、
【数１】
による電圧変換方程式を満足するように制御が行われる。（８）式において、
Ｖd , Ｖq ：ｄ，ｑ軸の電機子電圧、ｉd , ｉq ：ｄ，ｑ軸の電機子電流、Ｒ：電機子抵抗、Ｌd , Ｌq ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ωm ：角速度（Ｎに対応）、ｐ：ｄ／ｄｔ、φa ：永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値×（３／２の平方根）、ｐn ：極対数である。Ｔは出力トルクで
Ｔ＝〔ｐn ｛φa ｉq ＋（Ｌd −Ｌq ）ｉd ｉq ｝……（９）
である。
【００３５】
図３は上記（８）式による電圧変換方程式をハード構成で実現した場合のモータ模擬運転制御部１１を示すもので、加算器、乗算器、補正回路、微分回路、２／３回路（３相−２相変換回路）、ＰＷＭ回路１３等により図示のように構成されている。尚、（８）式における pＬd , pＬq は過度項であり、実際の運転においては値が小さいので、本実施の形態では無視される。
【００３６】
図３において、上記入力されたＲ，Ｌd ，Ｌq 、θm （模擬角度センサ信号Ｓθが示すモータ角度：Ｎに対応），φa ，Ｌ、及び電圧ｖu ′，ｖw ′、電流ｉu ，ｉw を用いて図示の各演算が行われる。これにより、相電圧指令Ｖou* ，Ｖov* ，Ｖow* を生成し、これに基づいてＰＷＭ回路１３よりインバータ２のゲート信号が生成される。
【００３７】
図３において、ｉu ，ｉw をθm を角度補正した値に基づいて３相−２相変換して直交２軸上のｉd ，ｉq を得ると共に、ｖu ′，ｖw ′をθm を角度補正した値に基づいて３相−２相変換してｖd ，ｖq を得る。また、Ｌd ，Ｌq と実際のＬとの差分を求め、この差分とＲ，ｉd ，ｉq に基づいてｖd * ，ｖq * を求める。このｖd * ，ｖq * と実際のｖd ，ｖq とを突き合わせ、その結果をθmを角度補正した値に基づいて２相−３相変換することにより、Ｖou* ，Ｖov* ，Ｖow* が得られる。
【００３８】
次に、本実施の形態の第２の実施の形態について説明する。
上述した第１の実施の形態では、モータ回転数Ｎ（θm ）を予め設定して制御を行っているが、Ｎを設定せずに、インバータ１の出力電流・電圧からモータトルクを計算し、そのトルクと試験で想定する機械のイナーシャ（重量相当等）からＮ（θm ）を算出して制御に用いることにより、モータの加減速時の状態を模擬することができる。
即ち、モータが停止している状態からインバータ１が動作して加速していくとき、どのように加速していくのかは、どのようなパターンで電流・電圧が加えられたかによって決まる。
【００３９】
例えば、電気自動車を駆動するモータの場合、モータ模擬運転制御部１１により、入力される出力電圧・電流（ｖu ′，ｖw ′，ｉu ，ｉw ）によりとれだけトルクが出ているかを計算することができ、そのトルクに応じてどのように加速していくのかを、車体の重さ等からモータ軸換算でのイナーシャが分かっていれば、走行抵抗等を考慮して計算することができる。
【００４０】
即ち、計算したトルクとイナーシャ、走行抵抗等から、どれだけ加速すればどれだけの回転数Ｎとなり、次にどれだけの回転数Ｎとなるかを計算し、そのＮに基づいて模擬角度センサ信号Ｓθを作ってインバータ１にフィードバックすることにより、実際にモータを加減速している状態で様々な試験を行うことができる。
従って、本実施の形態の場合は、モータ模擬運転制御部１１には、車体重量やイナーシャ、走行抵抗等の機械的定数が入力設定される。
【００４１】
尚、上述した各実施の形態は、ＩＰＭモータを負荷とした場合について説明したが、電圧方程式があれば、ＩＭモータ（誘導電動機）、ＳＰＭ（表面磁石同期）モータ等々どのようなモータでも模擬運転可能である。
【００４２】
また、第３の実施の形態として、図１に示すように、モータ模擬運転制御部１において、第１のインバータ１の出力電圧・電流とモータ定数からモータのトルク、速度、回転位置、損失効率、温度等を計算して、表示又は出力するように構成してもよい。
【００４３】
次に、本発明による回転角信号発生装置の実施の形態について説明する。この回転角信号発生装置は、例えば図１の角度センサ模擬制御部１２で用いられるもので、以下においては、回転体としてのモータ回転軸の回転角を示す回転角信号を発生する場合について説明する。
【００４４】
図４は回転角信号発生装置の第１の実施の形態を示すブロック図であり、前述した１相励磁／２相出力方式（振幅変調型）によるレゾルバを模擬したものである。
図４において、入力端子４０に、模擬運転されるモータの角速度を入力する。この角速度は乗算器４１でモータ極数Ｐと乗算され、その乗算出力が積分器４２で積分されることにより、図５に示すような角度信号Ｐθとなる。
【００４５】
上記角度信号Ｐθは、ｓｉｎ信号発生器４３を駆動すると共に、ｃｏｓ信号発生器４４を駆動する。これにより、ｓｉｎ信号発生器４３からｓｉｎＰθ信号が得られ、ｃｏｓ信号発生器４４からｃｏｓＰθ信号が得られる。これらの信号は次に乗算器４５、４６により変圧比Ｋが乗算されて、ＫｓｉｎＰθ信号及びＫｃｏｓＰθ信号となる。
【００４６】
一方、入力端子４７には、図５に示すような前記（１）式による励磁信号Ｅ11＝Ｅｓｉｎωｔが入力される。この励磁信号Ｅ11と上記ＫｓｉｎＰθ信号とが乗算型Ｄ／Ａ変換器４８で乗算されることにより、出力端子４９に前記（２）式で表されるＥ12＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｃｏｓＰθ（図５）が出力される。
また、上記励磁信号Ｅ11と上記ＫｃｏｓＰθ信号とが乗算型Ｄ／Ａ変換器５０で乗算されることにより、出力端子５１に前記（３）式で表されるＥ13＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｓｉｎＰθ（図５）が回転角信号として出力される。
【００４７】
尚、入力端子４７に入力される励磁信号Ｅ11は図１のインバータ１から入力され、その周波数は使用するインバータに応じて決められる。また、出力端子５０、５１に得られる上記信号Ｅ12、Ｅ13はインバータ１に帰還される。また、ｓｉｎ信号発生器４３、ｃｏｓ信号発生器４４は、ＣＰＵやＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）等のデジタル回路が用いられる。
【００４８】
図６は回転角信号発生装置の第２の実施の形態を示すブロック図であり、前述した２相励磁／１相出力方式（位相変調型）によるレゾルバを模擬したものである。
図６において、入力端子６０に、模擬運転されるモータの角速度を入力する。この角速度は乗算器６１でモータ極数Ｐと乗算され、その乗算出力が積分器６２で積分されることにより角度信号Ｐθとなる。
【００４９】
一方、入力端子６３から得られる前記（４）式（又は（５）式）による励磁信号Ｅ22＝Ｅｓｉｎωｔ（又はＥ23＝Ｅｃｏｓωｔ）は、矩形波変換器６４で矩形波信号に変換された後、ＰＬＬ回路６５によりその位相θe が検出される。この位相θe と上記角度信号Ｐθとを加算器６６で加算し、その加算出力によりｓｉｎθ発生器６７を駆動してＥｓｉｎ（ωｔ−Ｐθ）を得る。さらに、乗算器６８で変圧比Ｋを乗算することにより、出力端子６９に前記（６）式によるＥ21＝ＫＥｓｉｎ（ωｔ−Ｐθ）が回転角信号として出力される。
【００５０】
尚、入力端子６３に入力される励磁信号Ｅ22（又はＥ23）は図１のインバータ１から入力され、その周波数は使用するインバータに応じて決められる。また、出力端子６９に得られる回転角信号Ｅ21はインバータ１に帰還される。また、ｓｉｎ信号発生器６７、ＰＬＬ回路６５は、ＣＰＵやＤＳＰ等のデジタル回路が用いられる。
【００５１】
上述した回転角信号発生装置は、モータの回転角信号を発生する場合について説明したが、本発明の回転角信号発生装置は、これに限らず、一般の回転体のある回転角を示す信号を模擬的に得る場合に適用することができる。
【００５２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、モータを実際に使用することなく、モータの動作を模擬的に行いながらインバータの試験を行うことができる。また、従来のＲ−Ｌ負荷の切り換えではできなかった回生運転試験を行うことができる。また、Ｒ−Ｌ負荷の切り換えの場合に比べて装置の大幅な省エネルギー化が可能となる。さらに、電流制御の場合、被試験インバータの電圧、力率の調整が可能となる。
また、被試験インバータと疑似負荷用インバータとの間にトランスを設けたことにより、被試験インバータにおける中性点電圧の変動による影響をなくし、良好な制御を行うことができる。
【００５３】
また、本発明による回転角信号発生装置によれば、インバータ試験装置等で用いる場合に、モータ軸等の回転体の回転角θを示す信号を得るために、従来のようにレゾルバを回転させるための小型モータ等を必要とせず、角度θを入力することにより、レゾルバを用いた場合と実質的に同等なその角度θを示す回転角信号を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態による電流制御方式のインバータ試験装置を示す回路構成図である。
【図２】 図１におけるトランス８を設けた理由を説明するための構成図である。
