JP3961791B2

JP3961791B2 - Electric motor control apparatus and method

Info

Publication number: JP3961791B2
Application number: JP2001200019A
Authority: JP
Inventors: 洋介中沢
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2001-06-29
Filing date: 2001-06-29
Publication date: 2007-08-22
Anticipated expiration: 2021-06-29
Also published as: JP2003018887A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両駆動制御装置に適用されて好適な電動機制御装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の車両駆動に用いられる電動機としては誘導電動機が一般的に用いられている。誘導電動機は電動機間を並列接続した上で１台のインバータ装置で駆動する、いわゆる並列駆動を安定に行うことができるため、インバータ装置の低コスト化が可能になるためである。近年さらなる高効率化を目的として永久磁石電動機を車両駆動用電動機に適用しようとする試みがある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、永久磁石同期電動機は、以下の理由により並列駆動が容易でなく、１つの電動機に１台のインバータ装置を用意するいわゆる個別駆動方式にならざるを得ないため、高コストなシステムとなってしまっていた。
【０００４】
永久磁石電動機の並列駆動が容易でないのは、それが同期電動機の一種であるからである。直径の異なる車輪と直結又はギヤで接続された複数の同期電動機は、それぞれが異なる回転数で回転するのが一般的である。
【０００５】
従って、回転数の異なる同期電動機を並列に接続すると、インバータ動作のいかんにかかわらず、互いの逆起電圧の位相差により過大な横流が発生し、その電流によって振動トルクが発生し、本来の目的である安定な駆動力の確保ができなくなってしまう。
【０００６】
さらに、永久磁石電動機を車両駆動システムに適用した場合を想定すると、万一インバータ装置を構成するＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体素子が短絡故障を起こした場合には永久磁石電動機の回転によって発生する逆起電圧によって多大な短絡電流が流れつづけ車両を移動させることができなくなってしまう。
【０００７】
この解決策として、インバータ装置と電動機の間に電気的接続を切り離す開放スイッチを設け、インバータ装置故障時にはこの開放スイッチを切り離す方式が提案されている。
【０００８】
図６は、このような開放スイッチを設けた車両駆動システムの構成を示しており、架線、パンタグラフ等からなる給電系１０と、第１，第２のインバータ装置１１Ａ，１１Ｂと、第１，第２の開放スイッチ１２Ａ，１２Ｂと、第１，第２の永久磁石電動機１３Ａ，１３Ｂと、第１，第２の回転子位置センサ１４Ａ，１４Ｂと、第１，第２のギヤ１５Ａ，１５Ｂと、第１，第２の車輪１６Ａ，１６Ｂとからなる。符号１７は台車である。
【０００９】
しかしながらこの開放スイッチ１２Ａ，１２Ｂは車両用の比較的高い電圧に耐えられる設計とするため一般的に高価で体積が大きく、システムコストの低減に悪影響を及ぼす。
【００１０】
本発明の目的は、コスト上昇を招くことなく、永久磁石同期電動機の如き電動機を並列駆動することが可能な電動機制御装置及び方法を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、固定子巻線が各相毎に直列に接続される共に当該直列接続の一端はインバータ装置に接続され且つ他端は各相間で短絡接続されてなる複数の多相同期電動機と、前記電動機夫々の回転子位置を検出する複数の回転子位置センサと、前記回転子位置センサ夫々からの回転子位置情報に基づいて最も位相の遅れた電動機の位置情報を基準位相として前記電動機夫々をベクトル制御する制御手段とを具備することを特徴とする電動機制御装置、である。
【００１４】
本発明では、複数の電動機を直列接続し、各電動機の回転子位置情報に基づいて最も位相の遅れた電動機の位置情報を基準位相として前記電動機夫々をベクトル制御することにより、たとえ、半導体素子が短絡故障した場合、電動機の逆起電圧の合成によって短絡電流が流れるが、短絡電流によりそれぞれの電動機でトルクが発生し、車輪レール間に空転により回転速度が変化し、その結果、互いの逆起電圧を打ち消し合う位相差に収束するので、定常時の短絡電流を小さくすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を車両駆動制御装置に適用した一実施形態について説明する。
【００１８】
図１は、従来例である図６と同一部分には同一符号を付した、本実施形態の装置の構成図である。
【００１９】
本実施形態における車両駆動制御装置は、３相インバータ装置１１と、第１，第２の永久磁石電動機１３Ａ，１３Ｂと、第１，第２の回転子位置センサ１６Ａ，１６Ｂとで構成される。
【００２０】
