JP3987455B2 - デジタル変調送信機 - Google Patents
デジタル変調送信機 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3987455B2 JP3987455B2 JP2003127872A JP2003127872A JP3987455B2 JP 3987455 B2 JP3987455 B2 JP 3987455B2 JP 2003127872 A JP2003127872 A JP 2003127872A JP 2003127872 A JP2003127872 A JP 2003127872A JP 3987455 B2 JP3987455 B2 JP 3987455B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- digital modulation
- frequency
- carrier
- oscillator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル変調方式の送信機に関し、特に無線または有線通信システムで用いられ、複数の通信方式に対応したデジタル変調信号を1つの送信機で送信するデジタル変調送信機に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
無線通信システムや有線通信システムにおいては、そのシステムが目的とするサービスや、そのシステムで通信する情報量によって、種々の通信方式が用いられている。例えば、無線通信システムで使われる通信方式は多数あるが、その中の数例として、
800MHz帯、1.5GHz帯を用いた携帯電話サービスを提供するPDC方式、
2GHz帯を用いた第3世代の携帯電話であるIMT−2000方式、
280MHz帯を用いて無線呼出し、情報配信サービスを提供するペーシャ方式、
無線LANを構成するときの通信規格であるIEEE802.11a,IEEE802.11b、
近距離無線通信を目的とした通信規格であるBluetooth、
などがある。これら以外にも、目的や用途によって様々な通信方式が用いられている。
【0003】
これまでの技術では、1つの送受信機は1つの通信方式にしか対応できず、複数の通信方式を利用したい場合には、それぞれの通信方式ごとに複数の送受信機を用意する必要があった。
従来、このような問題を解消するために、複数通信方式に対応できる送受信機の構成方法が提案されている。送信機の構成方法、受信機の構成方法ともに種々の方法が提案され、その一部は実用化されているが、以下では、特に本発明にかかわる送信機の構成方法について、複数の通信方式に対応できる技術の従来例を説明する。
【0004】
[従来技術1]
従来技術の第1の例は、1つの送信機の中に複数の通信方式に対応した独立した送信装置を内蔵するものである。2つの通信方式に対応したものであればデュアルモードの送信機、3つ以上の通信方式に対応していればマルチモードの送信機、などと呼ばれている。実際に実用化された商品の例として、例えば、
PDC方式とPHS方式に対応したデュアルモードの携帯電話、
W−CDMA方式とPDC方式に対応したデュアルモードの携帯電話、
IEEE802.11a,IEEE802.11bの2つの通信規格に対応した無線LANモジュール、
などがある。いずれの場合にも複数の通信方式に対応していることで、利用者は大きな利便性を得ることができる。
【0005】
しかしながら上記の3つの例では、2つの異なった通信方式に対応して独立した送受信装置を内蔵しており、ハードウェア規模が大きく構造的に複雑であり、必然的に端末のサイズが大きくなり、複数の送受信装置を持つため消費電力が増え、製造コストも高くなる、といった問題点がある。
この従来技術の延長として、2つ以上の送信装置を1つのLSIチップの中に作り込んでしまう、コンボチップと呼ばれる技術もあるが、サイズや製造コストは抑えられるものの、システムとしての複雑さや消費電力の増加は、依然として問題点として残る。
【0006】
[従来技術2]
従来技術の第2の例として、特許文献1に記載されている無線送信機の構成方法を図12に示し、その特徴を以下に説明する。図12の送信機には、第1または第2の通信方式の一方を指定する制御信号と、指定した通信方式に対応したベースバンド信号(BB信号)とを出力する信号処理部50、制御信号に対応した局部発振信号(LO信号)を出力するシンセサイザ(発振器)51、BB信号およびLO信号が入力される直交変調器52、第1の通信方式に対応する第1無線部54、第2の通信方式に対応する第2無線部55、制御信号に応じて第1または第2無線部のいずれかを選択するスイッチ53を備えている。
【0007】
信号処理部50において、50A,50BはIチャネル用およびQチャネル用のBB信号端子、50Cは制御信号端子である。端子50A,50BからのIQ信号は、直交変調器52でシンセサイザ51からのLO信号とミキシングされ、変調信号が出力される。この変調信号は、スイッチ53を切り替えることで、第1無線部54または第2無線部55で処理された後に端子56,57から出力される。
【0008】
ここで、図12の送信機で使われている直交変調器52について、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式の場合を例に、その動作を簡単に説明する。QPSK変調は、90゜ずつ位相の異なる4値でキャリア信号の位相を変調する方式である。4値の位相情報は位相平面上にプロットすることができ、I成分(In-phase component)とQ成分(Quadrature-phase component)に分解することができるが、三角関数を用いるとI成分はcosφ(t)、Q成分はsinφ(t)と表すことができる。直交変調器52では、このI成分とQ成分を用いてLO信号cosωtを変調する。
【0009】
直交変調器52は、2つの乗算器52A,52Bと1つの加算器52Cとから構成される。一方の乗算器52AではLO信号とI成分を乗算cosωt・cosφ(t)し、もう一方の乗算器52Bでは位相を90゜ずらしたLO信号とQ成分を乗算sinωt・sinφ(t)する。これら2つの信号を加算器52Cで加算すると、
cosωt・cosφ(t)+sinωt・sinφ(t)=cos(ωt+φ(t))
