JP2006034028A

JP2006034028A - Power conversion apparatus, motor driving device, and air conditioner

Info

Publication number: JP2006034028A
Application number: JP2004211314A
Authority: JP
Inventors: Masanori Ogawa; 正則小川; Hideki Nakada; 秀樹中田; Mitsuo Ueda; 光男植田
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-07-20
Filing date: 2004-07-20
Publication date: 2006-02-02

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power conversion apparatus of small occupying volume capable of generating a doubled voltage of an input voltage without using a capacitor or a reactor of large capacity, and a compact motor driving device, and an air conditioner utilizing the apparatus. <P>SOLUTION: This power conversion apparatus is provided with a series circuit comprising a rectifying means 107 connected in parallel to a plurality of capacitors (102, 103) and a switching means 104, and a first reactor 106 connected between the connection point of a plurality of the capacitors (102, 103) and that of one end of the rectifying means 107 with the switching means 104. In this apparatus, the output terminal of a full-wave rectifying means 101 is connected to the other terminal of the switching means 104, and a second reactor 105 is provided between an AC power source 100 and the input terminal of the full-wave rectifying means 101. The switching means 104 is operated in cycles shorter than those of the AC power source. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、電力変換装置及びモータ駆動装置に関し、特に、入力電圧を昇圧することができる電力変換装置、及びそれを用いたモータ駆動装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device and a motor drive device, and more particularly to a power conversion device capable of boosting an input voltage and a motor drive device using the same.

従来、入力電圧を整流昇圧する電力変換回路には、全波倍電圧回路が使用されていた。 Conventionally, a full-wave voltage doubler circuit has been used as a power conversion circuit that rectifies and boosts an input voltage.

図８は、従来の全波倍電圧回路の一例を示す回路図である。 FIG. 8 is a circuit diagram showing an example of a conventional full-wave voltage doubler circuit.

この全波倍電圧回路は、交流電源１の出力電圧を整流するブリッジダイオード回路４と、交流電源１と該ブリッジダイオード回路３、４との間に直列に接続された力率改善用リアクタ２と、該ブリッジダイオード回路７、８に並列に接続された直列接続の２つの電解コンデンサ５及び６と、該電解コンデンサ５及び６に並列に接続された電解コンデンサ９とを有している。 This full-wave voltage doubler circuit includes a bridge diode circuit 4 that rectifies the output voltage of the AC power source 1, and a power factor improving reactor 2 connected in series between the AC power source 1 and the bridge diode circuits 3 and 4. And two electrolytic capacitors 5 and 6 connected in series to the bridge diode circuits 7 and 8 in parallel, and an electrolytic capacitor 9 connected in parallel to the electrolytic capacitors 5 and 6.

このような全波倍電圧回路では、交流電源１の出力電圧がブリッジダイオード回路を構成するダイオード３、及び４、７、８により全波整流され、ブリッジダイオード回路の全波整流出力により電解コンデンサ５及び６が、交流電源１の出力電圧の周期で交互に充電される。この充電により直列接続のコンデンサ５及び６の両端に発生した交流電源１の倍電圧は、電解コンデンサ９により平滑され、全波倍電圧回路の出力端子間には、平滑された倍電圧が発生する。 In such a full-wave voltage doubler circuit, the output voltage of the AC power supply 1 is full-wave rectified by the diodes 3, 4, 7, and 8 constituting the bridge diode circuit, and the electrolytic capacitor 5 is generated by the full-wave rectified output of the bridge diode circuit. And 6 are alternately charged at the period of the output voltage of the AC power supply 1. The voltage doubler of the AC power supply 1 generated at both ends of the capacitors 5 and 6 connected in series by this charging is smoothed by the electrolytic capacitor 9, and a smoothed voltage doubler is generated between the output terminals of the full-wave voltage doubler circuit. .

さらに、全波倍電圧回路には、効率を向上させるため、直列接続のダイオードの整流出力により充電される倍電圧用コンデンサに金属化フィルムコンデンサを使用し、ブリッジダイオード回路を２個並列に接続した全波倍電圧整流回路も考えられている（例えば、特許文献１参照）。 Furthermore, in order to improve efficiency in the full-wave voltage doubler circuit, a metallized film capacitor is used as a voltage doubler capacitor charged by a rectified output of a diode connected in series, and two bridge diode circuits are connected in parallel. A full-wave voltage doubler rectifier circuit is also considered (see, for example, Patent Document 1).

また、入力電源の力率を向上させ、かつ入力電圧を任意の電圧まで昇圧する方法として、整流回路に昇圧回路を具備した回路方式も考えられている（例えば、特許文献２参照）。 As a method for improving the power factor of the input power source and boosting the input voltage to an arbitrary voltage, a circuit system in which a booster circuit is provided in a rectifier circuit is also considered (see, for example, Patent Document 2).

図７は、特許文献２に示される電圧変換回路を説明する図である。 FIG. 7 is a diagram illustrating the voltage conversion circuit disclosed in Patent Document 2. In FIG.

この電圧変換回路は、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路１２と、該整流回路１２の出力電圧を昇圧する昇圧回路１３と、該昇圧回路１３の出力電圧により充電される電解コンデンサ１７とを備えている。 This voltage conversion circuit includes a rectifier circuit 12 that rectifies the output voltage of the AC power supply 1, a booster circuit 13 that boosts the output voltage of the rectifier circuit 12, and an electrolytic capacitor 17 that is charged by the output voltage of the booster circuit 13. It has.

ここで、前記整流回路１２は、４個のブリッジ接続されたダイオードから構成されている。また、昇圧回路１３は、一端が前記整流回路１２の一方の出力端子に接続されたリアクタ１４と、アノードがリアクタ１４の他端に、カソードが電圧変換回路１１の一方の出力端子に接続されたダイオード１６と、該リアクタ１４及びダイオード１６の接続点と前記整流回路１２の他方の出力端子との間に接続されたスイッチング素子１５とを有している。ここで、該スイッチング素子１５はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）であり、該ＩＧＢＴ１５には逆並列にダイオードが接続されている。 Here, the rectifier circuit 12 includes four bridge-connected diodes. The booster circuit 13 has one end connected to one output terminal of the rectifier circuit 12, an anode connected to the other end of the reactor 14, and a cathode connected to one output terminal of the voltage conversion circuit 11. A diode 16 and a switching element 15 connected between the connection point of the reactor 14 and the diode 16 and the other output terminal of the rectifier circuit 12 are included. Here, the switching element 15 is an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), and a diode is connected to the IGBT 15 in antiparallel.

この電圧変換回路では、交流電源１１から供給される交流電圧が整流回路１２により整流され、該整流回路１２の出力が昇圧回路１３に入力されると、昇圧回路１３では、前記
整流回路１２の出力がスイッチング素子１５のＯＮ／ＯＦＦにより昇圧される。つまり、昇圧回路１３では、スイッチング素子１５のオンにより、リアクタ１４の出力側の電路が短絡してリアクタ１４に整流回路１２から直流電流が流入し、エネルギーがリアクタ１４に蓄えられる。その後、スイッチング素子１５がオフすると、リアクタ１４に誘起電圧が発生し、コンデンサ１７が前記誘起電圧と整流回路１２の出力との和電圧により充電され、コンデンサ１７の端子間には、整流回路１２の出力より高い電圧が発生する。 In this voltage conversion circuit, the AC voltage supplied from the AC power supply 11 is rectified by the rectifier circuit 12, and when the output of the rectifier circuit 12 is input to the booster circuit 13, the booster circuit 13 outputs the output of the rectifier circuit 12. Is boosted by turning ON / OFF the switching element 15. That is, in the booster circuit 13, when the switching element 15 is turned on, the electric circuit on the output side of the reactor 14 is short-circuited, a direct current flows from the rectifier circuit 12 into the reactor 14, and energy is stored in the reactor 14. Thereafter, when the switching element 15 is turned off, an induced voltage is generated in the reactor 14, and the capacitor 17 is charged by the sum voltage of the induced voltage and the output of the rectifier circuit 12. A voltage higher than the output is generated.

このタイプの昇圧回路１３を有する電圧変換回路では、スイッチング素子１５のオン期間とオフ期間の時間比を調整することにより、交流電源からの入力電流がその波形が正弦波状になるよう制御され、力率を改善することができ、さらに、前記時間比の調整により該入力電流の大きさ（絶対値）を制御して、出力される直流電圧のレベル制御を行うことができる。
特開２００１−２１１６５１公報（第１図）特許第３３０８９９３号公報（第１図） In the voltage conversion circuit having this type of booster circuit 13, by adjusting the time ratio between the ON period and the OFF period of the switching element 15, the input current from the AC power supply is controlled so as to have a sine wave shape. The rate can be improved, and the level of the input DC voltage can be controlled by controlling the magnitude (absolute value) of the input current by adjusting the time ratio.
Japanese Patent Laid-Open No. 2001-211651 (FIG. 1) Japanese Patent No. 3308993 (FIG. 1)

しかしながら、図８に示す従来の全波倍電圧回路では、大容量の倍電圧用コンデンサ５及び６と力率改善用のリアクタ２が必要であり、また、倍電圧用コンデンサの容量が小さいと、倍電圧回路としての動作が行われない。 However, the conventional full-wave voltage doubler circuit shown in FIG. 8 requires large-capacitance voltage-doubling capacitors 5 and 6 and a power factor improving reactor 2, and if the capacitance of the voltage-doubling capacitor is small, The operation as a voltage doubler circuit is not performed.

簡単に説明すると、倍電圧回路の動作は、直列接続の２つのコンデンサが、入力である交流電圧の半周期毎に交互に充電され、前記２つのコンデンサ端子電圧の和電圧が出力されるというものである。このため、コンデンサの容量が小さいと、充電されたコンデンサの端子電圧が、充電が行われない入力電圧の半周期の間に降下してしまい、２つのコンデンサ端子電圧の和電圧として出力されるが、倍電圧回路の出力電圧は入力電圧の２倍にならない。 Briefly, the operation of the voltage doubler circuit is such that two capacitors connected in series are alternately charged every half cycle of the input AC voltage, and the sum voltage of the two capacitor terminal voltages is output. It is. For this reason, if the capacity of the capacitor is small, the terminal voltage of the charged capacitor drops during the half cycle of the input voltage that is not charged, and is output as the sum of the two capacitor terminal voltages. The output voltage of the voltage doubler circuit does not become twice the input voltage.

また、図８に示す従来の電圧変換回路は、昇圧回路１３を構成するリアクタ１４の容量と、昇圧回路１３の出力により充電されるコンデンサ１７の容量とが、スイッチング素子１５のスイッチング周波数によって決定される。つまり、リアクタ１４の容量を小さくするためには、入力側に現れる高調波電流が抑えられるようスイッチング周波数を上げる必要がある。また、コンデンサ１７の容量を減少させるとコンデンサ１７に充電される電圧のリップルが大きくなることから、そのリップルを小さくするためにはスイッチング周波数を高くする必要がある。 In the conventional voltage conversion circuit shown in FIG. 8, the capacity of the reactor 14 constituting the booster circuit 13 and the capacity of the capacitor 17 charged by the output of the booster circuit 13 are determined by the switching frequency of the switching element 15. The That is, in order to reduce the capacity of the reactor 14, it is necessary to increase the switching frequency so that the harmonic current appearing on the input side can be suppressed. Further, if the capacitance of the capacitor 17 is decreased, the ripple of the voltage charged in the capacitor 17 increases, so that the switching frequency needs to be increased in order to reduce the ripple.

ところが、この種の電圧変換回路では、効率や高周波スイッチング素子のコストなどから、昇圧回路１３での現実のスイッチング周波数を高くするにも限界があり、そのためリアクタ１４とコンデンサ１７の容量は一定以上小さくすることができない。 However, in this type of voltage conversion circuit, there is a limit to increasing the actual switching frequency in the booster circuit 13 because of the efficiency and the cost of the high-frequency switching element. Therefore, the capacities of the reactor 14 and the capacitor 17 are smaller than a certain level. Can not do it.

このように、従来の従来例１の全波倍電圧回路や従来例２の電圧変換回路のような回路構成では、これらの回路を構成するコンデンサやリアクタの容量を一定以上減少させることができないため回路全体を小さくすることができず、このような回路を用いるモータ駆動装置の小型化は困難であるという課題があった。 As described above, the circuit configurations such as the conventional full-wave voltage doubler circuit of the conventional example 1 and the voltage conversion circuit of the conventional example 2 cannot reduce the capacitance of the capacitors and reactors constituting these circuits beyond a certain level. There is a problem that the entire circuit cannot be made small, and it is difficult to reduce the size of a motor drive device using such a circuit.

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたもので、大容量のコンデンサやリアクタを用いることなく、入力電圧の倍電圧を発生することができる占有体積の小さい電力変換装置、及びこれを用いたコンパクトなモータ駆動装置、空気調和機を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and a power converter having a small occupied volume capable of generating a double voltage of an input voltage without using a large-capacity capacitor or reactor, and It aims at providing a compact motor drive device and an air conditioner using the same.

前記目的を達成するために本発明は、交流電源に接続された１対の入力端と、間に複数のコンデンサが直列に接続された１対の出力端と、前記複数のコンデンサと並列に接続された整流手段とスイッチ手段とからなる直列回路と、前記複数のコンデンサ間の接続点、前記整流手段の一端と前記スイッチ手段との接続点の間に接続された第一のリアクタとを備え、前記整流手段と前記第一のリアクタと前記スイッチ手段との接続点を、前記交流電源の全波整流手段の一出力端子に接続し、前記全波整流手段における他の出力端子と前記スイッチ手段の他端子とを接続し、前記交流電源と前記全波整流手段の入力端子間に第二のリアクタを設けるとともに、前記スイッチ手段を、前記交流電源の周期より短い周期でスイッチ動作することを特徴とする電力変換装置である。 To achieve the above object, the present invention provides a pair of input terminals connected to an AC power source, a pair of output terminals connected in series with a plurality of capacitors therebetween, and connected in parallel with the plurality of capacitors. A series circuit composed of the rectifying means and the switch means, a connection point between the plurality of capacitors, a first reactor connected between one end of the rectification means and the connection point of the switch means, A connection point between the rectifier, the first reactor, and the switch is connected to one output terminal of the full-wave rectifier of the AC power supply, and the other output terminal of the full-wave rectifier and the switch A second reactor is connected between the AC power supply and the input terminal of the full-wave rectifying means, and the switch means is switched at a cycle shorter than the cycle of the AC power supply. That is a power converter.

これにより、入力された交流電圧の倍電圧を発生する直列接続の複数のコンデンサに、複数のリアクタにエネルギーを前記スイッチング手段のＯＮ／ＯＦＦにより、前記入力電源の周期より短い周期で充電するので、この電力変換装置にて昇圧電圧を発生するのに必要な各コンデンサの容量およびリアクタ容量を大きく低減することができる。また、このような電力変換装置を構成するコンデンサの容量削減により、該回路の力率改善用として用いられるリアクタ容量も減らすことができる。この結果、電力変換装置の容積の大部分を占めるコンデンサやリアクタを小さくすることができ、電力変換装置を小型化することができる。 As a result, energy is charged to a plurality of reactors by turning ON / OFF the switching means in a plurality of series-connected capacitors that generate a double voltage of the input AC voltage, so that the cycle is shorter than the cycle of the input power supply. The capacity of each capacitor and the reactor capacity required to generate the boosted voltage in this power converter can be greatly reduced. Further, by reducing the capacity of the capacitor constituting such a power converter, the reactor capacity used for improving the power factor of the circuit can also be reduced. As a result, the capacitors and reactors that occupy most of the volume of the power conversion device can be reduced, and the power conversion device can be reduced in size.

本発明によれば、大容量のコンデンサやリアクタを用いることなく、入力電圧の倍電圧を発生することができる占有体積の小さい電力変換装置、及びこれを用いたコンパクトなモータ駆動装置、空気調和機を提供できる。 According to the present invention, a power conversion device with a small occupied volume that can generate a double voltage of an input voltage without using a large-capacity capacitor or reactor, a compact motor driving device using the same, and an air conditioner Can provide.

第１の発明は、交流電源に接続された１対の入力端と、間に複数のコンデンサが直列に接続された１対の出力端と、前記複数のコンデンサと並列に接続された整流手段とスイッチ手段とからなる直列回路と、前記複数のコンデンサ間の接続点、前記整流手段の一端と前記スイッチ手段との接続点の間に接続された第一のリアクタとを備え、前記整流手段と前記第一のリアクタと前記スイッチ手段との接続点を、前記交流電源の全波整流手段の一出力端子に接続し、前記全波整流手段における他の出力端子と前記スイッチ手段の他端子とを接続し、前記交流電源と前記全波整流手段の入力端子間に第二のリアクタを設けるとともに、前記スイッチ手段を、前記交流電源の周期より短い周期でスイッチ動作することを特徴とする電力変換装置である。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a pair of input terminals connected to an AC power source, a pair of output terminals connected in series with a plurality of capacitors therebetween, and a rectifying means connected in parallel with the plurality of capacitors. A series circuit comprising switch means, a connection point between the plurality of capacitors, a first reactor connected between one end of the rectification means and the connection point of the switch means, the rectification means and the A connection point between the first reactor and the switch unit is connected to one output terminal of the full-wave rectifier unit of the AC power supply, and another output terminal of the full-wave rectifier unit is connected to the other terminal of the switch unit. And a second reactor provided between the AC power supply and the input terminal of the full-wave rectifying means, and the switch means is switched at a cycle shorter than the cycle of the AC power supply. Ah .

第２の発明は、全波整流手段の出力端子と第二のリアクタの一端子とを接続し、第二のリアクタの他端子を、第一のリアクタとスイッチ手段と整流手段との接続点に接続したことを特徴とするもので、第二のリアクタにおける還流電流が流れるダイオード回路が構成でき、さらに第二のリアクタがＤＣリアクタで構成でき、低コストで高効率な電力変換装置を実現することができる。 In the second invention, the output terminal of the full-wave rectifier is connected to one terminal of the second reactor, and the other terminal of the second reactor is connected to the connection point between the first reactor, the switch means, and the rectifier. A diode circuit in which the reflux current flows in the second reactor can be configured, and the second reactor can be configured by a DC reactor, realizing a low-cost and high-efficiency power converter. Can do.

第３の発明は、スイッチ手段のＯＮ／ＯＦＦ比を、電力変換装置の出力端子電圧値に基づいて変更することを特徴とするもので、複数のリアクタおよびコンデンサに蓄えられるエネルギーを可変することができ、容易に電力変換装置の出力端子電圧を可変することができる。 The third invention is characterized in that the ON / OFF ratio of the switch means is changed based on the output terminal voltage value of the power converter, and the energy stored in a plurality of reactors and capacitors can be varied. And the output terminal voltage of the power converter can be easily varied.

第４の発明は、スイッチ手段のスイッチ周波数を、電力変換装置の出力端子電圧値に基づいて変更することを特徴とするもので、直列に接続されたリアクタおよびコンデンサの時定数との関係から蓄えられるエネルギーを可変することができ、容易に電力変換装置の出力端子電圧を可変することができる。 The fourth invention is characterized in that the switch frequency of the switch means is changed based on the output terminal voltage value of the power converter, and is stored from the relationship with the time constant of the reactor and the capacitor connected in series. The generated energy can be varied, and the output terminal voltage of the power converter can be easily varied.

第５の発明は、スイッチ手段のスイッチ周波数とＯＮ／ＯＦＦ比とを、電力変換装置の出力端子電圧値に基づいて変更することを特徴とするもので、電力変換装置の出力電圧を可変することができるばかりでなく、入力電流の電流リップル成分および出力電圧のリップル成分を低減することができる。 The fifth invention is characterized in that the switch frequency of the switch means and the ON / OFF ratio are changed based on the output terminal voltage value of the power converter, and the output voltage of the power converter is variable. In addition, the current ripple component of the input current and the ripple component of the output voltage can be reduced.

第６の発明は、複数のコンデンサのうち、少なくとも１つの容量が異なることを特徴とするもので、出力端子における直列接続の複数コンデンサの容量を異なる組合せにすることにより、トータル出力電圧における昇圧比を任意に設定することができる。 The sixth invention is characterized in that at least one of the plurality of capacitors has a different capacitance, and the step-up ratio in the total output voltage is obtained by combining the capacitances of the plurality of capacitors connected in series at the output terminal in different combinations. Can be set arbitrarily.

第７の発明は、複数のコンデンサのうち、第一のリアクタとスイッチ手段とで環状回路を構成する第一のコンデンサの容量を、少なくとも他のコンデンサ容量よりも大きくすることを特徴とするもので、前記複数のコンデンサのうち、第一のリアクタとスイッチ手段とで環状回路を構成する第一のコンデンサの容量を少なくとも他のコンデンサ容量よりも大きくすることにより、トータルの出力電圧における昇圧比を高く設定することができる。 The seventh invention is characterized in that, among the plurality of capacitors, the capacity of the first capacitor constituting the annular circuit by the first reactor and the switch means is made larger than at least the other capacitor capacity. By increasing the capacity of the first capacitor constituting the annular circuit by the first reactor and the switch means among the plurality of capacitors at least larger than the capacity of other capacitors, the boost ratio in the total output voltage is increased. Can be set.

この結果、スイッチング手段を多用し、一旦リアクタにエネルギーを蓄積する昇圧動作時におけるスイッチング損失を低減することができ、高効率な電力変換装置を実現することができる。 As a result, it is possible to reduce the switching loss during the step-up operation in which energy is stored in the reactor once by using a large number of switching means, and a highly efficient power conversion device can be realized.

第８の発明は、第一のコンデンサと第一および第二のリアクタから構成されるＬＣ直列共振回路において、その共振周波数をおよそ電源周波数もしくはその２倍周波数とすることを特徴とするもので、前記第一のコンデンサと第一および第二のリアクタから構成されるＬＣ直列共振回路における直列共振周波数を、およそ電源周波数もしくはその２倍の周波数とすることにより、電源からみたインピーダンスを下げることができ、電流を効率よく流すことができ、電源力率を高くすることができる。 An eighth invention is characterized in that, in an LC series resonance circuit composed of a first capacitor and first and second reactors, the resonance frequency is approximately the power supply frequency or twice that frequency. By setting the series resonance frequency in the LC series resonance circuit composed of the first capacitor and the first and second reactors to approximately the power supply frequency or twice the frequency, the impedance viewed from the power supply can be lowered. , Current can be passed efficiently, and the power factor can be increased.

第９の発明は、第一のコンデンサと第一および第二のリアクタから構成されるＬＣ直列共振回路において、その共振周波数を５０Ｈｚから６０Ｈｚ間もしくは１００Ｈｚから１２０Ｈｚ間の周波数とすることを特徴とするもので、とくにその共振周波数を５０Ｈｚから６０Ｈｚ間もしくは１００Ｈｚから１２０Ｈｚ間の周波数に設定することにより、電源周波数に適切に同期した共振回路を構成できるものである。 According to a ninth aspect of the present invention, in the LC series resonance circuit including the first capacitor and the first and second reactors, the resonance frequency is between 50 Hz and 60 Hz or between 100 Hz and 120 Hz. In particular, by setting the resonance frequency to a frequency between 50 Hz and 60 Hz or between 100 Hz and 120 Hz, a resonance circuit appropriately synchronized with the power supply frequency can be configured.

第１０の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置にインバータ装置を連接して、そのインバータ出力電力を、多相の駆動電圧に変換してモータに出力することを特徴とするモータ駆動装置で、従来方式の電力変換装置を搭載したモータ駆動装置に比べて、小型でかつ軽量化を実現できるものである。 In a tenth aspect of the present invention, the inverter device is connected to the power conversion device according to any one of claims 1 to 9, and the inverter output power is converted into a multiphase drive voltage and output to the motor. Compared with a motor drive device equipped with a conventional power conversion device, the motor drive device can be reduced in size and weight.

第１１の発明は、スイッチ手段のスイッチ周期は、モータの最大出力時に、インバータ
入力端子電圧がゼロまで落ちない程度に短く設定されていることを特徴とするもので、モータの全駆動領域において電力変換装置の昇圧動作を保証することができる。 The eleventh invention is characterized in that the switch period of the switch means is set so short that the inverter input terminal voltage does not drop to zero at the maximum output of the motor. The boosting operation of the converter can be guaranteed.

第１２の発明は、モータのトルクが必要とされる所定値以上のときには、スイッチ手段のＯＮ／ＯＦＦ動作を停止することを特徴とするもので、電力変換装置での電力損失を低減させることができる。 The twelfth invention is characterized in that the ON / OFF operation of the switch means is stopped when the motor torque is equal to or higher than a required value, and the power loss in the power converter can be reduced. it can.

つまり、昇圧動作が必要ではないような低負荷領域では電力変換装置の昇圧動作を停止することによって、全波整流回路＋パッシブ型のＬＣ共振回路だけを動作させ、回路の動作効率を向上させることができる。 In other words, in a low load region where boosting operation is not necessary, by stopping the boosting operation of the power converter, only the full-wave rectifier circuit + passive LC resonance circuit is operated, and the operation efficiency of the circuit is improved. Can do.

第１３の発明は、モータのトルクの過不足を、前記モータに供給される電力から判断することを特徴とするもので、モータのトルクの過不足を、前記モータに供給される電力から判断するので、モータのトルクの過不足を容易に推測することができ、モータトルクに応じて動作するスイッチ手段を容易に実現することができる。 A thirteenth aspect of the invention is characterized in that an excess or deficiency in motor torque is determined from electric power supplied to the motor, and an excess or deficiency in motor torque is determined from electric power supplied to the motor. Therefore, it is possible to easily estimate whether the torque of the motor is excessive or insufficient, and it is possible to easily realize switch means that operates in accordance with the motor torque.

第１４の発明は、モータのトルクの過不足を、前記モータの指令回転数と実際の回転数とから判断することを特徴とするもので、モータのトルクの過不足を、前記モータの指令回転数と、実際の回転数とから判断するので、モータのトルクの過不足を正確に検出することができ、モータトルクに応じたスイッチ手段の動作を正しく行うことができる。 In a fourteenth aspect of the invention, the excess or deficiency of the motor torque is determined from the command rotation speed of the motor and the actual rotation speed, and the excess or deficiency of the motor torque is determined by the command rotation of the motor. Therefore, it is possible to accurately detect the excess or deficiency of the motor torque and to correctly operate the switch means in accordance with the motor torque.

第１５の発明は、モータのトルクの過不足を、前記モータに供給する電流値から判断することを特徴とするもので、モータのトルクの過不足を、前記モータに供給する電流の振幅値から判断するので、モータトルクに応じて動作するスイッチ手段を容易に実現することができる。 A fifteenth aspect of the invention is characterized in that an excess or deficiency in motor torque is determined from a current value supplied to the motor. An excess or deficiency in motor torque is determined from an amplitude value of a current supplied to the motor. Since the determination is made, it is possible to easily realize the switch means that operates according to the motor torque.

第１６の発明は、スイッチ手段を駆動する電源として、インバータ回路を駆動する電源を用いることを特徴とするもので、スイッチング手段を駆動する電源として、電力変換装置の昇圧出力を３相駆動電圧に変換するインバータ駆動回路電源を用いるので、とくにスイッチング手段専用の駆動電源を用意する必要がなくなり、大きな回路点数の減少を実現し、回路スペースの縮小とコストダウンを行うことができる。 A sixteenth aspect of the invention is characterized in that a power source for driving an inverter circuit is used as a power source for driving the switch means. As a power source for driving the switching means, the boost output of the power conversion device is changed to a three-phase drive voltage. Since the inverter drive circuit power supply to be converted is used, it is not necessary to prepare a drive power supply specifically for the switching means, a large reduction in the number of circuits can be realized, and the circuit space can be reduced and the cost can be reduced.

第１７の発明は、電力変換装置に入力する電流の高調波成分が減少するように、スイッチ手段をＯＮ／ＯＦＦすることを特徴とするもので、前記スイッチング手段を、前記電力変換装置に入力される電流の力率が向上するようＯＮ／ＯＦＦするので、入力電流の力率を向上させ、入力側での高調波電流の発生を軽減することができる。 A seventeenth invention is characterized in that the switch means is turned on / off so that the harmonic component of the current input to the power converter is reduced, and the switching means is input to the power converter. Since the power factor of the input current is turned ON / OFF, the power factor of the input current can be improved and the generation of harmonic current on the input side can be reduced.

第１８の発明は、電力変換装置は、モータ停止時の回生電流を充電するコンデンサを有することを特徴とするもので、前記電力変換装置は、その出力端に接続されたモータ停止時の回生電流を充電するコンデンサを有するので電力回生が可能となり、システム効率を向上させることが可能である。 In an eighteenth aspect of the invention, the power conversion device includes a capacitor for charging a regenerative current when the motor is stopped. The power conversion device is connected to the output end of the power conversion device when the motor is stopped. Since the capacitor for charging is provided, power regeneration is possible and system efficiency can be improved.

第１９の発明は、スイッチ手段は、インバータ回路を駆動するインバータ駆動部から供給される駆動信号により動作することを特徴とするもので、前記スイッチ手段は、前記インバータ回路を駆動するインバータ駆動部（多くの場合、マイクロコンピュータやＤＳＰが使用される）から、モータ駆動と本電力変換装置とを連動して制御することができる。 According to a nineteenth aspect of the invention, the switch means is operated by a drive signal supplied from an inverter drive section that drives an inverter circuit. The switch means is an inverter drive section that drives the inverter circuit ( In many cases, a microcomputer or DSP is used), and the motor drive and the power converter can be controlled in conjunction with each other.

第２０の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置を有する空気調和機で、圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置として、前記モータ駆動装置を備えているので、モータ駆動装置の電力変換装置で用いられるコンデンサの容量を小さくすること
ができ、これにより、モータ駆動装置の小型化及び低価格化、ひいては空気調和機の小型化及び低価格化を図ることができる。 A twentieth aspect of the invention is an air conditioner having the power conversion device according to any one of claims 1 to 9, and includes the motor driving device as a motor driving device that drives a motor of a compressor. The capacity of the capacitor used in the power conversion device of the motor drive device can be reduced, thereby reducing the size and price of the motor drive device, and further reducing the size and price of the air conditioner. it can.

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置を説明するための回路図である。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram for explaining a power conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.

この発明実施における電力変換装置は、交流電源１００を入力とし、入力電圧をその振幅値以上の非負の電圧に変換して出力することが可能な回路であり、前記交流電源１００の出力電圧が印加される１対の入力端及と、前記入力電圧振幅値以上の非負の電圧を出力する１対の出力端とを有している。 The power conversion apparatus according to the present invention is a circuit that can receive an AC power supply 100 and convert the input voltage into a non-negative voltage that is equal to or greater than the amplitude value, and the output voltage of the AC power supply 100 is applied. And a pair of output terminals for outputting a non-negative voltage equal to or greater than the input voltage amplitude value.

すなわち、この電力変換装置は、図１において、前記入力端に印加された交流電源１の出力電圧を整流して出力する整流ダイオードブリッジ１０１と、前記出力端の間に直列に接続された第１及び第２のコンデンサ１０２及び１０３と、交流電源１００の出力電圧により第１及び第２のコンデンサの充電が、該交流電源１００の出力電圧の周期より短い周期で繰り返し行われるように、スイッチ手段１０４とを備えている。ここで、交流電源１００は直列に接続された第二のリアクタ１０５を介してダイオードブリッジ１０１の入力端子に接続され、第一のリアクタ１０６は第二のコンデンサ１０２と直列共振回路を構成されており、ダイオードブリッジ１０１の出力端子に接続されている。このスイッチ手段１０４、ダイオードブリッジ１０１、第一のリアクタ１０６の接続点にダイオード１０７のアノードが接続されている。なお、抵抗１０８は、実際には回路負荷に相当する。 That is, in FIG. 1, the power conversion device includes a rectifier diode bridge 101 that rectifies and outputs an output voltage of the AC power supply 1 applied to the input terminal, and a first connected in series between the output terminals. The switching means 104 is configured so that the first and second capacitors are repeatedly charged with a cycle shorter than the cycle of the output voltage of the AC power supply 100 by the output voltage of the AC power supply 100 and the second capacitors 102 and 103. And. Here, the AC power supply 100 is connected to the input terminal of the diode bridge 101 via a second reactor 105 connected in series, and the first reactor 106 is configured with a second capacitor 102 in a series resonance circuit. Are connected to the output terminal of the diode bridge 101. The anode of the diode 107 is connected to the connection point of the switch means 104, the diode bridge 101, and the first reactor 106. The resistor 108 actually corresponds to a circuit load.

次に、本電力変換回路の動作を、図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）をもちいて説明をおこなう。図３（ａ）においては、動作のうちモード１の状態を説明する。本モードは、スイッチ手段１０４はＯＦＦ状態であり、２つの経路でコンデンサ１０２およびコンデンサ１０３へ充電がおこなわれる。第一の経路は、電源１００から、第二のリアクタ１０５、第一のリアクタ１０６および第一のコンデンサ１０２の直列共振回路でコンデンサ１０２へ充電がおこなわれる。第二の経路は、電源１００から、第二のリアクタ１０５を介して、第一および第二のコンデンサ１０２、１０３の直列共振回路を介して充電がおこなわれる。この第一および第二の充電経路における時定数が異なるため、電源１００からの電流の通電角が広がり力率改善に寄与する。 Next, the operation of the power conversion circuit will be described with reference to FIGS. 3 (a), (b), and (c). In FIG. 3A, the state of mode 1 will be described. In this mode, the switch means 104 is in an OFF state, and the capacitor 102 and the capacitor 103 are charged through two paths. In the first path, the capacitor 102 is charged from the power supply 100 by a series resonance circuit of the second reactor 105, the first reactor 106, and the first capacitor 102. In the second path, charging is performed from the power supply 100 via the second reactor 105 and the series resonance circuit of the first and second capacitors 102 and 103. Since the time constants in the first and second charging paths are different, the conduction angle of the current from the power supply 100 is widened and contributes to the power factor improvement.

次に、図３（ｂ）において、モード２を説明する。本モードは、スイッチ手段１０４がＯＮ状態（閉回路）を構成した状態における電流の２経路を説明する。第一の経路において、第二のリアクタ１０５を介して電源１００から短絡電流が流れ、第二のリアクタ１０５に磁気エネルギーが蓄積される。一方、モード１でコンデンサ１０２に蓄電された電荷が、第一のリアクタ１０６に磁気エネルギーの形で転移され、蓄積される。このとき、電源１００殻見ると短絡モードになるために、整流後の２次電圧に関係なく1次電流が流れ、電流力率改善（通電幅の拡大）が実現できる。 Next, mode 2 will be described with reference to FIG. In this mode, two paths of current in a state where the switch means 104 is in the ON state (closed circuit) will be described. In the first path, a short-circuit current flows from the power supply 100 via the second reactor 105, and magnetic energy is accumulated in the second reactor 105. On the other hand, the electric charge stored in the capacitor 102 in mode 1 is transferred and accumulated in the form of magnetic energy in the first reactor 106. At this time, since the power supply 100 shell is viewed, the short circuit mode is entered, so that the primary current flows regardless of the secondary voltage after rectification, and the current power factor improvement (enlargement of the energization width) can be realized.

次に、図３（ｃ）において、モード３を説明する。本モードは、モード２においてスイッチ手段１０４が閉じた後に、ＯＦＦ（開回路）を構成する状態を示すもので２つの電流経路を構成するものである。すなわち、２個の第二のリアクタ１０５、１０６に蓄積された磁気エネルギーは、スイッチ手段１０４がＯＦＦするとともに、電流の加阿知でダイオード１０７を介して、コンデンサ１０３およびコンデンサ１０２を充電する。この際に、モード１において、コンデンサ１０２およびコンデンサ１０３は事前に電源１００により電源電圧まで充電されているので、さらにこの還流電流により電荷（電流）が蓄積されて
、負荷１０８に印加される電圧は、モード１から昇圧動作されるものである。 Next, mode 3 will be described with reference to FIG. In this mode, after the switch means 104 is closed in the mode 2, it indicates a state in which it is configured to be OFF (open circuit), and it forms two current paths. That is, the magnetic energy accumulated in the two second reactors 105 and 106 turns off the switch means 104 and charges the capacitor 103 and the capacitor 102 via the diode 107 with the current addition. At this time, in mode 1, since the capacitor 102 and the capacitor 103 are charged to the power supply voltage by the power supply 100 in advance, the electric charge (current) is further accumulated by the return current, and the voltage applied to the load 108 is The boost operation is performed from mode 1.

図４（ａ）に本電力変換装置における各主要部の波形をしめす。同図において、上から1次電源電圧波形、すなわち電源１００における電圧波形、中段が１次電源電流波形、下段が負荷１０８における出力電圧波形である。電源電圧は、５０Ｈｚ１００Ｖ交流電圧であり、負荷における電圧はピーク電圧でおよそ３００Ｖ直流電圧まで昇圧されている。 FIG. 4A shows the waveforms of the main parts of the power converter. In the figure, the primary power supply voltage waveform from the top, that is, the voltage waveform at the power supply 100, the middle stage is the primary power supply current waveform, and the bottom stage is the output voltage waveform at the load 108. The power supply voltage is a 50 Hz 100 V AC voltage, and the voltage at the load is boosted to a peak voltage of approximately 300 V DC voltage.

なお、この解析に使用した回路は、図１の回路構成であり、その他の各構成要素の部品定格は次のとおりである。コンデンサ１０２が５μF、コンデンサ１０３が５μF、スイッチ１０４は理想スイッチでありスイッチング周波数５KＨｚ、ＯＮ／ＯＦＦ比が５０％で動作、第二のリアクタ１０５が０．５ｍH、リアクタ１０６が０．５ｍH、ダイオード１０７が理想ダイオードである場合のシミュレーション結果である。なお、図４（ｂ）は図４（ａ）の拡大波形図であり、さらにスイッチ手段１０４の駆動波形を示したものである。 The circuit used for this analysis has the circuit configuration shown in FIG. 1, and the component ratings of the other components are as follows. Capacitor 102 is 5 μF, Capacitor 103 is 5 μF, Switch 104 is an ideal switch and operates at a switching frequency of 5 KHz and an ON / OFF ratio of 50%, second reactor 105 is 0.5 mH, reactor 106 is 0.5 mH, diode 107 It is a simulation result in case where is an ideal diode. FIG. 4B is an enlarged waveform diagram of FIG. 4A, and further shows a driving waveform of the switch means 104. FIG.

（実施の形態２）
また、図２においては、第二のリアクタ１０５はダイオードブリッジ１０１の出力端子側とスイッチ手段１０４の間に結線接続されるものであり、モード３における第二のリアクタ１０５の回生電流を吸収する回路をダイオードブリッジ１０１のダイオードにより構成することにより、電源１００に対して回生電流が流れることを防止できるものである。この回生電流を電源回路へ流さない構成により、電源への発生ノイズ成分を低減できるとともに、変換効率の向上を図ることができるものである。 (Embodiment 2)
In FIG. 2, the second reactor 105 is connected between the output terminal side of the diode bridge 101 and the switch means 104, and is a circuit that absorbs the regenerative current of the second reactor 105 in mode 3. Is constituted by a diode of the diode bridge 101, it is possible to prevent a regenerative current from flowing to the power supply 100. With the configuration in which the regenerative current is not passed to the power supply circuit, noise components generated in the power supply can be reduced and conversion efficiency can be improved.

（実施の形態３）
また、本実施の形態において、スイッチ手段１０４のＯＮ／ＯＦＦ比を変更することにより、負荷に印加される電圧を変更することができる。図５においては、図４におけるシミュレーションと同条件下において、スイッチ手段１０４におけるＯＮ／ＯＦＦデュティを、３０％、５０％、７０％に変更した場合の図４（ａ）と同等の主要各部における電圧・電流波形をしめしたものであり、スイッチ手段１０４におけるＯＮ／ＯＦＦデュティを変更することにより、負荷に印加される電圧を変更制御することが可能である。 (Embodiment 3)
In the present embodiment, the voltage applied to the load can be changed by changing the ON / OFF ratio of the switch means 104. In FIG. 5, under the same conditions as in the simulation in FIG. 4, the voltages at the main parts equivalent to FIG. 4 (a) when the ON / OFF duty in the switch means 104 is changed to 30%, 50%, and 70%. A current waveform is shown, and the voltage applied to the load can be changed and controlled by changing the ON / OFF duty in the switch means 104.

すなわち、スイッチ手段１０４の駆動デュティ制御のみで出力電圧可変の電力変換装置を実現することができるものである。 That is, a power converter with variable output voltage can be realized only by drive duty control of the switch means 104.

また、スイッチ手段１０４におけるスイッチング周波数を変更することによっても、上記モード１、モード２、モード３における各モード時間が変化する中でリアクタ、コンデンサにおける充放電回路時定数が一定であるために、同様に負荷に印加される電圧を変更制御することが可能となり、上記と同じ効果を得ることが可能となるものである。 Further, by changing the switching frequency in the switch means 104, the charge / discharge circuit time constants in the reactor and the capacitor are constant while the mode times in the mode 1, mode 2 and mode 3 are changed. The voltage applied to the load can be changed and controlled, and the same effect as described above can be obtained.

また、スイッチ手段１０４におけるスイッチング周波数とＯＮ／ＯＦＦ比を同時に変更することによっても、同様に負荷に印加される電圧を変更制御することが可能となる。さらに、本実施の形態における特徴として、スイッチング周波数とＯＮ／ＯＦＦ比を適切な組み合わせにすることにより、電源１００における１次電流におけるリップル成分や負荷における電圧リップル成分を低減することが可能となる。 Further, the voltage applied to the load can be similarly controlled by changing the switching frequency and the ON / OFF ratio in the switch means 104 at the same time. Furthermore, as a feature of the present embodiment, it is possible to reduce the ripple component in the primary current in the power supply 100 and the voltage ripple component in the load by appropriately combining the switching frequency and the ON / OFF ratio.

単に、デュティのみでの変更制御では、可変デュティが極端に広い場合や狭い場合においてリップル成分が増加する。また、ディティ固定で周波数のみでの変更で制御を行うとスイッチングに伴う発生ノイズに幅広い周波数範囲のノイズが生じるといった課題が発生するので、周波数とデュティをともに変更することにより、前記課題を解決できるものである。具体的には、スイッチ手段１０４のＯＮ時間を一定になるような制御を行う。 In the change control using only the duty, the ripple component increases when the variable duty is extremely wide or narrow. In addition, when control is performed by changing only the frequency with fixed duty, the problem that noise in a wide frequency range occurs in generated noise caused by switching occurs. Therefore, the problem can be solved by changing both the frequency and the duty. Is. Specifically, control is performed so that the ON time of the switch means 104 becomes constant.

また、図１において、コンデンサ１０３とコンデンサ１０２のコンデンサ容量を変更することにより、モード１における充電時定数を制御することができ電源１００からの合成された充電電流の通電角を任意に設定することができる。すなわち、モード１において、コンデンサ１０２に充電された電荷を、モード３でコンデンサ１０３へチャージする際に電荷の移動時において、両コンデンサの端子電圧が変わることを利用するものである。 In FIG. 1, the charging time constant in mode 1 can be controlled by changing the capacitor capacity of the capacitor 103 and the capacitor 102, and the conduction angle of the combined charging current from the power source 100 can be arbitrarily set. Can do. That is, when the charge charged in the capacitor 102 in mode 1 is charged into the capacitor 103 in mode 3, the fact that the terminal voltage of both capacitors changes during the charge transfer is used.

また、とくにコンデンサ１０２のコンデンサ容量をコンデンサ１０３よりも大きくすることにより、モード１におけるコンデンサ１０２における充電電荷量を大きくすることができ、モード３時における昇圧比を大きくとることが可能となる。さらにコンデンサ１０２とコンデンサ１０３における分圧比はコンデンサ容量の逆比例となることも利用できるものである。 In particular, when the capacitor capacity of the capacitor 102 is made larger than that of the capacitor 103, the amount of charge in the capacitor 102 in mode 1 can be increased, and the step-up ratio in mode 3 can be increased. Furthermore, it is also possible to utilize that the voltage division ratio between the capacitor 102 and the capacitor 103 is inversely proportional to the capacitor capacity.

また、第二のリアクタ１０５、リアクタ１０６およびコンデンサ１０２における直列共振周波数をおよそ電源周波数もしくはその２倍の周波数に設定することにより、モード１における電源からの充電時において、その直列共振インピーダンスが低くなり効率よく電源１００から、電流を引き出せるものである。すなわち、電源における利用効率を高くとることができるものである。 In addition, by setting the series resonance frequency in the second reactor 105, the reactor 106, and the capacitor 102 to approximately the power supply frequency or twice the frequency, the series resonance impedance is reduced when charging from the power supply in mode 1. A current can be efficiently extracted from the power supply 100. That is, the utilization efficiency in the power source can be increased.

さらに、前記共振周波数を５０Ｈｚから６０Ｈｚ間もしくは１００Ｈｚから１２０Ｈｚ間の周波数と設定することにより、両周波数が混在して使用される地域（例えば、日本）においても、共通の電力変換装置において、上記効果を得ることができるものである。 Furthermore, by setting the resonance frequency to a frequency between 50 Hz and 60 Hz or between 100 Hz and 120 Hz, the above effect can be achieved in a common power conversion device even in a region where both frequencies are used in combination (for example, Japan). Can be obtained.

（実施の形態４）
図６は、本実施の形態の電力変換装置の出力負荷として、インバータ装置１０９を連接し、そのインバータ出力電力を多相の駆動電圧に変換してモータ１１０に出力することを特徴とするモータ駆動装置である。なお、従来の実施の形態と同じ構成においては、同じ番号を付し説明を省略する。 (Embodiment 4)
FIG. 6 shows a motor drive characterized in that an inverter device 109 is connected as an output load of the power conversion device of the present embodiment, and the inverter output power is converted into a multiphase drive voltage and output to a motor 110. Device. In addition, in the same structure as conventional embodiment, the same number is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.

本実施の形態によれば、従来型の電力変換装置を用いたモータ駆動装置に比べて、コンデンサおよびリアクタなどの構成要素部品が小型・軽量化が実現でき、全体の小型化に貢献するばかりでなく種々の用途に適用できるものである。 According to the present embodiment, component parts such as a capacitor and a reactor can be reduced in size and weight as compared with a motor drive device using a conventional power conversion device, which contributes to overall downsizing. It can be applied to various uses.

また、図６において、コンデンサ１０２、１０３の容量がモータ１１０の出力において大きく落ち込み図４（ｂ）の負荷電圧のようにほぼ電源電圧がゼロ付近にまで落ち込む、これによりモータ駆動のトルクのアンバランスが発生する、そこでスイッチ手段１０４を、繰り返しＯＮ／ＯＦＦすることにより、積極的に負荷電圧を昇圧することにより、インバータ１０９への供給電圧（負荷電圧）を維持するように、前記スイッチ手段１０４のスイッチ周期を、前記モータ１１０の最大出力時にインバータ端子電圧がゼロまで落ちない程度に設定することにより、モータ１１０の発生トルクを平準化するものである。 Further, in FIG. 6, the capacities of the capacitors 102 and 103 drop greatly in the output of the motor 110, and the power supply voltage drops almost to zero as shown in the load voltage of FIG. 4B. Therefore, the switch means 104 is turned ON / OFF repeatedly to positively boost the load voltage so that the supply voltage (load voltage) to the inverter 109 is maintained. The torque generated by the motor 110 is leveled by setting the switch cycle so that the inverter terminal voltage does not drop to zero at the maximum output of the motor 110.

本実施の形態によれば、従来型の電力変換装置を用いたモータ駆動装置に比べて、コンデンサおよびリアクタなどの構成要素部品が小型・軽量化が実現でき、全体の小型化に貢献するばかりでなく、トルク変動（速度変動）のすくないモータ駆動インバータをじつげんできるものである。 According to the present embodiment, component parts such as a capacitor and a reactor can be reduced in size and weight as compared with a motor drive device using a conventional power conversion device, which contributes to overall downsizing. In addition, the motor drive inverter that does not require torque fluctuation (speed fluctuation) can be used.

また、モータ１１０の駆動電力が比較的に少なく負荷トルクが満足できる場合には、前記スイッチ手段１０４のスイッチング動作を停止することにより、システム効率を向上させることを特徴とするものである。 Further, when the drive power of the motor 110 is relatively small and the load torque can be satisfied, the system efficiency is improved by stopping the switching operation of the switch means 104.

また、スイッチ手段１０４の動作を判断するためのモータ要求トルクの大小を、前記モ
ータ１１０に供給される電力から判断することにより、特にトルク計測装置（手段）を設けることなく、適切なインバータ運転制御を実現できるものである。 Further, by determining the magnitude of the motor required torque for determining the operation of the switch means 104 from the electric power supplied to the motor 110, it is possible to perform appropriate inverter operation control without providing a torque measuring device (means). Can be realized.

また、スイッチ手段１０４の動作を判断するためのモータ要求トルクの大小を、マイクロコンピュータ１１２などが指示するPWMモータ（回転数）指令１１３と、実際のモータ回転数１１４とから判断することにより、特にトルク計測装置（手段）を設けることなく、適切なインバータ運転制御を実現できるものである。とくに、本実施の形態は、モータ１１０がＤＣ同期ブラシレスモータなどのようにモータ駆動とインバータ駆動が同期することが必要なモータ駆動装置においては特に有効である。 Further, by determining the magnitude of the motor required torque for determining the operation of the switch means 104 from the PWM motor (rotation speed) command 113 instructed by the microcomputer 112 or the like and the actual motor rotation speed 114, in particular, Appropriate inverter operation control can be realized without providing a torque measuring device (means). In particular, the present embodiment is particularly effective in a motor drive device in which the motor 110 needs to synchronize motor drive and inverter drive, such as a DC synchronous brushless motor.

また、スイッチ手段１０４の動作を判断するためのモータ要求トルクの大小を、モータの駆動電流を検出する電流検出手段（電流センサ）１１１により検出するものである。マイクロコンピュータ１１２にあらかじめ設定されたモータ運転周波数と運転電流の対応テーブルと実際の運転電流を電流検出手段１１１とから、負荷の大小を判断することにより、特にトルク計測装置（手段）を設けることなく、適切なインバータ運転制御を実現できるものである。とくに、本実施の形態は、モータ１１０がＤＣ同期ブラシレスモータなどでその駆動が正弦波駆動のような場合などのように、モータ駆動電流検出手段を保有するモータ駆動装置においては特に有効である。 Further, the magnitude of the required motor torque for determining the operation of the switch means 104 is detected by a current detection means (current sensor) 111 that detects the drive current of the motor. By determining the magnitude of the load from the current detection means 111 based on the motor operating frequency and operating current correspondence table preset in the microcomputer 112 and the actual operating current, a torque measuring device (means) is not provided. Appropriate inverter operation control can be realized. In particular, the present embodiment is particularly effective in a motor drive device having motor drive current detection means, such as when the motor 110 is a DC synchronous brushless motor or the like and its drive is sinusoidal drive.

また、スイッチ手段１０４の駆動回路１１６の駆動電源と、マイクロコンピュータ１１２などの制御装置電源と、モータ１１０駆動用インバータ装置１０９の電源を供給する電源装置を、同一の電源１１５から供給することにより、部品点数をすくない、かつ低コスト、小型と軽量のモータ駆動装置を実現するものである。 Further, by supplying a power source for driving the driving circuit 116 of the switch means 104, a power source for a control device such as the microcomputer 112, and a power source for the inverter device 109 for driving the motor 110 from the same power source 115, This realizes a low-cost, small and lightweight motor drive device that does not require a large number of parts.

また、スイッチ手段１０４のスイッチング制御により、電源１００における電源電流の歪・電源高調波の発生量を変更することができる。すなわち、電源周波数に対して、適切に負荷電流を追従するように、スイッチ手段１０４におけるＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことにより、負荷の電圧に無関係に電源電圧をリアクタ１０６とダイオード１０１とリアクタ１０６を介して、短絡させることができるので、任意のタイミングで電流を流すことが可能となる。これにより、部品点数をすくない、かつ低コスト、小型と軽量の電源高調波歪抑制手段を保有したモータ駆動装置を実現するものである。 In addition, by the switching control of the switch means 104, it is possible to change the distortion of the power supply current and the generation amount of the power supply harmonic in the power supply 100. That is, by repeating ON / OFF in the switch means 104 so as to appropriately follow the load current with respect to the power supply frequency, the power supply voltage is passed through the reactor 106, the diode 101, and the reactor 106 regardless of the load voltage. Since it can be short-circuited, it is possible to flow current at an arbitrary timing. As a result, a motor drive device that does not require a large number of parts, and that has a low-cost, compact, and lightweight power harmonic distortion suppression means is realized.

また、コンデンサ１０２および１０３の直列回路に並列のコンデンサ（図示せず）を設けることにより、モータ１１０の停止時や減速時における回生電流を充電するコンデンサであり、このコンデンサを設けることにより、モータ１１０の加減速時においても、インバータ装置１０９の電圧が異常に上昇することなく、安定的に制御することができ、さらに電力の回生を有効に活用でき、効率の高いモータ駆動装置を実現できるものである。 Further, by providing a parallel capacitor (not shown) in the series circuit of the capacitors 102 and 103, the capacitor is used to charge a regenerative current when the motor 110 is stopped or decelerated. By providing this capacitor, the motor 110 Even during acceleration / deceleration, the voltage of the inverter device 109 can be stably controlled without abnormally rising, and the regeneration of power can be used effectively, and a highly efficient motor drive device can be realized. is there.

また、図６において、スイッチ手段１０４のＯＮ／ＯＦＦ駆動信号１１７をインバータ手段１０９へのＰＷＭ信号１１３を出力するマイクロコンピュータ１１２から同じく出力するもので、同一のマイクロコンピュータ１１２から出力することにより、部品点数をすくない、かつ低コスト、小型と軽量の電源高調波歪抑制手段を保有したモータ駆動装置を実現するものである。 Further, in FIG. 6, the ON / OFF drive signal 117 of the switch means 104 is also output from the microcomputer 112 that outputs the PWM signal 113 to the inverter means 109. By outputting from the same microcomputer 112, the parts A motor drive device that does not require a large number of points and has low-cost, small-sized and light-weight power harmonic distortion suppression means is realized.

また、本発明の電力変換装置およびインバータ装置を搭載した空気調和機に適用した場合について説明する。 Moreover, the case where it applies to the air conditioner which mounts the power converter device and inverter apparatus of this invention is demonstrated.

この実施の形態の空気調和機（図示せず）では、交流電源１００の電源が、本実施の形態の電力変換装置により整流及び昇圧され、インバータ手段１０９により３相のモータ駆動電圧に変換される。 In the air conditioner (not shown) of this embodiment, the power supply of the AC power supply 100 is rectified and boosted by the power converter of this embodiment, and is converted into a three-phase motor drive voltage by the inverter means 109. .

そして、該３相モータ駆動電圧が圧縮機（図示せず）のモータ１１０に印加されると、冷媒循環経路内で冷媒が循環し熱交換が行われる。つまり、空気調和機では、冷媒の循環閉路に封入された冷媒を圧縮機により循環させることにより、冷媒の循環閉路内に周知のヒートポンプサイクルが形成される。これにより、室内の暖房あるいは冷房が行われる。 When the three-phase motor drive voltage is applied to the motor 110 of the compressor (not shown), the refrigerant circulates in the refrigerant circulation path and heat exchange is performed. In other words, in the air conditioner, a known heat pump cycle is formed in the refrigerant circulation closed circuit by circulating the refrigerant sealed in the refrigerant circulation closed circuit by the compressor. Thereby, indoor heating or cooling is performed.

このように本実施の形態の空気調和機では、圧縮機の動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置を、本発明の電力変換装置を適用したので、電力変換装置を構成するコンデンサの容量を小さくすることができ、これにより、該電力変換装置を搭載したモータ駆動装置の小型化及び低価格化、ひいては空気調和機の軽量化、小型化及び低価格化を図ることができる。また、空気調和機における電力変換装置が大幅に小型化できることにより、同じ室外機の外形サイズであっても、熱交換器の体積を大きくとることができ、また通風性能を邪魔する障害物が小さくなるので、空気調和機の性能を向上させることができるものである。 As described above, in the air conditioner of the present embodiment, since the power conversion device of the present invention is applied to the motor drive device that drives the motor that is the power source of the compressor, the capacitance of the capacitor constituting the power conversion device is reduced. Accordingly, it is possible to reduce the size and the price of the motor driving device on which the power conversion device is mounted, and to reduce the weight, the size, and the price of the air conditioner. In addition, since the power conversion device in the air conditioner can be greatly reduced in size, the volume of the heat exchanger can be increased even when the external unit size is the same, and the obstacles that hinder ventilation performance are reduced. Therefore, the performance of the air conditioner can be improved.

本発明は、交流電源を入力とする電力変換装置において、その出力端に直列に接続された複数のコンデンサと複数のリアクタにおいて、前記交流電源周期より短い周期で動作するスイッチ手段を備え、これにより前記コンデンサの、入力電圧の昇圧電圧を発生するのに必要な容量を大きく低減することができるので、交流電源を入力とする電力変換装置を有する機器に極めて有用なものである。 The present invention provides a power converter having an AC power supply as an input, and a plurality of capacitors and a plurality of reactors connected in series to an output end thereof, and a switch means that operates at a cycle shorter than the AC power cycle. Since the capacity required for generating the boosted voltage of the input voltage of the capacitor can be greatly reduced, the capacitor is extremely useful for a device having a power conversion device using an AC power supply as an input.

本発明の実施の形態の第一の電力変換装置の回路図The circuit diagram of the 1st power converter device of an embodiment of the invention 同第二の電力変換装置の回路図Circuit diagram of the second power converter （ａ）本発明の実施の形態の電力変換装置の動作説明図（モード１）（ｂ）同電力変換装置の動作説明図（モード２）（ｃ）同電力変換装置の動作説明図（モード３）(A) Operation explanatory diagram of power converter of embodiment of the present invention (mode 1) (b) Operation explanatory diagram of same power converter (mode 2) (c) Operation explanatory diagram of same power converter (mode 3) ) （ａ）本発明の実施の形態の電力変換装置の各部波形図（ｂ）図４（ａ）の拡大図(A) Waveform diagram of each part of the power conversion device of the embodiment of the present invention (b) Enlarged view of FIG. 4 (a) （ａ）本発明の実施の形態の電力変換装置の出力電圧とデュティとの関連図（ＯＮデュティ比３０％）（ｂ）同電力変換装置の出力電圧とデュティとの関連図（ＯＮデュティ比５０％）（ｃ）同電力変換装置の出力電圧とデュティとの関連図（ＯＮデュティ比７０％）(A) Relationship diagram between output voltage and duty of power converter of embodiment of the present invention (ON duty ratio 30%) (b) Relationship diagram of output voltage and duty of power converter (ON duty ratio 50) %) (C) Relationship between output voltage and duty of the power converter (ON duty ratio 70%) 本発明の実施の形態の第三の電力変換装置の回路図The circuit diagram of the 3rd power converter device of an embodiment of the invention 従来の全波倍電圧回路の回路図Circuit diagram of a conventional full-wave voltage doubler circuit 同電力変換回路の回路図Circuit diagram of the power conversion circuit

符号の説明Explanation of symbols

１００交流電源
１０１整流ダイオードブリッジ
１０２第一のコンデンサ
１０３第二のコンデンサ
１０４スイッチ手段
１０５第二のリアクタ
１０６第一のリアクタ
１０７ダイオード
１０８抵抗（負荷）
１０９インバータ装置
１１０モータ（圧縮機モータ）
１１１電流検出手段（電流センサ）
１１２マイクロコンピュータ
１１３ＰＷＭ信号
１１４モータ回転数
１１５電源
１１６スイッチ手段の駆動信号

DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 AC power supply 101 Rectifier diode bridge 102 1st capacitor | condenser 103 2nd capacitor | condenser 104 Switch means 105 2nd reactor 106 1st reactor 107 Diode 108 Resistance (load)
109 Inverter device 110 Motor (compressor motor)
111 Current detection means (current sensor)
112 microcomputer 113 PWM signal 114 motor rotation speed 115 power supply 116 drive signal for switch means

Claims

交流電源に接続された１対の入力端と、間に複数のコンデンサが直列に接続された１対の出力端と、前記複数のコンデンサと並列に接続された整流手段とスイッチ手段とからなる直列回路と、前記複数のコンデンサ間の接続点、前記整流手段の一端と前記スイッチ手段との接続点の間に接続された第一のリアクタとを備え、前記整流手段と前記第一のリアクタと前記スイッチ手段との接続点を、前記交流電源の全波整流手段の一出力端子に接続し、前記全波整流手段における他の出力端子と前記スイッチ手段の他端子とを接続し、前記交流電源と前記全波整流手段の入力端子間に第二のリアクタを設けるとともに、前記スイッチ手段を、前記交流電源の周期より短い周期でスイッチ動作することを特徴とする電力変換装置。 A series comprising a pair of input terminals connected to an AC power source, a pair of output terminals having a plurality of capacitors connected in series therebetween, a rectifying means and a switch means connected in parallel to the plurality of capacitors. A circuit, a connection point between the plurality of capacitors, a first reactor connected between a connection point between one end of the rectification unit and the switch unit, the rectification unit, the first reactor, and the The connection point with the switch means is connected to one output terminal of the full-wave rectifying means of the AC power supply, the other output terminal in the full-wave rectifying means is connected to the other terminal of the switch means, and the AC power supply A power conversion device characterized in that a second reactor is provided between the input terminals of the full-wave rectifying means, and the switching means is switched at a cycle shorter than the cycle of the AC power supply.

全波整流手段の出力端子と第二のリアクタの一端子とを接続し、第二のリアクタの他端子を、第一のリアクタとスイッチ手段と整流手段との接続点に接続したことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 The output terminal of the full-wave rectifying means and one terminal of the second reactor are connected, and the other terminal of the second reactor is connected to the connection point of the first reactor, the switch means, and the rectifying means. The power conversion device according to claim 1.

スイッチ手段のＯＮ／ＯＦＦ比を、電力変換装置の出力端子電圧値に基づいて変更することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 2. The power converter according to claim 1, wherein the ON / OFF ratio of the switch means is changed based on an output terminal voltage value of the power converter.

スイッチ手段のスイッチ周波数を、電力変換装置の出力端子電圧値に基づいて変更することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 2. The power converter according to claim 1, wherein the switch frequency of the switch means is changed based on an output terminal voltage value of the power converter.

スイッチ手段のスイッチ周波数とＯＮ／ＯＦＦ比とを、電力変換装置の出力端子電圧値に基づいて変更することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 2. The power converter according to claim 1, wherein the switch frequency of the switch means and the ON / OFF ratio are changed based on an output terminal voltage value of the power converter.

複数のコンデンサのうち、少なくとも１つの容量が異なることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 1, wherein at least one of the plurality of capacitors has a different capacity.

複数のコンデンサのうち、第一のリアクタとスイッチ手段とで環状回路を構成する第一のコンデンサの容量を、少なくとも他のコンデンサ容量よりも大きくすることを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。 7. The power conversion device according to claim 6, wherein among the plurality of capacitors, the capacity of the first capacitor constituting the annular circuit by the first reactor and the switch means is made larger than at least the other capacitor capacity. .

第一のコンデンサと第一および第二のリアクタから構成されるＬＣ直列共振回路において、その共振周波数をおよそ電源周波数もしくはその２倍周波数とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 2. The power conversion device according to claim 1, wherein in the LC series resonance circuit composed of the first capacitor and the first and second reactors, the resonance frequency is approximately the power supply frequency or twice the frequency.

第一のコンデンサと第一および第二のリアクタから構成されるＬＣ直列共振回路において、その共振周波数を５０Ｈｚから６０Ｈｚ間もしくは１００Ｈｚから１２０Ｈｚ間の周波数とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 The LC series resonance circuit comprising a first capacitor and first and second reactors, wherein the resonance frequency is 50 Hz to 60 Hz or 100 Hz to 120 Hz. Conversion device.

請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置にインバータ装置を連接して、そのインバータ出力電力を、多相の駆動電圧に変換してモータに出力することを特徴とするモータ駆動装置。 A motor drive comprising: connecting an inverter device to the power conversion device according to any one of claims 1 to 9; and converting the inverter output power into a multiphase drive voltage and outputting the same to a motor. apparatus.

スイッチ手段のスイッチ周期は、モータの最大出力時に、インバータ入力端子電圧がゼロまで落ちない程度に短く設定されていることを特徴とする請求項１０記載のモータ駆動装置。 11. The motor drive device according to claim 10, wherein the switch period of the switch means is set so short that the inverter input terminal voltage does not drop to zero at the maximum output of the motor.

モータのトルクが必要とされる所定値以上のときには、スイッチ手段のＯＮ／ＯＦＦ動作を停止することを特徴とする請求項１０記載のモータ駆動装置。 11. The motor driving device according to claim 10, wherein when the motor torque is equal to or greater than a required value, the ON / OFF operation of the switch means is stopped.

モータのトルクの過不足を、前記モータに供給される電力から判断することを特徴とする請求項１０記載のモータ駆動装置。 The motor driving apparatus according to claim 10, wherein excess or deficiency of motor torque is determined from electric power supplied to the motor.

モータのトルクの過不足を、前記モータの指令回転数と実際の回転数とから判断することを特徴とする請求項１０記載のモータ駆動装置。 11. The motor drive device according to claim 10, wherein the excess or deficiency of the motor torque is determined from a command rotation speed and an actual rotation speed of the motor.

モータのトルクの過不足を、前記モータに供給する電流値から判断することを特徴とする請求項１０記載のモータ駆動装置。 The motor driving apparatus according to claim 10, wherein excess or deficiency of motor torque is determined from a current value supplied to the motor.

スイッチ手段を駆動する電源として、インバータ回路を駆動する電源を用いることを特徴とする請求項１０記載のモータ駆動装置。 11. The motor driving apparatus according to claim 10, wherein a power source for driving the inverter circuit is used as a power source for driving the switch means.

電力変換装置に入力する電流の高調波成分が減少するように、スイッチ手段をＯＮ／ＯＦＦすることを特徴とする請求項１０記載のモータ駆動装置。 11. The motor drive device according to claim 10, wherein the switch means is turned on / off so that harmonic components of the current input to the power conversion device are reduced.

電力変換装置は、モータ停止時の回生電流を充電するコンデンサを有することを特徴とする請求項１０記載のモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 10, wherein the power conversion device includes a capacitor that charges a regenerative current when the motor is stopped.

スイッチ手段は、インバータ回路を駆動するインバータ駆動部から供給される駆動信号により動作することを特徴とする請求項１０記載のモータ駆動装置。 11. The motor drive device according to claim 10, wherein the switch means operates in accordance with a drive signal supplied from an inverter drive unit that drives the inverter circuit.

請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置を有する空気調和機。 The air conditioner which has a power converter device of any one of Claims 1-9.