３相インバータ装置１１は、ＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子からなる主回路部１００と、制御部２００とからなり、従来から鉄道車両で用いられている一般的なインバータ装置と同一であり、直流１５００Ｖなどの電圧を、給電系１０のパンタグラフを介して給電し、制御部１００の演算結果により主回路部２００の各半導体スイッチング素子のオンオフパターンにより所望の電圧・周波数の３相交流電圧を出力する。
【００２１】
第１の永久磁石電動機１３Ａは、第１のギヤ１５Ａを介して第１の車輪１６Ａに回転トルクを伝達する。第２の永久磁石電動機１３Ｂは同様に、第２のギヤ１５Ｂを介して第２の車輪１６Ｂに回転トルクを伝達する。
【００２２】
第１，第２の永久磁石電動機１３Ａ，１３Ｂの回転子は、一般的な３相永久磁石電動機と同一の構成でよい。第１，第２の永久磁石電動機１３Ａ，１３Ｂの固定子巻線は、従来の３相永久磁石電動機の固定子が、一方端が電動機外部に出力され、インバータ装置などの３相交流電源に接続され、他方端は電動機内部で３相短絡されていたのに対して、両方の端が、電動機外部に出力され、外部で電気的に接続することが可能な構成となっている。
【００２３】
３相巻線の一方の端をそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ、他方の端をＸ、Ｙ、Ｚとそれぞれ名づける。第１の永久磁石電動機１３ＡのＵは、３相インバータ装置１１のＵ相に接続し、第１の永久磁石電動機１３ＡのＶ、Ｗも同様に３相インバータ装置１１のＶ相、Ｗ相にそれぞれ接続する。
【００２４】
第２の永久磁石電動機１３ＢのＵは、第１の永久磁石電動機１３ＡのＸに接続し、第２の永久磁石電動機１３ＢのＶ、Ｗも同様に第１の永久磁石電動機１３ＡのＹ、Ｚに接続する。
【００２５】
第２の永久磁石電動機１３ＢのＸ、Ｙ、Ｚは、互いに短絡接続する。
【００２６】
以上の構成による車両駆動制御装置においては、第１の永久磁石電動機１３Ａと第２の永久磁石電動機１３Ｂとの回転状態が異なって逆起電圧位相が異なっていても、３相インバータ装置１１を動作させない状態、つまり全ての半導体スイッチング素子をオフの状態では、意図しない過大な電流が流れない。
【００２７】
また、万一３相インバータ装置１１の主回路部を構成する半導体スイッチング素子のうちいずれか一つが短絡故障を起こした場合にも、図３の波形が示すとおり、第１の永久磁石電動機１３Ａと第２の永久磁石電動機１３Ｂとの逆起電圧の和が短絡されることによって流れる短絡電流により電動機トルクが発生し、それによって車輪とレールの間に空転が発生することで、上記２台の電動機の回転子位相θ１とθ２とが１８０°の位相差を結果として持ち、短絡電流はほとんど流れなくなる。
【００２８】
したがって、短絡電流が流れつづけることによってインバータ装置や配線ケーブルが焼損することを防ぐための電流遮断スイッチを設ける必要がなくなり、システムコストの低減を図ることができる。
【００２９】
次に本発明の第２の実施形態を、図４〜図５を用いて説明する。第２の実施形態における車両駆動制御装置におけるシステム構成は第１の実施形態と同一であり、３相インバータ装置１１の制御部に特徴がある。
【００３０】
第２の車両駆動制御装置における３相インバータ装置１１の制御部１００は、設定部１０１、電流指令演算部１０２と、ｄ軸電流制御部１０３と、ｑ軸電流制御部１０４と、ｄｑ３相変換部１０５と、３相ｄｑ変換部１０６と、基準位相選択部１０７とで構成される。
【００３１】
本実施形態におけるｄ軸は、永久磁石磁束方向と定義し、ｑ軸はそれと直角方向と定義する。
【００３２】
電流指令演算部１０２と、ｄ軸電流制御部１０３と、ｑ軸電流制御部１０４と、ｄｑ３相変換部１０５と、３相ｄｑ変換部１０６との構成動作は、一般的な文献に記載された永久磁石電動機のベクトル制御方式をそのまま使うことができる。本実施形態において特に特徴的なのは、基準位相選択部１０７である。
【００３３】
基準位相選択部１０７においては、第１の永久磁石電動機１３Ａに取り付けられたレゾルバなどの回転子位置センサ１４Ａから出力される回転子位相θ１と、第２の永久磁石電動機１３Ｂに取り付けられた回転子位置センサ１４Ｂから出力される回転子位相θ２とを入力として、次の演算により遅れ位相の信号を選択してベクトル制御基準位相θｒとして出力する。
【００３４】
（１）０＜θ１−θ２＜１８０°のとき、θｒ＝θ２
（２）１８０°＜θ１−θ２＜３６０°のとき、θｒ＝θ１
このようにベクトル制御基準位相を取った上で、後述するトルク最大の動作点に電流を制御することにより、２台のうち位相の遅れた電動機のトルクが他方の電動機よりも常に大きなトルクを出力するようになり、結果として２台の電動機の速度、位相が安定にバランスするようにできる。
【００３５】
図５は、２台の電動機が接続された車輪の直径が１％異なる場合において、初期位相差４５°であった状態から図４に示す制御ブロックによりベクトル制御を行った場合の動作波形を示す図である。
【００３６】
車輪の直径が異なるため、車輪が同一の回転数で回転すると、車輪とレールの間の微小空転速度（一般的にクリープと呼ばれる）が異なるため、定常状態での２台の電動機の出力トルクは異なり、位相差も完全にはゼロにはならないが、２台の電動機間での振動トルクなど不安定動作が発生しないことがわかる。
【００３７】
電流指令演算部１０２においては、トルク指令ＴｏｒｑＲｅｆを入力として次の演算によりｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆを求めて出力する。
【００３８】
（１）制御対象電動機が表面磁石式永久磁石電動機であった場合は、次の式による。
【００３９】
【数１】

ΦＰＭは永久磁石磁束である。
【００４０】
表面磁石式永久磁石電動機は回転子磁気的突極性がないためリラクタンストルクは発生しない。したがってｄ軸電流を流し込んでもその電流がトルクには寄与しない。よって上記設定により、同一電流で最大のトルクを出力することができて、高効率な駆動が可能になると共に、基準位相選択部１０７の動作との兼ね合いで、２台の直列電動機が位相同期する方向にバランスする効果も併せ持つ。
【００４１】
（２）制御対象電動機が永久磁石リラクタンス電動機及び埋め込み磁石式永久磁石電動機のようにリラクタンストルクと永久磁石トルクを併用する原理に基づく電動機であった場合は、次の式を満たすようなゼロでないｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆを設定することで、上記と同様に、同一電流で最大トルクを出力することが可能になる。
【００４２】
【数２】

ΦＰＭは永久磁石磁束である。
【００４３】
ΔＬ＝Ｌｄ−Ｌｑであって、Ｌｄはｄ軸インダクタンスであり、Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。
【００４４】
【数３】

は電流振幅である。
【００４５】
ｄ軸電流制御部１０３においては、ｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆとｄ軸電流フィードバック値Ｉｄとの偏差を入力として、偏差がゼロとなるようにＰＩ（比例・積分）制御の結果をｄ軸電圧指令Ｖｄとして出力する。
【００４６】
【数４】

ここに、ＫｐＡＣＲは電流制御比例ゲインであり、ＫｉＡＣＲは電流制御積分ゲインであり、ｓは微分演算子である。
【００４７】
ｑ軸電流制御部１０４においては、ｑ軸電流指令ＩｑＲｅｆとｑ軸電流フィードバック値Ｉｑとの偏差を入力として、偏差がゼロとなるようにＰＩ（比例・積分）制御の結果をｑ軸電圧指令Ｖｑとして出力する。
【００４８】
ｄｑ３相変換部１０５においては、ｄ軸電圧指令Ｖｄと、ｑ軸電圧指令Ｖｑと、
【数５】

【００４９】
ベクトル制御基準位相θｒとを入力として次の演算により３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めて出力する。
【００５０】
【数６】

【００５１】
３相ｄｑ変換部１０６においては、Ｕ相電流フィードバック値Ｉｕと、Ｗ相電流フィードバック値Ｉｗと、ベクトル制御基準位相θｒとを入力として次の演算によりｄｑ軸電流フィードバック値Ｉｄ、Ｉｑを求めて出力する。
【００５２】
【数７】

【００５３】
上記実施形態では、制御対象電動機として、表面磁石式永久磁石電動機、永久磁石リラクタンス電動機又は埋め込み磁石式永久磁石電動機を例示したが、この他の永久磁石同期電動機にも本発明は適用できる。
【００５４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、最も遅れた電動機の位相をベクトル制御基準位相に取った上でトルク最大の動作点に電流を制御することにより、位相の遅れた電動機のトルクが他の電動機よりも常に大きなトルクを出力するようになり、結果として複数の電動機の速度及び位相を安定にバランスすることが可能な電動機制御装置及び方法を提供できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態のシステム構成を示す図。
【図２】第１の実施形態における電動機と車輪の接続を説明する図。
【図３】第１の実施形態の構成において、インバータ装置半導体スイッチング素子が短絡した時の波形を示す図。
【図４】第２の実施形態における制御ブロック図。
【図５】第２の実施形態の制御構成において、制御を行った時の波形を示す図。
【図６】従来の実施形態のシステム構成を示す図。
【符号の説明】
１０…給電系
１１…インバータ装置
１００…制御部
１０１…設定部
１０２…電流指令演算部
１０３…ｄ軸電流制御部
１０４…ｑ軸電流制御部
１０５…ｄｑ３相変換部
１０６…３相ｄｑ変換部
１０７…基準位相選択部
２００…主回路部
１３Ａ，１３Ｂ…第１，第２の永久磁石電動機
１４Ａ，１４Ｂ…第１，第２の回転子位置センサ
１５Ａ，１５Ｂ…第１，第２のギヤ
１６Ａ，１６Ｂ…第１，第２の車輪
１７…台車[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an electric motor control apparatus and method suitable for being applied to a vehicle drive control apparatus.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, an induction motor is generally used as an electric motor used for driving this type of vehicle. This is because the induction motor can stably perform so-called parallel drive, in which the motors are driven in parallel by connecting the motors in parallel and driven by one inverter device, so that the cost of the inverter device can be reduced. In recent years, there has been an attempt to apply a permanent magnet motor to a vehicle driving motor for the purpose of further increasing efficiency.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, the permanent magnet synchronous motor is not easy to be driven in parallel for the following reasons, and must be a so-called individual drive system in which one inverter device is prepared for one motor. I was sorry.
[0004]
The reason why it is not easy to drive the permanent magnet motor in parallel is that it is a kind of synchronous motor. In general, a plurality of synchronous motors directly connected to gears having different diameters or connected by gears rotate at different rotational speeds.
[0005]
Therefore, when synchronous motors with different rotation speeds are connected in parallel, an excessive cross current is generated due to the phase difference between the counter electromotive voltages regardless of the operation of the inverter, and vibration torque is generated by the current. It becomes impossible to secure a stable driving force.
[0006]
Furthermore, assuming that a permanent magnet motor is applied to a vehicle drive system, if a short circuit failure occurs in a semiconductor element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) that constitutes an inverter device, the permanent magnet motor is rotated. A large amount of short-circuit current continues to flow due to the generated back electromotive voltage, and the vehicle cannot be moved.
[0007]
As a solution to this problem, a method has been proposed in which an open switch for disconnecting electrical connection is provided between the inverter device and the electric motor, and the open switch is disconnected when the inverter device fails.
[0008]
FIG. 6 shows the configuration of a vehicle drive system provided with such an open switch, and includes a power feeding system 10 composed of overhead lines, pantographs, etc., first and

second inverter devices

11A and 11B, and first and first inverters. Two

open switches

12A and 12B, first and second

permanent magnet motors

13A and 13B, first and second

rotor position sensors

14A and 14B, first and

second gears

15A and 15B, It consists of first and

second wheels

16A and 16B. Reference numeral 17 denotes a carriage.
[0009]
However, since the

open switches

12A and 12B are designed to withstand relatively high voltages for vehicles, they are generally expensive and large in volume, which adversely affects system cost reduction.
[0010]
An object of the present invention is to provide an electric motor control apparatus and method capable of driving electric motors such as permanent magnet synchronous electric motors in parallel without increasing costs.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention provides a plurality of stator windings connected in series for each phase, one end of the series connection is connected to the inverter device, and the other end is short-circuited between the phases. Multi-phase synchronous motor, a plurality of rotor position sensors for detecting the rotor position of each of the motors, and position information of the motor with the most delayed phase based on rotor position information from each of the rotor position sensors. An electric motor control device comprising: control means for performing vector control on each of the electric motors as a reference phase .
[0014]
In the present invention, a plurality of electric motors are connected in series , and each of the motors is vector-controlled using the position information of the motor with the most delayed phase based on the rotor position information of each motor as a reference phase. When a short-circuit failure occurs, a short-circuit current flows by combining the back-electromotive voltages of the motors, but torque is generated in each motor due to the short-circuit current, and the rotational speed changes due to idling between the wheel rails. Since the voltage converges to a phase difference that cancels out the voltage, the short-circuit current in a steady state can be reduced.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment in which the present invention is applied to a vehicle drive control device will be described.
[0018]
FIG. 1 is a configuration diagram of an apparatus according to the present embodiment, in which the same parts as those in FIG.
[0019]
The vehicle drive control device in the present embodiment includes a three-phase inverter device 11, first and second

permanent magnet motors

13A and 13B, and first and second

rotor position sensors

16A and 16B.
[0020]
The three-phase inverter device 11 includes a main circuit unit 100 made of a semiconductor switching element such as an IGBT and a control unit 200. The three-phase inverter device 11 is the same as a general inverter device conventionally used in a railway vehicle, and has a direct current of 1500V, etc. Is supplied through the pantograph of the power supply system 10, and a three-phase AC voltage having a desired voltage and frequency is output according to the ON / OFF pattern of each semiconductor switching element of the main circuit unit 200 based on the calculation result of the control unit 100.
[0021]
The first permanent magnet motor 13A transmits the rotational torque to the first wheel 16A via the first gear 15A. Similarly, the second permanent magnet motor 13B transmits rotational torque to the second wheel 16B via the second gear 15B.
[0022]
The rotors of the first and second

permanent magnet motors

13A and 13B may have the same configuration as a general three-phase permanent magnet motor. The stator windings of the first and second

permanent magnet motors

13A and 13B are connected to a three-phase AC power source such as an inverter device, with one end of the stator of a conventional three-phase permanent magnet motor output to the outside of the motor. In contrast, the other end is short-circuited in three phases inside the motor, whereas both ends are output to the outside of the motor and can be electrically connected to the outside.
[0023]
One end of the three-phase winding is named U, V, W, and the other end is named X, Y, Z, respectively. U of the first permanent magnet motor 13A is connected to the U phase of the three-phase inverter device 11, and V and W of the first permanent magnet motor 13A are similarly connected to the V phase and W phase of the three phase inverter device 11, respectively. Connecting.
[0024]
U of the second permanent magnet motor 13B is connected to X of the first permanent magnet motor 13A, and V and W of the second permanent magnet motor 13B are similarly connected to Y and Z of the first permanent magnet motor 13A. Connecting.
[0025]
X, Y, and Z of the second permanent magnet motor 13B are short-circuited to each other.
[0026]
In the vehicle drive control device having the above-described configuration, the three-phase inverter device 11 operates even when the first permanent magnet motor 13A and the second permanent magnet motor 13B have different rotational states and different back electromotive voltage phases. In a state where no switching is performed, that is, in a state where all semiconductor switching elements are off, an unintended excessive current does not flow.
[0027]
Further, even if any one of the semiconductor switching elements constituting the main circuit portion of the three-phase inverter device 11 causes a short circuit failure, as shown in the waveform of FIG. 3, the first permanent magnet motor 13A The motor torque is generated by the short-circuit current that flows when the sum of the counter electromotive voltages with the second permanent magnet motor 13B is short-circuited, thereby causing idling between the wheels and the rails. As a result, the rotor phases θ1 and θ2 have a phase difference of 180 °, and the short-circuit current hardly flows.
[0028]
Therefore, it is not necessary to provide a current cut-off switch for preventing the inverter device and the wiring cable from being burned out due to the continuous short circuit current, and the system cost can be reduced.
[0029]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. The system configuration of the vehicle drive control device according to the second embodiment is the same as that of the first embodiment, and the control unit of the three-phase inverter device 11 is characterized.
[0030]
The control unit 100 of the three-phase inverter device 11 in the second vehicle drive control device includes a setting unit 101, a current command calculation unit 102, a d-axis current control unit 103, a q-axis current control unit 104, and a dq three-phase conversion unit. 105, a three-phase dq converter 106, and a reference phase selector 107.
[0031]
In this embodiment, the d-axis is defined as the permanent magnet magnetic flux direction, and the q-axis is defined as a direction perpendicular thereto.
[0032]
Configuration operations of the current command calculation unit 102, the d-axis current control unit 103, the q-axis current control unit 104, the dq three-phase conversion unit 105, and the three-phase dq conversion unit 106 are described in general literatures. The vector control method of the permanent magnet motor can be used as it is. Particularly characteristic in the present embodiment is the reference phase selection unit 107.
[0033]
In the reference phase selector 107, the rotor phase θ1 output from the rotor position sensor 14A such as a resolver attached to the first permanent magnet motor 13A, and the rotor attached to the second permanent magnet motor 13B. Using the rotor phase θ2 output from the position sensor 14B as an input, a delayed phase signal is selected by the following calculation and output as a vector control reference phase θr.
[0034]
(1) When 0 <θ1−θ2 <180 °, θr = θ2
(2) When 180 ° <θ1-θ2 <360 °, θr = θ1
By taking the vector control reference phase in this way and controlling the current at the maximum torque operating point, which will be described later, the torque of the motor whose phase is delayed among the two units is always greater than that of the other motor. As a result, the speed and phase of the two motors can be stably balanced.
[0035]
FIG. 5 shows operation waveforms when vector control is performed by the control block shown in FIG. 4 from a state where the initial phase difference is 45 ° when the diameters of the wheels to which two electric motors are connected differ by 1%. FIG.
[0036]
Because the wheels have different diameters, if the wheels rotate at the same number of revolutions, the micro idling speed between the wheels and the rails (generally called creep) differs, so the output torque of the two motors in the steady state is In contrast, the phase difference does not become completely zero, but it can be seen that an unstable operation such as vibration torque between the two motors does not occur.
[0037]
The current command calculation unit 102 receives the torque command TorqRef and obtains and outputs d-axis current commands IdRef and IqRef by the following calculation.
[0038]
(1) When the controlled motor is a surface magnet type permanent magnet motor, the following formula is used.
[0039]
[Expression 1]

ΦPM is a permanent magnet magnetic flux.
[0040]
Since the surface magnet type permanent magnet motor has no rotor magnetic saliency, no reluctance torque is generated. Therefore, even if the d-axis current is supplied, the current does not contribute to the torque. Therefore, by the above setting, the maximum torque can be output with the same current, high-efficiency driving is possible, and two series motors are phase-synchronized with the operation of the reference phase selector 107. It also has the effect of balancing in the direction.
[0041]
(2) When the motor to be controlled is a motor based on the principle of using both reluctance torque and permanent magnet torque, such as a permanent magnet reluctance motor and an embedded magnet type permanent magnet motor, it is not zero so as to satisfy the following formula: By setting the shaft current command IdRef, it is possible to output the maximum torque with the same current as described above.
[0042]
[Expression 2]

ΦPM is a permanent magnet magnetic flux.
[0043]
ΔL = Ld−Lq, where Ld is a d-axis inductance and Lq is a q-axis inductance.
[0044]
[Equation 3]

Is the current amplitude.
[0045]
In the d-axis current control unit 103, the deviation between the d-axis current command IdRef and the d-axis current feedback value Id is input, and the result of PI (proportional / integral) control is performed so that the deviation becomes zero. Output as.
[0046]
[Expression 4]

Here, KpACR is a current control proportional gain, KiACR is a current control integral gain, and s is a differential operator.
[0047]
In the q-axis current control unit 104, the deviation between the q-axis current command IqRef and the q-axis current feedback value Iq is input, and the result of PI (proportional / integral) control is performed so that the deviation becomes zero. Output as.
[0048]
In dq three-phase converter 105, d-axis voltage command Vd, q-axis voltage command Vq,
[Equation 5]

[0049]
The three-phase voltage commands Vu, Vv, and Vw are obtained and output by the following calculation using the vector control reference phase θr as an input.
[0050]
[Formula 6]

[0051]
The three-phase dq conversion unit 106 receives the U-phase current feedback value Iu, the W-phase current feedback value Iw, and the vector control reference phase θr as input and obtains and outputs the dq-axis current feedback values Id and Iq by the following calculation. To do.
[0052]
[Expression 7]

[0053]
In the above-described embodiment, a surface magnet type permanent magnet motor, a permanent magnet reluctance motor, or an embedded magnet type permanent magnet motor is exemplified as a controlled motor. However, the present invention can also be applied to other permanent magnet synchronous motors.
[0054]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the torque of a motor with a delayed phase is controlled by adjusting the current to the maximum torque operating point after taking the phase of the most delayed motor as the vector control reference phase. As a result, it is possible to provide an electric motor control apparatus and method capable of stably outputting the torque and the phase of a plurality of electric motors.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a system configuration of a first embodiment.
FIG. 2 is a diagram for explaining connection between an electric motor and wheels in the first embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing a waveform when an inverter device semiconductor switching element is short-circuited in the configuration of the first embodiment;
FIG. 4 is a control block diagram according to the second embodiment.
FIG. 5 is a diagram showing a waveform when control is performed in the control configuration of the second embodiment;
FIG. 6 is a diagram showing a system configuration of a conventional embodiment.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Feed system 11 ... Inverter apparatus 100 ... Control part 101 ... Setting part 102 ... Current command calculating part 103 ... d-axis current control part 104 ... q-axis current control part 105 ... dq three-phase conversion part 106 ... Three-phase dq conversion part 107 ... reference phase selection unit 200 ...

main circuit parts

13A and 13B ... first and second

permanent magnet motors

14A and 14B ... first and second

rotor position sensors

15A and 15B ... first and

second gears

16A, 16B ... 1st, 2nd wheel 17 ... Bogie

Claims

固定子巻線が各相毎に直列に接続される共に当該直列接続の一端はインバータ装置に接続され且つ他端は各相間で短絡接続されてなる複数の多相同期電動機と、
前記電動機夫々の回転子位置を検出する複数の回転子位置センサと、
前記回転子位置センサ夫々からの回転子位置情報に基づいて最も位相の遅れた電動機の回転子位置情報を基準位相として前記電動機夫々をベクトル制御する制御手段と
を具備することを特徴とする電動機制御装置。 A plurality of multiphase synchronous motors in which the stator winding is connected in series for each phase and one end of the series connection is connected to the inverter device and the other end is short-circuited between the phases;
A plurality of rotor position sensors for detecting the rotor position of each of the electric motors;
Control means for vector-controlling each of the motors using the rotor position information of the motor whose phase is most delayed based on the rotor position information from each of the rotor position sensors as a reference phase;
Motor control device characterized by comprising a.

前記制御手段は、前記最も位相の遅れた電動機の回転子位置情報を基準位相としてトルク最大の動作点に電流を制御することにより、位相の遅れた電動機のトルクが他の電動機よりも大きなトルクを出力するように制御することを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。 The control means controls the current to the maximum torque operating point using the rotor position information of the motor with the most delayed phase as a reference phase, so that the torque of the motor with the delayed phase is larger than that of the other motors. 2. The motor control apparatus according to claim 1, wherein control is performed so that the output is performed .

固定子巻線が各相毎に直列に接続される共に当該直列接続の一端はインバータ装置に接続され且つ他端は各相間で短絡接続されてなる複数の多相同期電動機をベクトル制御する電動機制御方法において、
前記電動機夫々の回転子位置を検出し、該回転子位置情報に基づいて最も位相の遅れた電動機の回転子位置情報を基準位相として前記電動機夫々をベクトル制御することを特徴とする電動機制御方法。Motor control for vector control of a plurality of multiphase synchronous motors in which the stator windings are connected in series for each phase and one end of the series connection is connected to the inverter device and the other end is short-circuited between the phases. In the method
A motor control method comprising: detecting a rotor position of each of the motors; and vector-controlling each of the motors based on rotor position information of the motor with the most delayed phase based on the rotor position information.

前記最も位相の遅れた電動機の回転子位置情報を基準位相としてトルク最大の動作点に電流を制御することにより、位相の遅れた電動機のトルクが他の電動機よりも大きなトルクを出力するように制御することを特徴とする請求項３記載の電動機制御方法。 By controlling the current to the maximum torque operating point using the rotor position information of the motor with the most delayed phase as a reference phase, control is performed so that the torque of the motor with the delayed phase is larger than that of the other motors. The electric motor control method according to claim 3, wherein: