JP3912096B2 - 電力変換装置のノイズ低減装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】
この発明は、インバータ等の電力変換装置におけるノイズ低減装置に関し、詳しくは、交流電動機の駆動時に電力変換装置の半導体スイッチング素子のオン・オフによって発生するコモンモードノイズ電流やノーマルモードノイズ電流を低減させるようにしたノイズ低減装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、三相誘導電動機を三相インバータにより駆動するシステムに適用される従来のノイズ低減装置を示しており、例えば特開平９−２６６６７７号公報に記載された発明と実質的に同様のノイズ低減装置である。
図５において、１は単相交流電源、２はコンバータとしての単相ブリッジ整流回路、３はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６及びそれらの逆並列ダイオードからなる三相インバータ回路、４はインバータ回路３の負荷としての三相誘導電動機、５は環状コア５ａと一対の一次巻線５ｂ，５ｃと二次巻線５ｄとを有する零相変流器等のノイズ電流検出器、６は二次巻線５ｄの両端に接続されたノイズ補償電流供給回路、ＣＯは直流中間回路に接続された直流平滑コンデンサである。ここで、ノイズ電流検出器５の各巻線の極性は、図示の通りである。
なお、上記構成において、整流回路２、直流平滑コンデンサＣＯ及びインバータ回路３が電力変換装置を構成している。
【０００３】
ノイズ補償電流供給回路６は、電流制御素子としてのＮＰＮ形トランジスタＴｒ１，ＰＮＰ形トランジスタＴｒ２及び直流分カット用の結合コンデンサＣ１から構成されている。Ｃ２，Ｃ３は交流電源１の両端に直列接続されたフィルタコンデンサである。
ここで、二次巻線５ｄの両端はノイズ補償電流供給回路６を構成するトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベース及びエミッタに接続され、トランジスタＴｒ１のコレクタはコンデンサＣ０の正側端子に接続され、トランジスタＴｒ２のコレクタはコンデンサＣ０の負側端子に接続されている。
【０００４】
また、誘導電動機４のフレームは接地されていると共に、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタは何れも結合コンデンサＣ１を介し接地点Ｇに接続され、コンデンサＣ２，Ｃ３の相互接続点も接地点Ｇに接続されている。
なお、図５において、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御されるようになっているが、その制御回路については図示を省略してある。
【０００５】
次に、この従来技術の動作を説明する。インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はＰＷＭパルスによってオン・オフ制御され、誘導電動機４はインバータ回路３の出力電圧により駆動される。
誘導電動機４の巻線と接地点Ｇとの間には、図５に破線で示すごとく静電容量（浮遊容量）Ｃがあるため、インバータ回路３から誘導電動機４にパルス的に電圧が印加されるたびに、静電容量Ｃを通ってパルス状の漏れ電流（コモンモードノイズ電流）ｉＣが流れる。このノイズ電流がそのまま接地点Ｇを介して流れると感電や地絡ブレーカを誤動作させる原因となるので、除去しなければならない。
【０００６】
ノイズ電流検出器５は、直流中間回路の一対の電源ラインを流れる電流ｉＣ’の差からノイズ電流（零相電流成分）を検出して二次巻線５ｄに電流ｉＢ１を流し、このｉＢ１によってトランジスタＴｒ１またはＴｒ２を駆動する。
すなわち、ノイズ電流検出器５による検出電流ｉＢ１がトランジスタＴｒ１またはＴｒ２のベースに流入すると、この電流がトランジスタＴｒ１またはＴｒ２により増幅されて電流ｉＣ１が流れる。なお、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２はオン・オフが互いに逆の動作をし、一方がオンのとき、他方はオフとなる。
【０００７】
例えば、ノイズ電流ｉＣが図５の矢印の向きに流れるとき、ノイズ電流検出器５の一次巻線５ｂ，５ｃを流れる電流ｉＣ’によって二次巻線５ｄにはｉＢ１が流れる。この電流ｉＢ１によりトランジスタＴｒ２がオンし、コンデンサＣＯ→インバータ回路３の上アームのいずれかのスイッチング素子→誘導電動機４の静電容量Ｃ→結合コンデンサＣ１→トランジスタＴｒ２→コンデンサＣＯという経路でノイズ補償電流ｉＣ１が流れる。
これにより、ノイズ電流ｉＣのほとんどがｉＣ１として流れるため、整流回路２の出力側を流れるｉＣ’（＝ｉＣ−ｉＣ１）は低減され、ノイズ電圧（整流回路２の交流入力側の雑音端子電圧）も低減される。
【０００８】
ノイズ電流ｉＣの向きが反対の場合は、二次巻線５ｄの電流ｉＢ１方向も反対になり、トランジスタＴｒ１がオンする。このため、コンデンサＣＯ→トランジスタＴｒ１→結合コンデンサＣ１→誘導電動機４の静電容量→インバータ回路３の下アームのいずれかのスイッチング素子→コンデンサＣＯの経路でノイズ補償電流ｉＣ１が流れる。
この場合も、ノイズ電流ｉＣのほとんどがｉＣ１として流れるので、ｉＣ’（＝ｉＣ−ｉＣ１）は低減され、ノイズ電圧も低減されることになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ノイズ補償電流供給回路６を構成するトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、何れもコレクタが平滑コンデンサＣ０に接続されているので、インバータ回路３の直流電圧相当の電圧に耐えることができるように高耐圧であることが要求される。
汎用インバータでは、交流入力電圧（実効値）が２００［Ｖ］、直流電圧（直流中間電圧）が５００［Ｖ］程度であり、交流入力電圧が４００［Ｖ］のインバータでは直流電圧が１０００［Ｖ］程度になる。従って、これらの直流電圧に耐えられるような高耐圧のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を使用する必要がある。
【００１０】
しかし、市販されている耐圧５００［Ｖ］程度のトランジスタは、例えば耐圧が３００［Ｖ］のトランジスタに比べて動作速度が２倍以上も遅いため、ノイズ電流の低減効果が小さい。
特に、インバータの動作周波数が１［ＭＨｚ］以上であるような高周波領域では、ノイズ補償電流供給回路６を構成するトランジスタの動作が追いつかず、ノイズ電流ｉＣの極性に対してトランジスタの動作が逆転してしまうこともあり、かえって高周波領域のノイズ電圧を増幅して助長させてしまう不都合がある。
その結果、フィルタコンデンサＣ２，Ｃ３以外に高周波ノイズカット用の新たな高周波フィルタが必要になり、フィルタや装置全体が大形化したりコスト高になる等の問題も生じていた。
【００１１】
そこで、本発明の目的は、ノイズ補償電流供給回路の電流制御素子として、インバータ等の電力変換装置の直流電圧値よりも低耐圧の素子を使用可能としたノイズ低減装置を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、電力変換装置の動作周波数が高周波領域にある場合でも、高周波ノイズを生じさせないようにして高周波フィルタ及び装置全体の小形化を可能にしたノイズ低減装置を提供することにある。
本発明の別の目的は、高周波フィルタの小形化や部品数の減少により、コストの削減を可能にしたノイズ低減装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、請求項１記載の発明は、交流電源に接続されたコンバータと、このコンバータの直流出力側に接続されたインバータと、直流中間回路に接続された直流平滑コンデンサとを有する電力変換装置を対象としており、インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフによって流れるコモンモードノイズ電流やノーマルモードノイズ電流を低減させるための装置である。
すなわち、請求項１記載の発明では、前記ノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えている。
そして、前記ノイズ補償電流供給手段は、ノイズ電流検出手段の検出信号により出力電流が制御される素子であって前記直流中間回路の電圧より低い耐圧を有する電流制御素子と直流定電圧源との直列回路を２個直列に接続して構成され、このノイズ補償電流供給手段の両端を前記直流中間回路に接続したものである。
【００１３】
請求項２記載の発明は、請求項１におけるノイズ電流検出手段が、電力変換装置から負荷を介して接地点に流れるコモンモードノイズ電流を検出するために直流中間回路に接続され、ノイズ補償電流供給手段が、ノイズ電流検出手段の検出信号により直流中間回路を流れるノイズ電流を打ち消す電流を生成して直流中間回路に供給するものである。
【００１４】
請求項３記載の発明は、請求項１におけるノイズ電流検出手段が、交流電源と負荷との間で電力変換装置を介して流れるノーマルモードノイズ電流を検出するために直流中間回路に接続され、ノイズ補償電流供給手段が、ノイズ電流検出手段の検出信号により直流中間回路を流れるノイズ電流を打ち消す電流を生成して直流中間回路に供給するものである。
【００１５】
請求項４記載の発明は、インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより電力変換装置から負荷を介して接地点に流れるコモンモードノイズ電流を低減させるためのノイズ低減装置である。
すなわち、請求項４記載の発明は、コモンモードノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたコモンモードノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えている。
そして、ノイズ電流検出手段は、直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の差を検出する変流器であり、ノイズ補償電流供給手段は、出力側の一端が接地され、かつ、変流器の検出信号が加えられて出力電流を制御する電流制御素子と、この電流制御素子の出力側の他端と直流平滑コンデンサの一端との間に接続された直流定電圧源とを備えている。更に、この発明では、耐圧が直流中間回路の電圧より低い電流制御素子を用いるものである。
【００１６】
請求項５記載の発明は、インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより、交流電源と負荷との間で電力変換装置を介して流れるノーマルモードノイズ電流を低減させるためのノイズ低減装置である。
すなわち、請求項５記載の発明は、ノーマルモードノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノーマルモードノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えている。
また、ノイズ電流検出手段は、直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の和を検出する変流器であり、ノイズ補償電流供給手段は、出力側の一端がコンバータの入力側に接続され、かつ、変流器の検出信号が加えられて出力電流を制御する電流制御素子と、この電流制御素子の出力側の他端と平滑コンデンサの一端との間に接続された直流定電圧源とを備えている。更に、この発明では、耐圧が直流中間回路の電圧より低い電流制御素子を用いるものである。
【００１７】
請求項６記載の発明は、請求項４と同様にコモンモードノイズ電流を低減させるための装置であり、コモンモードノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたコモンモードノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えている。
ここで、ノイズ電流検出手段は、直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の差を検出する変流器であり、ノイズ補償電流供給手段は、前記変流器の検出信号が加えられて互いにオン・オフ逆動作し、かつ相互接続点が接地される第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の直列回路と、この直列回路の少なくとも一端（つまり第１の電流制御素子または第２の電流制御素子の出力側の一端）と平滑コンデンサの一端との間に接続された直流定電圧源とを備えている。
そして、第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子には、その耐圧が直流中間回路の電圧より低い素子を用いる。
【００１８】
請求項７記載の発明は、請求項５と同様にノーマルモードノイズ電流を低減させるための装置でありノーマルモードノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノーマルモードノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えている。
ここで、ノイズ電流検出手段は、直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の和を検出する変流器であり、ノイズ補償電流供給手段は、変流器の検出信号が加えられて互いにオン・オフ逆動作し、かつ相互接続点がコンバータの入力側に接続された第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の直列回路と、この直列回路の少なくとも一端（つまり第１の電流制御素子または第２の電流制御素子の出力側の一端）と平滑コンデンサの一端との間に接続された直流定電圧源とを備えている。
そして、第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子には、その耐圧が直流中間回路の電圧より低い素子を用いる。
【００１９】
請求項８記載の発明は、請求項６の発明をより具体化したものであり、直流定電圧源を第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の直列回路の両端と平滑コンデンサの両端との間に各々接続したものである。
【００２０】
請求項９記載の発明は、請求項７の発明をより具体化したものであり、直流定電圧源を第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の直列回路の両端と平滑コンデンサの両端との間に各々接続したものである。
【００２１】
請求項１０記載の発明は、前記請求項４，６または８に記載した発明において、電流制御素子の直流定電圧源が接続されていない側の出力端子を、結合コンデンサを介して接地したものである。
【００２２】
請求項１１記載の発明は、前記請求項５，７または９に記載した発明において、電流制御素子の直流定電圧源が接続されていない側の出力端子を、コンバータの入力端子間に接続された一対のフィルタコンデンサの相互接続点に接続したものである。
【００２３】
なお、請求項１２に記載するように、請求項１〜１１のいずれか１項に記載した発明において、直流定電圧源としてはツェナーダイオードを用いることが望ましい。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は本発明の第１実施形態を示しており、図５と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
図１において、１は単相交流電源、２は単相ブリッジ整流回路、３はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６及びそれらの逆並列ダイオードからなる三相インバータ回路、４はインバータ回路３の負荷としての三相誘導電動機、５は環状コア５ａと一対の一次巻線５ｂ，５ｃと二次巻線５ｄとからなる零相変流器等のノイズ電流検出器、Ｃ２，Ｃ３はフィルタコンデンサ、Ｃ０は直流平滑コンデンサである。
【００２５】
図１の実施形態が図５の従来技術と異なるのは、ノイズ補償電流供給回路６Ａの構成である。この実施形態では、ノイズ補償電流供給回路６Ａ内の電流制御素子としてのトランジスタＴｒ１のコレクタとコンデンサＣ０の正側端子との間に、第１の直流定電圧源としてのツェナーダイオードＺＤ１が接続され、同じく電流制御素子としてのトランジスタＴｒ２のコレクタとコンデンサＣ０の負側端子との間に、第２の直流定電圧源としてのツェナーダイオードＺＤ２がそれぞれ接続されている。
これらのツェナーダイオードの向きは、ＺＤ１のアノードがトランジスタＴｒ１のコレクタに接続され、ＺＤ２のカソードがトランジスタＴｒ２のコレクタに接続される向きである。
【００２６】
ここで、図２は三相インバータの等価回路を示している。図示するように、インバータ回路３の各相上下アームの接続点から誘導電動機４までの各相出力線が持つ配線インダクタンスをＬ１〜Ｌ３、抵抗をＲ１〜Ｒ３、誘導電動機４が持つ対接地間の浮遊容量をＣ１〜Ｃ３とする。ここで、誘導電動機４の巻線は便宜上、図示を省略してある。また、インバータの直流電圧をＥｄ（図１におけるＶｄｃ）とし、Ｅｄ／２の電位点が接地されていると考える。
【００２７】
いま、インバータ回路３から出力される各相の電圧を各々ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ、各相の電流をｉｕ，ｉｖ，ｉｗとすると、各相の電圧方程式は数式１〜数式３によって表される。なお、数式１〜数式３におけるｖＣＧは、配線インダクタンスＬ１〜Ｌ３及び抵抗Ｒ１〜Ｒ３を経た三相インバータ出力端子の中性点における対地間電位であり、また、ｖｃｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗは各相出力端子の電位である。ここで、上記電圧または電流の諸量は何れもベクトル量である。
【００２８】
［数１］
ｖｕ−ｖＣＧ＝Ｌ１ｄｉｕ／ｄｔ＋Ｒ１・ｉｕ＋ｖｃｕ
［数２］
ｖｖ−ｖＣＧ＝Ｌ２ｄｉｖ／ｄｔ＋Ｒ２・ｉｖ＋ｖｃｖ
［数３］
ｖｗ−ｖＣＧ＝Ｌ３ｄｉｗ／ｄｔ＋Ｒ３・ｉｗ＋ｖｃｗ
【００２９】
ここで、数式４〜数式６に示すごとく、インバータの三相出力線が有する配線インダクタンスＬ１〜Ｌ３，抵抗Ｒ１〜Ｒ３及び誘導電動機４の浮遊容量Ｃ１〜Ｃ３はそれぞれ等しいものとする。
【００３０】
［数４］
Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３＝Ｌ
［数５］
Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ
［数６］
Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ３＝Ｃ
【００３１】
前述の数式１〜数式３を加算すると、数式７を得る。
【００３２】
［数７］
ｖｕ＋ｖｖ＋ｖｗ−３ｖＣＧ＝Ｌ・ｄ（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ）／ｄｔ＋Ｒ・（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ）＋ｖｃｕ＋ｖｃｖ＋ｖｃｗ
【００３３】
インバータの各相出力電圧が平衡したと仮定すると、数式８，数式９が成り立つ。
【００３４】
［数８］
ｖｃｕ＋ｖｃｖ＋ｖｃｗ＝０
［数９］
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０
【００３５】
数式８，数式９を数式７に代入すると、ｖＣＧは数式１０により表される。
【００３６】
［数１０］
ｖＣＧ＝（ｖｕ＋ｖｖ＋ｖｗ）／３
【００３７】
数式１０によれば、三相インバータ出力端子の中性点における対地間電位ｖＣＧは、各相電圧の和を１／３倍した値となる。
また、各相電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン・オフの状態に応じてそれぞれ（−１／２）・Ｅｄまたは（１／２）・Ｅｄの状態をとるので、その相の電圧はＥｄの大きさで変化する。よって、一相のスイッチング素子の状態を変える場合、相電圧の変化分の１／３が交流中性点の対地間電位変動ΔｖＣＧとして現れるため、ΔｖＣＧは数式１１により表されることになる。
【００３８】
［数１１］
△ｖＣＧ＝Ｅｄ／３
【００３９】
つまり、三相インバータのスイッチング素子が動作するとき、交流中性点の対地間電位ｖＣＧは直流電圧Ｅｄの１／３だけ変化することになる。
このため、図１に示したノイズ補償電流供給回路６ＡのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタ、エミッタ間の電圧も直流電圧Ｅｄ（つまりＶｄｃ）の１／３の大きさで変化する。よって、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２としては、Ｅｄ／３の耐圧を持つ素子であれば良いことになる。このようにトランジスタに印加される電圧が低下したとしても、直流定電圧源であるツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２のツェナー電圧を直流電圧Ｅｄの２／３に設定すれば、ノイズ補償電流ｉＣ１を従来と同様に流すことができる。
【００４０】
交流入力電圧が２００［Ｖ］である汎用インバータの場合、従来では直流電圧に相当する５００［Ｖ］程度の耐圧を持つトランジスタを使用する必要があるが、本発明では１５０［Ｖ］程度のトランジスタを使用することができる。また、交流入力電圧が４００［Ｖ］のインバータの場合、従来では１０００［Ｖ］程度の耐圧を持つトランジスタを使用する必要があったのに対して、本発明では３００［Ｖ］程度のトランジスタを使用することが可能になる。
【００４１】
なお、ノイズ電流を補償する基本的な動作は従来技術と同様である。すなわち、インバータ回路３のスイッチング動作によってノイズ電流ｉＣが図１の矢印の向きに流れるとき、ノイズ電流検出器５の一次巻線５ｂ５ｃには電流ｉＣ’が流れる。これらの電流ｉＣ’の差によって二次巻線５ｄに流れるｉＢ１によりトランジスタＴｒ２がオンし、結合コンデンサＣ１を介してノイズ補償電流ｉＣ１が流れる。その結果、ノイズ電流ｉＣのほとんどがｉＣ１として電流制御素子へ流れるため、ｉＣ’（＝ｉＣ−ｉＣ１）が低減され、整流回路２の入力側へ流れる電流も低減されて、整流回路２の入力端子のノイズ電圧も減少する。
【００４２】
ここで、トランジスタＴｒ２がオンする際には、ツェナーダイオードＺＤ２の作用により、トランジスタＴｒ２のコレクタ−エミッタ間の電圧は直流電圧Ｖｄｃの１／３程度となる。
【００４３】
また、ノイズ電流ｉＣが反対の向きに流れる場合、図１とは反対の向きで二次巻線５ｄに流れるｉＢ１によって他方のトランジスタＴｒ１がオンし、結合コンデンサＣ１を介してノイズ補償電流ｉＣ１が流れる。この場合にも、ノイズ電流ｉＣのほとんどがｉＣ１として流れるためｉＣ’（＝ｉＣ−ｉＣ１）は低減される。
このようにトランジスタＴｒ１がオンするときは、ツェナーダイオードＺＤ１の作用により、トランジスタＴｒ１のコレクタ−エミッタ間の電圧はインバータの直流電圧の１／３程度となる。
【００４４】
上記のように、本実施形態によれば、ノイズ補償電流供給回路６Ａの電流制御素子として耐圧の低いトランジスタを使用することができる。このため、高耐圧のトランジスタを使用する場合に比べてノイズ補償動作の高速化が可能である。
また、インバータを高周波動作させる場合にもノイズ電流を確実に低減させることができ、新たに高周波フィルタを追加する必要もないことから、部品数の増加や回路構成の複雑化、コスト上昇を防止することができる。
【００４５】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示す回路図である。図１の第１実施形態と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に述べる。この実施形態は、交流電源と負荷との間で電力変換装置を介して流れるノーマルモードノイズ電流を低減させるためのものである。
【００４６】
この実施形態では、ノイズ電流検出器５Ａ内の一次巻線５ｃの極性を図１とは逆にし、一次巻線５ｂ，５ｃを流れる電流の和を二次巻線５ｄによりノーマルモードノイズ電流として検出する。このノーマルモードノイズ電流とは、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン・オフにより、交流電源１と誘導電動機４との間で電力変換装置（整流回路２、直流平滑コンデンサＣＯ及びインバータ回路３）を介して流れるノイズ電流であり、通常の負荷電流と同一の経路をとる。
【００４７】
また、図３の実施形態において、６Ｂはノイズ補償電流供給回路である。
このノイズ補償電流供給回路６Ｂでは、図１における結合コンデンサＣ１が除去されており、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の相互接続点であるエミッタが一対のフィルタコンデンサＣ２，Ｃ３の相互接続点に接続されている。
【００４８】
次に、この実施形態の動作を説明する。
三相インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン・オフに応じて、コンデンサＣ０から電流ｉＣ０１が流れる。このため、コンデンサＣ０の電圧が変動し、交流電源１側から電流ｉＣ０１に応じたノイズ電流ｉＣ０２が流れる。
このため、ノイズ電流検出器５Ａの二次巻線５ｄには電流ｉＣ０２に応じた電流ｉＢ２が流れ、この電流ｉＢ２がトランジスタＴｒ１またはＴｒ２のベースに流入することにより増幅されて電流ｉＣ２を流す。
【００４９】
例えば、電流ｉＣ０２が図３の矢印の向きに流れるとき、ノイズ電流検出器５Ａの二次巻線５ｄには矢印の向きで電流ｉＢ２が流れる。これによってトランジスタＴｒ１がオンし、コンデンサＣ２→整流回路２の正側端子→一次巻線５ｂ→ツェナーダイオードＺＤ１→トランジスタＴｒ１→コンデンサＣ２の経路でｉＣ２が流れる。
【００５０】
この結果、ｉＣ０２のほとんどがｉＣ２として流れ、ｉＣ０２は交流電源１を流れることなく上述のコンデンサＣ２を通る経路を循環して流れる。従って、交流電源１を流れる電流ｉｉｎ（＝ｉＣ０２−ｉＣ２）が小さくなり、整流回路２の入力端子のノイズ電圧も減少する。
【００５１】
ノイズ電流ｉＣ０２の向きが図３と反対の場合には、ノイズ電流検出器５Ａの二次巻線５ｄを流れる電流ｉＢ２の向きも反対になる。この電流ｉＢ２によって他方のトランジスタＴｒ２がオンし、コンデンサＣ３→トランジスタＴｒ２→ツェナーダイオードＺＤ２→一次巻線５ｃ→整流回路２の負側端子→コンデンサＣ３の経路でｉＣ２が流れる。
この場合、ノイズ電流ｉＣ０２は逆向きの電流ｉＣ２によって打ち消され、交流電源１を流れるｉｉｎ（＝ｉＣ２−ｉＣ０２）も小さくなって整流回路２の入力端子のノイズ電圧も減少する。
【００５２】
この実施形態におけるトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の動作電圧（コレクタ−エミッタ間電圧）はコンデンサＣ０のリプル電圧相当でよく、一般的な電力変換装置では数［Ｖ］〜数１０［Ｖ］の値となる。従って、仮にトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の動作電圧を数１０［Ｖ］とした場合には、ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２のツェナー電圧を（インバータ回路３の直流電圧Ｖｄｃ−数１０［Ｖ］）に設定すれば、第１実施形態と同様に低耐圧のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を使用しながらノイズ補償電流ｉＣ２を流すことができる。
【００５３】
なお、図４（ａ），（ｂ）は、ノイズ補償電流供給回路における直流定電圧源としてのツェナーダイオードの他の接続例を示している。
前述した第１実施形態、第２実施形態では、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の両方にツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２を接続しているが、図４（ａ）に示すようにトランジスタＴｒ２のみにツェナーダイオードＺＤ２を接続するか、または、図４（ｂ）に示すようにトランジスタＴｒ１のみにツェナーダイオードＺＤ１を接続する構成であってもよい。
【００５４】
これは、第１実施形態ではトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の相互接続点に結合コンデンサＣ１が接続され、第２実施形態ではトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の相互接続点にフィルタコンデンサＣ２，Ｃ３が接続されており、これらのコンデンサによってトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタ電位が所定値に保たれるからである。
【００５５】
上記実施形態において、インバータ回路３の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＩＧＢＴの代わりにバイポーラトランジスタを用い、ノイズ補償電流供給回路６Ａ，６Ｂの電流制御素子としてバイポーラトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の代わりにＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いても良い。
また、一方向のノイズ電流ｉＣのみを低減させれば足りる場合には、ノイズ補償電流供給回路６Ａ，６ＢにおいてトランジスタＴｒ１、ツェナーダイオードＺＤ１のみ、または、トランジスタＴｒ２、ツェナーダイオードＺＤ２のみを設ければ良い。
更に、ノイズ補償電流供給回路６Ａ，６Ｂ内の直流定電圧源は、ツェナーダイオード以外に直流電源でも良い。
【００５６】
インバータの直流電源電圧は、三相交流電源の電圧を三相ブリッジ整流回路により整流した電圧を用いても良い。
また、本発明は、インバータ回路及び誘導電動機が単相である場合にも適用可能である。
更に、本発明は、三相誘導電動機等の負荷の中性点を接地した場合にも適用可能である。
【００５７】
【発明の効果】
本発明によれば、ノイズ補償電流供給回路の電流制御素子として常に低耐圧の素子を使用可能であるから、従来のように電力変換装置の直流電圧に相当する高耐圧の素子を使用する場合よりも動作速度を速くすることができる。
このため、コモンモードノイズ電流やノーマルモードノイズ電流の低減効果が増大する。また、電力変換装置の動作周波数が１［ＭＨｚ］以上の高周波領域であっても高周波ノイズを増加させることがないので、新たに高周波フィルタを追加する必要もなく、部品数の減少やシステム全体の小形化が可能である。
また、一般に低耐圧の素子は高耐圧の素子よりも低価格であり、直流定電圧源として使用されるツェナーダイオードも一般に低価格であるため、安価なノイズ低減装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】三相インバータの等価回路図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図４】ノイズ補償電流供給回路の変形例を示す回路図である。
【図５】従来技術を示す回路図である。
【符号の説明】
１…単相交流電源
２…単相ブリッジ整流回路
３…インバータ回路
４…誘導電動機
５，５Ａ…ノイズ電流検出器
５ａ…環状コア
５ｂ，５ｃ…一次巻線
５ｄ…二次巻線
６Ａ，６Ｂ…ノイズ補償電流供給回路
Ｔｒ１，Ｔｒ２…トランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６…半導体スイッチング素子
Ｃ０〜Ｃ３…コンデンサ
ＺＤ１，ＺＤ２…ツェナーダイオード
Ｇ…接地点
【発明が属する技術分野】
この発明は、インバータ等の電力変換装置におけるノイズ低減装置に関し、詳しくは、交流電動機の駆動時に電力変換装置の半導体スイッチング素子のオン・オフによって発生するコモンモードノイズ電流やノーマルモードノイズ電流を低減させるようにしたノイズ低減装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、三相誘導電動機を三相インバータにより駆動するシステムに適用される従来のノイズ低減装置を示しており、例えば特開平９−２６６６７７号公報に記載された発明と実質的に同様のノイズ低減装置である。
図５において、１は単相交流電源、２はコンバータとしての単相ブリッジ整流回路、３はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６及びそれらの逆並列ダイオードからなる三相インバータ回路、４はインバータ回路３の負荷としての三相誘導電動機、５は環状コア５ａと一対の一次巻線５ｂ，５ｃと二次巻線５ｄとを有する零相変流器等のノイズ電流検出器、６は二次巻線５ｄの両端に接続されたノイズ補償電流供給回路、ＣＯは直流中間回路に接続された直流平滑コンデンサである。ここで、ノイズ電流検出器５の各巻線の極性は、図示の通りである。
なお、上記構成において、整流回路２、直流平滑コンデンサＣＯ及びインバータ回路３が電力変換装置を構成している。
【０００３】
ノイズ補償電流供給回路６は、電流制御素子としてのＮＰＮ形トランジスタＴｒ１，ＰＮＰ形トランジスタＴｒ２及び直流分カット用の結合コンデンサＣ１から構成されている。Ｃ２，Ｃ３は交流電源１の両端に直列接続されたフィルタコンデンサである。
ここで、二次巻線５ｄの両端はノイズ補償電流供給回路６を構成するトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベース及びエミッタに接続され、トランジスタＴｒ１のコレクタはコンデンサＣ０の正側端子に接続され、トランジスタＴｒ２のコレクタはコンデンサＣ０の負側端子に接続されている。
【０００４】
また、誘導電動機４のフレームは接地されていると共に、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタは何れも結合コンデンサＣ１を介し接地点Ｇに接続され、コンデンサＣ２，Ｃ３の相互接続点も接地点Ｇに接続されている。
なお、図５において、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御されるようになっているが、その制御回路については図示を省略してある。
【０００５】
次に、この従来技術の動作を説明する。インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はＰＷＭパルスによってオン・オフ制御され、誘導電動機４はインバータ回路３の出力電圧により駆動される。
誘導電動機４の巻線と接地点Ｇとの間には、図５に破線で示すごとく静電容量（浮遊容量）Ｃがあるため、インバータ回路３から誘導電動機４にパルス的に電圧が印加されるたびに、静電容量Ｃを通ってパルス状の漏れ電流（コモンモードノイズ電流）ｉＣが流れる。このノイズ電流がそのまま接地点Ｇを介して流れると感電や地絡ブレーカを誤動作させる原因となるので、除去しなければならない。
【０００６】
ノイズ電流検出器５は、直流中間回路の一対の電源ラインを流れる電流ｉＣ’の差からノイズ電流（零相電流成分）を検出して二次巻線５ｄに電流ｉＢ１を流し、このｉＢ１によってトランジスタＴｒ１またはＴｒ２を駆動する。
すなわち、ノイズ電流検出器５による検出電流ｉＢ１がトランジスタＴｒ１またはＴｒ２のベースに流入すると、この電流がトランジスタＴｒ１またはＴｒ２により増幅されて電流ｉＣ１が流れる。なお、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２はオン・オフが互いに逆の動作をし、一方がオンのとき、他方はオフとなる。
【０００７】
例えば、ノイズ電流ｉＣが図５の矢印の向きに流れるとき、ノイズ電流検出器５の一次巻線５ｂ，５ｃを流れる電流ｉＣ’によって二次巻線５ｄにはｉＢ１が流れる。この電流ｉＢ１によりトランジスタＴｒ２がオンし、コンデンサＣＯ→インバータ回路３の上アームのいずれかのスイッチング素子→誘導電動機４の静電容量Ｃ→結合コンデンサＣ１→トランジスタＴｒ２→コンデンサＣＯという経路でノイズ補償電流ｉＣ１が流れる。
これにより、ノイズ電流ｉＣのほとんどがｉＣ１として流れるため、整流回路２の出力側を流れるｉＣ’（＝ｉＣ−ｉＣ１）は低減され、ノイズ電圧（整流回路２の交流入力側の雑音端子電圧）も低減される。
【０００８】
ノイズ電流ｉＣの向きが反対の場合は、二次巻線５ｄの電流ｉＢ１方向も反対になり、トランジスタＴｒ１がオンする。このため、コンデンサＣＯ→トランジスタＴｒ１→結合コンデンサＣ１→誘導電動機４の静電容量→インバータ回路３の下アームのいずれかのスイッチング素子→コンデンサＣＯの経路でノイズ補償電流ｉＣ１が流れる。
この場合も、ノイズ電流ｉＣのほとんどがｉＣ１として流れるので、ｉＣ’（＝ｉＣ−ｉＣ１）は低減され、ノイズ電圧も低減されることになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ノイズ補償電流供給回路６を構成するトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、何れもコレクタが平滑コンデンサＣ０に接続されているので、インバータ回路３の直流電圧相当の電圧に耐えることができるように高耐圧であることが要求される。
汎用インバータでは、交流入力電圧（実効値）が２００［Ｖ］、直流電圧（直流中間電圧）が５００［Ｖ］程度であり、交流入力電圧が４００［Ｖ］のインバータでは直流電圧が１０００［Ｖ］程度になる。従って、これらの直流電圧に耐えられるような高耐圧のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を使用する必要がある。
【００１０】
しかし、市販されている耐圧５００［Ｖ］程度のトランジスタは、例えば耐圧が３００［Ｖ］のトランジスタに比べて動作速度が２倍以上も遅いため、ノイズ電流の低減効果が小さい。
特に、インバータの動作周波数が１［ＭＨｚ］以上であるような高周波領域では、ノイズ補償電流供給回路６を構成するトランジスタの動作が追いつかず、ノイズ電流ｉＣの極性に対してトランジスタの動作が逆転してしまうこともあり、かえって高周波領域のノイズ電圧を増幅して助長させてしまう不都合がある。
その結果、フィルタコンデンサＣ２，Ｃ３以外に高周波ノイズカット用の新たな高周波フィルタが必要になり、フィルタや装置全体が大形化したりコスト高になる等の問題も生じていた。
【００１１】
そこで、本発明の目的は、ノイズ補償電流供給回路の電流制御素子として、インバータ等の電力変換装置の直流電圧値よりも低耐圧の素子を使用可能としたノイズ低減装置を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、電力変換装置の動作周波数が高周波領域にある場合でも、高周波ノイズを生じさせないようにして高周波フィルタ及び装置全体の小形化を可能にしたノイズ低減装置を提供することにある。
本発明の別の目的は、高周波フィルタの小形化や部品数の減少により、コストの削減を可能にしたノイズ低減装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、請求項１記載の発明は、交流電源に接続されたコンバータと、このコンバータの直流出力側に接続されたインバータと、直流中間回路に接続された直流平滑コンデンサとを有する電力変換装置を対象としており、インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフによって流れるコモンモードノイズ電流やノーマルモードノイズ電流を低減させるための装置である。
すなわち、請求項１記載の発明では、前記ノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えている。
そして、前記ノイズ補償電流供給手段は、ノイズ電流検出手段の検出信号により出力電流が制御される素子であって前記直流中間回路の電圧より低い耐圧を有する電流制御素子と直流定電圧源との直列回路を２個直列に接続して構成され、このノイズ補償電流供給手段の両端を前記直流中間回路に接続したものである。
【００１３】
請求項２記載の発明は、請求項１におけるノイズ電流検出手段が、電力変換装置から負荷を介して接地点に流れるコモンモードノイズ電流を検出するために直流中間回路に接続され、ノイズ補償電流供給手段が、ノイズ電流検出手段の検出信号により直流中間回路を流れるノイズ電流を打ち消す電流を生成して直流中間回路に供給するものである。
【００１４】
請求項３記載の発明は、請求項１におけるノイズ電流検出手段が、交流電源と負荷との間で電力変換装置を介して流れるノーマルモードノイズ電流を検出するために直流中間回路に接続され、ノイズ補償電流供給手段が、ノイズ電流検出手段の検出信号により直流中間回路を流れるノイズ電流を打ち消す電流を生成して直流中間回路に供給するものである。
【００１５】
請求項４記載の発明は、インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより電力変換装置から負荷を介して接地点に流れるコモンモードノイズ電流を低減させるためのノイズ低減装置である。
すなわち、請求項４記載の発明は、コモンモードノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたコモンモードノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えている。
そして、ノイズ電流検出手段は、直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の差を検出する変流器であり、ノイズ補償電流供給手段は、出力側の一端が接地され、かつ、変流器の検出信号が加えられて出力電流を制御する電流制御素子と、この電流制御素子の出力側の他端と直流平滑コンデンサの一端との間に接続された直流定電圧源とを備えている。更に、この発明では、耐圧が直流中間回路の電圧より低い電流制御素子を用いるものである。
【００１６】
請求項５記載の発明は、インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより、交流電源と負荷との間で電力変換装置を介して流れるノーマルモードノイズ電流を低減させるためのノイズ低減装置である。
すなわち、請求項５記載の発明は、ノーマルモードノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノーマルモードノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えている。
また、ノイズ電流検出手段は、直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の和を検出する変流器であり、ノイズ補償電流供給手段は、出力側の一端がコンバータの入力側に接続され、かつ、変流器の検出信号が加えられて出力電流を制御する電流制御素子と、この電流制御素子の出力側の他端と平滑コンデンサの一端との間に接続された直流定電圧源とを備えている。更に、この発明では、耐圧が直流中間回路の電圧より低い電流制御素子を用いるものである。
【００１７】
請求項６記載の発明は、請求項４と同様にコモンモードノイズ電流を低減させるための装置であり、コモンモードノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたコモンモードノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えている。
ここで、ノイズ電流検出手段は、直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の差を検出する変流器であり、ノイズ補償電流供給手段は、前記変流器の検出信号が加えられて互いにオン・オフ逆動作し、かつ相互接続点が接地される第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の直列回路と、この直列回路の少なくとも一端（つまり第１の電流制御素子または第２の電流制御素子の出力側の一端）と平滑コンデンサの一端との間に接続された直流定電圧源とを備えている。
そして、第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子には、その耐圧が直流中間回路の電圧より低い素子を用いる。
【００１８】
請求項７記載の発明は、請求項５と同様にノーマルモードノイズ電流を低減させるための装置でありノーマルモードノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノーマルモードノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えている。
ここで、ノイズ電流検出手段は、直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の和を検出する変流器であり、ノイズ補償電流供給手段は、変流器の検出信号が加えられて互いにオン・オフ逆動作し、かつ相互接続点がコンバータの入力側に接続された第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の直列回路と、この直列回路の少なくとも一端（つまり第１の電流制御素子または第２の電流制御素子の出力側の一端）と平滑コンデンサの一端との間に接続された直流定電圧源とを備えている。
そして、第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子には、その耐圧が直流中間回路の電圧より低い素子を用いる。
【００１９】
請求項８記載の発明は、請求項６の発明をより具体化したものであり、直流定電圧源を第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の直列回路の両端と平滑コンデンサの両端との間に各々接続したものである。
【００２０】
請求項９記載の発明は、請求項７の発明をより具体化したものであり、直流定電圧源を第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の直列回路の両端と平滑コンデンサの両端との間に各々接続したものである。
【００２１】
請求項１０記載の発明は、前記請求項４，６または８に記載した発明において、電流制御素子の直流定電圧源が接続されていない側の出力端子を、結合コンデンサを介して接地したものである。
【００２２】
請求項１１記載の発明は、前記請求項５，７または９に記載した発明において、電流制御素子の直流定電圧源が接続されていない側の出力端子を、コンバータの入力端子間に接続された一対のフィルタコンデンサの相互接続点に接続したものである。
【００２３】
なお、請求項１２に記載するように、請求項１〜１１のいずれか１項に記載した発明において、直流定電圧源としてはツェナーダイオードを用いることが望ましい。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は本発明の第１実施形態を示しており、図５と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
図１において、１は単相交流電源、２は単相ブリッジ整流回路、３はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６及びそれらの逆並列ダイオードからなる三相インバータ回路、４はインバータ回路３の負荷としての三相誘導電動機、５は環状コア５ａと一対の一次巻線５ｂ，５ｃと二次巻線５ｄとからなる零相変流器等のノイズ電流検出器、Ｃ２，Ｃ３はフィルタコンデンサ、Ｃ０は直流平滑コンデンサである。
【００２５】
図１の実施形態が図５の従来技術と異なるのは、ノイズ補償電流供給回路６Ａの構成である。この実施形態では、ノイズ補償電流供給回路６Ａ内の電流制御素子としてのトランジスタＴｒ１のコレクタとコンデンサＣ０の正側端子との間に、第１の直流定電圧源としてのツェナーダイオードＺＤ１が接続され、同じく電流制御素子としてのトランジスタＴｒ２のコレクタとコンデンサＣ０の負側端子との間に、第２の直流定電圧源としてのツェナーダイオードＺＤ２がそれぞれ接続されている。
これらのツェナーダイオードの向きは、ＺＤ１のアノードがトランジスタＴｒ１のコレクタに接続され、ＺＤ２のカソードがトランジスタＴｒ２のコレクタに接続される向きである。
【００２６】
ここで、図２は三相インバータの等価回路を示している。図示するように、インバータ回路３の各相上下アームの接続点から誘導電動機４までの各相出力線が持つ配線インダクタンスをＬ１〜Ｌ３、抵抗をＲ１〜Ｒ３、誘導電動機４が持つ対接地間の浮遊容量をＣ１〜Ｃ３とする。ここで、誘導電動機４の巻線は便宜上、図示を省略してある。また、インバータの直流電圧をＥｄ（図１におけるＶｄｃ）とし、Ｅｄ／２の電位点が接地されていると考える。
【００２７】
いま、インバータ回路３から出力される各相の電圧を各々ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ、各相の電流をｉｕ，ｉｖ，ｉｗとすると、各相の電圧方程式は数式１〜数式３によって表される。なお、数式１〜数式３におけるｖＣＧは、配線インダクタンスＬ１〜Ｌ３及び抵抗Ｒ１〜Ｒ３を経た三相インバータ出力端子の中性点における対地間電位であり、また、ｖｃｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗは各相出力端子の電位である。ここで、上記電圧または電流の諸量は何れもベクトル量である。
【００２８】
［数１］
ｖｕ−ｖＣＧ＝Ｌ１ｄｉｕ／ｄｔ＋Ｒ１・ｉｕ＋ｖｃｕ
［数２］
ｖｖ−ｖＣＧ＝Ｌ２ｄｉｖ／ｄｔ＋Ｒ２・ｉｖ＋ｖｃｖ
［数３］
ｖｗ−ｖＣＧ＝Ｌ３ｄｉｗ／ｄｔ＋Ｒ３・ｉｗ＋ｖｃｗ
【００２９】
ここで、数式４〜数式６に示すごとく、インバータの三相出力線が有する配線インダクタンスＬ１〜Ｌ３，抵抗Ｒ１〜Ｒ３及び誘導電動機４の浮遊容量Ｃ１〜Ｃ３はそれぞれ等しいものとする。
【００３０】
［数４］
Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３＝Ｌ
［数５］
Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ
［数６］
Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ３＝Ｃ
【００３１】
前述の数式１〜数式３を加算すると、数式７を得る。
【００３２】
［数７］
ｖｕ＋ｖｖ＋ｖｗ−３ｖＣＧ＝Ｌ・ｄ（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ）／ｄｔ＋Ｒ・（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ）＋ｖｃｕ＋ｖｃｖ＋ｖｃｗ
【００３３】
インバータの各相出力電圧が平衡したと仮定すると、数式８，数式９が成り立つ。
【００３４】
［数８］
ｖｃｕ＋ｖｃｖ＋ｖｃｗ＝０
［数９］
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０
【００３５】
数式８，数式９を数式７に代入すると、ｖＣＧは数式１０により表される。
【００３６】
［数１０］
ｖＣＧ＝（ｖｕ＋ｖｖ＋ｖｗ）／３
【００３７】
数式１０によれば、三相インバータ出力端子の中性点における対地間電位ｖＣＧは、各相電圧の和を１／３倍した値となる。
また、各相電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン・オフの状態に応じてそれぞれ（−１／２）・Ｅｄまたは（１／２）・Ｅｄの状態をとるので、その相の電圧はＥｄの大きさで変化する。よって、一相のスイッチング素子の状態を変える場合、相電圧の変化分の１／３が交流中性点の対地間電位変動ΔｖＣＧとして現れるため、ΔｖＣＧは数式１１により表されることになる。
【００３８】
［数１１］
△ｖＣＧ＝Ｅｄ／３
【００３９】
つまり、三相インバータのスイッチング素子が動作するとき、交流中性点の対地間電位ｖＣＧは直流電圧Ｅｄの１／３だけ変化することになる。
このため、図１に示したノイズ補償電流供給回路６ＡのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタ、エミッタ間の電圧も直流電圧Ｅｄ（つまりＶｄｃ）の１／３の大きさで変化する。よって、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２としては、Ｅｄ／３の耐圧を持つ素子であれば良いことになる。このようにトランジスタに印加される電圧が低下したとしても、直流定電圧源であるツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２のツェナー電圧を直流電圧Ｅｄの２／３に設定すれば、ノイズ補償電流ｉＣ１を従来と同様に流すことができる。
【００４０】
交流入力電圧が２００［Ｖ］である汎用インバータの場合、従来では直流電圧に相当する５００［Ｖ］程度の耐圧を持つトランジスタを使用する必要があるが、本発明では１５０［Ｖ］程度のトランジスタを使用することができる。また、交流入力電圧が４００［Ｖ］のインバータの場合、従来では１０００［Ｖ］程度の耐圧を持つトランジスタを使用する必要があったのに対して、本発明では３００［Ｖ］程度のトランジスタを使用することが可能になる。
【００４１】
なお、ノイズ電流を補償する基本的な動作は従来技術と同様である。すなわち、インバータ回路３のスイッチング動作によってノイズ電流ｉＣが図１の矢印の向きに流れるとき、ノイズ電流検出器５の一次巻線５ｂ５ｃには電流ｉＣ’が流れる。これらの電流ｉＣ’の差によって二次巻線５ｄに流れるｉＢ１によりトランジスタＴｒ２がオンし、結合コンデンサＣ１を介してノイズ補償電流ｉＣ１が流れる。その結果、ノイズ電流ｉＣのほとんどがｉＣ１として電流制御素子へ流れるため、ｉＣ’（＝ｉＣ−ｉＣ１）が低減され、整流回路２の入力側へ流れる電流も低減されて、整流回路２の入力端子のノイズ電圧も減少する。
【００４２】
ここで、トランジスタＴｒ２がオンする際には、ツェナーダイオードＺＤ２の作用により、トランジスタＴｒ２のコレクタ−エミッタ間の電圧は直流電圧Ｖｄｃの１／３程度となる。
【００４３】
また、ノイズ電流ｉＣが反対の向きに流れる場合、図１とは反対の向きで二次巻線５ｄに流れるｉＢ１によって他方のトランジスタＴｒ１がオンし、結合コンデンサＣ１を介してノイズ補償電流ｉＣ１が流れる。この場合にも、ノイズ電流ｉＣのほとんどがｉＣ１として流れるためｉＣ’（＝ｉＣ−ｉＣ１）は低減される。
このようにトランジスタＴｒ１がオンするときは、ツェナーダイオードＺＤ１の作用により、トランジスタＴｒ１のコレクタ−エミッタ間の電圧はインバータの直流電圧の１／３程度となる。
【００４４】
上記のように、本実施形態によれば、ノイズ補償電流供給回路６Ａの電流制御素子として耐圧の低いトランジスタを使用することができる。このため、高耐圧のトランジスタを使用する場合に比べてノイズ補償動作の高速化が可能である。
また、インバータを高周波動作させる場合にもノイズ電流を確実に低減させることができ、新たに高周波フィルタを追加する必要もないことから、部品数の増加や回路構成の複雑化、コスト上昇を防止することができる。
【００４５】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示す回路図である。図１の第１実施形態と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に述べる。この実施形態は、交流電源と負荷との間で電力変換装置を介して流れるノーマルモードノイズ電流を低減させるためのものである。
【００４６】
この実施形態では、ノイズ電流検出器５Ａ内の一次巻線５ｃの極性を図１とは逆にし、一次巻線５ｂ，５ｃを流れる電流の和を二次巻線５ｄによりノーマルモードノイズ電流として検出する。このノーマルモードノイズ電流とは、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン・オフにより、交流電源１と誘導電動機４との間で電力変換装置（整流回路２、直流平滑コンデンサＣＯ及びインバータ回路３）を介して流れるノイズ電流であり、通常の負荷電流と同一の経路をとる。
【００４７】
また、図３の実施形態において、６Ｂはノイズ補償電流供給回路である。
このノイズ補償電流供給回路６Ｂでは、図１における結合コンデンサＣ１が除去されており、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の相互接続点であるエミッタが一対のフィルタコンデンサＣ２，Ｃ３の相互接続点に接続されている。
【００４８】
次に、この実施形態の動作を説明する。
三相インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン・オフに応じて、コンデンサＣ０から電流ｉＣ０１が流れる。このため、コンデンサＣ０の電圧が変動し、交流電源１側から電流ｉＣ０１に応じたノイズ電流ｉＣ０２が流れる。
このため、ノイズ電流検出器５Ａの二次巻線５ｄには電流ｉＣ０２に応じた電流ｉＢ２が流れ、この電流ｉＢ２がトランジスタＴｒ１またはＴｒ２のベースに流入することにより増幅されて電流ｉＣ２を流す。
【００４９】
例えば、電流ｉＣ０２が図３の矢印の向きに流れるとき、ノイズ電流検出器５Ａの二次巻線５ｄには矢印の向きで電流ｉＢ２が流れる。これによってトランジスタＴｒ１がオンし、コンデンサＣ２→整流回路２の正側端子→一次巻線５ｂ→ツェナーダイオードＺＤ１→トランジスタＴｒ１→コンデンサＣ２の経路でｉＣ２が流れる。
【００５０】
この結果、ｉＣ０２のほとんどがｉＣ２として流れ、ｉＣ０２は交流電源１を流れることなく上述のコンデンサＣ２を通る経路を循環して流れる。従って、交流電源１を流れる電流ｉｉｎ（＝ｉＣ０２−ｉＣ２）が小さくなり、整流回路２の入力端子のノイズ電圧も減少する。
【００５１】
ノイズ電流ｉＣ０２の向きが図３と反対の場合には、ノイズ電流検出器５Ａの二次巻線５ｄを流れる電流ｉＢ２の向きも反対になる。この電流ｉＢ２によって他方のトランジスタＴｒ２がオンし、コンデンサＣ３→トランジスタＴｒ２→ツェナーダイオードＺＤ２→一次巻線５ｃ→整流回路２の負側端子→コンデンサＣ３の経路でｉＣ２が流れる。
この場合、ノイズ電流ｉＣ０２は逆向きの電流ｉＣ２によって打ち消され、交流電源１を流れるｉｉｎ（＝ｉＣ２−ｉＣ０２）も小さくなって整流回路２の入力端子のノイズ電圧も減少する。
【００５２】
この実施形態におけるトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の動作電圧（コレクタ−エミッタ間電圧）はコンデンサＣ０のリプル電圧相当でよく、一般的な電力変換装置では数［Ｖ］〜数１０［Ｖ］の値となる。従って、仮にトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の動作電圧を数１０［Ｖ］とした場合には、ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２のツェナー電圧を（インバータ回路３の直流電圧Ｖｄｃ−数１０［Ｖ］）に設定すれば、第１実施形態と同様に低耐圧のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を使用しながらノイズ補償電流ｉＣ２を流すことができる。
【００５３】
なお、図４（ａ），（ｂ）は、ノイズ補償電流供給回路における直流定電圧源としてのツェナーダイオードの他の接続例を示している。
前述した第１実施形態、第２実施形態では、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の両方にツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２を接続しているが、図４（ａ）に示すようにトランジスタＴｒ２のみにツェナーダイオードＺＤ２を接続するか、または、図４（ｂ）に示すようにトランジスタＴｒ１のみにツェナーダイオードＺＤ１を接続する構成であってもよい。
【００５４】
これは、第１実施形態ではトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の相互接続点に結合コンデンサＣ１が接続され、第２実施形態ではトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の相互接続点にフィルタコンデンサＣ２，Ｃ３が接続されており、これらのコンデンサによってトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタ電位が所定値に保たれるからである。
【００５５】
上記実施形態において、インバータ回路３の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＩＧＢＴの代わりにバイポーラトランジスタを用い、ノイズ補償電流供給回路６Ａ，６Ｂの電流制御素子としてバイポーラトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の代わりにＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いても良い。
また、一方向のノイズ電流ｉＣのみを低減させれば足りる場合には、ノイズ補償電流供給回路６Ａ，６ＢにおいてトランジスタＴｒ１、ツェナーダイオードＺＤ１のみ、または、トランジスタＴｒ２、ツェナーダイオードＺＤ２のみを設ければ良い。
更に、ノイズ補償電流供給回路６Ａ，６Ｂ内の直流定電圧源は、ツェナーダイオード以外に直流電源でも良い。
【００５６】
インバータの直流電源電圧は、三相交流電源の電圧を三相ブリッジ整流回路により整流した電圧を用いても良い。
また、本発明は、インバータ回路及び誘導電動機が単相である場合にも適用可能である。
更に、本発明は、三相誘導電動機等の負荷の中性点を接地した場合にも適用可能である。
【００５７】
【発明の効果】
本発明によれば、ノイズ補償電流供給回路の電流制御素子として常に低耐圧の素子を使用可能であるから、従来のように電力変換装置の直流電圧に相当する高耐圧の素子を使用する場合よりも動作速度を速くすることができる。
このため、コモンモードノイズ電流やノーマルモードノイズ電流の低減効果が増大する。また、電力変換装置の動作周波数が１［ＭＨｚ］以上の高周波領域であっても高周波ノイズを増加させることがないので、新たに高周波フィルタを追加する必要もなく、部品数の減少やシステム全体の小形化が可能である。
また、一般に低耐圧の素子は高耐圧の素子よりも低価格であり、直流定電圧源として使用されるツェナーダイオードも一般に低価格であるため、安価なノイズ低減装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】三相インバータの等価回路図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図４】ノイズ補償電流供給回路の変形例を示す回路図である。
【図５】従来技術を示す回路図である。
【符号の説明】
１…単相交流電源
２…単相ブリッジ整流回路
３…インバータ回路
４…誘導電動機
５，５Ａ…ノイズ電流検出器
５ａ…環状コア
５ｂ，５ｃ…一次巻線
５ｄ…二次巻線
６Ａ，６Ｂ…ノイズ補償電流供給回路
Ｔｒ１，Ｔｒ２…トランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６…半導体スイッチング素子
Ｃ０〜Ｃ３…コンデンサ
ＺＤ１，ＺＤ２…ツェナーダイオード
Ｇ…接地点
Claims (12)
- 交流電源に接続されたコンバータと、このコンバータの直流出力側に接続されたインバータと、直流中間回路に接続された直流平滑コンデンサとを有する電力変換装置を対象とし、前記インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記電力変換装置を流れるノイズ電流を低減させるための装置であって、前記ノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して前記電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えたノイズ低減装置において、
前記ノイズ補償電流供給手段は、前記ノイズ電流検出手段の検出信号により出力電流が制御される素子であって前記直流中間回路の電圧より低い耐圧を有する電流制御素子と直流定電圧源との直列回路を２個直列に接続して構成され、このノイズ補償電流供給手段の両端を前記直流中間回路に接続したことを特徴とする電力変換装置のノイズ低減装置。 - 請求項１記載の電力変換装置のノイズ低減装置において、
ノイズ電流検出手段が、電力変換装置から負荷を介して接地点に流れるコモンモードノイズ電流を検出するために直流中間回路に接続され、
ノイズ補償電流供給手段は、前記ノイズ電流検出手段の検出信号により前記直流中間回路を流れるノイズ電流を打ち消す電流を生成して前記直流中間回路に供給することを特徴とする電力変換装置のノイズ低減装置。 - 請求項１記載の電力変換装置のノイズ低減装置において、
ノイズ電流検出手段が、交流電源と負荷との間で電力変換装置を介して流れるノーマルモードノイズ電流を検出するために直流中間回路に接続され、
ノイズ補償電流供給手段は、前記ノイズ電流検出手段の検出信号により前記直流中間回路を流れるノイズ電流を打ち消す電流を生成して前記直流中間回路に供給することを特徴とする電力変換装置のノイズ低減装置。 - 交流電源に接続されたコンバータと、このコンバータの直流出力側に接続されたインバータと、直流中間回路に接続された直流平滑コンデンサとを有する電力変換装置を対象とし、前記インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記電力変換装置から負荷を介して接地点に流れるコモンモードノイズ電流を低減させるための装置であって、前記ノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して前記電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えたノイズ低減装置において、
前記ノイズ電流検出手段は、前記直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の差を検出する変流器であり、
前記ノイズ補償電流供給手段は、出力側の一端が接地され、かつ、前記変流器の検出信号が加えられて出力電流を制御する電流制御素子と、この電流制御素子の出力側の他端と前記直流平滑コンデンサの一端との間に接続された直流定電圧源とを備えると共に、
前記電流制御素子の耐圧を前記直流中間回路の電圧より低くしたことを特徴とする電力変換装置のノイズ低減装置。 - 交流電源に接続されたコンバータと、このコンバータの直流出力側に接続されたインバータと、直流中間回路に接続された直流平滑コンデンサとを有する電力変換装置を対象とし、前記インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記交流電源と負荷との間で前記電力変換装置を介して流れるノーマルモードノイズ電流を低減させるための装置であって、前記ノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して前記電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えたノイズ低減装置において、
前記ノイズ電流検出手段は、前記直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の和を検出する変流器であり、
前記ノイズ補償電流供給手段は、出力側の一端が前記コンバータ入力側に接続され、かつ、前記変流器の検出信号が加えられて出力電流を制御する電流制御素子と、この電流制御素子の出力側の他端と前記直流平滑コンデンサの一端との間に接続された直流定電圧源とを備えると共に、
前記電流制御素子の耐圧を前記直流中間回路の電圧より低くしたことを特徴とする電力変換装置のノイズ低減装置。 - 交流電源に接続されたコンバータと、このコンバータの直流出力側に接続されたインバータと、直流中間回路に接続された直流平滑コンデンサとを有する電力変換装置を対象とし、前記インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記電力変換装置から負荷を介して接地点に流れるコモンモードノイズ電流を低減させるための装置であって、前記ノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して前記電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えたノイズ低減装置において、
前記ノイズ電流検出手段は、前記直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の差を検出する変流器であり、
前記ノイズ補償電流供給手段は、前記変流器の検出信号が加えられて互いにオン・オフ逆動作し、かつ相互接続点が接地される第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の直列回路と、前記直列回路の少なくとも一端と前記直流平滑コンデンサの一端との間に接続された直流定電圧源とを備えると共に、
前記第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の耐圧を前記直流中間回路の電圧より低くしたことを特徴とする電力変換装置のノイズ低減装置。 - 交流電源に接続されたコンバータと、このコンバータの直流出力側に接続されたインバータと、直流中間回路に接続された直流平滑コンデンサとを有する電力変換装置を対象とし、前記インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記交流電源と負荷との間で前記電力変換装置を介して流れるノーマルモードノイズ電流を低減させるための装置であって、前記ノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して前記電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えたノイズ低減装置において、
前記ノイズ電流検出手段は、前記直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の和を検出する変流器であり、
前記ノイズ補償電流供給手段は、前記変流器の検出信号が加えられて互いにオン・オフ逆動作し、かつ相互接続点が前記コンバータの入力側に接続された第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の直列回路と、前記直列回路の少なくとも一端と前記直流平滑コンデンサの一端との間に接続された直流定電圧源とを備えると共に、
前記第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の耐圧を前記直流中間回路の電圧より低くしたことを特徴とする電力変換装置のノイズ低減装置。 - 交流電源に接続されたコンバータと、このコンバータの直流出力側に接続されたインバータと、直流中間回路に接続された直流平滑コンデンサとを有する電力変換装置を対象とし、前記インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記電力変換装置から負荷を介して接地点に流れるコモンモードノイズ電流を低減させるための装置であって、前記ノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して前記電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えたノイズ低減装置において、
前記ノイズ電流検出手段は、前記直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の差を検出する変流器であり、
前記ノイズ補償電流供給手段は、前記変流器の検出信号が加えられて互いにオン・オフ逆動作し、かつ相互接続点が接地される第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の直列回路と、前記直列回路の両端と前記直流平滑コンデンサの両端との間に各々接続された第１，第２の直流定電圧源とを備えると共に、
前記第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の耐圧を前記直流中間回路の電圧より低くしたことを特徴とする電力変換装置のノイズ低減装置。 - 交流電源に接続されたコンバータと、このコンバータの直流出力側に接続されたインバータと、直流中間回路に接続された直流平滑コンデンサとを有する電力変換装置を対象とし、前記インバータを構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記交流電源と負荷との間で前記電力変換装置を介して流れるノーマルモードノイズ電流を低減させるための装置であって、前記ノイズ電流を検出するノイズ電流検出手段と、検出されたノイズ電流を低減させるためのノイズ補償電流を生成して前記電力変換装置に供給するノイズ補償電流供給手段とを備えたノイズ低減装置において、
前記ノイズ電流検出手段は、前記直流中間回路の一対の電源線を流れるノイズ電流の和を検出する変流器であり、
前記ノイズ補償電流供給手段は、前記変流器の検出信号が加えられて互いにオン・オフ逆動作し、かつ相互接続点が前記コンバータの入力側に接続された第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の直列回路と、前記直列回路の両端と前記直流平滑コンデンサの両端との間に各々接続された第１，第２の直流定電圧源とを備えると共に、
前記第１の電流制御素子及び第２の電流制御素子の耐圧を前記直流中間回路の電圧より低くしたことを特徴とする電力変換装置のノイズ低減装置。 - 請求項４，６または８に記載した電力変換装置のノイズ低減装置において、
前記電流制御素子の直流定電圧源が接続されていない側の出力端子を、結合コンデンサを介して接地したことを特徴とする電力変換装置のノイズ低減装置。 - 請求項５，７または９に記載した電力変換装置のノイズ低減装置において、
前記電流制御素子の直流定電圧源が接続されていない側の出力端子を、コンバータの入力端子間に接続された一対のフィルタコンデンサの相互接続点に接続したことを特徴とする電力変換装置のノイズ低減装置。 - 請求項１〜１１のいずれか１項に記載した電力変換装置のノイズ低減装置において、
直流定電圧源がツェナーダイオードであることを特徴とする電力変換装置のノイズ低減装置。
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