JP3951759B2 - インバータ装置及びその制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ装置及びその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータ装置は、印加されたＤＣリンク電圧を交流電圧に変換する装置であり、特に誘導電動機の駆動用として利用される。かかるインバータ装置は、パルス幅制御等を行うことにより、印加されたＤＣリンク電圧を交流電圧に変換する。その出力電圧は、印加されたＤＣリンク電圧の電圧値、パルス幅制御におけるオンデューティ等によって決定される。
【０００３】
また、インバータ装置には、誘導電動機の定格に応じた出力容量のものが使用される。このインバータ装置の出力容量は、出力電圧と出力電流とによって決定され、インバータ装置に使用する素子の定格も、この出力容量によって決定される。尚、特に誘導電動機駆動用としてのＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数出力）インバータでは、それ以上の出力容量で動作させることも可能なものもある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、インバータ装置の出力電圧が高い場合に、定格値の電流を出力すると、インバータ装置の出力容量は増えてしまう。インバータ装置の出力容量が大きくなると、インバータ装置に内蔵された素子には、その出力容量に応じたものを使用する必要があり、このため、その素子には、定格が１ランク上のものを使用しなければならなくなる。また、ファンにも放熱効果が大きいものが必要となり、インバータ装置が大型化し、コストもアップする。
【０００５】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、大型化、コストアップを防止することが可能になるようなインバータ装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するため、本発明の第１の観点に係るインバータ装置は、
直流電源と負荷との間に設けられ、前記負荷への出力電流の定格電流を、前記直流電源から供給された直流電圧の電圧値に応じて設定するインバータ装置であって、
制御信号に基づいて前記直流電圧を交流電圧に変換して前記負荷に供給する電圧変換部と、
前記制御信号を生成して前記電圧変換部に供給する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記直流電圧の電圧値が第１の閾値以下の場合、前記電圧変換部の連続運転を可能にするために、前記電圧変換部の出力容量を予め設定された最大出力容量以下に保てる第１の電流値を定格電流に設定し、
前記直流電圧の電圧値が前記第１の閾値を超え且つ第２の閾値以下の場合、前記電圧変換部の連続運転を可能にするために、前記電圧変換部の出力容量を前記最大出力容量以下の一定値に保つ制御を行うことで得られる電流値を定格電流に設定し、
前記直流電圧の電圧値が前記第２の閾値を超える場合、前記電圧変換部の短時間運転を可能にするために、短時間運転用として、前記第１の電流値よりも低い第２の電流値を定格電流に設定し、
前記電圧変換部の出力電流が前記各定格電流以下になるような前記制御信号を生成して前記電圧変換部に供給することを特徴とする。
【００１２】
本発明の第２の観点に係るインバータ装置の制御方法は、
直流電源と負荷との間に設けられ、前記負荷への出力電流の定格電流を、前記直流電源から供給された直流電圧の電圧値に応じて設定するインバータ装置の制御方法であって、
前記インバータ装置は、制御信号に基づいて前記直流電圧を交流電圧に変換して前記負荷に供給する電圧変換部を備え、
前記直流電圧の電圧値が第１の閾値以下の場合、前記電圧変換部の連続運転を可能にするために、前記電圧変換部の出力容量を予め設定された最大出力容量以下に保てる第１の電流値を定格電流に設定し、
前記直流電圧の電圧値が前記第１の閾値を超え且つ第２の閾値以下の場合、前記電圧変換部の連続運転を可能にするために、前記電圧変換部の出力容量を前記最大出力容量以下の一定値に保つ制御を行うことで得られる電流値を定格電流に設定し、
前記直流電圧の電圧値が前記第２の閾値を超える場合、前記電圧変換部の短時間運転を可能にするために、短時間運転用として、前記第１の電流値よりも低い第２の電流値を定格電流に設定するステップと、
前記電圧変換部の出力電流が前記各定格電流以下になるような前記制御信号を生成して前記電圧変換部に供給するステップと、
を含むことを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態に係るインバータ装置を図面を参照して説明する。
本実施の形態に係るインバータ装置の構成を図１に示す。
本実施の形態に係るインバータ装置は、出力電圧が方形波となる電圧形インバータであって、直流平滑コンデンサ１１と、電圧変換部１２と、Ｕ相電流検出器１３と、Ｖ相電流検出器１４と、回転子位置検出器１５と、ＤＣリンク電圧検出器１６と、制御部１７と、を備えて構成されている。
【００１４】
直流平滑コンデンサ１１は、直流電源１８の直流電圧を平滑化するためのものである。
【００１５】
電圧変換部１２は、直流平滑コンデンサ１１が平滑化したＤＣリンク電圧を、制御部１７から供給された電圧指令値に基づいて交流電圧に変換するものであり、トランジスタＱ１〜Ｑ６と、ダイオードＤ１〜Ｄ６と、を備えている。尚、このトランジスタＱ１〜Ｑ６には、ＩＧＢＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）等が用いられる。
【００１６】
