JP3939726B2 - 負性抵抗入力増幅回路及び発振回路 - Google Patents

Description

本発明は、所定の周波数の信号に対して入力インピーダンスが負になる負性抵抗入力増幅回路、及びこれを用いた発振回路に関する。

図１７は、背景技術に係る発振回路の構成を示す回路図である（例えば、特許文献１参照。）。図１７に示す発振回路１０１は、マイクロ波を発生させるマイクロ波発振回路で、ＮＰＮトランジスタ１０２と、発振回路１０１の発振周波数ｆにおける波長λの四分の一波長の長さを有すると共にトランジスタ１０２のコレクタに一端が接続され他端が開放されたマイクロストリップライン１０３と、直流電圧Ｖｃを出力する直流電圧源１０４と、トランジスタ１０２のコレクタと直流電圧源１０４の電圧出力端子との間に接続された抵抗１０５とを備えている。また、トランジスタ１０２のエミッタは、コイル１０６を介してグラウンドに接続されており、トランジスタ１０２のエミッタから出力された信号が、マイクロストリップライン１０７、及び直流阻止用のコンデンサ１０８を介して外部出力端子１０９へ出力される。

また、トランジスタ１０２のベースには、定電流源１１０からコイル１１１を介してバイアス電流が供給される。さらに、トランジスタ１０２のベースは、マイクロストリップライン１１２と直流阻止用のコンデンサ１１３と抵抗１１５とを介してグラウンドに接続され、マイクロストリップライン１１２は誘電体共振器１１４と結合されている。

このように構成された発振回路１０１において、トランジスタ１０２をコレクタ接地し、トランジスタ１０２のエミッタに接続されたインピーダンスを増大させると、トランジスタ１０２内部の寄生容量等の影響により高周波信号に対してトランジスタ１０２のベースから見た入力インピーダンスが負になることが知られている。このように入力インピーダンスが負になる増幅回路は、負性抵抗入力増幅回路と呼ばれている。

また、波長がλの信号に対して長さがλ／４のマイクロストリップラインは、波長λの信号に対してインピーダンス変換器として機能することが知られている。具体的には、波長がλの信号に対して、長さがλ／４で出力端が開放されたマイクロストリップラインはグラウンドに対してインピーダンスが略ゼロとなり、すなわち入力端から見ると波長がλの信号に対して接地に見えることが知られている。逆に、波長がλの信号に対して、長さがλ／４で出力端が接地されたマイクロストリップラインは、入力端から見ると波長がλの信号に対して開放に見えることが知られている。

そして、長さがλ／４のマイクロストリップラインの出力端に、例えば当該マイクロストリップラインの特性インピーダンスの１／２の抵抗を接続すると、マイクロストリップラインの入力端からは当該マイクロストリップラインの特性インピーダンスの２倍の抵抗値に見える。さらに、長さがλ／４のマイクロストリップラインの出力端に、例えば当該マイクロストリップラインの特性インピーダンスの２倍の抵抗を接続すると、マイクロストリップラインの入力端からは当該マイクロストリップラインの特性インピーダンスの１／２倍の抵抗値に見えることが知られている。

次に、背景技術に係る発振回路１０１の動作を説明する。まず、マイクロストリップライン１０３は、長さがλ／４にされており、その一端が開放されているので、発振回路１０１における波長λの発振周波数ｆに対して接地となる。すなわち、トランジスタ１０２のコレクタは、マイクロストリップライン１０３によって、発振周波数ｆに対して接地される。また、コイル１０６及びマイクロストリップライン１０７は、発振周波数ｆに対してインピーダンスを増大させるので、発振周波数ｆにおいて、トランジスタ１０２はコレクタ接地され、トランジスタ１０２のエミッタに接続されたインピーダンスが増大される結果、トランジスタ１０２におけるベースの入力インピーダンスは負となり、トランジスタ１０２は負性抵抗入力増幅回路として機能する。

一方、発振周波数ｆから周波数が十分離れた信号に対しては、マイクロストリップライン１０３のインピーダンスが増大し、コレクタ接地されないためトランジスタ１０２におけるベースの入力インピーダンスは負とならない。

次に、トランジスタ１０２のベースに印加された信号は、トランジスタ１０２におけるベースの入力インピーダンスによってマイクロストリップライン１１２へ反射する。具体的には、トランジスタ１０２におけるベースの入力インピーダンスが正の場合、反射波は入射波より小さな振幅になり、トランジスタ１０２におけるベースの入力インピーダンスが負の場合、反射波は入射波より大きな振幅になる。

そして、トランジスタ１０２のベースにより反射された反射波は、誘電体共振器１１４により再びトランジスタ１０２のベースへ反射され、トランジスタ１０２のベースと誘電体共振器１１４との間で反射波の往復が繰り返される。誘電体共振器１１４は、トランジスタ１０２のベースからの反射波の位相と、誘電体共振器１１４からの反射波の位相とがトランジスタ１０２のベース位置で一致する（位相のずれが３６０°の倍数になる）ようにマイクロストリップライン１１２との結合位置が設定されている。

そうすると、誘電体共振器１１４での反射減衰量よりもトランジスタ１０２での反射利得が大きい場合、すなわちトランジスタ１０２におけるベースの入力インピーダンスが負であって且つその反射利得が誘電体共振器１１４での反射減衰量よりも大きい場合、反射波の信号振幅は次第に増幅され、発振動作が行われる。

この場合、トランジスタ１０２におけるベースの入力インピーダンスが負となるのは、信号の波長がλ、すなわち信号の周波数がｆの場合であるから、発振回路１０１は周波数ｆで発振し、周波数ｆの信号がトランジスタ１０２のエミッタ、マイクロストリップライン１０７、及びコンデンサ１０８を介して外部出力端子１０９から出力される。
特開２００４−７１２５号公報

ところで、上述の発振回路１０１においては、トランジスタ１０２におけるベースの入力インピーダンスは、１オクターブ以上の広い周波数範囲で負となる。図１８は、発振回路１０１について、トランジスタ１０２のベースに入力される信号の周波数とトランジスタ１０２におけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。シミュレーションにおいて、トランジスタ１０２は２ＳＣ５５０８、マイクロストリップライン１０３は幅１．２ｍｍ、長さ８ｍｍ、直流電圧Ｖｃは３Ｖ、抵抗１０５は１００Ω、コイル１０６，１１１は１００μＨ、マイクロストリップライン１０７は幅１．２ｍｍ、長さ１２ｍｍ、コンデンサ１０８は１０００ｐＦ、定電流源１１０の出力電流は１００μＡとしている。なお、シミュレータには、アンソフト・ジャパン（株）製アンソフト・デザイナーを用いた。以降のシミュレーションに用いたシュミレータも同様である。