となり、位相情報で変調された変調波が出力として得られる。
以上のように、直交変調器52は、BB信号のIチャネル成分、Qチャネル成分を用いて変調信号を生成することから、BB信号処理部において通信方式に対応したIQ信号を生成することで、種々の変調方式に対応することが可能であるという特徴をもつ。
【0010】
しかしながら、図12の直交変調器52においては、前述の数式で示される乗算および加算を用いて変調していることから、2系統のLO信号の位相差が正確に90゜であることが必要であり、そのため高精度の移相器が必要となるとともに、直交変調器52それ自体にも、高精度の乗算器と加算器が求められる。また、複数周波数帯に対応したシンセサイザ51と無線部54,55が必要になり、ハードウェア規模が大きくなることを避けられない。いずれにしても、製造コストの増大や消費電力の増化などの原因になりうる。
【0011】
[従来技術3]
従来技術の第3の例として、特許文献2に記載されている無線送信機の構成方法を図13に示し、その特徴を以下に説明する。図13の構成方法の特徴は、ベースバンドのIQ信号からデジタル処理により中間周波数(IF)のIQ信号を生成し、このIFのIQ信号を用いて直交変調器でLO信号を変調する構成としている点である。BB信号60は、デジタル変調部61でIFシンセサイザ62の出力とミキシングされ、得られたIFのIQ信号はD/A変換、フィルタリングされた後に直交変調器(64〜66)によりLO発振器63の出力とミキシングされ、フィルタリングされた後に電力増幅器68により増幅され、出力される。
【0012】
この構成の特徴は、デジタルIF変調とすることにより、通信方式に対して高い自由度を持つとともに、直交変調器を用いることで図12の構成と同様に種々の変調方式に対応できるということである。
すなわち、LO発振器63からのLO信号を移相器67で−90゜だけ移相して、IQ信号のI成分と乗算器64で乗算し、LO発振器63からのLO信号とIQ信号のQ成分とを乗算器65で乗算し、これら乗算器64,65の出力を加算器66で加算することにより、変調波を得ている。
【0013】
しかしながら、図12の構成の場合と同様の理由で、高精度の移相器、高精度の直交変調器が求められる。このような問題点については、特許文献2においても、「固定周波数局部発振器63は、2つのミキサ64,65の均衡性を局部発振器ポート(LO)で保つといった別の重要な案件を扱う。ミキサ64,65は、LO信号が送信された信号の中に入ることを回避するために狭い許容度に保たれなくてはならない。」と明示されている。
【0014】
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
【0015】
【特許文献1】
特開2003−008454号公報
【特許文献2】
特表2002−526958号公報
【非特許文献1】
L.Kahn,"Single-sided transmission by envelope elimination and restoration," Proc.IRE,pp.803-806,July 1952
【非特許文献2】
P.J.Nagle,D.P.Burton,E.P.Heaneyand F.J.McGrath,"A wideband linear amplitude modulator for polar transmitter based on the concept of interleaving delta modulation," 2002 IEEE Int.Solid-State Circuits Conference(ISSCC),pp.296-297,Feb.2002
【0016】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、1つの送信機で複数の通信方式に対応する用途を考えた場合に、前述した従来のデジタル変調送信機では、送信機のハードウェア構成が複雑になる、送信機を構成する要素回路に高精度の回路動作が要求される、という問題点があった。
本発明はこのような問題点を解決するものであり、簡単な回路構成で、かつ高精度の回路要素を必要としない送信機の構成方法によって、複数の通信方式に対応できるデジタル変調送信機を実現することを目的とするものである。
【0017】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、本発明にかかるデジタル変調送信機は、通信システムで用いられ、入力信号を所望のデジタル変調方式に基づき変調し、得られたデジタル変調信号を送信するデジタル変調送信機において、入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づきキャリア信号を生成する発振器と、この発振器からのキャリア信号から所望のデジタル変調信号を生成して出力する複数の無線部とを備え、無線部は、入力された比率設定信号に基づき発振器からのキャリア信号を分周して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する分周器と、入力された位相制御信号に基づき分周器からのキャリア信号のうちのいずれかを選択して出力するスイッチと、スイッチからのキャリア信号を増幅しデジタル変調信号として出力する電力増幅器とを備えるものである。
【0019】
また、本発明にかかる他のデジタル変調送信機は、通信システムで用いられ、入力信号を所望のデジタル変調方式に基づき変調し、得られたデジタル変調信号を送信するデジタル変調送信機において、入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づき位相の異なる複数のキャリア信号を生成する発振部と、入力された位相制御信号に基づき発振部からのキャリア信号のうちのいずれかを選択して出力するスイッチと、このスイッチからのキャリア信号から所望のデジタル変調信号を生成して出力する複数の無線部と、スイッチからのキャリア信号を無線部のいずれかへ切替出力するセレクタとを備え、無線部は、スイッチからのキャリア信号を増幅しデジタル変調信号として出力する電力増幅器を備えるものである。
【0020】
発振部の具体的構成例として、入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づきキャリア信号を生成する発振器と、入力された比率設定信号に基づき発振器からのキャリア信号を分周して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する分周器とから構成してもよい。
分周器は、比率設定信号に基づき発振器からのキャリア信号を逓倍して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する逓倍器としてもよい。
【0021】
電力増幅器としては、入力された利得制御信号に基づきキャリア信号の増幅利得を可変制御する可変利得型の電力増幅器を用いてもよい。
また、周波数制御信号として、キャリア信号を周波数変調するための周波数変調用信号を用いるてもよく、位相制御信号として、キャリア信号を位相変調するための位相変調用信号を用いてもよい。さらに、利得制御信号として、キャリア信号を振幅変調するための振幅変調用信号を用いてもよい。
【0022】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
[第1の参考例]
まず、図1を参照して、本発明の第1の参考例にかかるデジタル変調送信機について説明する。図1は本発明の第1の参考例にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
このデジタル変調送信機は、発振部1、スイッチ2、電力増幅器3、およびアンテナフィルタ4から構成されている。
【0023】
発振部1は、外部から入力された周波数制御信号11に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づき位相の異なる複数のキャリア信号を生成する。
スイッチ2は、外部から入力された位相制御信号12により、発振部1からの多相キャリア信号のいずれか1つを選択して出力する。
したがって、スイッチ2で選択されたキャリア信号は、周波数制御信号11、位相制御信号12のいずれか一方または両方で選択した所望のデジタル変調方式に基づくデジタル変調信号として、電力増幅器3で所望のレベルまで増幅され、アンテナフィルタ4で帯域外の不要な信号が低減された後に、送信信号として出力される。
【0024】
具体的には、例えば周波数制御信号11を0,1に対応した2値のデジタル信号とすると、発振部1からはBFSK(Binary Frequency Shift Keying)変調されたキャリア信号が出力される。このときにスイッチ2で選択する信号を固定とすると、BFSK変調波が送信される。また、上記構成を変更することなく、例えば発振部1の出力を4相のキャリア信号とし、そのうちの1相を位相制御信号12によってスイッチ2で選択する構成にすると、QPSK変調波が出力される。
したがって、周波数制御信号11として周波数変調用信号を用いて周波数変調するか、位相制御信号12として位相変調用信号を用いて位相変調するか、いずれかを選択することによって、BFSKとQPSKの2つの変調方式に対応することができる。
【0025】
このように、本参考例では、任意の周波数で位相の異なる多相のキャリア信号を出力する発振部1と、この発振部1からの多相キャリア信号のいずれかを選択するスイッチ2とを設け、これらを周波数制御信号11,位相制御信号12のいずれか一方または両方で制御するようにしたので、発振部1で周波数変調機能が実現されるとともに、スイッチ2で位相変調機能が実現され、比較的簡単な回路構成で、かつ高精度の回路要素を必要とすることなく、複数の通信方式に対応できるデジタル変調送信機を実現できる。
なお、多相キャリア信号を切り替えるスイッチ2については、FETを使用したパストランジスタなどの簡単な回路構成で実現することができる。また、発振部1や、電力増幅器3、アンテナフィルタ4については、公知の技術により実現することができる。
【0026】
[第2の参考例]
次に、図2を参照して、本発明の第2の参考例にかかるデジタル変調送信機について説明する。図2は本発明の第2の参考例にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
本参考例にかかるデジタル変調送信機は、前述した第1の参考例(図1参照)と比較して、電力増幅器3に代えて、増幅利得を可変できる機能を持つ電力増幅器3Aを用い、利得制御信号13によりその利得をコントロールするようにした点が異なる。
【0027】
このように、本参考例では、前述した参考例の形態に加えて、可変利得型の電力増幅器3Aを用いるようにしたので、前述の参考例の形態と同じの効果を奏するだけでなく、位相変調した場合の不要な高調波の発生を低減する効果が得られる。
通常、キャリア信号を位相変調すると、位相信号が変調されるとともに包絡線が変動した変調信号となる。これに対して第1の参考例では、位相変調をする場合、位相のみを切り替えることで変調し、包絡線は一定の変調波を生成していることから、出力されるキャリア信号は不要な高調波を含んだものとなる。
【0028】
この点について、本参考例のように、位相制御信号12に応じてキャリア信号の振幅も制御すれば、本来の位相変調されたキャリア信号に近づけることができ、不要な高調波を抑えることができる。この原理はEER(Envelope Elimination and Restoration)方式として知られているものであり、非特許文献1においてL.Kahnが提案した方式である。
この方式をデジタル変調へ応用した送信機の構成方法について、非特許文献2があるが、この文献で示されている構成は、デジタル位相変調のみに関するものであり、本参考例のように、周波数変調と位相変調の両方に対応できるものではない。
【0029】
また、本実施の形態による新たな効果として、各制御信号11,12による周波数変調、位相変調の機能と同時に、利得制御信号13として振幅変調用信号を用いる振幅変調の機能を合わせて実現することができる。利得制御信号13をアナログ信号とするとAM変調を実現でき、デジタル信号とするとASK変調の機能を実現することができる。
さらに原理的には、位相制御信号12と利得制御信号13を同時に併用することにより多値QAM変調にも対応することができる。
なお、例えば既存の16QAMであれば直交変調器による構成の方が実現が容易と考えられ、多値QAM変調に対応する場合には、本実施の形態の送信機構成方法に合った信号点設計を考慮する必要がある。
【0030】