トランジスタＱ１〜Ｑ６は、制御部１７から供給されたパルス信号に基づいてスイッチングするスイッチング素子であり、トランジスタＱ１、Ｑ３，Ｑ５のコレクタは、直流平滑コンデンサ１１の正極に接続されている。トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６のコレクタは、それぞれトランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５のエミッタに接続され、エミッタは、それぞれ、直流平滑コンデンサ１１の負極に接続される。
【００１７】
トランジスタＱ１のエミッタとトランジスタＱ２のコレクタとの接続点には、誘導電動機１９のＵ相巻線が接続され、トランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のコレクタとの接続点には、Ｖ相巻線が接続され、トランジスタＱ５のエミッタとトランジスタＱ６のコレクタとの接続点には、Ｗ相巻線が接続される。
【００１８】
ダイオードＤ１〜Ｄ６は、トランジスタＱ１〜Ｑ６のターンオフした場合に出力電流を転流させるためのダイオードである。ダイオードＤ１〜Ｄ６のカソードは、ぞれぞれ、トランジスタＱ１〜Ｑ６のコレクタに接続され、アノードは、それぞれ、トランジスタＱ１〜Ｑ６のエミッタに接続されている。
電圧変換部１２は、変換した交流電圧を３相の誘導電動機（図中、「ＩＭ」と記す。）１９に印加する。
【００１９】
Ｕ相電流検出器１３、Ｖ相電流検出器１４は、それぞれ誘導電動機１９のＵ相、Ｗ相の一次巻線（固定子巻線）に供給される電流の電流値Ｉu、Ｉwをそれぞれ検出する。
【００２０】
回転子位置検出器１５は、誘導電動機１９の固定子の巻線軸（例えば、Ｕ相の巻線軸を基準軸とする。）に対する回転子軸の回転角を検出する。
【００２１】
ＤＣリンク電圧検出器１６は、直流平滑コンデンサ１１が平滑化した直流電圧の電圧値Ｖdcを検出するものである。
【００２２】
制御部１７は、Ｕ相電流検出器１３、Ｖ相電流検出器１４から、それぞれ電流値Ｉu，Ｉvを取得し、取得した電流値Ｉu，Ｉvに基づいて電圧変換部１２を制御する。尚、本実施の形態では、制御方法としてベクトル制御を用いるものとする。
【００２３】
ベクトル制御を行う場合、制御部１７は、三相の電圧指令値Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*を演算する。ＶＶＶＦインバータの場合、制御部１７は、電圧指令値Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*に基づいて周波数を設定し、この周波数に基づくパルス信号を生成する。そして、制御部１７は、このパルス信号を電圧変換部１２に出力する。
【００２４】
また、制御部１７は、インバータ装置の出力電力が最大出力容量（最大出力電力）を超えないような制御を行う。前述のように、インバータ装置の出力容量は、出力電圧と出力電流とに基づいて求められる。出力電圧の検出は困難であるため、制御部１７は、ＤＣリンク電圧の電圧値Ｖdcに基づいて、インバータ装置の出力電力が最大出力容量（最大出力電力）を超えないように、連続運転が可能な範囲において出力容量が一定となるような制御を行う。
【００２５】
このような制御を行うため、ＤＣリンク電圧Ｖdcの電圧値に閾値Ｖdc1，Ｖdc2が設定される。閾値Ｖdc1は、インバータ装置の最大出力容量に対応する閾値であって、容量一定制御に切り換えるための閾値であり、閾値Ｖdc2は、連続運転が可能な範囲を示す閾値である。制御部１７は、メモリを備え、このメモリに閾値Ｖdc1、Ｖdc2を予め記憶する。
【００２６】
次に本実施の形態に係るインバータ装置の動作を説明する。
直流平滑コンデンサ１１は、直流電源１８の直流電圧を平滑化する。電圧変換部１２のトランジスタＱ１〜Ｑ６には、直流平滑コンデンサ１１によって平滑化されたＤＣリンク電圧が印加される。ＤＣリンク電圧検出器１６は、このＤＣリンク電圧の電圧値Ｖdcを検出する。
【００２７】
トランジスタＱ１〜Ｑ６がオン、オフすることによって、交流電圧が生成され、誘導電動機１９のＵ，Ｖ，Ｗ相の各巻線に電流が流れる。Ｕ相電流検出器１３、Ｖ相電流検出器１４は、それぞれ、誘導電動機１９のＵ，Ｖ相の各巻線に流れる電流の電流値Ｉu，Ｉvを検出する。
【００２８】
ベクトル制御を行う場合、制御部１７は、電流値Ｉu，Ｉvを、それぞれ、Ｕ相電流検出器１３、Ｖ相電流検出器１４から取得し、回転子位置を回転子位置検出器１５から取得する。尚、Ｗ相の電流の電流値Ｉwは、三相平衡という条件に基づいて電流値Ｉuと電流値Ｉvとから算出される。
【００２９】
制御部１７は、回転子位置を用いて、固定子軸を観測座標とする静止座標系の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwの座標変換を行い、回転子軸を観測座標とする回転座標系の励磁電流値Ｉdとトルク電流値Ｉqとを求める。
【００３０】
また、励磁電流の電流指令値Ｉd*とトルク電流の電流指令値Ｉq*とが設定されると、制御部１７は、励磁電流の電流指令値Ｉd*と励磁電流値Ｉdとの偏差ｅdと、トルク電流の電流指令値Ｉq*とトルク電流値Ｉqとの偏差ｅqと、を求める。
【００３１】
制御部１７は、偏差ｅd、ｅqを求めると、求めた偏差ｅd、ｅqのＰＩ（比例積分）演算等を行い、それぞれ偏差ｅd、ｅqが零となるような電圧指令値Ｖd*、Ｖq*を求める。
【００３２】
そして、制御部１７は、回転子位置に基づいて、電圧指令値Ｖd*、Ｖq*の静止座標系への座標変換を行い、三相電圧指令値Ｖu*,Ｖv*,Ｖwu*を求める。
ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行う場合、制御部１７は、求めた各電圧指令値Ｖu*,Ｖv*,Ｖwu*に基づいてパルス信号を生成し、このパルス信号を電圧変換部１２のトランジスタＱ１〜Ｑ６のベースに出力する。
