JP3946154B2

JP3946154B2 - Charging device and program thereof

Info

Publication number: JP3946154B2
Application number: JP2003053280A
Authority: JP
Inventors: 博典杉江; 輝明竹嶋
Original assignee: レシップ株式会社
Priority date: 2002-08-30
Filing date: 2003-02-28
Publication date: 2007-07-18
Anticipated expiration: 2023-02-28
Also published as: JP2004147484A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は入力交流電力を全波整流し、その全波整流出力をスイッチング式ＤＣ−ＤＣ変換器（コンバータ）を介して蓄電池に供給充電し、ＤＣ−ＤＣ変換器のスイッチング素子に対するオンオフ制御パルスをパルス幅変調して、上記充電電流を制御する充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、入力３相電力を全波整流し、その全波整流出力をスイッチング式ＤＣ−ＤＣ変換器を介して蓄電池に供給充電し、ＤＣ−ＤＣ変換器のスイッチング素子に対するオンオフ制御パルスをパルス幅変調して、上記充電電流を制御する充電装置が提唱されている（例えば、特許文献１参照。）。
図１２に従来のこの種の充電装置を示す。３相交流電源１１からの３相交流電力は充電装置１２内の全波整流回路１３により全波整流され、その全波整流出力はスイッチング式のＤＣ−ＤＣ変換器１４を介して蓄電池１５へ供給充電される。ＤＣ−ＤＣ変換器１４においては例えば、ＩＧＢＴなどの高耐圧半導体スイッチング素子により構成されたインバータ１６により全波整流電力が、例えば２０ｋＨｚなどの高周波の交流電力に変換され、この交流電力は必要に応じて、絶縁用トランス１７により昇圧され、そのトランス１７の出力は整流回路１８により整流平滑化されて、直流電力とされ、この直流電力が蓄電池１５へ供給される。
【０００３】
蓄電池１５へ供給される充電電流は電流検出部１９により検出され、その検出電流値は制御部２１内で設定部２２よりの設定値との差が誤差演算部２３でとられ、この差出力に応じて補正部２４において、レジスタ２５よりの基準値に対する補正が行われ、その補正された基準値がＰＷＭ生成部２６へ供給され、ＰＷＭ生成部２６は入力された変調信号（補正された基準値）に応じたパルス幅のパルス信号（パルス幅変調信号）を出力し、このパルス幅変調信号によりインバータ１６のスイッチング素子をオンオフ制御する。この充電電流検出による帰還制御により充電電流が設定値に保持されるようにされている。
【０００４】
【特許文献１】
実開平６−２１３４３号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
入力３相交流電力のＵ相、Ｖ相、Ｗ相はそれぞれ図２の曲線２７Ｕ，２７Ｖ，２７Ｗとして示すように、位相が１２０度づつ順次ずれており、全波整流回路１３の出力波形は曲線２８に示すようになる。このように全波整流出力２８は比較的大きなリップルが含まれている。またパルス幅変調信号のパルス幅Ｗは補正部で差出力により変化されるが、図３Ｂに示すように各点で同一幅Ｗであった。このため、スイッチング素子がリップルの最大ピーク時にオンになった時と、最小ピーク時にオンになった時によりオン電流の値がかなり異なる。例えば目標とする平均電流を８０Ａとしたい場合は最大値２００Ａ、最小値５０Ａの電流がインバータ１６に流れ、インバータ１６のスイッチング素子として瞬時耐電流容量が２００Ａ以上のものが必要であった。
【０００６】
スイッチング素子のみならず、インバータ１６を構成する他の素子も電流容量の大きいものを使用する必要があり、全体として高価なものとなった。
なお整流回路１８の出力にも大きなリップルが含まれるため、このリップル電流を吸収するためにコンデンサにより平滑する場合は、コンデンサとして大きな静電容量をもち、かつ耐電流、耐電圧の大きいものを用いることになり、大形で高価なものになるため、省略しているのが普通であり、このため不要雑音を外部へ放出する問題があった。なお電流検出部１９による瞬時検出電流を用いて、リップルを小さくする制御は、この瞬時検出電流に遅れを伴うため困難である。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明によれば交流電力の全波整流出力の逆相と対応した逆相対応値が逆相生成部で生成され、その逆相対応値に対し、目的とする充電電流を得るための補正が補正部で行われて制御値（変調信号）が生成され、その制御値がパルス幅変調生成部でパルス幅変調信号に変換される。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図１にこの発明の実施形態を図７と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。この実施形態では制御部２１に逆相生成部３１が設けられる。逆相生成部３１は全波整流回路１３の全波整流出力波形の逆相と対応した逆相対応値を生成する。つまり、例えば図２に示すように全波整流出力波形２８のリップル成分を逆位相とした（反転した）曲線３２と対応したものが求められる。曲線３２は連続したものとして示しているが、実際にはインバータ１６のスイッチング素子に対するスイッチング周期の間隔でサンプリングしたデジタル値として求められる。
【０００９】
曲線３２の周期Ｔ_Vは入力３相交流電力の１相の周期の１／６である。この周期Ｔ_V内における各逆相対応値、つまりサンプル値を変調信号としてパルス幅変調部（ＰＷＭ生成部）２６でパルス幅変調信号を生成した時の、平均電流（実効値）が、従来の充電装置において、基準値をパルス幅変調信号とした場合の同一区間（Ｔ_V）の平均電流（実効値）と等しくなるように、周期Ｔ_V内の各逆相対応値（サンプル値）を予め決めておく。
逆相生成部３１よりの逆相対応値に対し、補正部３３において、インバータ１６の出力電流の実効値が目標値（設定値）になるように補正部３３で補正し、その補正された逆相対応値が制御値（変調信号）としてＰＷＭ生成部（パルス幅変調部）２６へ供給され、パルス幅変調信号が生成され、このパルス幅変調信号により、インバータ１６のスイッチング素子がオンオフ制御される。
【００１０】
この構成においては逆相対応値は例えば図３Ａに示すよう曲線３２のサンプル値と対応し、この値は３相全波整流出力２８のリップルのピーク値部分で最小値となり、この時のパルス幅変調信号のパルス幅はＷmin と最小幅となり、リップルの極小値部分でサンプル値は最大となり、パルス幅変調信号のパルス幅も最大値Ｗmax となる。この各パルス幅変調信号の面積はほぼ同一になるようにされ、つまり前述したように、リップルの各部に応じてパルス幅変調信号のパルス幅Ｗを同一とさせる従来のもの（図３Ｂ）と異なる。同一補正値の場合は、同一期間（周期）内におけるパルス幅変調値は、従来のものと同一実効値になるようにされている。補正なしの場合における１周期Ｔ_V内における各パルス幅変調信号の各パルス幅を前述のように予め求めておけば、充電電流制御のための補正値は同一値を用いることができ、各逆相対応値をその相対的比率を保持した状態で補正値に応じて変更すればよい。なおインバータ１６でのスイッチングが整流波形２８のリップルの極大値でパルス幅変調信号のパルス幅が最小値Ｗmin となり、リップルの極小値でパルス幅が最大値Ｗmax となるように、例えばカウンタ３７の計数クロックをＰＷＭパルスより進めておく。
【００１１】
このようにこの実施形態では、各パルス幅変調信号の面積は同一となり、３相全波整流出力２８のピーク部分で特にパワーが大きくなることなく、電流容量の小さい素子でＤＣ−ＤＣ変換器１４を構成することができ、安価な充電装置とすることができる。またＰＷＭ生成部２６の出力の実効値（平均値）が設定値になるように制御しているため、従来の電流検出部１９の検出による制御のような遅れを伴うことなく充電電流を制御することができる。
図４に制御部２１中の、主に逆相生成部３１の具体例を、図１と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。この実施例では図２中に示した逆相波形３２の１周期Ｔ_V分の波形が波形メモリ３５に格納されている。理想的な３相交流電力に対する３相全波整流出力波形２８において、３相交流電力の振幅が決まり、かつスイッチング式ＤＣ−ＤＣ変換器１４のスイッチング周期が決まれば、そのリップルの１周期Ｔ_Vにおける各サンプル値を計算することができ、その各サンプル値の逆数を計算することができる。この逆数の各値、つまり１周期Ｔ_V分が波形メモリ３５に格納される。
【００１２】
一方、充電装置１２に入力される交流電力（３相交流電力入力の場合、３相交流電力の１つの相間電圧）がゼロクロス検出部３６へ入力され、その入力交流電力における電圧のゼロクロス点が検出される。ゼロクロス点が検出されるごとにｎ進カウンタ３７がリセットされる。ｎ進カウンタ３７は、ＰＷＭ生成部２６よりのパルス幅変調信号と同期したクロック、つまりインバータ１６のスイッチング素子に対するスイッチングと同期したクロックを計数し、このクロックの周期をＴ_Cとすると、ｎ＝Ｔ_V／Ｔ_C個クロックを計数すると、リセットされるものである。
【００１３】
ｎ進カウンタ３７の計数値により波形メモリ３５の記憶波形が順次読み出され、つまり逆相対応値が順次得られ、これが、補正部３３を通じてＰＷＭ生成部２６へ供給され、パルス幅変調信号が生成される。
このパルス幅変調信号は出力値計算部４１へも分岐供給され、１周期Ｔ_Vにおけるパルス幅変調信号の実効値又は平均値が計算され、この実効値又は平均値と、設定部４２からの設定された目標値との差が誤差演算部４３で求められ、その差出力が補正部３３へ供給され、補正部３３において、誤差演算部４３の出力がゼロになるように、つまり計算した実効値又は平均値が設定された目標値に近づくように、波形メモリ３５より出力された逆相対応値に対する補正が行われる。ゼロクロス検出部３６としては降圧トランスなどを介して、その入力側と出力側とを絶縁することが好ましい。
【００１４】
逆相生成部３１の他の実施例を図５に示す。この例では充電装置１２に入力される３相交流電力は相間電圧検出部４５にも供給され、３つの相間電圧、つまりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧Ｖ_U＝Ｖsin(θ）、Ｖ_V＝Ｖsin(θ−２π／３）、Ｖ_W＝Ｖsin(θ＋２π／３）が検出される。ここでθは０からインバータ１６のスイッチング周期Ｔ_Cが３相交流電力の１周期（１／５０Ｈｚ又は１／６０Ｈｚ）で刻んだ各点をラジアンで表した各値を順次とるものとする。
これら、クロック周期Ｔ_Cごとに検出された相間電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wの各絶対値中の最大値が最大値選出部４６で選出され、その選出された最大値の逆数が逆数計算部５３で計算される。つまり１／（最大値｛｜Ｖ_U｜，｜Ｖ_V｜，｜Ｖ_W｜｝）が、各クロックごとに計算され、この逆数値は補正部３３を通してＰＷＭ生成部２６へ供給される。ただし補正部３３においては、誤差演算部４３よりの差出力がゼロであっても、１周期における充電電流の実効値又は平均値が、従来の充電装置のそれと一致するように、定数αが乗算される。
【００１５】
図２に示すように３相交流電力が理想的な場合はゼロクロス検出部３６で検出した隣接ゼロクロス点間におけるＰＷＭパルスの実効値または平均値を出力値計算部４１で計算すれば十分である。しかし、各相間電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wは必ずしも波形が同一でないことがあり、場合によっては１つの相間電圧の正側と負側とでその絶対値の波形が互いに異なる場合がある。
このような場合に特に好ましい逆相生成部３１の更に他の実施例を図６に示す。この例では３相全波整流回路１３よりの全波整流出力は電圧検出部５１で全波整流出力電圧波形が検出される。この場合、アイソレーション増幅器などを用いて電圧検出部５１の入力側と出力側とを絶縁することが好ましい。電圧検出部５１で検出された電圧波形は、ＰＷＭ生成部２６からのクロックによりＡ／Ｄ変換部５２でサンプリングされてデジタル値に変換され、その各デジタル値の逆数が逆数計算部５３で検出され、この計算された逆数が逆相対応値として補正部３３を通じてＰＷＭ生成部２６へ供給される。
【００１６】
ＰＷＭ生成部２６よりのパルス幅変調信号は、ＤＣ−ＤＣ変換器１４へ供給されると共に、出力値計算部４１へも供給される。出力値計算部４１ではゼロクロス検出部３６よりの検出ゼロクロス点間の実効値又は平均値を求めるのではなく、予め知られている３相交流電力の１周期Ｔ_S（通常１／５０Ｈｚ又は１／６０Ｈｚ）と検出ゼロクロス点より、その検出ゼロクロス点を基準として期間Ｔ_S／６ごとの実効値又は出力値を計算し、これと、設定値との差を求め、各Ｔ_S／６ごとに充電電流の補正を行う。
【００１７】
入力３相交流電力はＵ相、Ｖ相、Ｗ相ごとにその波形の乱れが異なっていても、各相については同様な乱れを繰り返すことが多いため、各相ごとに充電電流を設定に補正制御することができる。この各Ｔ_S／６ごとの補正制御は、図４及び図５に示した実施例においても行ってもよい。図５、図６に示した実施例において、各検出した相間電圧又は全波整流出力の各相ごとの同一サンプル値を、記憶・平均部５５，５６で平均し、その平均値を利用することにより、瞬時的な乱れによる影響を受けないようにしてもよい。図４、図５、図６に示した各実施例においても、図１中に示しているように、図７に示した電流検出部１９による充電電流の補正も併用してもよい。
【００１８】
また、図７に例示する充電装置６０のように、降圧チョッパ回路６１を用い、降圧チョッパ式のＤＣ−ＤＣ変換器６２を構成し、本発明の充電装置６０を構成することとしてもよい。
この場合、３相交流電源１１は、３相トランス６３と、３相トランス６３は、全波整流回路１３と、それぞれ電気的に接続される。そして、全波整流回路１３は、ＤＣ−ＤＣ変換器６２を構成する降圧チョッパ回路６１と電気的に接続され、降圧チョッパ回路６１は、制御部２１及び電流検出部１９と、電流検出部１９は、制御部２１及び畜電池１５と、それぞれ電気的に接続される。なお、制御部２１の構成は、図１に示した構成と同様であり、その具体例については、図４から図６に例示したものと同様である。
【００１９】
図８は、図７の降圧チョッパ回路６１の回路図の例示である。
図８に例示するように、この降圧チョッパ回路６１は、ＩＧＢＴなどの高耐圧半導体であるスイッチング素子７１、チョークコイル７２、ダイオード７３、及びコンデンサ７４によって構成されている。スイッチング素子７１のコレクタは、全波整流回路１３と電気的に接続された入力端子７６と、エミッタは、チョークコイル７２の一端及びダイオード７３の順方向出力端と、制御端子７９であるベースは制御部２１と、それぞれ電気的に接続される。また、チョークコイル７２の他端は、コンデンサ７４の一端、及び電源検出部１９と電気的に接続された出力端子７７と電気的接続され、コンデンサ７４の他端は、電源検出部１９と電気的に接続された出力端子７８、ダイオード７３の順方向入力端、及び全波整流回路１３と電気的に接続された入力端子７５と、それぞれ電気的に接続される。さらに、図７の構成において、降圧チョッパ回路６１の替わりに、昇圧チョッパ回路を用い、昇圧チョッパ式のＤＣ−ＤＣ変換器６２を構成し、本発明の充電装置６０を構成することとしてもよい。
【００２０】
図９は、この昇圧チョッパ回路８０の回路図の例示である。
図９に例示するように、この昇圧チョッパ回路８０は、ＩＧＢＴなどの高耐圧半導体であるスイッチング素子８１、チョークコイル８２、ダイオード８３、及びコンデンサ８４によって構成されている。スイッチング素子８１のエミッタは、コンデンサ８４の一端、全波整流回路１３と電気的に接続された入力端子８５、及び電源検出部１９と電気的に接続された出力端子８８と、電気的に接続され、コレクタは、チョークコイル８２の一端及びダイオード８３の順方向入力端と、制御端子８９であるベースは制御部２１と、それぞれ電気的に接続される。また、コンデンサ８４の他端は、電源検出部１９と電気的に接続された出力端子８７、及びダイオード８３の順方向出力端と電気的に接続され、チョークコイル８２の他端は、全波整流回路１３と電気的に接続された入力端子８６と電気的に接続される。
これらの降圧チョッパ回路６１又は昇圧チョッパ回路８０を用いた充電装置６０の場合、３相交流電源１１から供給された３相供給電流は、３相トランス６３で昇圧され、全波整流回路１３で全波整流された後、降圧チョッパ式又は昇圧チョッパ式のＤＣ−ＤＣ変換器６２に供給される。この全波整流電流が供給されたＤＣ−ＤＣ変換器６２は、制御部２１のＰＷＭ生成部２６から供給されたパルス幅変調信号に伴い、スイッチング素子７１、８１をオンオフさせ、これにより、蓄電池１５に供給する出力電流値を調整する。
【００２１】
なお、このように供給された充電電流の電流値は、電流検出部１９において検出され、制御部２１にフィードバックされ、その検出値を用いて、パルス幅変調信号の生成が行われることになるが、これらの処理は、上述の図１、図４から図６に示した充電装置１２による処理と同様である。
また、上述の実施の形態では、３相交流電力入力の場合を例にとって説明を行ったが、単相交流電力入力に場合に、この発明を適用することとしてもよい。ただし、図５に例示した実施例、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相ごとに充電電流を補正制御すること、及び各検出した相間電圧又は全波整流出力の各相ごと同一サンプル値を、記憶平均部５５、５６で平均し、その平均値を利用して補正制御することについては、３相交流電力入力を前提とするため、この限りではない。
【００２２】
図１０は、入力に単相交流電源１００を用いた場合の全波整流回路９０の回路図であり、図１１は、その全波整流回路９０から出力される全波整流波形を例示した図である。
図１０に例示するように、この全波整流回路９０は、ダイオード９１〜９４、サイリスタ９５ｂ、抵抗９５ａ及び電解コンデンサ９６を有しており、出力端子９７、９８を介しＤＣ−ＤＣ変換器１４或いは６２に電気的に接続される。そして、抵抗９５ａ及びサイリスタ９５ｂは、突入電流防止用回路９５を構成している。
単相交流電源１００の一端はダイオード９１の入力端子及びダイオード９２の出力端子と、他端はダイオード９４の入力端子及びダイオード９３の出力端子と、それぞれ電気的に接続されている。また、ダイオード９１、９４の出力端子は、サイリスタ９５ｂの入力端子及び抵抗９５ａの一端と、抵抗９５ａの他端は、サイリスタ９５ｂの出力端子、電解コンデンサ９６の一端及び出力端子９７と、電解コンデンサ９６の他端は、出力端子９８及びダイオード９２、９３の入力端子と、それぞれ電気的に接続されている。
【００２３】
なお、単相交流電力の全波整流波形１１０の場合（図１１）、ゼロクロス点１１１〜１１３付近での波形の落ち込みが大きく、そのリップルも図２に例示した３相交流電力の全波整流波形と比べて大きくなる。そこで、この全波整流回路９０では、その出力波形（出力全波整流波形１２０）を鈍らせ、リップルを小さくするため、容量が大きい電解コンデンサ９６が用いられている。そして、このような容量の大きな電解コンデンサ９６を用いる関係上、その突入電流も大きくなり、整流用のダイオード９１〜９４に過度の電流が流れる危険性があるため、図１０のような突入電流防止用回路９５が設けられている。なお、突入電流防止用回路９５のサイリスタ９５ｂは、この充電装置に単相交流電源１００の交流電力を加える初期段階ではオフとなっているが、電解コンデンサ９６に電荷がある程度蓄積された以降はオンにされる。
【００２４】
また、上述したこの発明の充電装置はコンピュータによって実現することができる。この場合、この発明の充電装置が有すべき機能の処理内容はプログラムによって記述され、このプログラムをコンピュータで実行することにより、上記処理機能をコンピュータ上で実現することができる。
また、この処理内容を記述したプログラムは、コンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録しておくことができる。コンピュータで読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気記録装置、光ディスク、光磁気記録媒体、半導体メモリ等どのようなものでもよいが、具体的には、例えば、磁気記録装置として、ハードディスク装置、フレキシブルディスク、磁気テープ等を、光ディスクとして、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）、ＤＶＤ−ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disc Read Only Memory）、ＣＤ−Ｒ（Recordable）／ＲＷ（ReWritable）等を、光磁気記録媒体として、ＭＯ（Magneto-Optical disc）等を、半導体メモリとしてＥＥＰ−ＲＯＭ（Electronically Erasable and Programmable-Read Only Memory）等を用いることができる。
【００２５】
また、このプログラムの流通は、例えば、そのプログラムを記録したＤＶＤ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬型記録媒体を販売、譲渡、貸与等することによって行う。さらに、このプログラムをサーバコンピュータの記憶装置に格納しておき、ネットワークを介して、サーバコンピュータから他のコンピュータにそのプログラムを転送することにより、このプログラムを流通させる構成としてもよい。
このようなプログラムを実行するコンピュータは、例えば、まず、可搬型記録媒体に記録されたプログラムもしくはサーバコンピュータから転送されたプログラムを、一旦、自己の記憶装置に格納する。そして、処理の実行時、このコンピュータは、自己の記録媒体に格納されたプログラムを読み取り、読み取ったプログラムに従った処理を実行する。また、このプログラムの別の実行形態として、コンピュータが可搬型記録媒体から直接プログラムを読み取り、そのプログラムに従った処理を実行することしてもよく、さらに、このコンピュータにサーバコンピュータからプログラムが転送されるたびに、逐次、受け取ったプログラムに従った処理を実行することとしてもよい。また、サーバコンピュータから、このコンピュータへのプログラムの転送は行わず、その実行指示と結果取得のみによって処理機能を実現する、いわゆるＡＳＰ（Application Service Provider）型のサービスによって、上述の処理を実行する構成としてもよい。
なお、上記におけるプログラムとは、電子計算機に対する指令であって、一の結果を得ることができるように組合されたものをいい、その他電子計算機による処理の用に供する情報であってプログラムに準ずるものをも含むものとする。
なお、本発明は上述の実施の形態に限定されるものではない。
【００２６】
【発明の効果】
以上述べたように、この発明によればＰＷＭパルスの幅は全波整流出力のリップルの極大点でほぼ最小となり、リップルの極小点でほぼ最大となり、ＤＣ−ＤＣ変換器を電流容量の小さい、安価な素子で構成することができる。またＤＣ−ＤＣ変換器の出力のリップルが小となり、小さい容量のコンデンサを用いて平滑することができ、雑音の放出を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施形態を示す機能構成図。
【図２】３相全波整流波形とそのリップルの逆相波形を示す図。
【図３】パルス幅変調信号の例を示す図。
【図４】この発明の実施例の一部を示す機能構成図。
【図５】この発明の他の実施例の一部を示す機能構成図。
【図６】この発明の更に他の実施例の一部を示す機能構成図。
【図７】この発明の実施形態を示す機能構成図。
【図８】この発明の実施形態における降圧チョッパ回路の回路図。
【図９】この発明の実施形態における降圧チョッパ回路の回路図。
【図１０】単相交流電源を用いた場合の全波整流回路の回路図。
【図１１】図１０の全波整流回路からの出力された全波整流波形図。
【図１２】従来の３相入力充電装置の機能構成を示す図。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
In this invention, input AC power is full-wave rectified, and the full-wave rectified output is supplied and charged to a storage battery via a switching DC-DC converter (converter), and an on / off control pulse for a switching element of the DC-DC converter is supplied. The present invention relates to a charging device that performs pulse width modulation to control the charging current.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, full-wave rectification of the input three-phase power is performed, and the full-wave rectified output is supplied and charged to the storage battery via the switching DC-DC converter, and the ON / OFF control pulse for the switching element of the DC-DC converter is pulse width. A charging device that modulates and controls the charging current has been proposed (see, for example, Patent Document 1).
FIG. 12 shows a conventional charging apparatus of this type. The three-phase AC power from the three-phase AC power supply 11 is full-wave rectified by a full-wave rectifier circuit 13 in the charging device 12, and the full-wave rectified output is supplied to the storage battery 15 via the switching DC-DC converter 14. Charged. In the DC-DC converter 14, for example, full-wave rectified power is converted into high-frequency AC power, such as 20 kHz, by an inverter 16 formed of a high-voltage semiconductor switching element such as IGBT, and this AC power is converted as necessary. Then, the voltage is boosted by the insulating transformer 17, and the output of the transformer 17 is rectified and smoothed by the rectifier circuit 18 to become DC power, and this DC power is supplied to the storage battery 15.
[0003]
The charging current supplied to the storage battery 15 is detected by the current detection unit 19, and the difference between the detected current value and the set value from the setting unit 22 in the control unit 21 is taken by the error calculation unit 23. In response, the correction unit 24 corrects the reference value from the register 25, and the corrected reference value is supplied to the PWM generation unit 26. The PWM generation unit 26 receives the input modulation signal (corrected reference value). ) Is output, and the switching element of the inverter 16 is controlled to be turned on / off by the pulse width modulation signal. The charging current is held at a set value by feedback control based on this charging current detection.
[0004]
[Patent Document 1]
Japanese Utility Model Publication No. 6-21343
[Problems to be solved by the invention]
The U-phase, V-phase, and W-phase of the input three-phase AC power are sequentially shifted by 120 degrees as shown by curves 27U, 27V, and 27W in FIG. 2, and the output waveform of the full-wave rectifier circuit 13 is a curve. As shown in FIG. As described above, the full-wave rectified output 28 includes a relatively large ripple. Further, although the pulse width W of the pulse width modulation signal is changed by the difference output in the correction unit, it is the same width W at each point as shown in FIG. 3B. For this reason, when the switching element is turned on at the maximum peak of the ripple, the value of the on-current is considerably different depending on when the switching element is turned on at the minimum peak. For example, when it is desired to set the target average current to 80 A, a current having a maximum value of 200 A and a minimum value of 50 A flows to the inverter 16, and the switching element of the inverter 16 needs to have an instantaneous withstand current capacity of 200 A or more.
[0006]
Not only the switching elements but also other elements constituting the inverter 16 have to be used with a large current capacity, and the whole becomes expensive.
Since the output of the rectifier circuit 18 includes a large ripple, when smoothing with a capacitor to absorb this ripple current, a capacitor having a large capacitance and a large withstand current and withstand voltage is used. In other words, it is usually omitted because it is large and expensive, and there is a problem of emitting unnecessary noise to the outside. Note that it is difficult to reduce the ripple using the instantaneous detection current by the current detection unit 19 because the instantaneous detection current is delayed.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, the negative phase corresponding value corresponding to the negative phase of the full-wave rectified output of the AC power is generated by the negative phase generating unit, and correction for obtaining the target charging current is performed on the negative phase corresponding value. A control value (modulation signal) is generated by the correction unit, and the control value is converted into a pulse width modulation signal by the pulse width modulation generation unit.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows an embodiment of the present invention in which parts corresponding to those in FIG. In this embodiment, the control unit 21 is provided with a reverse phase generation unit 31. The negative phase generation unit 31 generates a negative phase corresponding value corresponding to the negative phase of the full wave rectification output waveform of the full wave rectification circuit 13. That is, for example, as shown in FIG. 2, a curve corresponding to a curve 32 in which the ripple component of the full-wave rectified output waveform 28 is reversed (inverted) is obtained. Although the curve 32 is shown as being continuous, it is actually obtained as a digital value sampled at intervals of the switching period with respect to the switching element of the inverter 16.
[0009]
The period T _{V of the} curve 32 is 1/6 of the period of one phase of the input three-phase AC power. Each reverse-phase corresponding value in the period T _V, i.e. pulse width modulation unit sample value as a modulation signal when generating the pulse width modulated signal with (PWM generator) 26, the average current (effective value) is, the conventional In the charging device, each negative phase corresponding value (sample value) within the period T _V is set in advance so that it is equal to the average current (effective value) in the same section (T _V ) when the reference value is a pulse width modulation signal. Decide it.
The correction unit 33 corrects the effective value of the output current of the inverter 16 to the target value (set value) with respect to the negative phase corresponding value from the negative phase generation unit 31, and the corrected reverse The phase-corresponding value is supplied as a control value (modulation signal) to the PWM generation unit (pulse width modulation unit) 26 to generate a pulse width modulation signal, and the switching element of the inverter 16 is on / off controlled by this pulse width modulation signal. .
[0010]
In this configuration, the value corresponding to the negative phase corresponds to the sample value of the curve 32 as shown in FIG. 3A, for example, and this value is the minimum value at the peak value of the ripple of the three-phase full-wave rectified output 28. The pulse width of the modulation signal is Wmin and the minimum width, the sample value is maximum at the minimum value portion of the ripple, and the pulse width of the pulse width modulation signal is also the maximum value Wmax. The area of each pulse width modulation signal is made substantially the same, that is, as described above, it differs from the conventional one (FIG. 3B) in which the pulse width W of the pulse width modulation signal is made the same according to each part of the ripple. . In the case of the same correction value, the pulse width modulation value within the same period (cycle) is set to the same effective value as the conventional one. If the width of each pulse of each pulse width modulation signal in one cycle T _V in the case of no correction Oke obtained in advance as described above, the correction value for the charging current control can be used with the same value, each reverse What is necessary is just to change a phase corresponding value according to a correction value in the state which hold | maintained the relative ratio. For example, the counter 37 counts so that the switching in the inverter 16 is the maximum ripple value of the rectified waveform 28 and the pulse width of the pulse width modulation signal is the minimum value Wmin, and the minimum pulse width is the maximum value Wmax. The clock is advanced from the PWM pulse.
[0011]
Thus, in this embodiment, the area of each pulse width modulation signal is the same, and the DC-DC converter 14 is an element having a small current capacity without particularly increasing power at the peak portion of the three-phase full-wave rectified output 28. Thus, an inexpensive charging device can be obtained. Further, since the effective value (average value) of the output of the PWM generation unit 26 is controlled to be a set value, the charging current is controlled without a delay as in the control by the detection of the conventional current detection unit 19. be able to.
FIG. 4 shows a specific example of the reverse phase generation unit 31 mainly in the control unit 21 with the same reference numerals assigned to the portions corresponding to FIG. 1 cycle T _V min of the waveform of the reverse-phase waveform 32 shown in FIG. 2 is stored in the waveform memory 35 in this embodiment. In the three-phase full-wave rectified output waveform 28 for an ideal three-phase AC power, if the amplitude of the three-phase AC power is determined and the switching period of the switching DC-DC converter 14 is determined, one period T _{V of the} ripple Each sample value in can be calculated, and the reciprocal of each sample value can be calculated. Each value of the inverse, i.e. one period T _V content is stored in the waveform memory 35.
[0012]
On the other hand, AC power input to the charging device 12 (in the case of three-phase AC power input, one phase voltage of the three-phase AC power) is input to the zero-cross detection unit 36, and a zero-cross point of the voltage in the input AC power is detected. Is done. Each time a zero cross point is detected, the n-ary counter 37 is reset. n-ary counter 37, a clock synchronized with the pulse width modulated signal from the PWM generating unit 26, i.e. by counting a clock synchronized with the switching to the switching elements of the inverter 16, when the period of the clock and T _C, n = T When counting the _V / T _C-number clock are those reset.
[0013]
The waveform stored in the waveform memory 35 is sequentially read according to the count value of the n-ary counter 37, that is, the opposite-phase corresponding values are sequentially obtained, and this is supplied to the PWM generator 26 through the correction unit 33 to generate a pulse width modulation signal. Is done.
This pulse width modulation signal is also branched and supplied to the output value calculation unit 41, and the effective value or average value of the pulse width modulation signal in one cycle T _V is calculated, and this effective value or average value is set from the setting unit 42. The difference from the target value is obtained by the error calculation unit 43, and the difference output is supplied to the correction unit 33. In the correction unit 33, the output of the error calculation unit 43 becomes zero, that is, the calculated effective value. Or the correction | amendment with respect to the negative phase corresponding value output from the waveform memory 35 is performed so that an average value may approach the set target value. The zero cross detector 36 is preferably insulated from its input side and output side through a step-down transformer or the like.
[0014]
Another embodiment of the reverse phase generation unit 31 is shown in FIG. In this example, the three-phase AC power input to the charging device 12 is also supplied to the inter-phase voltage detection unit 45, and three inter-phase voltages, that is, U-phase, V-phase, and W-phase voltages V _U = Vsin (θ), V _V = Vsin (θ-2π / 3) and V _W = Vsin (θ + 2π / 3) are detected. Here, θ is assumed to be successively taken from 0 to each value expressed in radians at each point where the switching cycle T _{C of the} inverter 16 is cut by one cycle (1/50 Hz or 1/60 Hz) of the three-phase AC power.
The maximum value among the absolute values of the interphase voltages V _U , V _V , and V _W detected at each clock cycle T _C is selected by the maximum value selection unit 46, and the reciprocal of the selected maximum value is calculated as the reciprocal. Calculated in part 53. That is, 1 / (maximum value {| V _U |, | V _V |, | V _W |}) is calculated for each clock, and the reciprocal value is supplied to the PWM generation unit 26 through the correction unit 33. However, in the correction unit 33, even if the difference output from the error calculation unit 43 is zero, the constant α is multiplied so that the effective value or average value of the charging current in one cycle matches that of the conventional charging device. Is done.
[0015]
When the three-phase AC power is ideal as shown in FIG. 2, it is sufficient to calculate the effective value or average value of the PWM pulse between adjacent zero cross points detected by the zero cross detection unit 36 by the output value calculation unit 41. However, the waveforms of the interphase voltages V _U , V _V , and V _W may not necessarily be the same, and in some cases, the absolute value waveforms may be different between the positive side and the negative side of one interphase voltage.
FIG. 6 shows still another embodiment of the reverse phase generation unit 31 that is particularly preferable in such a case. In this example, the full-wave rectified output voltage waveform from the three-phase full-wave rectifier circuit 13 is detected by the voltage detector 51. In this case, it is preferable to insulate the input side and the output side of the voltage detector 51 using an isolation amplifier or the like. The voltage waveform detected by the voltage detector 51 is sampled by the A / D converter 52 by the clock from the PWM generator 26 and converted into a digital value, and the reciprocal of each digital value is detected by the reciprocal calculator 53. The calculated reciprocal is supplied to the PWM generation unit 26 through the correction unit 33 as an anti-phase corresponding value.
[0016]
The pulse width modulation signal from the PWM generation unit 26 is supplied to the DC-DC converter 14 and also to the output value calculation unit 41. Instead of obtaining the effective value or average value between the detection zero cross point of from zero-crossing detector 36 in an output value calculation section 41, one period of the three-phase AC power that is known in advance T _S (usually 1/50 Hz or 1 / 60 Hz) and the detected zero cross point, the effective value or output value for each period T _S / 6 is calculated based on the detected zero cross point, and the difference between this value and the set value is obtained, and charging is performed for each T _S / 6. Correct the current.
[0017]
Even if the waveform disturbance is different for each of the U-phase, V-phase, and W-phase, the input 3-phase AC power often repeats the same disturbance for each phase, so the charging current is corrected for each phase. Can be controlled. The correction control for each T _S / 6 may also be performed in the embodiment shown in FIGS. In the embodiment shown in FIGS. 5 and 6, the same sample value for each phase of each detected interphase voltage or full-wave rectified output is averaged by the storage / average unit 55, 56 and the average value is used. Thus, it may be prevented from being affected by instantaneous disturbance. In each of the embodiments shown in FIGS. 4, 5, and 6, as shown in FIG. 1, correction of the charging current by the current detection unit 19 shown in FIG. 7 may be used together.
[0018]
Moreover, like the charging device 60 illustrated in FIG. 7, the step-down chopper circuit DC-DC converter 62 may be configured using the step-down chopper circuit 61, and the charging device 60 of the present invention may be configured.
In this case, the three-phase AC power supply 11 is electrically connected to the three-phase transformer 63 and the three-phase transformer 63 to the full-wave rectifier circuit 13, respectively. The full-wave rectifier circuit 13 is electrically connected to a step-down chopper circuit 61 that constitutes a DC-DC converter 62. The step-down chopper circuit 61 includes a control unit 21, a current detection unit 19, and a current detection unit 19. The control unit 21 and the live battery 15 are electrically connected to each other. The configuration of the control unit 21 is the same as the configuration shown in FIG. 1, and specific examples thereof are the same as those illustrated in FIGS. 4 to 6.
[0019]
FIG. 8 is an example of a circuit diagram of the step-down chopper circuit 61 of FIG.
As illustrated in FIG. 8, the step-down chopper circuit 61 includes a switching element 71, a choke coil 72, a diode 73, and a capacitor 74 that are high breakdown voltage semiconductors such as IGBTs. The collector of the switching element 71 is an input terminal 76 electrically connected to the full-wave rectifier circuit 13, the emitter is one end of the choke coil 72 and the forward output end of the diode 73, and the base which is the control terminal 79 is controlled. Each part 21 is electrically connected. The other end of the choke coil 72 is electrically connected to one end of the capacitor 74 and an output terminal 77 electrically connected to the power source detection unit 19, and the other end of the capacitor 74 is electrically connected to the power source detection unit 19. Are connected to the output terminal 78, the forward input terminal of the diode 73, and the input terminal 75 electrically connected to the full-wave rectifier circuit 13, respectively. Further, in the configuration of FIG. 7, instead of the step-down chopper circuit 61, a step-up chopper circuit may be used to form a step-up chopper type DC-DC converter 62, thereby constituting the charging device 60 of the present invention.
[0020]
FIG. 9 is an example of a circuit diagram of the boost chopper circuit 80.
As illustrated in FIG. 9, the step-up chopper circuit 80 includes a switching element 81, a choke coil 82, a diode 83, and a capacitor 84 that are high voltage semiconductors such as IGBTs. The emitter of the switching element 81 is electrically connected to one end of a capacitor 84, an input terminal 85 electrically connected to the full-wave rectifier circuit 13, and an output terminal 88 electrically connected to the power supply detection unit 19. The collector is electrically connected to one end of the choke coil 82 and the forward input end of the diode 83, and the base as the control terminal 89 is electrically connected to the control unit 21. The other end of the capacitor 84 is electrically connected to the output terminal 87 electrically connected to the power source detection unit 19 and the forward output end of the diode 83, and the other end of the choke coil 82 is full-wave rectified. The input terminal 86 electrically connected to the circuit 13 is electrically connected.
In the case of the charging device 60 using the step-down chopper circuit 61 or the step-up chopper circuit 80, the three-phase supply current supplied from the three-phase AC power supply 11 is boosted by the three-phase transformer 63, and the full-wave rectifier circuit 13 After the wave rectification, the voltage is supplied to a step-down chopper type or step-up chopper type DC-DC converter 62. The DC-DC converter 62 supplied with the full-wave rectified current turns on and off the switching elements 71 and 81 in accordance with the pulse width modulation signal supplied from the PWM generation unit 26 of the control unit 21. Adjust the output current value supplied to.
[0021]
Note that the current value of the charging current supplied in this way is detected by the current detection unit 19 and fed back to the control unit 21, and a pulse width modulation signal is generated using the detected value. These processes are the same as the processes performed by the charging device 12 shown in FIGS. 1 and 4 to 6 described above.
In the above-described embodiment, the case of three-phase AC power input has been described as an example. However, the present invention may be applied to a case of single-phase AC power input. However, in the embodiment illustrated in FIG. 5, the charging current is corrected and controlled for each phase of the U phase, V phase, and W phase, and the same sample value for each phase of each detected interphase voltage or full wave rectified output is obtained. The averaging in the storage averaging units 55 and 56 and the correction control using the average value are based on the assumption of a three-phase AC power input, and are not limited to this.
[0022]
FIG. 10 is a circuit diagram of the full-wave rectifier circuit 90 when the single-phase AC power supply 100 is used as an input, and FIG. 11 is a diagram illustrating the full-wave rectified waveform output from the full-wave rectifier circuit 90. is there.
As illustrated in FIG. 10, the full-wave rectifier circuit 90 includes diodes 91 to 94, a thyristor 95 b, a resistor 95 a, and an electrolytic capacitor 96, and the DC-DC converter 14 or 62 is electrically connected. The resistor 95a and the thyristor 95b constitute an inrush current preventing circuit 95.
One end of the single-phase AC power supply 100 is electrically connected to the input terminal of the diode 91 and the output terminal of the diode 92, and the other end is electrically connected to the input terminal of the diode 94 and the output terminal of the diode 93. The output terminals of the diodes 91 and 94 are the input terminal of the thyristor 95b and one end of the resistor 95a, and the other end of the resistor 95a is the output terminal of the thyristor 95b, one end of the electrolytic capacitor 96 and the output terminal 97, and the electrolytic capacitor 96. The other end is electrically connected to the output terminal 98 and the input terminals of the diodes 92 and 93, respectively.
[0023]
In the case of the full-wave rectified waveform 110 of the single-phase AC power (FIG. 11), the waveform drops greatly in the vicinity of the zero cross points 111 to 113, and the ripple is also the full-wave rectified waveform of the three-phase AC power illustrated in FIG. Larger than Therefore, in this full-wave rectifier circuit 90, an electrolytic capacitor 96 having a large capacity is used in order to dull the output waveform (output full-wave rectified waveform 120) and reduce the ripple. Since such a large-capacitance electrolytic capacitor 96 is used, the inrush current also increases, and there is a risk that excessive current flows through the rectifying diodes 91 to 94. Therefore, inrush current prevention as shown in FIG. A circuit 95 is provided. Note that the thyristor 95b of the inrush current prevention circuit 95 is turned off at the initial stage of applying the AC power of the single-phase AC power supply 100 to the charging device, but is turned on after a certain amount of charge is accumulated in the electrolytic capacitor 96. To be.
[0024]
The above-described charging device of the present invention can be realized by a computer. In this case, the processing contents of the functions that the charging device of the present invention should have are described by a program, and the processing functions can be realized on the computer by executing the program on the computer.
The program describing the processing contents can be recorded on a computer-readable recording medium. The computer-readable recording medium may be any medium such as a magnetic recording device, an optical disk, a magneto-optical recording medium, or a semiconductor memory. Specifically, for example, the magnetic recording device may be a hard disk device or a flexible Discs, magnetic tapes, etc. as optical disks, DVD (Digital Versatile Disc), DVD-RAM (Random Access Memory), CD-ROM (Compact Disc Read Only Memory), CD-R (Recordable) / RW (ReWritable), etc. As the magneto-optical recording medium, MO (Magneto-Optical disc) or the like can be used, and as the semiconductor memory, EEP-ROM (Electronically Erasable and Programmable-Read Only Memory) or the like can be used.
[0025]
The program is distributed by selling, transferring, or lending a portable recording medium such as a DVD or CD-ROM in which the program is recorded. Furthermore, the program may be distributed by storing the program in a storage device of the server computer and transferring the program from the server computer to another computer via a network.
A computer that executes such a program first stores, for example, a program recorded on a portable recording medium or a program transferred from a server computer in its storage device. When executing the process, the computer reads the program stored in its own recording medium and executes the process according to the read program. As another execution form of the program, the computer may read the program directly from the portable recording medium and execute processing according to the program, and the program is transferred from the server computer to the computer. Each time, the processing according to the received program may be executed sequentially. Also, the program is not transferred from the server computer to the computer, and the above-described processing is executed by a so-called ASP (Application Service Provider) type service that realizes the processing function only by the execution instruction and result acquisition. It is good.
In addition, the program in the above is an instruction to the electronic computer, which is combined so that one result can be obtained, and other information provided for processing by the electronic computer, which conforms to the program Is also included.
The present invention is not limited to the embodiment described above.
[0026]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the width of the PWM pulse is substantially minimum at the maximum point of the ripple of the full-wave rectified output, is substantially maximum at the minimum point of the ripple, and the DC-DC converter has a small current capacity. An inexpensive element can be used. Further, the ripple of the output of the DC-DC converter becomes small, and it can be smoothed by using a capacitor having a small capacity, and noise emission can be prevented.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a functional configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a three-phase full-wave rectified waveform and a reversed-phase waveform of the ripple.
FIG. 3 is a diagram showing an example of a pulse width modulation signal.
FIG. 4 is a functional configuration diagram showing a part of an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a functional configuration diagram showing a part of another embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a functional configuration diagram showing a part of still another embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a functional configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram of a step-down chopper circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram of a step-down chopper circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram of a full-wave rectifier circuit when a single-phase AC power supply is used.
11 is a full-wave rectified waveform diagram output from the full-wave rectifier circuit of FIG.
FIG. 12 is a diagram showing a functional configuration of a conventional three-phase input charging device.

Claims

入力交流電力を全波整流回路で全波整流し、スイッチング式直流−直流変換器を介し蓄電池へ供給して充電を行い、その充電電流を検出部により検出し、その検出充電電流が所定値になるように制御部により、上記直流−直流変換器のスイッチング素子をオンオフ制御するパルス幅変調信号のパルス幅を制御する充電装置において、
上記全波整流出力の逆相と対応した逆相対応値を生成する逆相生成部と、
上記逆相対応値に対し、目的とする充電電流を得るための補正を行って制御値を生成する補正部と、
上記制御値を、上記パルス幅変調信号に変換するパルス幅変調生成部と、
を具備し、
上記逆相生成部は、
上記全波整流出力の電圧を検出する電圧検出部と、
上記検出電圧を周期的にデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部と、
上記デジタル値の逆数を計算して上記逆相対応値として出力する逆数計算部とを備えることを特徴とする充電装置。The input AC power is full-wave rectified by a full-wave rectifier circuit, supplied to the storage battery via a switching DC-DC converter, charged, and the charging current is detected by the detection unit, and the detected charging current becomes a predetermined value. In the charging device for controlling the pulse width of the pulse width modulation signal for controlling on / off of the switching element of the DC-DC converter by the control unit,
A negative phase generation unit for generating a negative phase corresponding value corresponding to the negative phase of the full-wave rectified output,
A correction unit that generates a control value by performing correction to obtain the target charging current for the negative phase corresponding value;
A pulse width modulation generation unit for converting the control value into the pulse width modulation signal;
Equipped with,
The reverse phase generator is
A voltage detector for detecting the voltage of the full-wave rectified output;
An A / D converter that periodically converts the detected voltage into a digital value;
Charger you anda reciprocal calculation unit for outputting as the inverse phase corresponding value by calculating the reciprocal of the digital values.

入力交流電力を全波整流回路で全波整流し、スイッチング式直流−直流変換器を介し蓄電池へ供給して充電を行い、その充電電流を検出部により検出し、その検出充電電流が所定値になるように制御部により、上記直流−直流変換器のスイッチング素子をオンオフ制御するパルス幅変調信号のパルス幅を制御する充電装置において、
上記全波整流出力の逆相と対応した逆相対応値を生成する逆相生成部と、
上記逆相対応値に対し、目的とする充電電流を得るための補正を行って制御値を生成する補正部と、
上記制御値を、上記パルス幅変調信号に変換するパルス幅変調生成部と、
を具備し、
上記入力交流電力は、
３相交流電力であって、
上記逆相生成部は、上記入力３相交流電力の各相間電圧を周期的に検出する相間電圧検出部と、
これら検出された３つの相間電圧中の絶対値が最大の値を選出する最大値選出部と、
上記選出された絶対値最大の値の逆数を計算して上記逆相対応値として出力する逆数計算部とを備えることを特徴とする充電装置。The input AC power is full-wave rectified by a full-wave rectifier circuit, supplied to the storage battery via a switching DC-DC converter, charged, and the charging current is detected by the detection unit, and the detected charging current becomes a predetermined value. In the charging device for controlling the pulse width of the pulse width modulation signal for controlling on / off of the switching element of the DC-DC converter by the control unit,
A negative phase generation unit for generating a negative phase corresponding value corresponding to the negative phase of the full-wave rectified output,
A correction unit that generates a control value by performing correction to obtain the target charging current for the negative phase corresponding value;
A pulse width modulation generation unit for converting the control value into the pulse width modulation signal;
Equipped with,
The input AC power is
3-phase AC power,
The reverse phase generation unit includes an interphase voltage detection unit that periodically detects an interphase voltage of the input three-phase AC power;
A maximum value selection unit for selecting a value having the maximum absolute value in the detected three phase voltages;
Charger you anda reciprocal calculation unit to calculate the inverse of the selected absolute value maximum value is output as the inverse-phase corresponding value.

上記パルス幅変調信号の実効値又は平均値を計算する出力値計算部と、
上記計算した実効値又は平均値と設定値との差を求める誤差演算部とを備え、
上記補正部は上記誤差演算部よりの差出力が入力され、その差が小さくなるように上記補正を行うものであることを特徴とする請求項１又は２に記載の充電装置。An output value calculation unit for calculating an effective value or an average value of the pulse width modulation signal;
An error calculation unit for obtaining a difference between the calculated effective value or average value and the set value,
The correction unit is the difference between the output of from the error calculation unit is input, the charging device according to claim 1 or 2, characterized in that to perform the correction so that the difference becomes smaller.

請求項１〜３の何れかに記載した充電装置としてコンピュータを機能させるための充電プログラム。 A charging program for causing a computer to function as the charging device according to claim 1.