また、図1,図2の発振部1の具体的構成として、図3に示すように、周波数制御信号11に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づきキャリア信号を生成する発振器1Aと、入力された比率設定信号15で設定される分周比に基づき発振器1Aからのキャリア信号を分周して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する分周器5とから発振部1を構成してもよく、簡素な構成で多相キャリア信号を容易に生成できる。
この際、分周器5を逓倍器で置き換え、比率設定信号で設定される逓倍比に基づき発振器1Aからのキャリア信号を逓倍して位相の異なる複数のキャリア信号を出力するようにしてもよい。
【0031】
なお、図3において、固定利得型の電力増幅器3を用いてもよいが、可変利得型の電力増幅器3Aを設けて振幅変調可能な構成とすることにより、前述と同様に、位相変調した場合の不要な高調波の発生を低減できるとともに、振幅変調機能を合わせて実現することができる。
【0032】
[第1の実施の形態]
次に、図4を参照して、本発明の第1の実施の形態にかかるデジタル変調送信機について説明する。図4は本発明の第1の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
このデジタル変調送信機は、発振器1A、第1無線部20A、および第2無線部20Bから構成される。また、第1無線部20Aおよび第2無線部20Bは、分周器5、スイッチ2、電力増幅器3A、およびアンテナフィルタ4から構成されている。
【0033】
発振器1A、分周器5、スイッチ2、電力増幅器3A、およびアンテナフィルタ4は、前述の第1および第2の参考例と同様である。
第1無線部20Aでは、発振器1Aの出力に基づき分周器5で多相キャリア信号を生成する。そして、この多相キャリア信号からスイッチ2でいずれかの位相のキャリア信号を選択し、電力増幅器3Aで増幅した後、アンテナフィルタ4で不要波成分を低減し、所望のデジタル変調信号として出力する。
同様に第2無線部20Bでも、発振器1Aの出力を、分周器5、スイッチ2、電力増幅器3A、アンテナフィルタ4で処理し、所望のデジタル変調信号として出力する。
【0034】
この際、第1無線部20Aおよび第2無線部20Bから出力されるキャリア信号のキャリア信号周波数は、それぞれの分周器5の分周比で決まる。第1無線部20Aおよび第2無線部20Bの分周器5では、それぞれ個別の比率設定信号15により異なる分周比が設定され、その結果、第1無線部20Aと第2無線部20Bとではキャリア信号の周波数が異なる。
送信機全体では、比率設定信号15により第1無線部20Aと第2無線部20Bを切り替える機能を持つ。
【0035】
具体的には、発振器1Aとして1.2GHz帯で発振する差動の発振器を用い、第1無線部20Aにおいて、分周器(逓倍器)5で2逓倍して2.4GHzの多相キャリア信号を生成し、スイッチ2でいずれかのキャリア信号を選択し、電力増幅器3A、アンテナフィルタ4を経て2.4GHzのキャリア信号を出力する。
【0036】
この場合、スイッチ2は信号選択が固定であってもよく、スイッチ2は省略することもできる。第1無線部20Aにおいては、周波数制御信号11により発振器1Aの周波数を可変とすることで、近距離無線通信規格の1つであるBluetoothの規格で送信することができる。Bluetoothの通信方式は、周波数ホッピングのスペクトル拡散を用いてBFSK変調波を送受信する。周波数制御信号11について、その周波数ホッピングとBFSK変調とに対応した制御をすることで、Bluetooth用の送信機とすることができる。
【0037】
一方、第2無線部20Bでは、1.2GHzの発振器1Aの出力を分周器5で4分周し300MHz帯の4相のキャリア信号を生成する。この4相キャリア信号をスイッチ2で切り替えることによりQPSKで変調することができ、電力増幅器3A、アンテナフィルタ4を経て300MHz帯のキャリア信号として出力される。特に、300MHz帯は、送信機から3m離れた場所での電界強度が500μV/mであれば微弱無線方式で使うことができ、変調方式は比較的自由に選択することができる。
【0038】
したがって、上記例では、2.4GHz帯のBluetooth用送信機と、300MHz帯の微弱無線QPSK送信機という2つの機能を持つ送信機を、簡単な回路構成で実現することができる。
このように、本実施の形態では、第1無線部20Aと第2無線部20Bを設け、それぞれの分周器5の分周比を比率設定信号15で個別に制御するようにしたので、前述した第2の参考例の効果に加えて、発振器1Aを共用しつつ異なる2つの周波数帯の変調方式を比較的自由に選択して変調波を送信できるという効果が得られる(請求項1)。
【0039】
なお、図4において、固定利得型の電力増幅器3を用いてもよいが、可変利得型の電力増幅器3Aを設けて振幅変調可能な構成とすることにより、前述と同様に、位相変調した場合の不要な高調波の発生を低減できるとともに、振幅変調機能を合わせて実現することができる(請求項5)。
また、第1無線部20Aと第2無線部20Bの各分周器5のうち、いずれか一方または両方が逓倍器であってもよい(請求項4)。
【0040】
[第2の実施の形態]
次に、図5を参照して、本発明の第2の実施の形態にかかるデジタル変調送信機について説明する。図5は本発明の第2の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
このデジタル変調送信機は、発振部1B、スイッチ2、セレクタ6、第1無線部21A、および第2無線部21Bから構成される。前述した図3と同様に、発振部1Bは発振器1Aと分周器5から構成されている。また、第1無線部21Aおよび第2無線部21Bは、電力増幅器3Aおよびアンテナフィルタ4から構成されている。
【0041】
発振部1B、スイッチ2、電力増幅器3A、およびアンテナフィルタは、前述の第1の実施の形態と同様である。セレクタ6は、スイッチ2で選択されたキャリア信号を第1無線部21Aまたは第2無線部21Bのいずれかへ切替出力する。
なお、無線部の数は、2つに限定されるものではなく、対応すべき周波数帯の数に応じて3つ以上設けてもよく、無線部の数に対応したセレクタ6を用いればよい。
【0042】
このように、本実施の形態では、前述した第1の実施の形態(図4参照)のうち、各無線部の分周器5およびスイッチ2を共通化し、比率設定信号15により分周器5の分周比を切り替えるとともに、セレクタ6を切り替えて、スイッチ2の出力をそのキャリア信号周波数に応じた第1の無線部21Aと第2の無線部21Bのいずれかに切替出力するようにしたので、発振部1Bおよびスイッチ2を共用しつつ、異なる2つの周波数帯のキャリア信号を生成できる。したがって、前述した第2の実施の形態と同様の効果を、より規模の小さい回路ブロックにより実現することができる(請求項2)。
【0043】
なお、図5において、固定利得型の電力増幅器3を用いてもよいが、可変利得型の電力増幅器3Aを設けて振幅変調可能な構成とすることにより、前述と同様に、位相変調した場合の不要な高調波の発生を低減できるとともに、振幅変調機能を合わせて実現することができる(請求項5)。
また、発振部1Bについては、第1の参考例(図1)と同様に、他の公知の発振部1を用いてもよいが、発振器1Aと分周器5から構成することにより、簡素な構成で多相キャリア信号を容易に生成できる(請求項3)。この際、分周器5に代えて、比率設定信号に基づき発振器1Aからのキャリア信号を逓倍して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する逓倍器を用いてもよい(請求項4)。
【0044】
次に、図6を参照して、本発明の第3の参考例にかかるデジタル変調送信機について説明する。図6は本発明の第3の参考例にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
本実施の形態にかかるデジタル変調送信機は、前述した第2の実施の形態(図5参照)のうち、電力増幅器3Aに代えて、広帯域の電力増幅器3Bを用いることにより、各無線部の電力増幅器3Aおよびアンテナフィルタ4を共通化したもである。なお、発振部1B、スイッチ2、およびアンテナフィルタ4は、前述の第2の実施の形態と同様である。
【0045】
前述した第1および第2の参考例や、第1および第2の実施の形態では電力増幅器として特定の周波数帯の信号のみを増幅する狭帯域増幅器を使用していた。これは、狭帯域の増幅器の方が消費電力を低く抑えることができ、帯域外の不要信号は増幅しないという特徴を持つためである。
しかし、広帯域の増幅器であっても、利得制御信号13によって増幅利得を制御することによって、不要な高調波の発生を抑え、不要信号の出力を低減することができる。この効果については、前述の第2の参考例で説明しているとおりである。
【0046】
また、狭帯域増幅器には低消費電力であるという特徴があるが、複数の通信方式に対応して独立した無線部を持つことは、ハードウェア構成が複雑になり、異なる無線部間での干渉の問題などが生じる場合がある。
本参考例では、このように、広帯域の電力増幅器3Bを用いたので、各変調方式ごとの無線部が不要となり、ハードウェア構成を簡素化できるとともに、複数の無線部を切り替える必要がなくなり、前述した第2の実施の形態で用いたセレクタ6は不要となる。本実施の形態により、消費電力の増加より優先して、ハードウェア構成を簡単にしたい、無線部間の干渉を避けたいという用途に対しては、1つの現実解を得ることができる。
【0047】
なお、図6において、広帯域で固定利得型の電力増幅器3を用いてもよいが、広帯域で可変利得型の電力増幅器を用いて振幅変調可能な構成とすることにより、前述と同様に、位相変調した場合の不要な高調波の発生を低減できるとともに、振幅変調機能を合わせて実現することができ(請求項5)。
【0048】
[発振器および分周器]
以上の各実施の形態で用いた発振器1Aおよび分周器5については、次のような具体的構成を用いてもよい。
図7に、発振器1Aの具体的回路例を示す。この例では、インダクタLとMOSバラクタ容量Cにより共振周波数ω=1/√LCを持つLC共振器を構成し、MOSトランジスタM31とMOSトランジスタM32のクロスカップル型の負性抵抗素子と組み合わせることにより発振器(無安定マルチバイブレータ)か構成されている。
【0049】
すなわち、この発振器では、M33のソース端子が電源電圧Vに接続され、そのドレイン端子に2つLの一端が接続されている。そして、これらLの他端の間にそれぞれMOSトランジスタM34,M35からなる2つの容量Cが直列接続されているとともに、これらLの2つの他端と接地電位GNDとの間にM31,M32からなる負性抵抗素子が接続されている。また、共通接続されたM34,M35のゲート、およびM33には所定の電位Vbiasが接続されている。
この発振器では、0゜および180゜の差動のクロック信号vp,vnを発生することができる。トランジスタM33は、回路の消費電流を一定とし、出力差動信号の位相差を180゜に保つ役割も同時に果たしている。
【0050】
図8に、分周器5の具体的回路例を示す。この分周器は、ジョンソンカウンタと呼ばれる、Dフリップフロップ(D−FF)を2個用いた1/4分周器である。ここでは、QPSK変調方式で用いる、90゜ずつ(π,π/4,π/2,3π/4)位相の異なるキャリア信号が生成される。
【0051】
すなわち、D−FF36およびD−FF37のclk入力端子のそれぞれに、発振器1Aからのクロック信号vpが入力され、/clk入力端子(clk入力端子の反転論理)のそれぞれに、vpと180゜の位相差を持つ、発振器1Aからのクロック信号vnが入力されている。
D−FF36のD入力端子および/D入力端子(D入力端子の反転論理)には、D−FF37のQ出力端子および/Q出力端子(Q出力端子の反転論理)がそれぞれ接続され、D−FF37のD入力端子および/D入力端子(D入力端子の反転論理)には、D−FF36のQ出力端子および/Q出力端子がそれぞれ接続されている。
【0052】
このような構成により、差動のクロック信号vp,vnから、クロック周期を1/4分周した4相の信号IP,IN,QP,QNが生成され、それぞれD−FF36のQ出力端子、/Q出力端子、D−FF37のQ出力端子、および/Q出力端子から出力される。
したがって、これらDフリップフロップの構成と回路の接続とが対称的になっているため、4相のキャリア信号を、比較的簡素な回路構成で高精度に生成することができ、分周出力を切り替えることによりQPSK変調の変調信号を実現できる。
【0053】
図9に、図8の分周器5で用いられるDフリップフロップの具体的回路例を示す。
このDフリップフロップは、2つのMOSトランジスタから構成される差動増幅器を複数組み合わせて構成した、CML(Current Mode Logic)構成をとっており、高速動作が可能であるとともに、適切な回路設計によりアナログ信号を扱うこともでき、キャリア信号を生成するための分周器に使用することができる。なお、図7のDフリップフロップは公知の技術に基づくものであり、その構成および動作の詳細についての説明は省略する。
【0054】
図10および図11に、これら発振器1Aおよび分周器5の動作に対するシミュレーション結果を示す。図10は図87の発振器1Aの出力波形図であり、図11は図9の分周器5の出力波形図である。
これら出力波形図において、横軸は時間(ns)であり、縦軸は出力電圧(mV)である。ここでは、発振器1Aにおいて、周波数1.2GHzで逆位相のクロック信号vp,vnが生成されていることがわかる。また、分周器5において、これらvp,vnから、周波数300MHzの90゜ずつ位相が互いに異なった4つの信号IP,IN,QP,QNがキャリア信号として生成されていることがわかる。
【0055】
[可変利得型電力増幅器]
以上の各実施の形態で用いた可変利得型の電力増幅器3Aについては、飽和型増幅回路を用いてもよい。
飽和型増幅回路とは、例えばMOSトランジスタで増幅器を構成した場合、そのMOSトランジスタをその飽和領域で動作させることにより入力信号を増幅する回路のことを指す。このような飽和領域では、ドレイン電圧VDSの変化がドレイン電流IDにあまり影響せず、MOSトランジスタが電流源として動作するため、これを利用して高効率の増幅器を実現できる。
【0056】
なお、この種の高周波増幅器に関する詳細は、例えば、高山洋一郎,「マイクロ波トランジスタ」,電子情報通信学会,pp192-200,1998 や、黒田監訳,「RFマイクロエレクトロニクス」,丸善,pp325-339,2002 などに説明されており、ここでの詳細な説明は省略する。
このような飽和型増幅回路は、例えば増幅段のトランジスタに対するバイアス電圧を制御することにより利得を制御することができ、線形増幅器と比較して電力付加効率が高く消費電力を低減できる。
【0057】
線形増幅回路で電源電圧を変えた場合、増幅器の動作点が変化し線形動作をしなくなる場合があるので、可変範囲が限定される。一方、飽和型増幅器では、ある程度以上の電源電圧であれば動作するので、増幅器の線形性を考慮する必要がない。また、利得が小さくてよい場合には電源電圧を下げて増幅利得を下げているので、消費電力が小さく電力付加効率のよい送信装置を構成することができる。
【0058】
このように、信号の増幅に飽和型増幅器を使用しているという特徴から、その利得を電源電圧により制御することができ、利得制御回路を簡単な回路構成とすることができるとともに、電力効率の良いデジタル変調送信機を構成することができる。
また、本発明で用いる飽和型増幅回路は、MOSトランジスタを用いた増幅器に限定されるものではなく、前述したような動作特性を有するバイポーラトランジスタ、化合物FET、さらには真空管、電子管などの回路素子を用いて構成してもよい。
【0059】
なお、以上の各実施の形態で用いた各構成回路については、それぞれ個別の回路部品で構成してもよく、全ての構成回路を1つの集積回路に搭載することも可能である。
【0060】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、周波数制御信号に基づき発振周波数を制御して生成したキャリア信号から、所望のデジタル変調信号を生成して出力する複数の無線部を備え、これら無線部の分周器の分周比を比率設定信号により制御し、分周器から得られた複数のキャリア信号のいずれかをスイッチで選択することにより、所望のデジタル変調信号を得るようにしたので、周波数制御信号および位相制御信号を任意に選択することにより、同一回路構成で各種の通信方式に応じたデジタル変調信号を得ることができる。したがって、発振部とスイッチという簡単な回路構成で、かつ高精度の回路要素を必要とすることなく、各種の通信方式に対応できるデジタル変調送信機を実現することができる。
また、上記各無線部の分周器およびスイッチを共通化して設け、その分周比を比率設定信号により制御し、セレクタを切り替えてスイッチの出力をキャリア信号周波数に応じた無線部へ切替出力するようにしたので、より規模の小さい回路によりデジタル変調送信機を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の第1の参考例にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
【図2】 本発明の第2の参考例にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
【図3】 発振部の具体的構成例を示すブロック図である。
【図4】 本発明の第1の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
【図5】 本発明の第2の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
【図6】 本発明の第3の参考例にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
【図7】 発振器の具体的構成例を示す回路図である。
【図8】 分周器の具体的構成例を示す回路図である。
【図9】 図8で用いられるDフリップフロップの具体的構成例を示す回路図である。
【図10】 図7の発振器のシミュレーション結果で得られた発振出力を示す波形図である。
【図11】 図8の分周器のシミュレーション結果で得られた分周出力を示す波形図である。
【図12】 従来の送信機の構成を示すブロック図である。
【図13】 従来の他の送信機の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
1…発振部、1A…発振器、1B…発振部、2…スイッチ、3…電力増幅器、3A…電力増幅器(可変利得型)、3B…電力増幅器(広帯域型)、4…アンテナフィルタ、5…分周器(逓倍器)、6…セレクタ、11…周波数制御信号、12…位相制御信号、13…利得制御信号、15…比率設定信号、20A,21A…第1無線部、20B,21B…第2無線部。
Claims (8)
- 通信システムで用いられ、入力信号を所望のデジタル変調方式に基づき変調し、得られたデジタル変調信号を送信するデジタル変調送信機において、
入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づきキャリア信号を生成する発振器と、
この発振器からのキャリア信号から所望のデジタル変調信号を生成して出力する複数の無線部とを備え、
前記無線部は、
入力された比率設定信号に基づき前記発振器からのキャリア信号を分周して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する分周器と、
入力された位相制御信号に基づき前記分周器からのキャリア信号のうちのいずれかを選択して出力するスイッチと、
前記スイッチからのキャリア信号を増幅しデジタル変調信号として出力する電力増幅器とを備えることを特徴とするデジタル変調送信機。 - 通信システムで用いられ、入力信号を所望のデジタル変調方式に基づき変調し、得られたデジタル変調信号を送信するデジタル変調送信機において、
入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づき位相の異なる複数のキャリア信号を生成する発振部と、
入力された位相制御信号に基づき前記発振部からのキャリア信号のうちのいずれかを選択して出力するスイッチと、
このスイッチからのキャリア信号から所望のデジタル変調信号を生成して出力する複数の無線部と、
前記スイッチからのキャリア信号を前記無線部のいずれかへ切替出力するセレクタとを備え、
前記無線部は、
前記スイッチからのキャリア信号を増幅しデジタル変調信号として出力する電力増幅器を備えることを特徴とするデジタル変調送信機。 - 請求項2に記載のデジタル変調送信機において、
前記発振部は、
入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づきキャリア信号を生成する発振器と、
入力された比率設定信号に基づき前記発振器からのキャリア信号を分周して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する分周器とを備えることを特徴とするデジタル変調送信機。 - 請求項1または請求項3に記載のデジタル変調送信機において、
前記分周器は、前記比率設定信号に基づき前記発振器からのキャリア信号を逓倍して位相の異なる複数のキャリア信号を出力することを特徴とするデジタル変調送信機。 - 請求項1〜4のいずれかに記載のデジタル変調送信機において、
前記電力増幅器は、入力された利得制御信号に基づき前記キャリア信号の増幅利得を可変制御する可変利得型の電力増幅器からなることを特徴とするデジタル変調送信機。 - 請求項1〜5のいずれかに記載のデジタル変調送信機において、
前記周波数制御信号として、キャリア信号を周波数変調するための周波数変調用信号を用いることを特徴とするデジタル変調送信機。 - 請求項1〜6のいずれかに記載のデジタル変調送信機において、
前記位相制御信号として、キャリア信号を位相変調するための位相変調用信号を用いることを特徴とするデジタル変調送信機。 - 請求項5に記載のデジタル変調送信機において、
前記利得制御信号として、キャリア信号を振幅変調するための振幅変調用信号を用いることを特徴とするデジタル変調送信機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003127872A JP3987455B2 (ja) | 2003-05-06 | 2003-05-06 | デジタル変調送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003127872A JP3987455B2 (ja) | 2003-05-06 | 2003-05-06 | デジタル変調送信機 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004336280A JP2004336280A (ja) | 2004-11-25 |
JP3987455B2 true JP3987455B2 (ja) | 2007-10-10 |
Family
ID=33504222
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003127872A Expired - Fee Related JP3987455B2 (ja) | 2003-05-06 | 2003-05-06 | デジタル変調送信機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3987455B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN105227246A (zh) * | 2015-10-13 | 2016-01-06 | 哈尔滨工程大学 | 一种利用分段lfm信号仿海豚哨声信号的水声通信方法 |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4701841B2 (ja) * | 2005-06-01 | 2011-06-15 | セイコーエプソン株式会社 | 変調回路および復調回路 |
US7579644B2 (en) * | 2006-05-18 | 2009-08-25 | International Business Machines Corporation | Adjustable on-chip sub-capacitor design |
JP5164516B2 (ja) * | 2006-10-16 | 2013-03-21 | パナソニック株式会社 | Uwb送信装置およびuwb送信方法 |
EP2166719A4 (en) * | 2007-06-08 | 2014-04-16 | Nec Corp | MODULATION DEVICE AND PULSE WAVE GENERATION DEVICE |
JP2011166458A (ja) * | 2010-02-10 | 2011-08-25 | Saxa Inc | デジタル信号送信方法、デジタル信号受信方法、デジタル信号送信装置およびデジタル信号受信装置 |