図１８において、横軸はトランジスタ１０２のベースに入力される信号の周波数、縦軸はトランジスタ１０２におけるベースの入力インピーダンス、実線はインピーダンスの実部、破線はインピーダンスの虚部を示している。図１８に示すように、図１７に示す発振回路１０１では、トランジスタ１０２におけるベースの入力インピーダンスすなわちトランジスタ１０２を用いて構成された負性抵抗入力増幅回路の入力インピーダンスの実部は、３．３３ＧＨｚ〜９．７８ＧＨｚと１オクターブ以上の広い周波数範囲で負となっているため、目的とする発振周波数ｆ（６．２４ＧＨｚ）とは異なる周波数で発振してしまう場合があるという不都合があった。

本発明は、このような問題に鑑みて為された発明であり、入力インピーダンスが負となる周波数範囲を縮小することができる負性抵抗入力増幅回路、及びこれを用いた発振回路を提供することを目的とする。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。即ち、トランジスタと、予め設定された所定周波数の信号における四分の一波長の長さを有し、前記トランジスタのコレクタに一端が接続され、他端が開放された第１のマイクロストリップラインと、前記トランジスタのコレクタと予め設定された第１の電位との間に接続された第１の抵抗と、前記トランジスタのエミッタと前記第１の電位より低い第２の電位との間に接続され、前記周波数の信号における四分の一波長の長さを有するマイクロストリップラインからなる共振回路と、を備え、前記トランジスタのベースが外部から信号を受信するための信号入力部として用いられ、前記トランジスタのエミッタが外部へ信号を出力するための信号出力部として用いられることを特徴とする負性抵抗入力増幅回路であることを特徴としている。
また、トランジスタと、予め設定された所定周波数の信号における四分の一波長の長さを有し、前記トランジスタのコレクタに一端が接続され、他端が開放された第１のマイクロストリップラインと、前記トランジスタのコレクタと予め設定された第１の電位との間に接続された第１の抵抗と、前記トランジスタのエミッタと前記第１の電位より低い第２の電位との間に接続されたコンデンサとコイルとの並列回路であって、前記周波数と略同一の共振周波数を有する共振回路と、を備え、前記トランジスタのベースが外部から信号を受信するための信号入力部として用いられ、前記トランジスタのエミッタが外部へ信号を出力するための信号出力部として用いられることを特徴とする負性抵抗入力増幅回路であることを特徴としている。

また、上述の負性抵抗入力増幅回路において、さらに、前記トランジスタのエミッタは、第２のマイクロストリップラインと、第２の抵抗との直列回路を介して前記第２の電位に接続され、前記第２のマイクロストリップラインと前記第２の抵抗との接続点が、前記信号出力部として用いられることを特徴としている。

また、上述の負性抵抗入力増幅回路において、一端が開放され他端が前記トランジスタのエミッタに接続された第３のマイクロストリップラインをさらに備え、前記第３のマイクロストリップラインの長さは、前記トランジスタにおける負性抵抗がピークとなる周波数を、前記周波数と一致させるべく設定されていることを特徴としている。

また、上述の負性抵抗入力増幅回路において、前記第２のマイクロストリップラインと前記第２の抵抗との接続点に一端が接続され、他端が開放された第４のマイクロストリップラインをさらに備え、前記第４のマイクロストリップラインの長さは、前記トランジスタにおける負性抵抗がピークとなる周波数を、前記周波数と一致させるべく設定されていることを特徴としている。

また、上述の負性抵抗入力増幅回路において、前記トランジスタのベースは、前記周波数の信号における四分の一波長の長さを有する第５のマイクロストリップラインと第３の抵抗との直列回路を介して前記第１の電圧より低く前記第２の電位より高い第３の電位に接続されるものであり、前記第５のマイクロストリップラインと第３の抵抗との接続点に一端が接続され、他端が開放された前記周波数の信号における四分の一波長の長さを有する第６のマイクロストリップラインを備えることを特徴としている。

また、上述の負性抵抗入力増幅回路において、前記第５及び第６のマイクロストリップラインの接続点と前記第３の抵抗との間に前記周波数の信号における四分の一波長の長さを有する第７のマイクロストリップラインを備えることを特徴としている。

また、上述の負性抵抗入力増幅回路において、一端が開放され他端が前記トランジスタのベースに接続された第８のマイクロストリップラインをさらに備え、前記第８のマイクロストリップラインの長さは、前記トランジスタのベースに入力される信号の位相と、前記トランジスタのベースからの反射波の位相とを一致させるべく設定されていることを特徴としている。

また、上述の負性抵抗入力増幅回路において、前記第１のマイクロストリップラインと前記トランジスタのコレクタとの接続点と、前記第１の抵抗との間に前記周波数の信号における四分の一波長の長さを有する第９のマイクロストリップラインが介設されていることを特徴としている。

また、上述の負性抵抗入力増幅回路において、前記トランジスタは、電界効果トランジスタであり、前記ベースの代わりにゲートが、前記エミッタの代わりにソースが、前記コレクタの代わりにドレインが用いられることを特徴としている。

また、負性抵抗入力増幅回路における信号入力部に、所定の周波数の信号を反射する共振器が接続され、前記負性抵抗入力増幅回路は、上述のいずれかに記載の負性抵抗入力増幅回路であり、前記所定の周波数は、上述のいずれかに記載の負性抵抗入力増幅回路における周波数であることを特徴とする発振回路である。

本願において開示される発明のうち、 代表的なものの効果を簡単に説明すれば、下記のとおりである。即ち、このような構成の負性抵抗入力増幅回路は、第１のマイクロストリップラインによってトランジスタのコレクタが予め設定された所定周波数に対して接地され、共振回路によって、トランジスタのエミッタに付加されるインピーダンスが当該周波数に対して最大にされるので、トランジスタは当該周波数においてコレクタ接地されると共にエミッタに接続されたインピーダンスが最大にされる結果、当該トランジスタにおけるベースの入力インピーダンスが負となる周波数範囲を縮小することができる。

また、このような構成の負性抵抗入力増幅回路を用いた発振回路は、発振器によって上記周波数の信号が前記トランジスタのベースへ反射され、前記トランジスタにおけるベースの入力インピーダンスが負となる周波数範囲において前記周波数の信号が繰り返し反射されることにより増幅され、発振するので、上記負性抵抗入力増幅回路により入力インピーダンスが負となる周波数範囲が縮小されることにより、希望する周波数以外の周波数における異常発振の発生を低減することができる。

以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る発振回路の構成の一例を示す回路図である。図１に示す発振回路１は、マイクロ波を発生させるマイクロ波発振回路で、負性抵抗入力増幅回路２と共振回路３とを備えて構成されている。共振回路３は、マイクロストリップライン１０と誘電体共振器１１とが結合されて構成されている。

負性抵抗入力増幅回路２は、ＮＰＮトランジスタＴｒ１と、発振回路１の発振周波数ｆにおける波長λの４分の１波長の長さを有すると共にトランジスタＴｒ１のコレクタに一端が接続され他端が開放されたマイクロストリップライン４（第１のマイクロストリップライン）と、直流電圧Ｖｃ（第１の電位）を出力する直流電圧源５と、トランジスタＴｒ１のコレクタと直流電圧源５の電圧出力端子との間に接続された抵抗Ｒ１（第１の抵抗）とを備えている。また、トランジスタＴｒ１のエミッタは、目的とする発振周波数ｆの波長λの４分の１波長の長さを有するマイクロストリップライン６（共振回路）を介してグラウンドに接続されており、トランジスタＴｒ１のエミッタから出力された信号が、マイクロストリップライン７、及び直流阻止用のコンデンサＣ１を介して外部出力端子８（信号出力部）へ出力されるようになっている。

マイクロストリップライン６は、波長λの４分の１波長の長さを有しており、一端がグラウンドに接続されているので、周波数ｆの信号に対してインピーダンスが最大となる共振回路を構成している。

マイクロストリップライン４，６は、例えばプリント配線基板の表面に導体パターンによって形成されている。この場合、マイクロストリップライン４，６の長さλ／４は、実効誘電率に基づく波長短縮効果を考慮して決定される。例えば、プリント配線基板の比誘電率が３．３８、空気の比誘電率が１．００である場合、マイクロストリップライン４，６の実効比誘電率はプリント配線基板の比誘電率と空気の比誘電率との中間値となり、この実効比誘電率に基づく波長短縮効果を考慮すると、例えば周波数６．２４ＧＨｚの信号に対するλ／４は、８ｍｍとなる。従って、発振周波数ｆを６．２４ＧＨｚとした場合のマイクロストリップライン４，６の長さは例えば８ｍｍとなる。

また、トランジスタＴｒ１のベース（信号入力部）には、定電流源９からコイルＬ１を介してバイアス電流が供給される。さらに、トランジスタＴｒ１のベースは、直流阻止用のコンデンサＣ２とマイクロストリップライン１０と抵抗Ｒ２とを介してグラウンドに接続され、マイクロストリップライン１０は誘電体共振器１１と結合されている。誘電体共振器１１は、発振周波数ｆで共振するようにされた共振器で、誘電体、例えば比誘電率が２０〜１０００のセラミックで構成されており、例えば直径が８ｍｍ、高さ４ｍｍの円筒形状のものが用いられる。

次に、図１に示す発振回路１の動作を説明する。まず、マイクロストリップライン４は、長さがλ／４にされており、その一端が開放されているので、発振回路１における発振周波数ｆに対して接地となる。すなわち、トランジスタＴｒ１のコレクタは、マイクロストリップライン４によって、発振周波数ｆに対して接地される。

マイクロストリップライン６は、波長λの４分の１波長の長さを有しており、一端がグラウンドに接続されているので、周波数ｆの信号に対してインピーダンスが最大となり、トランジスタＴｒ１のエミッタから見て開放状態となる。そのため、発振周波数ｆにおいて、マイクロストリップライン４によってトランジスタＴｒ１はコレクタ接地され、マイクロストリップライン６によってトランジスタＴｒ１のエミッタに接続されたインピーダンスが増大される結果、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスは負となり、トランジスタＴｒ１は負性抵抗入力増幅回路として機能する。

一方、マイクロストリップライン６は、発振周波数ｆから周波数が離れるとインピーダンスが急速に低下し、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負となる条件が満たされなくなる。従って、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負となる周波数範囲を縮小することができる。

次に、トランジスタＴｒ１のベースに印加された信号は、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスによってマイクロストリップライン１０へ反射する。具体的には、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが正の場合、反射波は入射波より小さな振幅になり、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負の場合、反射波は入射波より大きな振幅になる。

そして、トランジスタＴｒ１のベースにより反射された反射波は、誘電体共振器１１により再びトランジスタＴｒ１のベースへ反射され、トランジスタＴｒ１のベースと誘電体共振器１１との間で反射波の往復が繰り返される。誘電体共振器１１は、トランジスタＴｒ１のベースからの反射波の位相と、誘電体共振器１１からの反射波の位相とがトランジスタＴｒ１のベース位置で一致する（位相のずれが３６０°の倍数になる）ようにマイクロストリップライン１０との結合位置が設定されている。

具体的には、誘電体共振器１１とマイクロストリップライン１０との結合位置を矢符１２で示すようにトランジスタＴｒ１までの距離が変化する方向に移動させることにより誘電体共振器１１からの反射波の位相を変化させ、位相のずれを３６０°の倍数にさせて、トランジスタＴｒ１のベースからの反射波の位相と誘電体共振器１１からの反射波の位相とをトランジスタＴｒ１のベース位置で一致させるように設定されている。

そうすると、発振周波数ｆでは、誘電体共振器１１での反射減衰量よりもトランジスタＴｒ１での反射利得が大きくなり、すなわちトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負であって且つその反射利得が誘電体共振器１１での反射減衰量よりも大きくなる結果、反射波の信号振幅は次第に増幅されて発振動作が行われ、発振動作により得られた信号がトランジスタＴｒ１のエミッタ、マイクロストリップライン７、及びコンデンサＣ１を介して外部出力端子８から出力される。

一方、発振周波数ｆからずれた周波数では、トランジスタＴｒ１のベースからの反射波が誘電体共振器１１で反射されず、抵抗Ｒ２で吸収されて減衰する結果、発振動作にいたることが抑制されている。

以上の動作により、マイクロストリップライン６によって、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負となる周波数範囲が縮小されるので、トランジスタＴｒ１のベースでの反射利得が誘電体共振器１１での反射減衰量よりも大きくなる周波数範囲が縮小され、発振回路１が希望する周波数ｆ以外の周波数で異常発振するおそれが低減される。

また、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負となる周波数範囲が縮小され、目的とする発振周波数ｆと異なる周波数で異常発振することが抑制されるので、例えば発振回路１を構成した回路基板を金属ケースに収納する場合であってもケースの共振周波数での異常発振を抑制することができる。また、誘電体共振器１１とケース等との結合による異常発振が発生しにくくなるので、誘電体共振器１１の位置を移動させた場合の発振周波数に与える影響が相対的に小さくなり、そのため誘電体共振器１１の位置調整が容易となり、発振周波数の近傍で放出されるエネルギーである位相雑音を低減するべく誘電体共振器１１の位置を調整することが容易となる。

図２は、発振回路１について、トランジスタＴｒ１のベースに入力される信号の周波数とトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。シミュレーションにおいて、トランジスタＴｒ１は２ＳＣ５５０８、マイクロストリップライン４，６は幅１．２ｍｍ、長さ８ｍｍ、直流電圧Ｖｃは３Ｖ、抵抗Ｒ１は１００Ω、コイルＬ１は１００μＨ、マイクロストリップライン７は幅１．２ｍｍ、長さ１２ｍｍ、コンデンサＣ１，Ｃ２は１０００ｐＦ、定電流源９の出力電流は１００μＡとしている。

また、シミュレーションにおいては、コンデンサＣ１，Ｃ２を実際にプリント配線基板に実装する場合のパッドや銅箔配線パターンの影響を評価するため、図３に示すように、コンデンサＣ１，Ｃ２を実装するために用いられるパッドを模したマイクロストリップラインＰ１，Ｐ２と、配線パターンを模したマイクロストリップラインＰ３，Ｐ４とを用いてシミュレーションを行っている。マイクロストリップラインＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４は、それぞれ幅１．２ｍｍ、長さ０．５ｍｍとしてシミュレーションしている。

図２において、横軸はトランジスタＴｒ１のベースに入力される信号の周波数、縦軸はトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンス、実線はインピーダンスの実部、破線はインピーダンスの虚部を示している。図２に示すように、図１に示す発振回路１では、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスすなわちトランジスタＴｒ１を用いて構成された負性抵抗入力増幅回路２の入力インピーダンスの実部が負となる周波数範囲は、４．５７ＧＨｚ〜８．７９ＧＨｚとなり、図１７に示す背景技術に係る発振回路１０１の場合よりも入力インピーダンスの実部が負となる周波数範囲が狭められることが確認できた。

なお、図４に示すように、マイクロストリップライン６の代わりにコンデンサＣ３とコイルＬ２とから構成された並列共振回路１３を用いてもよい。この場合、並列共振回路１３の共振周波数を発振周波数ｆとすることにより、発振周波数ｆから周波数が離れると並列共振回路１３のインピーダンスが急速に低下し、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負となる条件が満たされなくなるので、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負となる周波数範囲を縮小することができる。

図５は、図４に示す発振回路１ａについて、トランジスタＴｒ１のベースに入力される信号の周波数とトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。シミュレーションにおいて、コンデンサＣ３は１ｐＦ、コイルＬ２は０．６ｎＨとしている。他の回路定数は図２に示すシミュレーション条件と同様であるのでその説明を省略する。

図５に示すように、図４に示す発振回路１ａでは、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスすなわちトランジスタＴｒ１を用いて構成された負性抵抗入力増幅回路２ａの入力インピーダンスの実部が負となる周波数範囲は、５．３５ＧＨｚ〜８．６２ＧＨｚとなり、図１７に示す背景技術に係る発振回路１０１の場合よりも入力インピーダンスの実部が負となる周波数範囲が狭められることが確認できた。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態に係る発振回路について説明する。図６は、本発明の第２の実施形態に係る発振回路の構成の一例を示す回路図である。図６に示す発振回路１ｂと図１に示す発振回路１とでは、下記の点で異なる。すなわち、図６に示す発振回路１ｂでは、マイクロストリップライン７の代わりにマイクロストリップライン７ａ（第２のマイクロストリップライン）を備える。また、マイクロストリップライン７ａとコンデンサＣ１との接続点は、抵抗Ｒ３（第２の抵抗）を介してグラウンド（第２の電位）に接続されている。

マイクロストリップライン７ａの固有インピーダンスは、例えば５０Ωであり、その長さはλ／４にされている。また、抵抗Ｒ３は、例えば５０Ωにされている。

その他の構成は図１に示す発振回路１と同様であるのでその説明を省略し、以下本実施形態の特徴的な動作について説明する。まず、外部出力端子８の外部に特性インピーダンス５０Ωの伝送線路が接続されると、発振周波数ｆにおいてマイクロストリップライン７ａの出力端から外部出力端子８側の方向を見たインピーダンスは、外部出力端子８に接続された伝送線路の特性インピーダンス５０Ωと抵抗Ｒ３の抵抗値５０Ωとが並列接続され、２５Ωとなる。そうすると、発振周波数ｆにおいてマイクロストリップライン７ａの出力端には、マイクロストリップライン７ａの特性インピーダンスの１／２の抵抗が接続されていることとなる結果、トランジスタＴｒ１のエミッタからマイクロストリップライン７ａの入力端を見たインピーダンスはマイクロストリップライン７ａの特性インピーダンスの２倍、すなわち１００Ωとなる。

一方、発振周波数ｆからずれた周波数において、トランジスタＴｒ１のエミッタからマイクロストリップライン７ａの入力端を見たインピーダンスは、外部出力端子８に接続された伝送線路の特性インピーダンス５０Ωと抵抗Ｒ３の抵抗値５０Ωとが並列接続された２５Ωとなる。

そうすると、負性抵抗入力増幅回路２ｂのようなコレクタ接地型の負性抵抗入力増幅回路では、エミッタの負荷抵抗が大きいほどトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負になりやすく、すなわち負性抵抗が発生しやすくなる一方、エミッタの負荷抵抗が小さいほど負性抵抗が発生しにくくなるので、負性抵抗入力増幅回路２ｂでは、発振周波数ｆでは負性抵抗が発生しやすくなる一方、発振周波数ｆからずれた周波数では負性抵抗が発生しにくくなる結果、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負となる周波数範囲を縮小することができる。

この場合、負性抵抗入力増幅回路２ｂにおいてトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負となる周波数範囲が縮小されるので、異なる周波数での異常発振の発生を低減することができる。

図７は、図６に示す発振回路１ｂについて、トランジスタＴｒ１のベースに入力される信号の周波数とトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。シミュレーションにおいて、マイクロストリップライン７ａは幅１．２ｍｍ、長さ８ｍｍ、抵抗Ｒ３は５０Ωとしている。他の回路定数は図２に示すシミュレーションの条件と同様であるのでその説明を省略する。

図７に示すように、図６に示す発振回路１ｂでは、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスすなわちトランジスタＴｒ１を用いて構成された負性抵抗入力増幅回路２ｂの入力インピーダンスの実部が負となる周波数範囲は、５．０６ＧＨｚ〜８．７１ＧＨｚとなり、図１７に示す背景技術に係る発振回路１０１の場合よりも入力インピーダンスの実部が負となる周波数範囲が狭められることが確認できた。

なお、図８に示す発振回路１ｃのように、定電流源９及びコイルＬ１の代わりにトランジスタＴｒ１のコレクタ−ベース間にバイアス抵抗Ｒ４を接続する構成としてもよい。これにより、回路を簡素化することができる。また、発振回路１ｃによれば、周囲温度の上昇等の環境変化により、トランジスタＴｒ１の増幅率が増加してコレクタ電流が増加すると、抵抗Ｒ４での電圧降下が増加してコレクタ電圧が低下するため抵抗Ｒ４に印加される電圧が低下してベース電流が減少する結果、コレクタ電流が減少するという負のフィードバックが作用するので、トランジスタＴｒ１のバイアス電流を安定化することができる。

図９は、図８に示す発振回路１ｃについて、トランジスタＴｒ１のベースに入力される信号の周波数とトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。シミュレーションにおいて、抵抗Ｒ４は１５ｋΩとしている。他の回路定数は図７に示すシミュレーションの条件と同様であるのでその説明を省略する。

図９に示すように、図８に示す発振回路１ｃでは、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスすなわちトランジスタＴｒ１を用いて構成された負性抵抗入力増幅回路２ｃの入力インピーダンスの実部が負となる周波数範囲は、５．０７ＧＨｚ〜８．６９ＧＨｚとなり、図１７に示す背景技術に係る発振回路１０１の場合よりも入力インピーダンスの実部が負となる周波数範囲が狭められることが確認できた。

（第３実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態に係る発振回路について説明する。図１０は、本発明の第３の実施形態に係る発振回路の構成の一例を示す回路図である。図１０に示す発振回路１ｄと図８に示す発振回路１ｃとでは、下記の点で異なる。すなわち、図１０に示す発振回路１ｄでは、負性抵抗入力増幅回路２ｄにおいて、トランジスタＴｒ１のベースは、長さがλ／４のマイクロストリップライン１４（第５のマイクロストリップライン）と、抵抗Ｒ５（第３の抵抗）と、直流阻止用のコンデンサＣ４とを介してグラウンド（第２の電位）に接続されている。また、マイクロストリップライン１４と抵抗Ｒ５との接続点は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ１とを介して直流電圧源５に接続されており、トランジスタＴｒ１のベースは、直流的にトランジスタＴｒ１のコレクタ電圧より低くグラウンド電位（第２の電位）より高い中間電位（第３の電位）にされている。

また、マイクロストリップライン１４と抵抗Ｒ５との接続点に一端が接続され、他端が開放された長さがλ／４のマイクロストリップライン１５（第６のマイクロストリップライン）を備えている。さらに、マイクロストリップライン１４と抵抗Ｒ５との接続点に抵抗Ｒ４が接続され、直流電圧源５から抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ４、及びマイクロストリップライン１４を介してトランジスタＴｒ１のベースにバイアス電流が供給されるようになっている。マイクロストリップライン１４は、マイクロストリップライン１５よりも幅を狭くすることが望ましい。

その他の構成は図８に示す発振回路１ｃと同様であるのでその説明を省略し、以下本実施形態の特徴的な動作について説明する。まず、マイクロストリップライン１５は、一端が開放され長さがλ／４であるので、発振周波数ｆに対して接地となる。そうすると、マイクロストリップライン１４の出力端がマイクロストリップライン１５によって発振周波数ｆに対して接地されるので、マイクロストリップライン１４は、発振周波数ｆにおいて、トランジスタＴｒ１のベースから見て開放、すなわち極めて高いインピーダンスとなる。

一方、発振周波数ｆからずれた周波数に対しては、マイクロストリップライン１５は発振周波数ｆに対して接地とはならず、従ってマイクロストリップライン１４も発振周波数ｆに対して開放状態とならない。そうすると、発振周波数ｆからずれた周波数に対しては、トランジスタＴｒ１のベースはマイクロストリップライン１４、抵抗Ｒ５、及びコンデンサＣ４を介して接地される。この場合、共振回路３から見ると、トランジスタＴｒ１のベースの入力インピーダンスと抵抗Ｒ５とが並列接続されるためにトランジスタＴｒ１の負性抵抗成分が減少する。

これにより、負性抵抗入力増幅回路２ｄにおいて、発振周波数ｆからずれた周波数に対しては、トランジスタＴｒ１の負性抵抗成分を減少させることができるので、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負となる周波数範囲を縮小することができる。また、負性抵抗入力増幅回路２ｄにおいてトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負となる周波数範囲が縮小されるので、発振回路１ｄにおける発振周波数の、目標とする発振周波数ｆからのずれが低減される。

図１１は、図１０に示す発振回路１ｄについて、トランジスタＴｒ１のベースに入力される信号の周波数とトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。シミュレーションにおいて、マイクロストリップライン１４は幅０．１ｍｍ、長さ８ｍｍ、マイクロストリップライン１５は幅１．２ｍｍ、長さ８ｍｍ、抵抗Ｒ５は５０Ω、コンデンサＣ４は１０００ｐＦとしている。他の回路定数は図９に示すシミュレーションの条件と同様であるのでその説明を省略する。

図１１に示すように、図１０に示す発振回路１ｄでは、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスすなわちトランジスタＴｒ１を用いて構成された負性抵抗入力増幅回路２ｄの入力インピーダンスの実部が負となる周波数範囲は、５．０７ＧＨｚ〜８．０２ＧＨｚとなり、図１７に示す背景技術に係る発振回路１０１の場合よりも入力インピーダンスの実部が負となる周波数範囲が狭められることが確認できた。

（第４実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態に係る発振回路について説明する。図１２は、本発明の第４の実施形態に係る発振回路の構成の一例を示す回路図である。図１２に示す発振回路１ｅと図１０に示す発振回路１ｄとでは、下記の点で異なる。すなわち図１２に示す発振回路１ｅでは、マイクロストリップライン４とトランジスタＴｒ１のコレクタとの接続点と、抵抗Ｒ１との間に長さがλ／４のマイクロストリップライン１６（第９のマイクロストリップライン）が介設されている。また、抵抗Ｒ１とマイクロストリップライン１６との接続点は、抵抗Ｒ６、コンデンサＣ５を介してグラウンドに接続されている。

そして、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ６との合成抵抗は、トランジスタＴｒ１のコレクタから抵抗Ｒ１に至る配線パターンの特性インピーダンスと等しい抵抗値にされている。例えば、配線パターンの特性インピーダンスが５０Ωであって、抵抗Ｒ１が１００Ωであれば、抵抗Ｒ６は１００Ωにされ、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ６とを並列にした抵抗値が配線パターンの特性インピーダンスである５０Ωに等しくされている。また、コンデンサＣ５は、トランジスタＴｒ１が負性抵抗を示す周波数範囲を含む広い周波数範囲で低インピーダンスになる静電容量にされている。

なお、抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ５を備える代わりに抵抗Ｒ１の抵抗値を、配線パターンの特性インピーダンスと等しい５０Ωにしてもよい。図１２に示す発振回路１ｅにおいては、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ６との合成抵抗が、請求項における第１の抵抗の一例に相当している。

その他の構成は図１０に示す発振回路１ｄと同様であるのでその説明を省略し、以下本実施形態の特徴的な動作について説明する。まず、マイクロストリップライン４は、長さがλ／４にされており、その一端が開放されているので、発振回路１ｅにおける発振周波数ｆに対して接地となる。すなわち、トランジスタＴｒ１のコレクタは、マイクロストリップライン４によって、発振周波数ｆに対して接地される。また、マイクロストリップライン１６は、発振周波数ｆに対してインピーダンス変換器となる。例えば、マイクロストリップライン１６を幅０．１ｍｍ、長さ８ｍｍとすると、マイクロストリップライン１６のインピーダンスは６．２４ＧＨｚの信号に対して１４０Ωとなる。これにより、トランジスタＴｒ１のコレクタからマイクロストリップライン１６を見ると、Ｚ＝（１４０）²／５０＝４００Ωとなり、約４００Ωに見える。

そうすると、トランジスタＴｒ１のコレクタは、マイクロストリップライン４によって発振周波数ｆに対して接地されると共に、マイクロストリップライン１６によって直流電圧源５に至る信号経路のインピーダンスが約４００Ωに変換されるので、トランジスタＴｒ１のコレクタ電圧に対する直流電圧源５の影響が低減され、トランジスタＴｒ１のコレクタの接地状態が改善される。

発振周波数ｆに対してトランジスタＴｒ１のコレクタの接地状態が改善されると、コレクタ接地型の負性抵抗入力増幅回路２ｅではトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが発振周波数ｆに対して負になりやすくなるので、目標とする発振周波数ｆにおいて発振回路１ｅを発振させることが容易となる。

また、発振周波数ｆからずれた周波数に対しては、マイクロストリップライン４によるトランジスタＴｒ１のコレクタの接地効果が低下すると共にマイクロストリップライン１６のインピーダンスが低下して直流電圧源５から抵抗Ｒ１を介してトランジスタＴｒ１のコレクタに直流電圧Ｖｃが供給され、コレクタ接地の条件が満たされなくなるのでトランジスタＴｒ１が負性抵抗を生じない結果、負性抵抗入力増幅回路２ｅにおけるトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスが負となる周波数範囲が縮小され、発振周波数ｆからずれた周波数で発振回路１ｅが発振することが抑制される。

なお、負性抵抗入力増幅回路２ｅにおいて、マイクロストリップライン１６を備えず、マイクロストリップライン１６を短絡した構成としてもよい。また、負性抵抗入力増幅回路２ｅにおいて、抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ５を備えない構成としてもよい。

図１３は、図１２に示す発振回路１ｅについて、トランジスタＴｒ１のベースに入力される信号の周波数とトランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。シミュレーションにおいて、マイクロストリップライン１６は幅０．１ｍｍ、長さ８ｍｍ、抵抗Ｒ６は１００Ω、コンデンサＣ５は１０００ｐＦとしている。他の回路定数は図１１に示すシミュレーションの条件と同様であるのでその説明を省略する。

図１３に示すように、図１２に示す発振回路１ｅでは、トランジスタＴｒ１におけるベースの入力インピーダンスすなわちトランジスタＴｒ１を用いて構成された負性抵抗入力増幅回路２ｅの入力インピーダンスの実部が負となる周波数範囲は、５．０７ＧＨｚ〜７．９８ＧＨｚとなり、図１７に示す背景技術に係る発振回路１０１の場合よりも入力インピーダンスの実部が負となる周波数範囲が狭められることが確認できた。

図１４は、図１２に示す負性抵抗入力増幅回路２ｅにおいて、トランジスタＴｒ１のベースに入力される信号の周波数とトランジスタＴｒ１のベースからの反射利得との関係をシミュレーションにより求めたグラフである。シミュレーションの条件は、図１３のグラフの場合と同様である。図１４に示すように、トランジスタＴｒ１のベースからの反射利得は５．０７ＧＨｚ〜７．９８ＧＨｚの周波数範囲で正となっており、この周波数範囲では発振の可能性がある。また、中心周波数の６．３１ＧＨｚでは、約２４ｄＢの反射利得があり、この周波数の信号がトランジスタＴｒ１のベースに入射すると、約２０倍の反射波を生じることを示している。

（第５実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態に係る発振回路について説明する。図１５は、本発明の第５の実施形態に係る発振回路の構成の一例を示す回路図である。図１５に示す発振回路１ｆと図１２に示す発振回路１ｅとでは、下記の点で異なる。すなわち図１５に示す発振回路１ｆは、負性抵抗入力増幅回路２ｆにおいて、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４との配置が入れ替えられており、マイクロストリップライン１４及びマイクロストリップライン１５の接続点とコンデンサＣ４との間に長さがλ／４のマイクロストリップライン１７（第７のマイクロストリップライン）を備えている。マイクロストリップライン１７の特性インピーダンスは、例えば１１０Ωにされている。コンデンサＣ４は、発振周波数ｆに対して極めて低インピーダンスとなるべく静電容量が設定されている。そして、マイクロストリップライン１７はマイクロストリップライン１４及びマイクロストリップライン１５の接続点と抵抗Ｒ５との間に配置されている。

また、一端が開放され他端がトランジスタＴｒ１のベースに接続されたマイクロストリップライン１８（第８のマイクロストリップライン）をさらに備え、マイクロストリップライン１８の長さは、トランジスタＴｒ１のベースに入力される信号の位相と、トランジスタＴｒ１のベースからの反射波の位相とを一致させるべく設定されている。そして、一端が開放され他端がトランジスタＴｒ１のエミッタに接続されたマイクロストリップライン１９（第３のマイクロストリップライン）をさらに備え、マイクロストリップライン１９の長さは、トランジスタＴｒ１における負性抵抗がピークとなる周波数を、発振周波数ｆと一致させるべく設定されている。さらに、マイクロストリップライン７ａと抵抗Ｒ３との接続点に一端が接続され、他端が開放されたマイクロストリップライン２０（第４のマイクロストリップライン）をさらに備え、マイクロストリップライン２０の長さは、トランジスタＴｒ１における負性抵抗がピークとなる周波数を、発振周波数ｆと一致させるべく設定されている。

マイクロストリップライン１８，１９，２０の特性インピーダンスは、例えば５０Ωにされている。また、トランジスタＴｒ１のコレクタは、マイクロストリップライン１６、抵抗Ｒ８、及び抵抗Ｒ７を介して直流電圧源５に接続されており、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ７との接続点がコンデンサＣ５を介してグラウンドに接続されている。抵抗Ｒ８は例えば５０Ωであり、抵抗Ｒ７は例えば１０Ωである。

その他の構成は図１２に示す発振回路１ｅと同様であるのでその説明を省略し、以下本実施形態の特徴的な動作について説明する。まず、負性抵抗入力増幅回路２ｆにおいて、マイクロストリップライン１７における入力端側（マイクロストリップライン１４側）から見たインピーダンスＺ１は、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ５等マイクロストリップライン１７の後段の回路のインピーダンスをＺ２、マイクロストリップライン１７の特性インピーダンスをＺｉとすると、下記の式（１）によって与えられる。

Ｚ１＝Ｚｉ×Ｚｉ／Ｚ２ ・・・（１）
ここで、Ｚ２は主に抵抗Ｒ５の抵抗値によって決定される。抵抗Ｒ５を例えば５０Ω、マイクロストリップライン１７の特性インピーダンスＺｉを１１０Ωとすると、Ｚ１＝１１０×１１０／５０＝２４２（Ω）となる。

一方、マイクロストリップライン１５は、一端が開放され長さがλ／４であるので、発振周波数ｆに対して接地状態、すなわち極めて低インピーダンスとなる。そうすると、発振周波数ｆに対して、マイクロストリップライン１４からみたマイクロストリップライン１７のインピーダンスＺ１は、マイクロストリップライン１５のインピーダンスに対して極めて大きくなるためインピーダンスＺ１の影響が低減される結果、マイクロストリップライン１５による発振周波数ｆに対するマイクロストリップライン１４の出力端の接地効果が改善される。

マイクロストリップライン１４の出力端の接地効果が改善されると、トランジスタＴｒ１のベースから見たマイクロストリップライン１４のインピーダンスがより高められるので、発振周波数ｆにおいてマイクロストリップライン１７の後段の回路の影響によってトランジスタＴｒ１の負性抵抗成分が減少されることが抑制され、発振周波数ｆにおける発振回路１ｆの発振動作が安定化される。

マイクロストリップライン１８は、その長さが周波数ｆにおいて、例えば電気角で１度相当にされていれば、周波数ｆにおいて約０．０１ｐＦのコンデンサでグラウンドに接地した場合と同様の効果が得られる。従って、マイクロストリップライン１８の長さを調整することにより、トランジスタＴｒ１のベースに入力される反射波の位相角を調整することができる。従って、トランジスタＴｒ１のベースに入力される信号の位相と、トランジスタＴｒ１のベースからの反射波の位相とをトランジスタＴｒ１のベース位置で一致させるべくマイクロストリップライン１８の長さを設定することにより、誘電体共振器１１とトランジスタＴｒ１との間での信号振幅の増幅を良好に行うことができ、発振回路１ｆの発振動作を安定化することができる。

マイクロストリップライン１９，２０は、その長さが周波数ｆにおいて、例えば電気角で３０度相当にされていれば、周波数ｆにおいて約０．３ｐＦのコンデンサでグラウンドに接地した場合と同様の効果が得られる。このように、長さがλ／４、すなわち９０度よりも短いマイクロストリップラインはコンデンサとして働くので、マイクロストリップライン１９，２０の長さを微調整することによりトランジスタＴｒ１のエミッタに接続されたインピーダンスを微調整することができる。従って、マイクロストリップライン１９，２０の長さを、トランジスタＴｒ１における負性抵抗がピークとなる周波数を発振周波数ｆと一致させるべく設定することにより、発振回路１ｆを発振周波数ｆで発振させることが容易となる。

図１６は、図１５に示す発振回路１ｆを用いて実際に発振器を構成し、発振回路１ｆを動作させた場合における位相雑音を実測した結果を示すグラフである。図１６に示すグラフは、横軸が周波数オフセット、すなわち発振回路１ｆにおける発振周波数からの離調周波数を示し、縦軸が位相雑音のレベルを示している。この測定結果によれば、発振回路１ｆによって、周波数オフセットが１０ｋＨｚの場合、位相雑音は−１１１ｄＢｃ／Ｈｚ、周波数オフセットが１００ｋＨｚの場合、位相雑音は−１２４ｄＢｃ／Ｈｚという極めて低い位相雑音特性が得られた。

また、本願発明者は、実験によって、市販されている一般的なマイクロ波発振器について、位相雑音を測定した。その結果によれば、米国Ｈｉｔｔｉｔｅ社製ＨＭＣ３５８ＭＳ８Ｇでは周波数オフセットが１００ｋＨｚの場合、位相雑音は−１０５ｄＢｃ／Ｈｚ、米国Ｚ−ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ社製Ｖ９６５ＭＥ０４では周波数オフセットが１００ｋＨｚの場合、位相雑音は−１１０ｄＢｃ／Ｈｚ、（株）ヨコオ・ウベギガデバイス社製ＧＤＶ３０７ＫＳでは周波数オフセットが１００ｋＨｚの場合、−１１０ｄＢｃ〜−１１９ｄＢｃ／Ｈｚという結果が得られた。これら市販のマイクロ波発振器と比較しても、図１５に示す発振回路１ｆにおける位相雑音は低減されていることが確認できた。

なお、トランジスタＴｒ１は、バイポーラトランジスタを用いた例を示したが、電界効果トランジスタ（FET：Field Effect Transistor）を用いてベースの代わりにゲート、エミッタの代わりにソース、コレクタの代わりにドレインを用いてもよい。また、上述のマイクロストリップラインの長さは、トランジスタＴｒ１の特性や部品の配置等、実際に発振器を組み立てた場合の電気的な条件によって影響を受け得るので、目的とする発振周波数において負性抵抗の値を最適にするべく微調整されることが望ましい。

また、請求項における第１の電位の例として直流電圧Ｖｃを示し、請求項における第２の電位の例としてグラウンドを示したが、例えば第１の電位がグラウンドであって、第２の電位がグラウンドより低電位の負電位であってもよい。

本発明の第１の実施形態に係る発振回路の構成の一例を示す回路図である。 図１に示す発振回路について、トランジスタのベースに入力される信号の周波数とトランジスタにおけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。 シミュレーション用のコンデンサのランドの影響を等価的に表現したマイクロストリップラインを示した説明図である。 図１に示す発振回路の変形例を示す回路図である。 図４に示す発振回路について、トランジスタのベースに入力される信号の周波数とトランジスタにおけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。 本発明の第２の実施形態に係る発振回路の構成の一例を示す回路図である。 図６に示す発振回路について、トランジスタのベースに入力される信号の周波数とトランジスタにおけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。 図６に示す発振回路の変形例を示す回路図である。 図８に示す発振回路について、トランジスタのベースに入力される信号の周波数とトランジスタにおけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。 本発明の第３の実施形態に係る発振回路の構成の一例を示す回路図である。 図１０に示す発振回路について、トランジスタのベースに入力される信号の周波数とトランジスタにおけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。 本発明の第４の実施形態に係る発振回路の構成の一例を示す回路図である。 図１２に示す発振回路について、トランジスタのベースに入力される信号の周波数とトランジスタにおけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。 図１２に示す負性抵抗入力増幅回路において、トランジスタのベースに入力される信号の周波数とトランジスタのベースからの反射利得との関係をシミュレーションにより求めたグラフである。 本発明の第５の実施形態に係る発振回路の構成の一例を示す回路図である。 図１５に示す発振回路を用いて位相雑音を実測した結果を示すグラフである。 背景技術に係る発振回路の構成を示す回路図である。 図１７に示す発振回路について、トランジスタのベースに入力される信号の周波数とトランジスタにおけるベースの入力インピーダンスとの関係をシミュレーションにより求めたグラフである。

符号の説明

１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ，１ｆ 発振回路
２，２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ，２ｅ，２ｆ 負性抵抗入力増幅回路
３ 共振回路
４ マイクロストリップライン（第１のマイクロストリップライン）
５ 直流電圧源
６ マイクロストリップライン（共振回路）
７，１０ マイクロストリップライン
７ａ マイクロストリップライン（第２のマイクロストリップライン）
８ 外部出力端子
１１ 誘電体共振器（共振器）
１３ 並列共振回路（共振回路）
１４ マイクロストリップライン（第５のマイクロストリップライン）
１５ マイクロストリップライン（第６のマイクロストリップライン）
１６ マイクロストリップライン（第９のマイクロストリップライン）
１７ マイクロストリップライン（第７のマイクロストリップライン）
１８ マイクロストリップライン（第８のマイクロストリップライン）
１９ マイクロストリップライン（第３のマイクロストリップライン）
２０ マイクロストリップライン（第４のマイクロストリップライン）
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５ コンデンサ
Ｒ１ 抵抗（第１の抵抗）
Ｒ３ 抵抗（第２の抵抗）
Ｒ５ 抵抗（第３の抵抗）
Ｔｒ１ トランジスタ

Claims (11)

1. トランジスタと、
   予め設定された所定周波数の信号における四分の一波長の長さを有し、前記トランジスタのコレクタに一端が接続され、他端が開放された第１のマイクロストリップラインと、
   前記トランジスタのコレクタと予め設定された第１の電位との間に接続された第１の抵抗と、
   前記トランジスタのエミッタと前記第１の電位より低い第２の電位との間に接続され、前記周波数の信号における四分の一波長の長さを有するマイクロストリップラインからなる共振回路と、
   を備え、
   前記トランジスタのベースが外部から信号を受信するための信号入力部として用いられ、前記トランジスタのエミッタが外部へ信号を出力するための信号出力部として用いられることを特徴とする負性抵抗入力増幅回路。
2. トランジスタと、
   予め設定された所定周波数の信号における四分の一波長の長さを有し、前記トランジスタのコレクタに一端が接続され、他端が開放された第１のマイクロストリップラインと、
   前記トランジスタのコレクタと予め設定された第１の電位との間に接続された第１の抵抗と、
   前記トランジスタのエミッタと前記第１の電位より低い第２の電位との間に接続されたコンデンサとコイルとの並列回路であって、前記周波数と略同一の共振周波数を有する共振回路と、
   を備え、
   前記トランジスタのベースが外部から信号を受信するための信号入力部として用いられ、前記トランジスタのエミッタが外部へ信号を出力するための信号出力部として用いられることを特徴とする負性抵抗入力増幅回路。
3. さらに、前記トランジスタのエミッタは、第２のマイクロストリップラインと、第２の抵抗との直列回路を介して前記第２の電位に接続され、
   前記第２のマイクロストリップラインと前記第２の抵抗との接続点が、前記信号出力部として用いられることを特徴とする請求項１又は２記載の負性抵抗入力増幅回路。
4. 一端が開放され他端が前記トランジスタのエミッタに接続された第３のマイクロストリップラインをさらに備え、
   前記第３のマイクロストリップラインの長さは、前記トランジスタにおける負性抵抗がピークとなる周波数を、前記周波数と一致させるべく設定されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の負性抵抗入力増幅回路。
5. 前記第２のマイクロストリップラインと前記第２の抵抗との接続点に一端が接続され、他端が開放された第４のマイクロストリップラインをさらに備え、
   前記第４のマイクロストリップラインの長さは、前記トランジスタにおける負性抵抗がピークとなる周波数を、前記周波数と一致させるべく設定されていることを特徴とする請求項３に記載の負性抵抗入力増幅回路。
6. 前記トランジスタのベースは、前記周波数の信号における四分の一波長の長さを有する第５のマイクロストリップラインと第３の抵抗との直列回路を介して前記第１の電圧より低く前記第２の電位より高い第３の電位に接続されるものであり、
   前記第５のマイクロストリップラインと第３の抵抗との接続点に一端が接続され、他端が開放された前記周波数の信号における四分の一波長の長さを有する第６のマイクロストリップラインを備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の負性抵抗入力増幅回路。
7. 前記第５及び第６のマイクロストリップラインの接続点と前記第３の抵抗との間に前記周波数の信号における四分の一波長の長さを有する第７のマイクロストリップラインを備えることを特徴とする請求項６に記載の負性抵抗入力増幅回路。
8. 一端が開放され他端が前記トランジスタのベースに接続された第８のマイクロストリップラインをさらに備え、
   前記第８のマイクロストリップラインの長さは、前記トランジスタのベースに入力される信号の位相と、前記トランジスタのベースからの反射波の位相とを一致させるべく設定されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の負性抵抗入力増幅回路。
9. 前記第１のマイクロストリップラインと前記トランジスタのコレクタとの接続点と、前記第１の抵抗との間に前記周波数の信号における四分の一波長の長さを有する第９のマイクロストリップラインが介設されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の負性抵抗入力増幅回路。
10. 前記トランジスタは、電界効果トランジスタであり、前記ベースの代わりにゲートが、前記エミッタの代わりにソースが、前記コレクタの代わりにドレインが用いられることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の負性抵抗入力増幅回路。
11. 負性抵抗入力増幅回路における信号入力部に、所定の周波数の信号を反射する共振器が接続され、
    前記負性抵抗入力増幅回路は、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の負性抵抗入力増幅回路であり、前記所定の周波数は、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の負性抵抗入力増幅回路における周波数であることを特徴とする発振回路。

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