【図３】 電流制御方式におけるモータ模擬運転制御部のハード構成例を示す構成図である。
【図４】 本発明による回転角信号発生装置の第１の実施の形態を示すブロック図である。
【図５】 同実施の形態による回転角信号発生装置の各部の信号波形図である。
【図６】 本発明による回転角信号発生装置の第２の実施の形態を示すブロック図である。
【図７】 従来のインバータ試験装置の一例を示す構成図である。
【図８】 従来の１相励磁／２相出力方式によるレゾルバを示す構成図である。
【図９】 従来の２相励磁／１相出力方式によるレゾルバを示す構成図である。
【符号の説明】
１ 被試験インバータ ２ 疑似負荷用インバータ
７ フィルタ ８ トランス
９ フィルタ １０ 変流器
１１ モータ模擬運転制御部 １２ 角度センサ模擬制御部
１３ ＰＷＭ回路 ４０、４７ 入力端子
４１ 乗算器 ４２ 積分器
４３ ｓｉｎθ信号発生器 ４４ ｃｏｓθ信号発生器
４５、４６ 乗算器 ４８、５０ 乗算型Ｄ／Ａ変換器
４９、５１ 出力端子 ６０、６３ 入力端子
６１、６８ 乗算器 ６２ 積分器
６４ 矩形波変換器 ６５ ＰＬＬ回路
６６ 加算器 ６７ ｓｉｎθ信号発生器
６９ 出力端子
Claims (6)
- 被試験用の第１のインバータの仮想負荷となる第２のインバータと、
第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、
第１のインバータの出力電流を第一のインバータが仮想する負荷であるモータの回転数に応じて、所定の値に制御すると共に、仮想負荷のモータ回転数とモータ定数と検出された第１のインバータの出力電圧および電流に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・および位相を所定に制御する制御手段とを有し、
前記制御手段は、入力されるモータ角速度とモータ極数Ｐとを乗算した値を積分したモータ角度Ｐθを元に、ＫＥｓｉｎＰθ信号とＫＥｃｏｓＰθ信号（Ｋ：レゾルバの変圧比）を発生させ、ＫＥｓｉｎＰθ信号と所定の励磁信号Ｅｓｉｎω ｔ信号とを乗算して第１のモータ回転角信号を得ると共に、ＫＥｃｏｓＰθ信号と前記励磁信号とを乗算して第２のモータ回転角信号を出力すると共に、前記第１のインバータは、第１、第２のモータ回転角信号に基づいて前記出力電流を一定に制御することを特徴とするインバータ用試験装置。 - 被試験用の第１のインバータの仮想負荷となる第２のインバータと、
第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、
第１のインバータの出力電流を第一のインバータが仮想する負荷であるモータの回転数に応じて、所定の値に制御すると共に、仮想負荷のモータ回転数とモータ定数と検出された第１のインバータの出力電圧および電流に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・および位相を所定に制御する制御手段とを有し、
前記制御手段は、所定の励磁信号Ｅｓｉｎωｔ信号又はＥｃｏｓωｔ信号の位相を検出して、入力されるモータ角速度とモータ極数Ｐとを乗算した値を積分したモータ角度Ｐθと前記検出された励磁信号の位相とを加算し、その加算出力に基づいてＫＥｓｉｎ（ωｔ−Ｐθ）（Ｋ：レゾルバの変圧比）で表されるモータ回転角信号を得ることにより、前記第１のインバータは、前記モータ回転角信号に基づいて前記出力電流を一定に制御することを特徴とするインバータ用試験装置。 - パラメータ角度θに基づいてＥｓｉｎθ信号を発生する第１の信号発生手段と、
前記パラメータ角度θに基づいてＥｃｏｓθ信号を発生する第２の信号発生手段と、
前記Ｅｓｉｎθ信号と所定の励磁信号Ｅｓｉｎωｔとを乗算することにより、第１の回転角信号を出力する第１の乗算手段と、
前記Ｅｃｏｓθ信号と前記励磁信号とを乗算することにより、第２の回転角信号を出力する第２の乗算手段とを設けたことを特徴とする回転角信号発生装置。 - 所定の励磁信号Ｅｓｉｎθ信号又はＥｃｏｓθ信号の位相を検出する検出手段と、
パラメータ角度θと前記検出手段で検出された励磁信号の位相とを加算する加算手段と、
前記加算手段の加算出力に基づいてＥｓｉｎ（ωｔ−θ）で表される回転角信号を発生する信号発生手段とを設けたことを特徴とする回転角信号発生装置。 - 前記パラメータ角度θは、モータ角速度にモータ極数Ｐを乗算した値Ｐθであることを特徴とする請求項３又は４記載の回転角信号発生装置。
- 前記回転角信号にレゾルバの変圧比Ｋを乗算する乗算手段を設けたことを特徴とする請求項３、４又は５記載の回転角信号発生装置。
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