JP2015056799A (ja) * | 2013-09-12 | 2015-03-23 | スカラ株式会社 | センサ装置、センサシステム、及びプログラム |
-
2003
- 2003-05-06 JP JP2003127872A patent/JP3987455B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN105227246A (zh) * | 2015-10-13 | 2016-01-06 | 哈尔滨工程大学 | 一种利用分段lfm信号仿海豚哨声信号的水声通信方法 |
CN105227246B (zh) * | 2015-10-13 | 2017-10-31 | 哈尔滨工程大学 | 一种利用分段lfm信号仿海豚哨声信号的水声通信方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2004336280A (ja) | 2004-11-25 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Razavi | A 900-MHz/1.8-GHz CMOS transmitter for dual-band applications | |
CN108736949B (zh) | 发射/接收波束成形信号生成 | |
JP5781872B2 (ja) | 無線送信機 | |
ES2427093T3 (es) | Modulador en cuadratura que emplea cuatro portadoras desplazadas 90 grados | |
JP4212557B2 (ja) | 送信回路およびそれを用いた送受信機 | |
JP4246166B2 (ja) | 分周回路及びそれを用いたマルチモード無線機 | |
US10581415B2 (en) | Polyphase phase shifter | |
US7471939B2 (en) | Multiplier and radio communication apparatus using the same | |
CN100459414C (zh) | 射频混合器装置 | |
JP2006174464A (ja) | ポーラー変調器および信号変調方法 | |
US8938204B2 (en) | Signal generator circuit and radio transmission and reception device including the same | |
WO2007057804A1 (en) | Polar modulation apparatus and method with common-mode control | |
JP2004343164A (ja) | 通信用半導体集積回路および無線通信システム | |
JP3987455B2 (ja) | デジタル変調送信機 | |
US8077803B2 (en) | Quarter duty cycle pulse generator for interleaved switching mixer | |
WO2012002023A1 (ja) | 周波数変換器およびそれを用いた受信機 | |
US20020018534A1 (en) | Multiplier arrangement, signal modulator and transmitter | |
EP1432117A1 (en) | Oscillator, transmission circuit, and radio apparatus | |
US10734967B2 (en) | Capacitor compensated dual of polyphase filter | |
JP3953969B2 (ja) | デジタル変調送信装置および方法 | |
US8260218B2 (en) | Mixer circuit and RF transmitter using such mixer circuit | |
US20100127735A1 (en) | Mixer circuit and mixer circuit arrangement | |
JP3825317B2 (ja) | フェーズロックループおよび直交位相変調器の両方を用いたfm変調器 | |
KR20050088491A (ko) | 다중-모드 변조기 및 송신기 | |
Nouri et al. | A 67-GHz low-phase-noise oscillator and its application in a polar transmitter |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050726 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070418 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070424 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070524 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070710 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070712 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100720 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100720 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110720 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120720 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130720 Year of fee payment: 6 |
|
S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |