JP3979417B2 - 電力供給制御回路、電子機器、半導体装置、電力供給制御回路の制御方法および電子機器の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は電力供給制御回路、電子機器、半導体装置、電力供給制御回路の制御方法および電子機器の制御方法に係り、特に発電装置により生成した電力を蓄電装置に蓄えるタイプの電力供給制御回路、電子機器、半導体装置、電力供給制御回路の制御方法および電子機器の制御方法に関する。

従来より、発電装置付電子時計に設けられた電力供給制御回路において、発電装置で生成した電気エネルギーをいわゆる逆流防止ダイオードを介して蓄電装置に充電しているものが知られている（例えば、特許文献１〜３参照）。
特開平９−２６４９７１号公報 特開平１０−２０１１２８号公報 特開平１０−２１０６８１号公報 国際公開ＷＯ９８／２１８１５号公報

ところで、発電装置として、太陽電池を用いた場合、太陽電池の充電電流特性は、蓄電装置の蓄電電圧が所定の電圧Ｘ（Ｖ）に至るまでは、一定の充電電流が流れ、蓄電電圧が所定の電圧Ｘ（Ｖ）に至ると充電電流が流れなくなってしまうという特性を有している。
この場合において、逆流防止ダイオードを用いない理想的な電力供給制御回路を構成した場合には、
電圧Ｘ＝蓄電装置の充電電圧
となる。しかしながら、逆流防止ダイオードを用いた実際の電力供給制御回路においては、
電圧Ｘ＝蓄電装置の充電電圧＋逆流防止ダイオードの順方向電圧
となり、蓄電装置の充電電圧が理想状態よりも低い状態で充電が行えなくなってしまうという不具合が生じる。すなわち、逆流防止ダイオードの順方向電圧は、実質的に充電損失となって現れることとなる。
特に太陽電池を低照度で充電する場合には、電圧Ｘが高照度の場合に比較して低下するため、充電損失割合はより大きなものとなるという問題点がある。

さらに、この逆流防止ダイオードを半導体装置（例えば、ＬＳＩ）に内蔵しようとする場合には、一般的にシリコン基板に不純物を拡散させて、Ｐ型拡散層およびＮ型拡散層を形成し、これらをＰＮ接合によりダイオードとして構成する。しかしながら、シリコン基板でＰＮ接合により形成したダイオードは順方向電圧が大きいため、充電損失が大きくなり充電効率が低下することとなる。
上記不具合を解消すべく、逆流防止ダイオードと逆流防止ダイオードに並列に電界効果型トランジスタを接続し、発電装置で生成した電気エネルギーを最初は逆流防止ダイオードを経由して蓄電装置に充電し、逆流防止ダイオードの順方向電圧が所定の電圧以上となったら、電界効果トランジスタをオンさせて逆流防止ダイオードをバイパスし、充電損失の少ない状態で蓄電装置を充電する技術が提案されている（特許文献４参照）。

しかしながら、発電装置として、電磁誘導発電装置などのように、発電装置の発電電圧と蓄電装置の充電電圧の電位差に応じた充電電流を発生させる定電圧型の発電装置を用いた場合には問題がないが、太陽電池のように定電流型の発電装置を用いた場合には、逆流防止ダイオードの順方向電圧を検出して電界効果型トランジスタをオンさせた場合には、逆流防止ダイオードは電界効果トランジスタによりショート状態となり、順方向電圧は零となるので、電界効果トランジスタは再びオフ状態となる。
したがって、発電装置に定電流型の発電装置を用いる場合には、電界効果型トランジスタがオン／オフを繰り返しながら蓄電装置を充電することとなるため、充電損失が小さくならないという問題点が生じることとなる。

さらに、電界効果型トランジスタのオン時間を所定時間維持するような構成とすると、その期間中に発電装置が発電を行わなくなってしまった場合には、蓄電装置から発電装置へ電流が逆流してしまい、無駄に電力を消費してしまうという新たな問題点が生じることとなる。
そこで、本発明の目的は、電力供給装置（発電装置）の種類に拘わらず、低充電損失で、低リーク電流の電力供給制御回路を提供し、ひいては、電力供給装置あるいは蓄電装置を有する電子機器における充電効率の向上、駆動可能時間の長時間化を図ることが可能な電力供給制御回路、電子機器、半導体装置、電力供給制御回路の制御方法および電子機器の制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、電力供給装置と、前記電力供給装置により供給される電力を蓄電する蓄電装置と、の間に介挿されるとともに、前記電力供給装置と前記蓄電装置との間に流れる電流の制御を行う電力供給制御回路であって、前記電力供給装置から前記蓄電装置に流れる充電電流を検出する充電電流検出部と、入力された逆流防止制御信号に基づいて、前記蓄電装置から前記電力供給装置に流れる逆流電流を遮断する逆流防止部と、前記充電電流が検出されるまでは、サンプリング的に前記充電電流の有無を監視し、前記充電電流が検出された後は、常時前記充電電流の有無を監視し、前記充電電流が流れていない場合に、前記逆流電流を遮断するための前記逆流防止制御信号を出力する逆流監視部と、を備え、前記充電電流検出部は、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか一方がゲート端子に接続され、かつ、前記蓄電装置の一方の端子に直接的あるいは間接的に接続されるとともに、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか他方が前記電力供給装置の一方の端子に接続され、ドレイン−ソース間電圧を低下させるべく第１のしきい値電圧が設定された第１の電界効果型トランジスタと、前記第１の電界効果型トランジスタに並列に、前記充電電流の流れる方向を順方向とし、前記第１の電界効果型トランジスタのオフ状態で前記充電電流の逆流を防止する第１の寄生ダイオードと、を備え、前記逆流防止部は、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか一方が前記電力供給装置の他方の端子に接続され、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか他方が前記蓄電装置の他方の端子に直接的あるいは間接的に接続され、前記第１のしきい値電圧よりも大きく、前記第１の電界効果型トランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れるリーク電流を防止するのに十分な第２のしきい値電圧を有する第２の電界効果型トランジスタと、前記第２の電界効果型トランジスタに並列に、前記充電電流の流れる方向を順方向とし、前記第２の電界効果型トランジスタのオフ状態で前記充電電流の逆流を防止する第２の寄生ダイオードと、を備えた、ことを特徴としている。
上記構成によれば、充電電流検出部は、前記電力供給装置から前記蓄電装置に流れる充電電流を検出する。
充電電流検出部の検出結果に基づいて、逆流監視部は、充電電流が検出されるまでは、サンプリング的に前記充電電流の有無を監視し、充電電流が検出された後は、常時前記充電電流の有無を監視し、充電電流が流れていない場合に、逆流電流を遮断するための前記逆流防止制御信号を出力する
この結果、逆流防止部は、入力された逆流防止制御信号に基づいて、蓄電装置から電力供給装置に流れる逆流電流を遮断する。
このとき、充電電流検出部の第１の電界効果型トランジスタは、ドレイン−ソース間電圧を低下させるべく第１のしきい値電圧が設定されており、逆流防止部の第２の電界効果型トランジスタは、第１のしきい値電圧よりも大きく、第１の電界効果型トランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れるリーク電流を防止するのに十分な第２のしきい値電圧を有しているので、第１の電界効果型トランジスタのドレイン−ソース間電圧がほとんど零となり、充電損失の低減が図れ、第２の電界効果型トランジスタである充電制御用トランジスタのリーク電流を小さくでき、逆流電流を確実に遮断できる。

この場合において、前記第１の電界効果型トランジスタは、前記第１のしきい値電圧を低くするための工程を必要としない真性半導体により形成され、
前記第２の電界効果型トランジスタは、サブストレートの不純物濃度を制御する工程により前記第２のしきい値電圧を設定するように構成されていることを特徴とする電力供給制御回路。

また、前記第１の電界効果型トランジスタおよび前記第２の電界効果型トランジスタは、エンハンスメント型であるようにしてもよい。
さらに、前記第１の電界効果型トランジスタは、デプリーション型であり、
前記第２の電界効果型トランジスタは、エンハンスメント型であるようにしてもよい。

さらに前記逆流監視部は、前記第１の電界効果型トランジスタのドレイン端子−ソース端子間に発生する電位差を検出するコンパレータを備えており、前記コンパレータは、前記電位差に基づいて前記逆流電流が流れ得る可能性がある状態では、サンプリング動作を行い、前記充電電流が流れている状態では、常時動作を行うようにされているようにしてもよい。
さらにまた、前記第１の電界効果型トランジスタと並列に、前記電力供給装置の端子のうち、前記充電電流検出部に接続された一方の端子の電位を、前記逆流電流防止時に安定化させるための抵抗負荷素子が接続されているようにしてもよい。
また、前記電力供給装置として、発電装置が接続されるようにしてもよい。

さらに、前記発電装置として、所定の発電条件下で前記蓄電装置の蓄電電圧が所定の電圧値となるまでは前記蓄電電圧に依存せず、略一定の電流値を有する充電電流を流すことが可能な定電流型発電装置が接続されるようにしてもよい。
さらにまた、前記蓄電装置の過充電を防止すべく、前記第１の電界効果型トランジスタを介して供給される前記電力供給装置からの充電電流を前記電力供給装置側に流すためのスイッチング素子を備え、前記逆流監視部は、前記蓄電装置の蓄電電圧を検出する蓄電電圧検出部を備え、前記蓄電装置の蓄電電圧が所定基準電圧以上の場合には、前記第２の電界効果型トランジスタを強制的にオフ状態に制御した後、前記スイッチング素子をオン状態とし、前記第２の電界効果型トランジスタが強制的にオフ状態であり、かつ、前記スイッチング素子がオン状態である場合に、前記蓄電電圧が前記基準電圧未満となった場合に、前記スイッチング素子をオフ状態とし、その後、前記第２の電界効果型トランジスタの強制的オフ状態を解除するようにしてもよい。

外部の電力供給装置より供給される電力を蓄電する蓄電装置と、前記蓄電装置の蓄電電力で駆動される被制御装置と、前記電力供給装置と前記蓄電装置の間に介挿され、前記電力供給装置と前記蓄電装置との間に流れる電流の制御を行う電力供給制御回路と、を備えた電子機器であって、前記電力供給制御回路は、前記電力供給装置から前記蓄電装置に流れる充電電流を検出する充電電流検出部と、入力された逆流防止制御信号に基づいて、前記蓄電装置から前記電力供給装置に流れる逆流電流を遮断する逆流防止部と、前記充電電流が検出されるまでは、サンプリング的に前記充電電流の有無を監視し、前記充電電流が検出された後は、常時前記充電電流の有無を監視し、前記充電電流が流れていない場合に、前記逆流電流を遮断するための前記逆流防止制御信号を出力する逆流監視部と、を備え、前記充電電流検出部は、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか一方がゲート端子に接続され、かつ、前記蓄電装置の一方の端子に直接的あるいは間接的に接続されるとともに、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか他方が前記電力供給装置の一方の端子に接続された第１の電界効果型トランジスタと、前記第１の電界効果型トランジスタに並列に、前記充電電流の流れる方向を順方向とし、前記第１の電界効果型トランジスタのオフ状態で前記充電電流の逆流を防止する第１の寄生ダイオードと、を備え、前記逆流防止部は、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか一方が前記電力供給装置の他方の端子に接続され、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか他方が前記蓄電装置の他方の端子に直接的あるいは間接的に接続され、前記第１の電界効果型トランジスタの第１のしきい値電圧よりも大きく、前記第１の電界効果型トランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れるリーク電流を防止するのに十分な第２のしきい値電圧を有する第２の電界効果型トランジスタと、前記第２の電界効果型トランジスタに並列に、前記充電電流の流れる方向を順方向とし、前記第２の電界効果型トランジスタのオフ状態で前記充電電流の逆流を防止する第２の寄生ダイオードと、を備えたことを特徴としている。
上記構成によれば、電力供給制御回路の充電電流検出部は、前記電力供給装置から前記蓄電装置に流れる充電電流を検出する。
充電電流検出部の検出結果に基づいて、逆流監視部は、充電電流が検出されるまでは、サンプリング的に前記充電電流の有無を監視し、充電電流が検出された後は、常時前記充電電流の有無を監視し、充電電流が流れていない場合に、逆流電流を遮断するための前記逆流防止制御信号を出力する
この結果、逆流防止部は、入力された逆流防止制御信号に基づいて、蓄電装置から電力供給装置に流れる逆流電流を遮断する。
このとき、充電電流検出部の第１の電界効果型トランジスタは、ドレイン−ソース間電圧を低下させるべく第１のしきい値電圧が設定されており、逆流防止部の第２の電界効果型トランジスタは、第１のしきい値電圧よりも大きく、第１の電界効果型トランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れるリーク電流を防止するのに十分な第２のしきい値電圧を有しているので、第１の電界効果型トランジスタのドレイン−ソース間電圧がほとんど零となり、充電損失の低減が図れ、第２の電界効果型トランジスタである充電制御用トランジスタのリーク電流を小さくでき、逆流電流を確実に遮断できる。

また、電力供給装置と、前記電力供給装置から供給される電力を蓄電する蓄電装置と、
前記蓄電装置の蓄電電力で駆動される被制御装置と、前記電力供給装置と前記蓄電装置の間に介挿され、前記電力供給装置と前記蓄電装置との間に流れる電流の制御を行う電力供給制御回路と、を備えた電子機器であって、前記電力供給制御回路は、前記電力供給装置から前記蓄電装置に流れる充電電流を検出する充電電流検出部と、入力された逆流防止制御信号に基づいて、前記蓄電装置から前記電力供給装置に流れる逆流電流を遮断する逆流防止部と、前記充電電流が検出されるまでは、サンプリング的に前記充電電流の有無を監視し、前記充電電流が検出された後は、常時前記充電電流の有無を監視し、前記充電電流が流れていない場合に、前記逆流電流を遮断するための前記逆流防止制御信号を出力する逆流監視部と、を備え、前記充電電流検出部は、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか一方がゲート端子に接続され、かつ、前記蓄電装置の一方の端子に直接的あるいは間接的に接続されるとともに、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか他方が前記電力供給装置の一方の端子に接続された第１の電界効果型トランジスタと、前記第１の電界効果型トランジスタに並列に、前記充電電流の流れる方向を順方向とし、前記第１の電界効果型トランジスタのオフ状態で前記充電電流の逆流を防止する第１の寄生ダイオードと、を備え、前記逆流防止部は、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか一方が前記電力供給装置の他方の端子に接続され、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか他方が前記蓄電装置の他方の端子に直接的あるいは間接的に接続され前記第１の電界効果型トランジスタの第１のしきい値電圧よりも大きく、前記第１の電界効果型トランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れるリーク電流を防止するのに十分な第２のしきい値電圧を有する第２の電界効果型トランジスタと、前記第２の電界効果型トランジスタに並列に、前記充電電流の流れる方向を順方向とし、前記第２の電界効果型トランジスタのオフ状態で前記充電電流の逆流を防止する第２の寄生ダイオードと、を備えたことを特徴としている。
上記構成によれば、電力供給制御回路の充電電流検出部は、前記電力供給装置から前記蓄電装置に流れる充電電流を検出する。
充電電流検出部の検出結果に基づいて、逆流監視部は、充電電流が検出されるまでは、サンプリング的に前記充電電流の有無を監視し、充電電流が検出された後は、常時前記充電電流の有無を監視し、充電電流が流れていない場合に、逆流電流を遮断するための前記逆流防止制御信号を出力する
この結果、逆流防止部は、入力された逆流防止制御信号に基づいて、蓄電装置から電力供給装置に流れる逆流電流を遮断する。
このとき、充電電流検出部の第１の電界効果型トランジスタは、ドレイン−ソース間電圧を低下させるべく第１のしきい値電圧が設定されており、逆流防止部の第２の電界効果型トランジスタは、第１のしきい値電圧よりも大きく、第１の電界効果型トランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れるリーク電流を防止するのに十分な第２のしきい値電圧を有しているので、第１の電界効果型トランジスタのドレイン−ソース間電圧がほとんど零となり、充電損失の低減が図れ、第２の電界効果型トランジスタである充電制御用トランジスタのリーク電流を小さくでき、逆流電流を確実に遮断できる。

これらの場合において、前記被制御装置は、マイクロコンピュータとして構成してもよい。
また、前記マイクロコンピュータは、中央演算処理装置を備えており、前記電力供給制御回路の制御は、前記中央演算処理装置の制御とは独立して行われるようにしてもよい。
さらに、前記被制御装置は、計時機能および時刻表示機能を有する計時装置として構成されているようにしてもよい。
さらにまた、前記電力供給装置は、発電装置であってもよい。
また、半導体装置は、電力供給装置が接続される端子と、前記蓄電装置が接続される端子と、前記蓄電装置の蓄電電力で駆動される被制御装置が接続される端子と、上記いずれかに記載の電力供給制御回路と、を備えたことを特徴としている。

本発明によれば、電力供給装置の種類に拘わらず、低充電損失で、低リーク電流の電力供給制御回路を提供し、ひいては、電力供給装置あるいは蓄電装置を有する電子機器における充電効率の向上、駆動可能時間の長時間化を図ることができる。

次に図面を参照して本発明の好適な実施の形態について説明する。
まず、具体的な説明に先立ち、本発明の原理について説明する。
図１は、本発明の原理説明図である。
電力供給制御回路１０は、電力供給装置１１と、電力供給装置１１により蓄電される蓄電装置１２との間に介挿されている。
この場合において、電力供給制御回路１０は、大別すると、充電電流検出部１３と、逆流監視部１４と、逆流防止部１５と、を備えている。
充電電流検出部１３は、電力供給装置１１から蓄電装置１２側に流れる充電電流ＩCを検出するとともに、充電電流ＩCを蓄電装置１２側に流す。
逆流監視部１４は、充電電流検出部１３を介して充電電流ＩCが検出されるまでは、サンプリング的に充電電流ＩCの有無を監視し、充電電流検出部１３を介して充電電流ＩCが検出された後は、常時充電電流ＩCの有無を監視し、充電電流ＩCが流れていない場合に、蓄電装置１２から電力供給装置１１側に流れる逆流電流ＩRを遮断するための逆流防止制御信号ＳHを出力する。

逆流防止部１５は、入力された逆流防止制御信号ＳHに基づいて、蓄電装置１２から電力供給装置１１に流れる逆流電流ＩRを遮断する。
上記構成によれば、逆流監視部１４は、充電電流検出部１３を介して充電電流ＩCが検出されるまでは、サンプリング的に充電電流ＩCの有無を監視する。
その後、充電電流検出部１３を介して充電電流ＩCが検出された場合には、逆流監視部１４は、常時充電電流ＩCの有無を監視し、充電電流ＩCが流れていない場合に、蓄電装置１２から電力供給装置１１側に流れる逆流電流ＩRを遮断するための逆流防止制御信号ＳHを逆流防止制御信号ＳHを逆流防止部１５に出力する。
この結果、逆流防止部１５は、入力された逆流防止制御信号ＳHに基づいて、蓄電装置１２から電力供給装置１１に流れる逆流電流ＩRを遮断することとなる。

以上の説明のように、電力供給制御回路１０によれば、逆流監視部１４は、充電電流検出部１３を介して充電電流ＩCが検出されるまでは、サンプリング的に充電電流ＩCの有無を監視することとなるので、監視に要する消費電力の低減を図ることができる。
さらに逆流監視部１４は、充電電流検出部１３を介して充電電流ＩCが検出された場合には、充電電流ＩCの有無を常時監視することとなり、電力供給装置１１において発電が行われていないか、あるいは、発電電圧が蓄電装置１２の蓄電電圧より低い場合などのように、蓄電装置１２から電力供給装置１１側に流れる逆流電流ＩRが発生する可能性がある状況下では、逆流電流ＩRを迅速、かつ、確実に遮断することが可能となる。この場合には、サンプリング的に充電電流ＩCを監視する場合と比較して消費電力が増加することとなるが、蓄電装置２２の充電中であるので、消費電力の増加を考慮しなくても問題はない。

次により具体的な実施形態について説明する。
図２は具体的な実施形態の電子機器の概要構成ブロック図である。
図２においては、電子機器として、時刻表示を行う電子時計を例としている。
電子時計２０は、複数のセル２１Ａが直列接続され、太陽光を受光して発電を行う太陽電池として構成された電力供給装置としての発電装置２１と、発電装置２１により生成（発電）された電力を蓄える蓄電装置２２と、発電装置２１に電源端子SLRA、SLRCを介して接続されるとともに、蓄電装置２２に低電位側電源端子ＴVSSおよび充電端子ＴVTKPを介して接続され、充電制御および時刻表示制御を行うマイクロコンピュータ２３と、マイクロコンピュータの制御下で各種時刻表示を行う時刻表示部２４と、マイクロコンピュータ２３に高電位側電源端子ＴVDDおよび低電位側電源端子ＴVSSを介して接続され、時刻表示部２４が重負荷動作となった時に蓄電装置２２の補助電源として機能する補助コンデンサ２５と、を備えている。

この場合において、マイクロコンピュータ２３は、蓄電装置２２に低電位側電源端子ＴVSS、充電端子ＴVTKPを介して接続され、発電装置２１から蓄電装置２２側に充電電流を供給すると共に、蓄電装置２２から発電装置２１側に流れる逆流電流を防止する電力供給制御部２６と、電力供給制御部２６とは独立に動作し、電子時計２０全体の制御を行うコントロール部２７と、を備えている。
コントロール部２７は、高電位側電源端子ＴVDDおよび低電位側電源端子ＴVSSを介して動作電力が供給されており、コントロール部２７の各部に定電圧VREG1若しくは定電圧VREG2 を供給する定電圧回路３１と、定電圧VREG1が供給され、図示しない水晶発振器などを備え、所定の周波数（例えば、３２ＫＨｚ）を有する基準発振信号ｆREFを出力する発振回路３２と、定電圧VREG2 および基準発振信号ｆREFが供給され、基準発振信号ｆREFを分周して、様々な周波数を有する分周信号ｆD（図２では、図示の簡略化のため１種類のみ記載）を出力する分周回路３３と、定電圧VREG2が供給され、コントロール部２７全体を制御する図示しないＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＰＵを備えたMＰＵ３４と、定電圧VREG2および分周信号ｆDが供給され、ＭＰＵと協働して発振回路３２、分周回路３３を制御しつつ、時刻表示部２４における時刻表示制御を行う機能ロジック部３５と、を備えている。

ここで、電力供給制御部２６の構成について説明する。
図３は電力供給制御部２６の概要構成ブロック図である。図３において、図２と同一の部分には同一の符号を付すものとする。
電力供給制御部２６は、大別すると、充電電流検出部として機能する充電電流検出トランジスタ４１と、充電電流検出トランジスタ４１に並列に接続されたダイオード（寄生ダイオード）４２およびプルアップ抵抗４３と、後述するクイックスタート機能を実現するためのクイックスタート部４４と、蓄電装置２２における過充電を防止するための過充電防止トランジスタ４５と、逆流監視部を構成するコンパレータ部４６および動作制御部４７と、逆流防止部として機能する充電制御用トランジスタ４８と、充電制御用トランジスタ４８に並列に接続されダイオード（寄生ダイオード）４９を備えている。なお、必要に応じて蓄電装置２２の蓄電電圧ＶTKPを昇圧あるいは降圧を行う昇降圧回路５０を設けるようにしてもよい。

以下、電力供給制御部２６の各部について詳細に説明する。
充電電流検出トランジスタ４１は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されており、充電損失となる大きなドレイン−ソース間電位ＶDSが発生しないように、サイズを大きくしているとともに、しきい値電圧が低いものが好ましい。そこで本実施形態においては、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴをもともとのサブストレート（基板）の不純物濃度が低く、しきい値電圧を低くするための不純物濃度の打ち込みを必要としない構成を採用している。このようにしきい値電圧を低くするための特別な工程を必要としない半導体を真性半導体と定義する。これは、もともとのサブストレートにある程度不純物濃度が高いものを用いた場合であっても、不純物をサブストレートに打ち込んだり、酸化膜を薄くすることによりしきい値電圧を低くすることは可能であるが、専用の半導体製造工程が必要でありコストアップが大きい。さらに、量産時にもともとのサブストレートにある程度不純物濃度が高いものを用いた場合には、不純物濃度のばらつきが大きくなることに加えて、不純物の打ち込みばらつき、酸化膜の厚さのばらつきなどの要因によりしきい値電圧、すなわち、充電損失の量産ばらつきが大きくなるのを防止するためである。

図４は、充電電流検出トランジスタ４１および同様の機能を有する素子の順方向電圧−順方向電流特性の説明図である。
図４には、充電電流ＩCとして、電流値ＩF0の電流が流れたときの充電電流検出トランジスタ４１のドレイン端子Ｄ−ソース端子Ｓ間電圧ＶDS、従来のシリコン型ダイオードのアノード−カソード間電圧VFsiおよびショットキーバリア型ダイオードのアノード−カソード間電圧VFsbを示す。
従来のシリコン型ダイオードのアノード−カソード間電圧VFsiおよびショットキーバリア型ダイオードのアノード−カソード間電圧VFsbに比較して、実施形態の充電電流検出トランジスタ４１のドレイン端子Ｄ−ソース端子Ｓ間電圧ＶDSは、３０〜６０％程度の順方向電圧となり、充電損失が有意に低いことが分かる。このように充電電流検出トランジスタ４１を充電損失の低い構成とすることができたため、充電電流検出トランジスタをバイパスするための構成（バイパス回路など）を設けることなく、常に蓄電装置２２の充電電流経路に挿入することができる。したがって、発電装置の種類（例えば、定電圧型発電装置、定電流型発電装置など）に依存することなく安定して、充電電流あるいは逆流電流が流れた際のドレイン−ソース間電圧ＶDSを検出することが可能となっている。

クイックスタート部４４は、アノード端子が充電電流検出トランジスタ４１のドレイン端子Ｄに接続された第１クイックスタート用ダイオード５１と、第１クイックスタート用ダイオード５１に直列に接続された第２クイックスタート用ダイオード５２と、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成され、ソース端子Sが充電電流検出トランジスタ４１のドレイン端子Ｄに接続され、ドレイン端子Ｄが第１クイックスタート用ダイオード５１と第２クイックスタート用ダイオード５２の中間接続点に接続され、ゲート端子Ｇが動作制御部４７に接続された第１クイックスタート用トランジスタ５３と、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成され、ソース端子Ｓが充電電流検出トランジスタ４１のドレイン端子Ｄに接続され、ドレイン端子Ｄが第２クイックスタート用ダイオード５２のカソード端子に接続され、ゲート端子Ｇが動作制御部４７に接続された第２クイックスタート用トランジスタ５４と、を備えている。

ここで、クイックスタート機能とは、蓄電装置２２の蓄電電圧がマイクロコンピュータ２３が動作できない低電圧領域まで放電してしまった場合であっても、発電装置２１からの充電電流ＩCをクイックスタート用ダイオード５１、５２に流し、そのときにクイックスタート用ダイオード５１、５２に発生する順方向電圧を蓄電装置２２の充電電圧に加算することにより、マイクロコンピュータ２３を動作可能な電圧領域まで高電位側電源ＶDDの電圧を上昇させるものである。
具体的には、動作制御部４７により生成される第１クイックスタート制御信号ＳCおよび第２クイックスタート制御信号ＳDによりクイックスタート制御用トランジスタ５３、５４をオン／オフ制御して、クイックスタート機能を機能させることとなる。

この場合において、２個のクイックスタート用ダイオード５１、５２を直列に接続し、クイックスタート制御用トランジスタ５３、５４によりそれぞれ別個にバイパス可能としているのは、蓄電装置２２の蓄電電圧に１個のクイックスタート用ダイオードの充電電圧を加算してもマイクロコンピュータ２３の動作可能電圧領域まで電圧が上がらないとともに、クイックスタート機能により蓄電装置２２の蓄電電圧に２個のクイックスタート用ダイオード５１、５２に発生する順方向電圧を加算している状態から、クイックスタート機能を解除状態とした場合に、両クイックスタート用ダイオード５１、５２を一度にバイパスしてしまうと、マイクロコンピュータ２３に印加されている高電位側電源ＶDDの電圧が急激に降下し、マイクロコンピュータ２３が誤動作する可能性があるためである。従って、クイックスタート機能の解除時には、第１クイックスタート用ダイオード５１→第２クイックスタート用ダイオード５２の順番でバイパスするように構成しているのである。
過充電防止トランジスタ４５は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成され、ソース端子Ｓが充電電流検出トランジスタ４１のドレイン端子Ｄに接続され、ドレイン端子Ｄが電源端子SLRCを介して発電装置２１に接続され、ゲート端子Ｇが動作制御部４７に接続されている。

コンパレータ部４６は、反転端子（−）が高電位側電源端子ＴVDDを介して基準電圧電源としての高電位側電源ＶDDに接続され（基準電圧信号ＳBとして入力）、非反転端子（＋）が電源端子SLRAに接続され（発電電圧信号SAとして入力）、イネーブル端子ＥＮが動作制御部４７に接続されたコンパレータ６１と、一方の入力端子にコンパレータ６１の出力端子が接続され、他方の入力端子に動作制御部４７が接続され、動作制御部４７からの強制遮断信号ＳFが入力され、逆流防止制御信号ＳHを出力するアンド回路６２と、を備えている。
動作制御部４７は、反転端子（−）に基準電圧VREFが入力され、非反転端子（＋）が
充電端子ＴVTKPに接続されて、蓄電装置２２の蓄電電圧に相当する蓄電電圧信号ＳＪが入力されたコンパレータ７１と、分周回路３３からのクロック信号ＳNが入力され、アンド回路６２からの逆流防止制御信号ＳHが入力され、コンパレータ７１から充電電圧検出結果信号ＳIが入力され、第１クイックスタート制御信号ＳC、第２クイックスタート制御信号ＳD、過充電防止制御信号ＳE、強制遮断信号ＳF、イネーブル信号ＳL、サンプリングタイミング信号ＳMを出力するロジック回路７２と、を備えている。

充電制御用トランジスタ４８は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成され、ドレイン端子Ｄが電源端子SLRCに接続され、ソース端子Ｓが低電位側電源端子ＴVSSに接続され、ゲート端子Ｇがアンド回路６２の出力端子に接続されて、ゲート端子Ｇに逆流防止制御信号ＳHが入力される。この充電制御用トランジスタ４８は、後述するように、しきい値電圧は高く設定されているが、発電装置２１が発電状態にある場合には、非飽和条件でオン状態となるように構成しているので、ドレイン−ソース間電圧ＶDSが殆ど零となるように設定されるので、充電損失は殆どない。
ここで、充電制御用トランジスタ４８を設ける理由について説明する。
上記充電電流検出トランジスタ４１は、充電損失となるドレイン−ソース間電圧ＶDSを低下させるべく、しきい値電圧を低下させているのでリーク電流が大きくなる。このリーク電流は、発電装置２１が発電していない時の逆流電流として流れることなる。したがって、本実施形態では、このリーク電流を遮断するために充電制御用トランジスタ４８を設けているのである。さらにこの充電制御用トランジスタ４８は、充電電流検出トランジスタ41よりもしきい値電圧を高くしてあるため、リーク電流は数ｎＡ程度と小さいので逆流電流を確実に遮断できることとなる。

次に具体的動作について説明する。
まず発電装置２１から蓄電装置２２に対して充電電流が流れる場合の動作について説明する。
図５は、発電装置から蓄電装置に対して充電電流が流れる場合の動作フローチャート（その１）である。図６は、発電装置から蓄電装置に対して充電電流が流れる場合の動作フローチャート（その２）である。
初期状態において、マイクロコンピュータ２３は動作停止状態にあり、蓄電装置２２の蓄電電圧がマイクロコンピュータ２３を動作可能な電圧より低いものとする。
この状態において、充電電圧検出結果信号ＳIは“Ｌ”レベルとなっている。動作制御部４７は、第１クイックスタート制御信号ＳCおよび第２クイックスタート制御信号ＳDを“Ｈ”レベルとなっている。すなわち、クイックスタート用トランジスタ５３、５４は双方ともオフ状態となっている。また、充電制御用トランジスタ４８もオフ状態、過充電防止トランジスタ４５もオフ状態となっている（ステップＳ１）。
この結果、二つのクイックスタート用ダイオード５１、５２が蓄電装置２２に直列に接続されることとなる。

この状態で、発電装置２１において発電がなされると（ステップＳ２）、充電電流検出トランジスタ４１のソース端子Ｓには発電装置２１より発電電流が流れ込み、ゲート端子Ｇには高電位側電源ＶDDの電圧が印加され、同様にドレイン端子Ｄにも高電位側電源ＶDDの電圧が印加されているので、ソース端子Sには高電位側電源ＶDDの電圧を基準として高電位の電圧が発生し、ゲート−ソース間電位（＝ドレイン−ソース間電位ＶDS）が発生するので、充電電流検出トランジスタ４１はオン状態となる（ステップＳ３）。
したがって、クイックスタート機能が起動し（ステップＳ４）、このときの蓄電装置２２の蓄電電圧には、二つのクイックスタート用ダイオード５１、５２の順方向電圧が重畳されることとなり、マイクロコンピュータ２３（実際には、コントロール部２７）が起動される。
この状態で、動作制御部４７のロジック回路７２からサンプリングタイミング信号ＳMがコンパレータ部４６のコンパレータ６１のイネーブル端子ＥＮに入力されたか否かが判別され（ステップＳ５）、サンプリングタイミング信号ＳMがコンパレータ部４６のコンパレータ６１のイネーブル端子ＥＮに入力されていない場合には（ステップＳ５；Ｎｏ）、充電制御用トランジスタ４８はオフ状態に維持される（ステップＳ６）。
一方、サンプリングタイミング信号ＳMがコンパレータ部４６のコンパレータ６１のイネーブル端子ＥＮに入力された場合には（ステップＳ５；Ｙｅｓ）、コンパレータ６１は、発電電圧信号SAの電圧が、高電位側電源ＶDDの電圧に充電電流検出トランジスタ４１のドレイン−ソース間電圧VDSを加えた電圧以上である（ＳＬＲＡ≧ＶDD＋α）か否かを判別することとなる（ステップＳ７）。
ところで、コンパレータ６１は、入力信号ＳAが発電装置２１である太陽電池の一端に接続され、基準電圧信号ＳBは高電位側電源ＶDDの電圧であるため、充電電流ＩCが流れた場合に、充電電流検出トランジスタ４１のドレイン−ソース間に生じる電圧ＶDSに対応させて、検出電圧を、高電位側電源ＶDDの電圧と充電電流検出トランジスタ４１のドレイン−ソース間電圧ＶDS（＝α）との和の電圧とされている。

発電装置２１において、発電が行われておらず、充電電流ＩCが流れていない場合には、プルアップ抵抗４３により、発電電圧信号ＳAの電圧は、高電位側電源ＶDDの電圧にプルアップされており、基準電圧信号ＳBとの電圧差が生じないため、充電電流非検出状態となる（ステップＳ７；Ｎｏ）。したがって、充電制御用トランジスタ４８はオフ状態に維持される（ステップＳ６）。この場合において、プルアップ抵抗４３は、逆流電流が遮断され、電源端子SLRAの電位が不安定となり、コンパレータ６１において安定して充電電流非検出状態が検出できなくなるのを防止するように機能している。
この状態においては、コンパレータ６１は、ロジック回路７２からのサンプリングタイミング信号ＳMにより、所定のサンプリングタイミング毎にイネーブル状態となる。これにより、コンパレータ６１の消費電力を抑制し、消費電力の低減化を図ることが可能となっている。
上述したサンプリングタイミングにおいて、コンパレータ部４６は、基準電圧信号ＳBの電圧（＝高電位側電源ＶDDの電圧）と発電電圧信号SAの電圧を比較し、発電電圧信号SAの電圧が、高電位側電源ＶDDの電圧に充電電流検出トランジスタ４１のドレイン−ソース間電圧VDSを加えた電圧以上である場合（ＳＬＲＡ≧ＶDD＋α）に、充電電流が検出されたとして（ステップＳ７；Ｙｅｓ）、その出力信号を“Ｈ”レベルとする。
このとき、強制遮断信号ＳFは、“Ｈ”レベルであるので、アンド回路６２から出力される逆流防止制御信号ＳHも“Ｈ”レベルとなる。これにより、充電制御用トランジスタ４８は、オン状態となり（ステップＳ８）、電源端子SLRA→充電電流検出トランジスタ４１→第１クイックスタート用ダイオード５１→第２クイックスタート用ダイオード５２→蓄電装置２２→充電制御用トランジスタ４８→電源端子SLRCの順番で充電電流ＩCが流れることとなる。

一方、アンド回路６２から出力される“Ｈ”レベルの逆流防止制御信号ＳHは、ロジック回路７２にも出力される。
これにより、ロジック回路７２は、充電電流が検出されたとしてサンプリングタイミング信号ＳMを常時イネーブル状態とし、常時コンパレータ６１が動作することとなる（ステップＳ９）。
これは充電電流検出状態から、充電電流非検出状態に移行した場合に、直ちに、充電制御トランジスタ４８をオフ状態として、蓄電装置２２から発電装置２１側に流れる逆流電流ＩRを迅速、かつ、確実に防止するためである。
また、過充電防止状態においては、強制遮断信号ＳFは“L”レベルとなり、強制的に充電電流非検出状態とされ、充電制御トランジスタ４８を強制的にオフ状態とするための逆流防止制御信号ＳHを出力することとなる。この結果、過充電防止状態においては、過充電防止トランジスタ４５と、充電制御トランジスタ４８を経由して電流が流れ、蓄電装置２２がショートとするのを防止することが可能となっている。
また、ロジック回路７２は、所定のイネーブルタイミングに至ると（ステップＳ１０；Ｙｅｓ）、イネーブル信号ＳLをコンパレータ７１に出力し、コンパレータ７１は蓄電装置２２の蓄電電圧に相当する蓄電電圧信号ＳＪの電圧（実際には、蓄電電圧信号ＳＪの電圧を第１所定比率で分圧したクイックスタート制御用電圧ＶＱ）と、基準電圧ＶREFとを比較し（ステップＳ１１）、クイックスタート制御用電圧ＶＱが基準電圧ＶREF以上である場合には、充電電圧検出結果信号ＳＩを“Ｈ”レベルとする。

これによりロジック回路７２は、第１クイックスタート制御信号ＳCを“Ｌ”レベルとする。この結果、第１クイックスタート制御用トランジスタ５３はオン状態となり（ステップＳ１２）、第１クイックスタート用ダイオード５１がバイパスされることとなる。
すなわち、充電電流ＩCは、電源端子SLRA→充電電流検出トランジスタ４１→第１クイックスタート用トランジスタ５３→第２クイックスタート用ダイオード５２→蓄電装置２２→充電制御用トランジスタ４８→電源端子SLRCの順番で流れることとなる。
その後、ロジック回路７２は、所定のタイミングでイネーブル信号ＳLをコンパレータ７１に出力し（ステップＳ１３；Ｙｅｓ）、コンパレータ７１は、クイックスタート制御用電圧ＶＱと、基準電圧ＶREFとを比較し（ステップＳ１４）、クイックスタート制御用電圧ＶＱが基準電圧ＶREF未満である場合には（ステップＳ１４；Ｎｏ）、ロジック回路７２は、第１クイックスタート制御信号ＳCを再び“Ｈ”レベルとし、処理を再びステップＳ１０に移行する。この結果、第１クイックスタート制御用トランジスタ５３および第２クイックスタート制御用トランジスタ５４はオフ状態となる（ステップＳ１５）。
また、ステップ１４の判別において、クイックスタート制御用電圧ＶＱが基準電圧ＶREF以上である場合には（ステップＳ１４；Ｙｅｓ）、充電電圧検出結果信号ＳＩを“Ｈ”レベルとする。
これによりロジック回路７２は、第１クイックスタート制御信号ＳCおよび第２クイックスタート制御信号ＳDを“Ｌ”レベルとする。この結果、第１クイックスタート制御用トランジスタ５３および第２クイックスタート制御用トランジスタ５４はオン状態となり（ステップＳ１６）、第１クイックスタート用ダイオード５１および第２クイックスタート用ダイオード５２がバイパスされることとなる。

すなわち、クイックスタート機能が解除され（ステップＳ１７）、充電電流ＩCは、電源端子SLRA→充電電流検出トランジスタ４１→第１クイックスタート用トランジスタ５３→第２クイックスタート用トランジスタ５４→蓄電装置２２→充電制御用トランジスタ４８→電源端子SLRCの順番で流れることとなる。
このとき、充電制御用トランジスタ４８はオン状態、過充電防止トランジスタ４５はオフ状態が維持される（ステップＳ１８）。
その後、ロジック回路７２は、所定のイネーブルタイミングに至ると（ステップＳ１９；Ｙｅｓ）、イネーブル信号ＳLをコンパレータ７１に出力し、コンパレータ７１は蓄電装置２２の蓄電電圧に相当する蓄電電圧信号ＳＪの電圧（実際には、蓄電電圧信号ＳＪの電圧を第２所定比率で分圧した過充電防止用電圧ＶＬ）と、基準電圧ＶREFとを比較し（ステップＳ２０）、過充電防止用電圧ＶＬが基準電圧ＶREF以上である場合には（ステップＳ２０；Ｙｅｓ）、充電電圧検出結果信号ＳＩを“Ｈ”レベルとする。
この結果、ロジック回路７２は、強制遮断信号ＳFを“Ｌ”レベルとし、アンド回路６２の出力である逆流防止制御信号ＳHを“Ｌ”レベルとする。この結果、充電制御用トランジスタ４８は強制的にオフ状態となる（ステップＳ２１）。

その後、ロジック回路７２は、過充電防止制御信号ＳEを“Ｌ”レベルとする。これにより、過充電防止トランジスタ４５は、オン状態となる（ステップＳ２２）。
すなわち、過充電防止状態となり（ステップＳ２３）、充電電流ＩCは、電源端子SLRA→充電電流検出トランジスタ４１→過充電防止トランジスタ４５→電源端子SLRCの順番で流れることとなり、蓄電装置２２の過充電が防止される。
その後、再び、ロジック回路７２は、所定のイネーブルタイミングに至ると（ステップＳ２４；Ｙｅｓ）イネーブル信号ＳLをコンパレータ７１に出力し、コンパレータ７１は蓄電装置２２の蓄電電圧に相当する蓄電電圧信号ＳＪの電圧（実際には、蓄電電圧信号ＳＪの電圧を第２所定比率で分圧した過充電防止用電圧ＶＬ）と、基準電圧ＶREFとを比較し（ステップＳ２５）、過充電防止用電圧ＶＬが基準電圧ＶREF以上である間は（ステップＳ２５；Ｎｏ）、充電電圧検出結果信号ＳＩを“Ｈ”レベルとし、過充電防止状態が維持される。
しかしながら、過充電防止用電圧ＶＬが基準電圧ＶREF未満となると（ステップＳ２５；Ｙｅｓ）、コンパレータ７１は、充電電圧検出結果信号ＳＩを“Ｌ”レベルとする。これにより、ロジック回路７２は、過充電防止制御信号ＳEを“Ｈ”レベルとする。これにより、過充電防止トランジスタ４５は、オフ状態となる（ステップＳ２６）。

その後、ロジック回路７２は、強制遮断信号ＳFを“Ｈ”レベルとし、アンド回路６２の出力である逆流防止制御信号ＳHを“Ｈ”レベルとする。従って、充電制御用トランジスタ４８の強制オフ状態は解除される（ステップＳ２７）。
そして、過充電防止状態も解除され（ステップＳ２８）、その後は、充電電流ＩCの有無に応じて、すなわち、コンパレータ６１の出力信号のレベルに応じて、充電制御用トランジスタ４８のオン／オフが制御されることとなる。この場合において、過充電防止の制御に応じて過充電防止トランジスタ４５と充電制御トランジスタ４８のオン／オフ制御を段階的に行うのは、両トランジスタ４５、４８が同時にオン状態になると蓄電装置２２から両トランジスタ４５、４８へ逆流電流が流れることとなり、充電効率の低下を招くこととなるからである。
次に発電装置２１における発電が終了し、蓄電装置２２から発電装置２１に向かって逆電流が流れる可能性がある場合の動作について説明する。
図７は、発電が終了し、蓄電装置から発電装置に向かって逆流電流が流れる可能性がある場合の動作フローチャートである。
ここで、発電装置２１が発電して充電電流ＩCが流れている状態において、第１クイックスタート用トランジスタ５３および第２クイックスタート用トランジスタ５４は双方ともオン状態、充電制御用トランジスタ４８はオン状態、過充電防止トランジスタ４５はオフ状態にあるものとする（ステップＳ３１）。

この場合には、充電電流ＩCが流れているので、サンプリングタイミング信号ＳMがコンパレータ部４６のコンパレータ６１を常時イネーブル状態としている（ステップＳ３２）。
その後、発電装置２１が発電を終了すると（ステップＳ３３）、充電電流検出トランジスタ４１のドレイン−ソース間電圧はプルアップ抵抗４３を介して高電位側電源ＶDDの電圧で等しくなり、充電電流検出トランジスタ４１はオフ状態となる（ステップＳ３４）。
この状態で、逆電流ＩRは、蓄電装置→第２クイックスタート用トランジスタ５４→プルアップ抵抗４３→電源端子SLRA→発電装置２１→電源端子SLRC→充電制御用トランジスタ４８の経路で流れようとする。
このときコンパレータ部４６のコンパレータ６１は、基準電圧信号ＳBの電圧（＝高電位側電源ＶDDの電圧）と発電電圧信号ＳAの電圧を比較し（ステップＳ３５）、発電電圧信号SAの電圧が、高電位側電源ＶDDの電圧に充電電流検出トランジスタ４１のドレイン−ソース間電圧VDSを加えた電圧未満であるので、充電電流が検出されなかったとして、その出力信号を“Ｌ”レベルとする。

この結果、アンド回路６２の出力である逆流防止制御信号ＳHは“Ｌ”レベルとなり、充電制御用トランジスタ４８は、オフ状態となる（ステップＳ３６）。
この結果、逆流電流ＩRは完全に遮断されることとなる。また、電源端子SLRAはプルアップ抵抗４３により高電位側電源ＶDDの電圧にプルアップされる（ステップＳ３７）。さらに逆流防止制御信号ＳHは“Ｌ”レベルとなったことで、ロジック回路７２は、充電電流が流れていないことを検出し、コンパレータ６１の常時イネーブル状態を解除し、サンプリングタイミング信号ＳMを所定のサンプリングタイミング毎にコンパレータ６１がイネーブル状態となるように変更する（ステップＳ３８）。
そして、サンプリングタイミング信号ＳMがコンパレータ６１をイネーブル状態にした時点で（ステップＳ３９）、未だ、電源端子SLRAの電圧である発電電圧信号ＳAが高電位側電源ＶDDの電圧に充電電流検出トランジスタ４１のドレイン−ソース間電圧VDSを加えた電圧未満である限り（ステップＳ４０）、アンド回路６２は“Ｌ”レベルの逆流防止制御信号ＳHを出力し続け、逆流防止状態が継続されることとなる（ステップＳ４１）。

以上の説明のように、本実施形態によれば、電力供給制御回路の充電損失、リーク電流を大幅に削減することができる。この結果、発電装置あるいは発電装置を備えた電子機器の充電効率を向上させることができ、電子機器の駆動可能時間を延ばすことが可能となる。
以上の説明においては、クイックスタート解除直前までクイックスタート用ダイオードを２個直列に接続した状態で動作させ、クイックスタート解除状態で順次、第１クイックスタート用ダイオードをバイパス→第２クイックスタート用ダイオードをバイパスする構成としていたが、クイックスタート状態における充電効率を向上させるために、クイックスタート状態における蓄電装置の充電電圧あるいは高電位側電源ＶDDの電圧に応じて、順次、第１クイックスタート用ダイオードをバイパス→第２クイックスタート用ダイオードをバイパスする構成とすることも可能である。

以上の説明では、充電電流検出トランジスタ４１を構成するＭＯＳＦＥＴの型および充電制御用トランジスタ４８を構成するＭＯＳＦＥＴの型については詳細に述べなかったが、双方のＭＯＳＦＥＴをエンハンスメント型とするか、あるいは、充電電流検出トランジスタ４１を構成するＭＯＳＦＥＴをデプリーション型とし、充電制御用トランジスタ４８を構成するＭＯＳＦＥＴをエンハンスメント型とするように構成することも可能である。
以上の説明では、電子機器が電力供給装置としての発電装置および蓄電装置の双方を備えている場合について説明したが、蓄電装置のみを備えている電子機器であっても、外付けの電力供給装置（発電装置）を接続可能なものであれば、適用が可能である。
以上の説明では、電力供給制御部２６を複数の部品を組み合わせて行使するように説明したが、半導体集積回路（半導体装置）として一体に構成することも可能である。また、電力供給制御部２６と、コントロール部２７とを別体のように説明したが、半導体基板上に一体に形成して半導体集積回路（例えば、ＬＳＩ）として構成することも可能である。

以上の説明では、各種制御をロジック回路を構成して実現していたが、制御プログラムをＥＥＰＲＯＭ等に記憶し、マイクロコンピュータにより制御を行うように構成することも可能である。この場合には、各種磁気ディスク、光ディスク、メモリカードなどの記録媒体に制御プログラムを予め記録し、これらの記録媒体から読み込み、インストールするように構成することも可能である。また、通信インターフェースを設け、インターネット、ＬＡＮなどのネットワークを介して制御プログラムをダウンロードし、インストールして実行するように構成することも可能である。

以上の説明においては、コントロール部２７のＭＰＵ３４が正常に動作するものとして説明したが、蓄電装置２２の蓄電電圧が低くＭＰＵ３４が誤動作した場合であっても、電力供給制御部２６の制御は、コントロール部２７の制御と完全に独立しているのが好ましい。このような構成を採ることにより、ＭＰＵ３４が誤動作した場合にであっても、誤って蓄電装置２２から発電装置２１側に逆流電流が流れたり、過充電防止状態となって発電装置２１により蓄電装置２２の充電ができないという不具合が発生することがない。

以上の説明において、充電電流検出トランジスタ４１をＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成し、充電制御トランジスタ４８をＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成していたが、充電電流検出トランジスタ４１をＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成し、充電制御トランジスタ４８をＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成するなど論理を変更するようにすれば可能である。また、他のトランジスタにおいても同様である。

以上の説明においては、充電電流検出トランジスタ４１として、しきい値の低いＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いていたが、逆流電流を確実に防止することができる充電制御トランジスタ４８を用いた逆流防止部を設けているので、ショットキーバリアダイオードなどの順方向電圧は低いがリーク電流が大きくて採用することができなかったダイオードについても外付け、内蔵のいずれであっても充電電流検出トランジスタ４１に代えて用いることが可能である。

以上の説明においては、電力供給装置（発電装置）として太陽電池の場合について説明したが、運動エネルギー（例えば、回転錘の回転運動エネルギー）を電気エネルギーに変換する電磁発電装置などの電磁誘導発電装置や、熱エネルギー（例えば、体温と周囲の空気温度の差に起因する熱エネルギー）を電気エネルギーに変換する熱発電装置や、外部あるいは自励による振動または変位を圧電体に加えることにより、圧電効果によって電力を発生させる圧電効果発電装置や、放送、通信電波などの浮遊電磁波を受信し、そのエネルギー（第１のエネルギーに相当）を利用した電磁誘導型発電装置を用いるように構成することも可能である。

以上の説明においては、電力供給装置として、発電装置の場合を説明したが、電源アダプタなどや、携帯電話等の充電ステーションのように、発電機能を有しなくても、電力を供給する装置であれば適用が可能である。

本発明の原理説明図である。 具体的な実施形態の電子機器の概要構成ブロック図である。 電力供給制御部２６の概要構成ブロック図である。 充電電流検出トランジスタおよび同様の機能を有する素子の順方向電圧−順方向電流特性の説明図である。 、発電装置から蓄電装置に対して充電電流が流れる場合の動作フローチャート（その１）である。 、発電装置から蓄電装置に対して充電電流が流れる場合の動作フローチャート（その２）である。 発電が終了し、蓄電装置から発電装置に向かって逆流電流が流れる可能性がある場合の動作フローチャートである。

符号の説明

１０…電力供給制御回路、１１…電力供給装置（発電装置、電源アダプタなど）、１２…蓄電装置、１３…充電電流検出部、１４…逆流監視部、１５…逆流防止部、２０…電子時計、２１…発電装置、２２…蓄電装置、２３…マイクロコンピュータ、２４…時刻表示部、２５…補助コンデンサ、２６…電力供給制御部（電力供給制御回路）、２７…コントロール部、３１…定電圧回路、３２…発振回路、３３…分周回路、３４…MＰＵ、３５…機能ロジック部、４１…充電電流検出トランジスタ（第１の電界効果型トランジスタ）、４２…ダイオード（寄生ダイオード）、４３…プルアップ抵抗、４４…クイックスタート部、４５…過充電防止トランジスタ、４６…コンパレータ部、４７…動作制御部、４８…充電制御用トランジスタ(第２の電界効果型トランジスタ)、４９…ダイオード（寄生ダイオード）。

Claims (16)

1. 電力供給装置と、前記電力供給装置により供給される電力を蓄電する蓄電装置と、の間に介挿されるとともに、前記電力供給装置と前記蓄電装置との間に流れる電流の制御を行う電力供給制御回路であって、
   前記電力供給装置から前記蓄電装置に流れる充電電流を検出する充電電流検出部と、
   入力された逆流防止制御信号に基づいて、前記蓄電装置から前記電力供給装置に流れる逆流電流を遮断する逆流防止部と、
   前記充電電流が検出されるまでは、サンプリング的に前記充電電流の有無を監視し、前記充電電流が検出された後は、常時前記充電電流の有無を監視し、前記充電電流が流れていない場合に、前記逆流電流を遮断するための前記逆流防止制御信号を出力する逆流監視部と、
   を備え、
   前記充電電流検出部は、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか一方がゲート端子に接続され、かつ、前記蓄電装置の一方の端子に直接的あるいは間接的に接続されるとともに、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか他方が前記電力供給装置の一方の端子に接続され、ドレイン−ソース間電圧を低下させるべく第１のしきい値電圧が設定された第１の電界効果型トランジスタと、前記第１の電界効果型トランジスタに並列に、前記充電電流の流れる方向を順方向とし、前記第１の電界効果型トランジスタのオフ状態で前記充電電流の逆流を防止する第１の寄生ダイオードと、を備え、
   前記逆流防止部は、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか一方が前記電力供給装置の他方の端子に接続され、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか他方が前記蓄電装置の他方の端子に直接的あるいは間接的に接続され、前記を第１のしきい値電圧よりも大きく、前記第１の電界効果型トランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れるリーク電流を防止するのに十分な第２のしきい値電圧を有する第２の電界効果型トランジスタと、前記第２の電界効果型トランジスタに並列に、前記充電電流の流れる方向を順方向とし、前記第２の電界効果型トランジスタのオフ状態で前記充電電流の逆流を防止する第２の寄生ダイオードと、を備えた、
   ことを特徴とする電力供給制御回路。
2. 請求項１記載の電力供給制御回路において、
   前記第１の電界効果型トランジスタは、前記第１のしきい値電圧を低くするための工程を必要としない真性半導体により形成され、
   前記第２の電界効果型トランジスタは、サブストレートの不純物濃度を制御する工程により前記第２のしきい値電圧を設定するように構成されていることを特徴とする電力供給制御回路。
3. 請求項１または請求項２に記載の電力供給制御回路において、
   前記第１の電界効果型トランジスタおよび前記第２の電界効果型トランジスタは、エンハンスメント型であることを特徴とする電力供給制御回路。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の電力供給制御回路において、
   前記第１の電界効果型トランジスタは、デプリーション型であり、
   前記第２の電界効果型トランジスタは、エンハンスメント型であることを特徴とする電力供給制御回路。
5. 請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の電力供給制御回路において、
   前記逆流監視部は、前記第１の電界効果型トランジスタのドレイン端子−ソース端子間に発生する電位差を検出するコンパレータを備えており、
   前記コンパレータは、前記電位差に基づいて前記逆流電流が流れ得る可能性がある状態では、サンプリング動作を行い、前記充電電流が流れている状態では、常時動作を行うようにされている、ことを特徴とする電力供給制御回路。
6. 請求項５記載の電力供給制御回路において、
   前記第１の電界効果型トランジスタと並列に、前記電力供給装置の端子のうち、前記充電電流検出部に接続された一方の端子の電位を、前記逆流電流防止時に安定化させるための抵抗負荷素子が接続されていることを特徴とする電力供給制御回路。
7. 請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の電力供給制御回路において、
   前記電力供給装置として、発電装置が接続されることを特徴とする電力供給制御回路。
8. 請求項７記載の電力供給制御回路において、
   前記発電装置として、所定の発電条件下で前記蓄電装置の蓄電電圧が所定の電圧値となるまでは前記蓄電電圧に依存せず、略一定の電流値を有する充電電流を流すことが可能な定電流型発電装置が接続されることを特徴とする電力供給制御回路。
9. 請求項１ないし請求項８のいずれかに記載の電力供給制御回路において、
   前記蓄電装置の過充電を防止すべく、前記第１の電界効果型トランジスタを介して供給される前記電力供給装置からの充電電流を前記電力供給装置側に流すためのスイッチング素子を備え、
   前記逆流監視部は、前記蓄電装置の蓄電電圧を検出する蓄電電圧検出部を備え、
   前記蓄電装置の蓄電電圧が所定基準電圧以上の場合には、前記第２の電界効果型トランジスタを強制的にオフ状態に制御した後、前記スイッチング素子をオン状態とし、
   前記第２の電界効果型トランジスタが強制的にオフ状態であり、かつ、前記スイッチング素子がオン状態である場合に、前記蓄電電圧が前記基準電圧未満となった場合に、前記スイッチング素子をオフ状態とし、その後、前記第２の電界効果型トランジスタの強制的オフ状態を解除することを特徴とする電力供給制御回路。
10. 外部の電力供給装置より供給される電力を蓄電する蓄電装置と、
    前記蓄電装置の蓄電電力で駆動される被制御装置と、
    前記電力供給装置と前記蓄電装置の間に介挿され、前記電力供給装置と前記蓄電装置との間に流れる電流の制御を行う電力供給制御回路と、を備えた電子機器であって、
    前記電力供給制御回路は、前記電力供給装置から前記蓄電装置に流れる充電電流を検出する充電電流検出部と、
    入力された逆流防止制御信号に基づいて、前記蓄電装置から前記電力供給装置に流れる逆流電流を遮断する逆流防止部と、
    前記充電電流が検出されるまでは、サンプリング的に前記充電電流の有無を監視し、前記充電電流が検出された後は、常時前記充電電流の有無を監視し、前記充電電流が流れていない場合に、前記逆流電流を遮断するための前記逆流防止制御信号を出力する逆流監視部と、
    を備え、
    前記充電電流検出部は、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか一方がゲート端子に接続され、かつ、前記蓄電装置の一方の端子に直接的あるいは間接的に接続されるとともに、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか他方が前記電力供給装置の一方の端子に接続され、ドレイン−ソース間電圧を低下させるべく第１のしきい値電圧が設定された第１の電界効果型トランジスタと、前記第１の電界効果型トランジスタに並列に、前記充電電流の流れる方向を順方向とし、前記第１の電界効果型トランジスタのオフ状態で前記充電電流の逆流を防止する第１の寄生ダイオードと、を備え、
    前記逆流防止部は、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか一方が前記電力供給装置の他方の端子に接続され、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか他方が前記蓄電装置の他方の端子に直接的あるいは間接的に接続され、第１のしきい値電圧よりも大きく、前記第１の電界効果型トランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れるリーク電流を防止するのに十分な第２のしきい値電圧を有する第２の電界効果型トランジスタと、前記第２の電界効果型トランジスタに並列に、前記充電電流の流れる方向を順方向とし、前記第２の電界効果型トランジスタのオフ状態で前記充電電流の逆流を防止する第２の寄生ダイオードと、
    を備えたことを特徴とする電子機器。
11. 電力供給装置と、
    前記電力供給装置から供給される電力を蓄電する蓄電装置と、
    前記蓄電装置の蓄電電力で駆動される被制御装置と、
    前記電力供給装置と前記蓄電装置の間に介挿され、前記電力供給装置と前記蓄電装置との間に流れる電流の制御を行う電力供給制御回路と、を備えた電子機器であって、
    前記電力供給制御回路は、前記電力供給装置から前記蓄電装置に流れる充電電流を検出する充電電流検出部と、
    入力された逆流防止制御信号に基づいて、前記蓄電装置から前記電力供給装置に流れる逆流電流を遮断する逆流防止部と、
    前記充電電流が検出されるまでは、サンプリング的に前記充電電流の有無を監視し、前記充電電流が検出された後は、常時前記充電電流の有無を監視し、前記充電電流が流れていない場合に、前記逆流電流を遮断するための前記逆流防止制御信号を出力する逆流監視部と、
    を備え、
    前記充電電流検出部は、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか一方がゲート端子に接続され、かつ、前記蓄電装置の一方の端子に直接的あるいは間接的に接続されるとともに、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか他方が前記電力供給装置の一方の端子に接続され、ドレイン−ソース間電圧を低下させるべく第１のしきい値電圧が設定された第１の電界効果型トランジスタと、前記第１の電界効果型トランジスタに並列に、前記充電電流の流れる方向を順方向とし、前記第１の電界効果型トランジスタのオフ状態で前記充電電流の逆流を防止する第１の寄生ダイオードと、を備え、
    前記逆流防止部は、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか一方が前記電力供給装置の他方の端子に接続され、ドレイン端子あるいはソース端子のうちいずれか他方が前記蓄電装置の他方の端子に直接的あるいは間接的に接続され前記第１のしきい値電圧よりも大きく、前記第１の電界効果型トランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れるリーク電流を防止するのに十分な第２のしきい値電圧を有する第２の電界効果型トランジスタと、前記第２の電界効果型トランジスタに並列に、前記充電電流の流れる方向を順方向とし、前記第２の電界効果型トランジスタのオフ状態で前記充電電流の逆流を防止する第２の寄生ダイオードと、
    を備えたことを特徴とする電子機器。
12. 請求項１０または請求項１１記載の電子機器において、
    前記被制御装置は、マイクロコンピュータとして構成されていることを特徴とする電子器。
13. 請求項１２記載の電子機器において、
    前記マイクロコンピュータは、中央演算処理装置を備えており、
    前記電力供給制御回路の制御は、前記中央演算処理装置の制御とは独立して行われることを特徴とする電子機器。
14. 請求項１０ないし請求項１３のいずれかに記載の電子機器において、
    前記被制御装置は、計時機能および時刻表示機能を有する計時装置として構成されていることを特徴とする電子機器。
15. 請求項１０ないし請求項１４のいずれかに記載の電子機器において、
    前記電力供給装置は、発電装置であることを特徴とする電子機器。
16. 電力供給装置が接続される端子と、
    前記蓄電装置が接続される端子と、
    前記蓄電装置の蓄電電力で駆動される被制御装置が接続される端子と、
    請求項１ないし請求項９のいずれかに記載の電力供給制御回路と、
    を備えたことを特徴とする半導体装置。

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