【００３３】
トランジスタＱ１〜Ｑ６は、制御部１７から供給されたパルス信号に基づいてオン、オフする。
トランジスタＱ１、Ｑ６がオン、トランジスタＱ２〜Ｑ５がオフすると、直流平滑コンデンサ１１の正極からトランジスタＱ１、誘導電動機１９のＵ相巻線、Ｗ相巻線、トランジスタＱ６を経由して直流平滑コンデンサ１１の負極へと電流が流れる。
【００３４】
また、トランジスタＱ３、Ｑ６がオン、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５がオフすると、直流平滑コンデンサ１１の正極からトランジスタＱ３、誘導電動機１９のＶ相巻線、Ｗ相巻線、トランジスタＱ６を経由して直流平滑コンデンサ１１の負極へと電流が流れる。このようにして交流電圧が生成され、誘導電動機１９のＵ，Ｖ，Ｗ相の各巻線には、交流電流が流れる。
【００３５】
また、制御部１７は、インバータ装置の出力容量が最大出力容量を超えないように、ＤＣリンク電圧検出器１６が検出したＤＣリンク電圧Ｖdcの電圧値に基づいて定格電流Ｉrの電流値を設定する。ここで、定格電流とは、インバータ装置の出力電流の設計上の限度をいう。
【００３６】
この制御部１７の動作を図２のフローチャートに示す。
制御部１７は、メモリから閾値Ｖdc1とＶdc2とを取り出す（ステップＳ１１）。
制御部１７は、Ｕ相電流検出器１３から取得した電流値Ｉuに基づいて、メモリから取り出した閾値Ｖdc1とＶdc2との電圧ドロップ補償を行う（ステップＳ１２）。この電圧ドロップ補償は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子によるドロップ電圧を補償するためのものである。
制御部１７は、まず、ドロップ電圧Ｖdropを、以下の式（１）に基づいて演算する。
【００３７】
【数１】
Ｖdrop＝ｋd×Ｉout＋ｂ・・・（１）
式（１）において、ｋdは、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子の損失に起因する装置電圧降下係数であり、図３に示すような、スイッチング素子の電流と電圧との関係から求められる。Ｉoutは、電圧変換部１２から出力される出力電流の値であり、Ｕ相電流検出器１３、Ｖ相電流検出器１４が検出した電流値に基づいて求められる。ｂはバイアスである。
【００３８】
また、制御部１７は、求めたドロップ電圧Ｖdropに基づいて閾値Ｖdc1,Ｖdc2の電圧ドロップ補償を行い、次の式（２）、（３）に基づいて、それぞれ、閾値Ｖdc11,Ｖdc12を求める。
【数２】
Ｖdc11＝Ｖdc1＋Ｖdrop・・・（２）
【数３】
Ｖdc12＝Ｖdc2＋Ｖdrop・・・（３）
【００３９】
次に、制御部１７は、ＤＣリンク電圧検出器１６からＤＣリンク電圧Ｖdcの電圧値を取得する（ステップＳ１３）。
制御部１７は、電圧ドロップ補償を行った閾値Ｖdc11，Ｖdc12と、ＤＣリンク電圧検出器１６から取得した電圧値Ｖdcと、を比較する（ステップＳ１４）。
【００４０】
制御部１７は、電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc11を超えているか否かを判定する（ステップＳ１５）。
【００４１】
電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc11を超えていなければ（Ｖdc≦Ｖdc11）、誘導電動機１９に定格電流が流れてもインバータ装置の最大出力容量を超えることはない。従って、制御部１７は、電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc11を超えていないと判定した場合（ステップＳ１５においてＮｏ）、定格電流Ｉrを一定値Ｉrefに設定する（ステップＳ１６）。
【００４２】
電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc11を超えていると判定した場合（ステップＳ１５においてＹｅｓ）、制御部１７は、電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc12以下であるか否かを判定する（ステップＳ１７）。
【００４３】
電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc12以下の場合（Ｖdc11＜Ｖdc≦Ｖdc12）、インバータ装置の連続運転は可能ではあっても、インバータ装置に、電流値Ｉrefの電流が流れると最大出力容量を超えてしまう。従って、制御部１７は、電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc12以下であると判定した場合（ステップＳ１７においてＹｅｓ）、電圧値Ｖdcに基づいて、インバータ装置の出力容量が一定値となるように、定格電流Ｉrを、電流値Ｉrefから低減する（ステップＳ１８）。
【００４４】
この定格電流Ｉrを求めるため、制御部１７は、まず、電流値Ｉrefから低減する電流値Ｉaを次の式（４）に基づいて求める。
【数４】
Ｉa＝Ｉref×（Ｐout/（Ｖdc11×ｋ））・・・（４）
式（４）において、Ｐoutは、最大出力容量を示し、ｋは出力容量に応じて設定される容量係数を示す（０≦ｋ≦１）。尚、３相の場合、各相の電力に、３の平方根を乗算した値が最大出力容量Ｐoutとなる。
【００４５】
そして、制御部１７は、次の式（５）に基づいて出力容量が一定となるような定格電流Ｉrを求める。
【数５】
Ｉr＝Ｉref−Ｉa・・・（５）
【００４６】
次に、電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc12を超えている場合（Ｖdc12＜Ｖdc）、定格電流Ｉrの電流値を低減させたとしてもインバータ装置の連続運転を行うとインバータ装置の出力電力は、最大出力容量を超えてしまう。従って、制御部１７は、電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc12を超えていると判定した場合（ステップＳ１７においてＮｏ）、定格電流Ｉrを不連続運転用の一定値Ｉdecに設定する。（ステップＳ１９）。
【００４７】
ベクトル制御を行う場合、制御部１７は、ステップＳ１６，１８，１９において設定した定格電流Ｉrを超えないように、励磁電流の電流指令値Ｉd*とトルク電流の電流指令値Ｉq*とを設定する。
制御部１７は、このような制御を行うことにより、インバータ装置は、図４に示すような特性を有することになる。
【００４８】
Ｖdc≦Ｖdc11の場合（図中、▲１▼と記す。）、定格電流Ｉrは電流値Ｉrefに設定される。誘導電動機１９に電流値Ｉrefの電流が流れてもインバータ装置の出力容量は、最大出力容量を超えることはない。
【００４９】
Ｖdc11＜Ｖdc≦Ｖdc12の場合（図中、▲２▼と記す。）、定格電流Ｉrは、電圧値Ｖdcに応じ、式（５）に従って低減され、インバータ装置の出力容量は最大出力容量を超えないようになる。
【００５０】
Ｖdc12＜Ｖdcの場合（図中、▲３▼と記す。）、定格電流Ｉrが電流値Ｉdecとなるので、連続運転を行うことはできず、インバータ装置は不連続で運転される。
【００５１】
尚、電圧値Ｖdcが電圧限界値Ｖsvまであれば、インバータ装置を短時間で運転することができ、不連続運転であっても、インバータ装置の運転可能な範囲は、最大電圧値Ｖovまでである。
【００５２】
以上説明したように、本実施の形態によれば、制御部１７は、ＤＣリンク電圧Ｖdcに基づいてインバータ装置の出力電力が最大出力容量を超えないように定格電流を設定し、電圧変換部１２を制御するようにした。
【００５３】
従って、電圧値Ｖdcが定格電圧よりも高くなるような条件であっても、トランジスタＱ１〜Ｑ６等のスイッチング素子には、インバータ装置の出力容量以下のものを使用して、しかもインバータ装置を保護しつつ従来と同じ特性を得ることができる。また、その放熱器、ファン等もインバータ装置の出力容量以上の大型のものを使用せずに済み、装置の大型化、コストアップを防止することができる。また、装置の熱損失、温度上昇を低減でき、信頼性を高めることができる。
【００５４】
また、既存のソフトウェアを変更するだけなので、ハードウェアの変更を伴わずに、このような制御を実施することができる。
【００５５】
尚、本発明を実施するにあたっては、種々の形態が考えられ、上記実施の形態に限られるものではない。
例えば、インバータ装置は、電圧形インバータに限られるものではなく、出力電流が方形波となる電流形インバータにも適用できる。
【００５６】
本実施の形態では、電流値Ｖdcに基づいて容量が一定となるような制御を行うようにした、しかし、出力電圧の検出が可能であれば、この出力電圧に基づいて容量一定制御を行うことができる。また、必ずしも容量を一定にする必要はなく、最大出力容量を超えないように制御すればよい。
【００５７】
また、電圧変換部１２のトランジスタＱ１〜Ｑ６には、電力容量に応じてトランジスタ、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、サイリスタ等を使用することができる。
【００５８】
また、誘導電動機１９は３相のものだけでなく、２相のものであってもよいし、あるいは３相を超える多相のものであってもよい。さらに誘導電動機ではなく、動機電動機を用いることもできる。
また、誘導電動機の速度制御は、ベクトル制御に限られるものではなく、１次周波数制御、電圧／周波数制御等を用いることもできる。
【００５９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、大型化、コストアップを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るインバータ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の制御部の動作を示すフローチャートである。
【図３】演算に用いる係数の内容を示す説明図である。
【図４】図１のインバータ装置の動作を示す説明図である。
【符号の説明】
１２ 電圧変換部
１３ Ｕ相電流検出器
１４ Ｖ相電流検出器
１６ ＤＣリンク電圧検出器
１７ 制御部
１９ 誘導電動機
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ装置及びその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータ装置は、印加されたＤＣリンク電圧を交流電圧に変換する装置であり、特に誘導電動機の駆動用として利用される。かかるインバータ装置は、パルス幅制御等を行うことにより、印加されたＤＣリンク電圧を交流電圧に変換する。その出力電圧は、印加されたＤＣリンク電圧の電圧値、パルス幅制御におけるオンデューティ等によって決定される。
【０００３】
また、インバータ装置には、誘導電動機の定格に応じた出力容量のものが使用される。このインバータ装置の出力容量は、出力電圧と出力電流とによって決定され、インバータ装置に使用する素子の定格も、この出力容量によって決定される。尚、特に誘導電動機駆動用としてのＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数出力）インバータでは、それ以上の出力容量で動作させることも可能なものもある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、インバータ装置の出力電圧が高い場合に、定格値の電流を出力すると、インバータ装置の出力容量は増えてしまう。インバータ装置の出力容量が大きくなると、インバータ装置に内蔵された素子には、その出力容量に応じたものを使用する必要があり、このため、その素子には、定格が１ランク上のものを使用しなければならなくなる。また、ファンにも放熱効果が大きいものが必要となり、インバータ装置が大型化し、コストもアップする。
【０００５】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、大型化、コストアップを防止することが可能になるようなインバータ装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するため、本発明の第１の観点に係るインバータ装置は、
直流電源と負荷との間に設けられ、前記負荷への出力電流の定格電流を、前記直流電源から供給された直流電圧の電圧値に応じて設定するインバータ装置であって、
制御信号に基づいて前記直流電圧を交流電圧に変換して前記負荷に供給する電圧変換部と、
前記制御信号を生成して前記電圧変換部に供給する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記直流電圧の電圧値が第１の閾値以下の場合、前記電圧変換部の連続運転を可能にするために、前記電圧変換部の出力容量を予め設定された最大出力容量以下に保てる第１の電流値を定格電流に設定し、
前記直流電圧の電圧値が前記第１の閾値を超え且つ第２の閾値以下の場合、前記電圧変換部の連続運転を可能にするために、前記電圧変換部の出力容量を前記最大出力容量以下の一定値に保つ制御を行うことで得られる電流値を定格電流に設定し、
前記直流電圧の電圧値が前記第２の閾値を超える場合、前記電圧変換部の短時間運転を可能にするために、短時間運転用として、前記第１の電流値よりも低い第２の電流値を定格電流に設定し、
前記電圧変換部の出力電流が前記各定格電流以下になるような前記制御信号を生成して前記電圧変換部に供給することを特徴とする。
【００１２】
本発明の第２の観点に係るインバータ装置の制御方法は、
直流電源と負荷との間に設けられ、前記負荷への出力電流の定格電流を、前記直流電源から供給された直流電圧の電圧値に応じて設定するインバータ装置の制御方法であって、
前記インバータ装置は、制御信号に基づいて前記直流電圧を交流電圧に変換して前記負荷に供給する電圧変換部を備え、
前記直流電圧の電圧値が第１の閾値以下の場合、前記電圧変換部の連続運転を可能にするために、前記電圧変換部の出力容量を予め設定された最大出力容量以下に保てる第１の電流値を定格電流に設定し、
前記直流電圧の電圧値が前記第１の閾値を超え且つ第２の閾値以下の場合、前記電圧変換部の連続運転を可能にするために、前記電圧変換部の出力容量を前記最大出力容量以下の一定値に保つ制御を行うことで得られる電流値を定格電流に設定し、
前記直流電圧の電圧値が前記第２の閾値を超える場合、前記電圧変換部の短時間運転を可能にするために、短時間運転用として、前記第１の電流値よりも低い第２の電流値を定格電流に設定するステップと、
前記電圧変換部の出力電流が前記各定格電流以下になるような前記制御信号を生成して前記電圧変換部に供給するステップと、
を含むことを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態に係るインバータ装置を図面を参照して説明する。
本実施の形態に係るインバータ装置の構成を図１に示す。
本実施の形態に係るインバータ装置は、出力電圧が方形波となる電圧形インバータであって、直流平滑コンデンサ１１と、電圧変換部１２と、Ｕ相電流検出器１３と、Ｖ相電流検出器１４と、回転子位置検出器１５と、ＤＣリンク電圧検出器１６と、制御部１７と、を備えて構成されている。
【００１４】
直流平滑コンデンサ１１は、直流電源１８の直流電圧を平滑化するためのものである。
【００１５】
電圧変換部１２は、直流平滑コンデンサ１１が平滑化したＤＣリンク電圧を、制御部１７から供給された電圧指令値に基づいて交流電圧に変換するものであり、トランジスタＱ１〜Ｑ６と、ダイオードＤ１〜Ｄ６と、を備えている。尚、このトランジスタＱ１〜Ｑ６には、ＩＧＢＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）等が用いられる。
【００１６】
トランジスタＱ１〜Ｑ６は、制御部１７から供給されたパルス信号に基づいてスイッチングするスイッチング素子であり、トランジスタＱ１、Ｑ３，Ｑ５のコレクタは、直流平滑コンデンサ１１の正極に接続されている。トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６のコレクタは、それぞれトランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５のエミッタに接続され、エミッタは、それぞれ、直流平滑コンデンサ１１の負極に接続される。
【００１７】
トランジスタＱ１のエミッタとトランジスタＱ２のコレクタとの接続点には、誘導電動機１９のＵ相巻線が接続され、トランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のコレクタとの接続点には、Ｖ相巻線が接続され、トランジスタＱ５のエミッタとトランジスタＱ６のコレクタとの接続点には、Ｗ相巻線が接続される。
【００１８】
ダイオードＤ１〜Ｄ６は、トランジスタＱ１〜Ｑ６のターンオフした場合に出力電流を転流させるためのダイオードである。ダイオードＤ１〜Ｄ６のカソードは、ぞれぞれ、トランジスタＱ１〜Ｑ６のコレクタに接続され、アノードは、それぞれ、トランジスタＱ１〜Ｑ６のエミッタに接続されている。
電圧変換部１２は、変換した交流電圧を３相の誘導電動機（図中、「ＩＭ」と記す。）１９に印加する。
【００１９】
Ｕ相電流検出器１３、Ｖ相電流検出器１４は、それぞれ誘導電動機１９のＵ相、Ｗ相の一次巻線（固定子巻線）に供給される電流の電流値Ｉu、Ｉwをそれぞれ検出する。
【００２０】
回転子位置検出器１５は、誘導電動機１９の固定子の巻線軸（例えば、Ｕ相の巻線軸を基準軸とする。）に対する回転子軸の回転角を検出する。
【００２１】
ＤＣリンク電圧検出器１６は、直流平滑コンデンサ１１が平滑化した直流電圧の電圧値Ｖdcを検出するものである。
【００２２】
制御部１７は、Ｕ相電流検出器１３、Ｖ相電流検出器１４から、それぞれ電流値Ｉu，Ｉvを取得し、取得した電流値Ｉu，Ｉvに基づいて電圧変換部１２を制御する。尚、本実施の形態では、制御方法としてベクトル制御を用いるものとする。
【００２３】
ベクトル制御を行う場合、制御部１７は、三相の電圧指令値Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*を演算する。ＶＶＶＦインバータの場合、制御部１７は、電圧指令値Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*に基づいて周波数を設定し、この周波数に基づくパルス信号を生成する。そして、制御部１７は、このパルス信号を電圧変換部１２に出力する。
【００２４】
また、制御部１７は、インバータ装置の出力電力が最大出力容量（最大出力電力）を超えないような制御を行う。前述のように、インバータ装置の出力容量は、出力電圧と出力電流とに基づいて求められる。出力電圧の検出は困難であるため、制御部１７は、ＤＣリンク電圧の電圧値Ｖdcに基づいて、インバータ装置の出力電力が最大出力容量（最大出力電力）を超えないように、連続運転が可能な範囲において出力容量が一定となるような制御を行う。
【００２５】
このような制御を行うため、ＤＣリンク電圧Ｖdcの電圧値に閾値Ｖdc1，Ｖdc2が設定される。閾値Ｖdc1は、インバータ装置の最大出力容量に対応する閾値であって、容量一定制御に切り換えるための閾値であり、閾値Ｖdc2は、連続運転が可能な範囲を示す閾値である。制御部１７は、メモリを備え、このメモリに閾値Ｖdc1、Ｖdc2を予め記憶する。
【００２６】
次に本実施の形態に係るインバータ装置の動作を説明する。
直流平滑コンデンサ１１は、直流電源１８の直流電圧を平滑化する。電圧変換部１２のトランジスタＱ１〜Ｑ６には、直流平滑コンデンサ１１によって平滑化されたＤＣリンク電圧が印加される。ＤＣリンク電圧検出器１６は、このＤＣリンク電圧の電圧値Ｖdcを検出する。
【００２７】
トランジスタＱ１〜Ｑ６がオン、オフすることによって、交流電圧が生成され、誘導電動機１９のＵ，Ｖ，Ｗ相の各巻線に電流が流れる。Ｕ相電流検出器１３、Ｖ相電流検出器１４は、それぞれ、誘導電動機１９のＵ，Ｖ相の各巻線に流れる電流の電流値Ｉu，Ｉvを検出する。
【００２８】
ベクトル制御を行う場合、制御部１７は、電流値Ｉu，Ｉvを、それぞれ、Ｕ相電流検出器１３、Ｖ相電流検出器１４から取得し、回転子位置を回転子位置検出器１５から取得する。尚、Ｗ相の電流の電流値Ｉwは、三相平衡という条件に基づいて電流値Ｉuと電流値Ｉvとから算出される。
【００２９】
制御部１７は、回転子位置を用いて、固定子軸を観測座標とする静止座標系の電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwの座標変換を行い、回転子軸を観測座標とする回転座標系の励磁電流値Ｉdとトルク電流値Ｉqとを求める。
【００３０】
また、励磁電流の電流指令値Ｉd*とトルク電流の電流指令値Ｉq*とが設定されると、制御部１７は、励磁電流の電流指令値Ｉd*と励磁電流値Ｉdとの偏差ｅdと、トルク電流の電流指令値Ｉq*とトルク電流値Ｉqとの偏差ｅqと、を求める。
【００３１】
制御部１７は、偏差ｅd、ｅqを求めると、求めた偏差ｅd、ｅqのＰＩ（比例積分）演算等を行い、それぞれ偏差ｅd、ｅqが零となるような電圧指令値Ｖd*、Ｖq*を求める。
【００３２】
そして、制御部１７は、回転子位置に基づいて、電圧指令値Ｖd*、Ｖq*の静止座標系への座標変換を行い、三相電圧指令値Ｖu*,Ｖv*,Ｖwu*を求める。
ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行う場合、制御部１７は、求めた各電圧指令値Ｖu*,Ｖv*,Ｖwu*に基づいてパルス信号を生成し、このパルス信号を電圧変換部１２のトランジスタＱ１〜Ｑ６のベースに出力する。
【００３３】
トランジスタＱ１〜Ｑ６は、制御部１７から供給されたパルス信号に基づいてオン、オフする。
トランジスタＱ１、Ｑ６がオン、トランジスタＱ２〜Ｑ５がオフすると、直流平滑コンデンサ１１の正極からトランジスタＱ１、誘導電動機１９のＵ相巻線、Ｗ相巻線、トランジスタＱ６を経由して直流平滑コンデンサ１１の負極へと電流が流れる。
【００３４】
また、トランジスタＱ３、Ｑ６がオン、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５がオフすると、直流平滑コンデンサ１１の正極からトランジスタＱ３、誘導電動機１９のＶ相巻線、Ｗ相巻線、トランジスタＱ６を経由して直流平滑コンデンサ１１の負極へと電流が流れる。このようにして交流電圧が生成され、誘導電動機１９のＵ，Ｖ，Ｗ相の各巻線には、交流電流が流れる。
【００３５】
また、制御部１７は、インバータ装置の出力容量が最大出力容量を超えないように、ＤＣリンク電圧検出器１６が検出したＤＣリンク電圧Ｖdcの電圧値に基づいて定格電流Ｉrの電流値を設定する。ここで、定格電流とは、インバータ装置の出力電流の設計上の限度をいう。
【００３６】
この制御部１７の動作を図２のフローチャートに示す。
制御部１７は、メモリから閾値Ｖdc1とＶdc2とを取り出す（ステップＳ１１）。
制御部１７は、Ｕ相電流検出器１３から取得した電流値Ｉuに基づいて、メモリから取り出した閾値Ｖdc1とＶdc2との電圧ドロップ補償を行う（ステップＳ１２）。この電圧ドロップ補償は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子によるドロップ電圧を補償するためのものである。
制御部１７は、まず、ドロップ電圧Ｖdropを、以下の式（１）に基づいて演算する。
【００３７】
【数１】
Ｖdrop＝ｋd×Ｉout＋ｂ・・・（１）
式（１）において、ｋdは、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子の損失に起因する装置電圧降下係数であり、図３に示すような、スイッチング素子の電流と電圧との関係から求められる。Ｉoutは、電圧変換部１２から出力される出力電流の値であり、Ｕ相電流検出器１３、Ｖ相電流検出器１４が検出した電流値に基づいて求められる。ｂはバイアスである。
【００３８】
また、制御部１７は、求めたドロップ電圧Ｖdropに基づいて閾値Ｖdc1,Ｖdc2の電圧ドロップ補償を行い、次の式（２）、（３）に基づいて、それぞれ、閾値Ｖdc11,Ｖdc12を求める。
【数２】
Ｖdc11＝Ｖdc1＋Ｖdrop・・・（２）
【数３】
Ｖdc12＝Ｖdc2＋Ｖdrop・・・（３）
【００３９】
次に、制御部１７は、ＤＣリンク電圧検出器１６からＤＣリンク電圧Ｖdcの電圧値を取得する（ステップＳ１３）。
制御部１７は、電圧ドロップ補償を行った閾値Ｖdc11，Ｖdc12と、ＤＣリンク電圧検出器１６から取得した電圧値Ｖdcと、を比較する（ステップＳ１４）。
【００４０】
制御部１７は、電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc11を超えているか否かを判定する（ステップＳ１５）。
【００４１】
電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc11を超えていなければ（Ｖdc≦Ｖdc11）、誘導電動機１９に定格電流が流れてもインバータ装置の最大出力容量を超えることはない。従って、制御部１７は、電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc11を超えていないと判定した場合（ステップＳ１５においてＮｏ）、定格電流Ｉrを一定値Ｉrefに設定する（ステップＳ１６）。
【００４２】
電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc11を超えていると判定した場合（ステップＳ１５においてＹｅｓ）、制御部１７は、電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc12以下であるか否かを判定する（ステップＳ１７）。
【００４３】
電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc12以下の場合（Ｖdc11＜Ｖdc≦Ｖdc12）、インバータ装置の連続運転は可能ではあっても、インバータ装置に、電流値Ｉrefの電流が流れると最大出力容量を超えてしまう。従って、制御部１７は、電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc12以下であると判定した場合（ステップＳ１７においてＹｅｓ）、電圧値Ｖdcに基づいて、インバータ装置の出力容量が一定値となるように、定格電流Ｉrを、電流値Ｉrefから低減する（ステップＳ１８）。
【００４４】
この定格電流Ｉrを求めるため、制御部１７は、まず、電流値Ｉrefから低減する電流値Ｉaを次の式（４）に基づいて求める。
【数４】
Ｉa＝Ｉref×（Ｐout/（Ｖdc11×ｋ））・・・（４）
式（４）において、Ｐoutは、最大出力容量を示し、ｋは出力容量に応じて設定される容量係数を示す（０≦ｋ≦１）。尚、３相の場合、各相の電力に、３の平方根を乗算した値が最大出力容量Ｐoutとなる。
【００４５】
そして、制御部１７は、次の式（５）に基づいて出力容量が一定となるような定格電流Ｉrを求める。
【数５】
Ｉr＝Ｉref−Ｉa・・・（５）
【００４６】
次に、電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc12を超えている場合（Ｖdc12＜Ｖdc）、定格電流Ｉrの電流値を低減させたとしてもインバータ装置の連続運転を行うとインバータ装置の出力電力は、最大出力容量を超えてしまう。従って、制御部１７は、電圧値Ｖdcが閾値Ｖdc12を超えていると判定した場合（ステップＳ１７においてＮｏ）、定格電流Ｉrを不連続運転用の一定値Ｉdecに設定する。（ステップＳ１９）。
【００４７】
ベクトル制御を行う場合、制御部１７は、ステップＳ１６，１８，１９において設定した定格電流Ｉrを超えないように、励磁電流の電流指令値Ｉd*とトルク電流の電流指令値Ｉq*とを設定する。
制御部１７は、このような制御を行うことにより、インバータ装置は、図４に示すような特性を有することになる。
【００４８】
Ｖdc≦Ｖdc11の場合（図中、▲１▼と記す。）、定格電流Ｉrは電流値Ｉrefに設定される。誘導電動機１９に電流値Ｉrefの電流が流れてもインバータ装置の出力容量は、最大出力容量を超えることはない。
【００４９】
Ｖdc11＜Ｖdc≦Ｖdc12の場合（図中、▲２▼と記す。）、定格電流Ｉrは、電圧値Ｖdcに応じ、式（５）に従って低減され、インバータ装置の出力容量は最大出力容量を超えないようになる。
【００５０】
Ｖdc12＜Ｖdcの場合（図中、▲３▼と記す。）、定格電流Ｉrが電流値Ｉdecとなるので、連続運転を行うことはできず、インバータ装置は不連続で運転される。
【００５１】
尚、電圧値Ｖdcが電圧限界値Ｖsvまであれば、インバータ装置を短時間で運転することができ、不連続運転であっても、インバータ装置の運転可能な範囲は、最大電圧値Ｖovまでである。
【００５２】
以上説明したように、本実施の形態によれば、制御部１７は、ＤＣリンク電圧Ｖdcに基づいてインバータ装置の出力電力が最大出力容量を超えないように定格電流を設定し、電圧変換部１２を制御するようにした。
【００５３】
従って、電圧値Ｖdcが定格電圧よりも高くなるような条件であっても、トランジスタＱ１〜Ｑ６等のスイッチング素子には、インバータ装置の出力容量以下のものを使用して、しかもインバータ装置を保護しつつ従来と同じ特性を得ることができる。また、その放熱器、ファン等もインバータ装置の出力容量以上の大型のものを使用せずに済み、装置の大型化、コストアップを防止することができる。また、装置の熱損失、温度上昇を低減でき、信頼性を高めることができる。
【００５４】
また、既存のソフトウェアを変更するだけなので、ハードウェアの変更を伴わずに、このような制御を実施することができる。
【００５５】
尚、本発明を実施するにあたっては、種々の形態が考えられ、上記実施の形態に限られるものではない。
例えば、インバータ装置は、電圧形インバータに限られるものではなく、出力電流が方形波となる電流形インバータにも適用できる。
【００５６】
本実施の形態では、電流値Ｖdcに基づいて容量が一定となるような制御を行うようにした、しかし、出力電圧の検出が可能であれば、この出力電圧に基づいて容量一定制御を行うことができる。また、必ずしも容量を一定にする必要はなく、最大出力容量を超えないように制御すればよい。
【００５７】
また、電圧変換部１２のトランジスタＱ１〜Ｑ６には、電力容量に応じてトランジスタ、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、サイリスタ等を使用することができる。
【００５８】
また、誘導電動機１９は３相のものだけでなく、２相のものであってもよいし、あるいは３相を超える多相のものであってもよい。さらに誘導電動機ではなく、動機電動機を用いることもできる。
また、誘導電動機の速度制御は、ベクトル制御に限られるものではなく、１次周波数制御、電圧／周波数制御等を用いることもできる。
【００５９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、大型化、コストアップを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るインバータ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の制御部の動作を示すフローチャートである。
【図３】演算に用いる係数の内容を示す説明図である。
【図４】図１のインバータ装置の動作を示す説明図である。
【符号の説明】
１２ 電圧変換部
１３ Ｕ相電流検出器
１４ Ｖ相電流検出器
１６ ＤＣリンク電圧検出器
１７ 制御部
１９ 誘導電動機
Claims (2)
- 直流電源と負荷との間に設けられ、前記負荷への出力電流の定格電流を、前記直流電源から供給された直流電圧の電圧値に応じて設定するインバータ装置であって、
制御信号に基づいて前記直流電圧を交流電圧に変換して前記負荷に供給する電圧変換部と、
前記制御信号を生成して前記電圧変換部に供給する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記直流電圧の電圧値が第１の閾値以下の場合、前記電圧変換部の連続運転を可能にするために、前記電圧変換部の出力容量を予め設定された最大出力容量以下に保てる第１の電流値を定格電流に設定し、
前記直流電圧の電圧値が前記第１の閾値を超え且つ第２の閾値以下の場合、前記電圧変換部の連続運転を可能にするために、前記電圧変換部の出力容量を前記最大出力容量以下の一定値に保つ制御を行うことで得られる電流値を定格電流に設定し、
前記直流電圧の電圧値が前記第２の閾値を超える場合、前記電圧変換部の短時間運転を可能にするために、短時間運転用として、前記第１の電流値よりも低い第２の電流値を定格電流に設定し、
前記電圧変換部の出力電流が前記各定格電流以下になるような前記制御信号を生成して前記電圧変換部に供給することを特徴とするインバータ装置。 - 直流電源と負荷との間に設けられ、前記負荷への出力電流の定格電流を、前記直流電源から供給された直流電圧の電圧値に応じて設定するインバータ装置の制御方法であって、
前記インバータ装置は、制御信号に基づいて前記直流電圧を交流電圧に変換して前記負荷に供給する電圧変換部を備え、
前記直流電圧の電圧値が第１の閾値以下の場合、前記電圧変換部の連続運転を可能にするために、前記電圧変換部の出力容量を予め設定された最大出力容量以下に保てる第１の電流値を定格電流に設定し、
前記直流電圧の電圧値が前記第１の閾値を超え且つ第２の閾値以下の場合、前記電圧変換部の連続運転を可能にするために、前記電圧変換部の出力容量を前記最大出力容量以下の一定値に保つ制御を行うことで得られる電流値を定格電流に設定し、
前記直流電圧の電圧値が前記第２の閾値を超える場合、前記電圧変換部の短時間運転を可能にするために、短時間運転用として、前記第１の電流値よりも低い第２の電流値を定格電流に設定するステップと、
前記電圧変換部の出力電流が前記各定格電流以下になるような前記制御信号を生成して前記電圧変換部に供給するステップと、
を含むことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
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