JP3894293B2 - パワーアンプ装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、パワーアンプ装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
オーディオ用のパワーアンプとして、いわゆるD級アンプがある。このD級アンプは、スイッチングにより電力増幅を行うものであるが、例えば図8に示すように構成される。
【0003】
すなわち、デジタルオーディオ信号Pinが、入力端子Tinを通じてPWM変調回路11に供給されるとともに、クロック形成回路12から所定の周波数のクロックがPWM変調回路11に供給され、オーディオ信号Pinは、1対のPWM信号PA、PBに変換される。
【0004】
この場合、図10に示すように、PWM信号PA、PBのパルス幅は、デジタルオーディオ信号Pinの示すレベル(信号PinをD/A変換したときの瞬時レベル。以下同様)に対応して変化するものであるが、一方のPWM信号PAのパルス幅は、デジタルオーディオ信号Pinの示すレベルの大きさとされ、他方のPWM信号PBのパルス幅は、デジタルオーディオ信号Pinの示すレベルの2の補数の大きさとされる。また、PWM信号PA、PBは、その立ち上がり時点が、PWM信号PA、PBの1サイクル期間Tcの開始時点に固定され、その立ち下がり時点がオーディオ信号Pinの示すレベルに対応して変化するものとされる。
【0005】
さらに、PWM信号PA、PBのキャリア周波数fc(=1/Tc)は、デジタルオーディオ信号Pinのサンプリング周波数fsの例えば16倍とされ、fs=48kHzとすれば、
fc=16fs=16×48kHz=768kHz
とされる。
【0006】
そして、このPWM変調回路11からの一方のPWM信号PAがドライブ回路13に供給されて図9Aに示すように、信号PAと同レベルおよびレベル反転した1対のドライブ用のパルス電圧+PA、−PAが形成され、これらパルス電圧+PA、−PAが、1対のスイッチング素子、例えばnチャンネルのMOS−FET(Q11、Q12)のゲートにそれぞれ供給される。
【0007】
この場合、FET(Q11、Q12)はプッシュプル回路15を構成するものであり、FET(Q11)のドレインが電源端子TPWRに接続され、そのソースがFET(Q12)のドレインに接続され、このFET(Q12)のソースが接地に接続される。また、電源端子TPWRには、安定した直流電圧+VDDが電源電圧として供給される。なお、電圧+VDDは、例えば20V〜50Vである。
【0008】
そして、FET(Q11)のソースおよびFET(Q12)のドレインが、コイルおよびコンデンサを有するローパスフィルタ17を通じてスピーカ19の一端に接続される。
【0009】
また、PWM変調回路11からの他方のPWM信号PBに対しても、PWM信号PAに対してと同様に構成される。すなわち、PWM信号PBがドライブ回路14に供給されて図9Bに示すように、信号PBと同レベルおよびレベル反転した1対のドライブ用のパルス電圧+PB、−PBが形成され、これらパルス電圧+PB、−PBが、プッシュプル回路16を構成する1対のnチャンネルのMOS−FET(Q13、Q14)のゲートにそれぞれ供給される。
【0010】
そして、FET(Q13)のソースおよびFET(Q14)のドレインが、コイルおよびコンデンサを有するローパスフィルタ18を通じてスピーカ19の他端に接続される。
【0011】
したがって、+PA=“H”のときには、−PA=“L”であり、FET(Q11)がオンになるとともに、FET(Q12)がオフになるので、FET(Q11、Q12)の接続点の電圧VAは、図9Cに示すように、電圧+VDDとなる。また、逆に、+PA=“L”のときには、−PA=“H”であり、FET(Q11)がオフになるとともに、FET(Q12)がオンになるので、VA=0となる。
【0012】
同様に、+PB=“H”のときには、−PB=“L”であり、FET(Q13)がオンになるとともに、FET(Q14)がオフになるので、FET(Q13、Q14)の接続点の電圧VBは、図9Dに示すように、電圧+VDDとなる。また、逆に、+PB=“L”のときには、−PB=“H”であり、FET(Q13)がオフになるとともに、FET(Q14)がオンになるので、VB=0となる。
【0013】
そして、VA=+VDD、かつ、VB=0の期間には、図8および図9Eに示すように、FET(Q11、Q12)の接続点から、ローパスフィルタ17→スピーカ19→ローパスフィルタ18のラインを通じて、FET(Q13、Q14)の接続点へと、電流iが流れる。
【0014】
また、VA=0、かつ、VB=+VDDの期間には、FET(Q13、Q14)の接続点から、ローパスフィルタ18→スピーカ19→ローパスフィルタ17のラインを通じて、FET(Q11、Q12)の接続点へと、逆向きに電流iが流れる。さらに、VA=VB=+VDDの期間、およびVA=VB=0の期間には、電流iは流れない。つまり、プッシュプル回路15、16がBTL回路を構成していることになる。
【0015】
そして、電流iの流れる期間は、もとのPWM信号PA、PBが立ち上がっている期間に対応して変化するとともに、電流iがスピーカ19を流れるとき、電流iはローパスフィルタ17、18により積分されるので、結果として、スピーカ19を流れる電流iは、デジタルオーディオ信号Pinの示すレベルに対応したアナログ電流であって電力増幅された電流となる。つまり、電力増幅された出力がスピーカ19に供給されることになる。
【0016】
こうして、図8の回路はパワーアンプとして動作するが、このとき、FET(Q11〜Q14)は、入力されたデジタルオーディオ信号Pinに対応して電源電圧+VDDをスイッチングして電力増幅をするので、効率が高く、また、大出力を得ることができる。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図9C、Dにも示すように、電源電圧+VDDを高速にスイッチングして出力電圧VA、VBを形成しているので、出力電圧VA、VBの立ち上がりエッジ(図9C、Dの↑印)により輻射を生じてしまう。しかも、そのスイッチング時、電源電圧+VDDは、例えば20V〜50Vと高い電圧なので、その輻射もかなりの大きさとなってしまう。そして、PWM信号PA、PBのキャリア周波数fcは、上記のように例えば768kHzであり、これは中波放送の放送帯に含まれる。
【0018】
このため、上述のようなD級パワーアンプが、カーオーディオなどのように、受信機と一体化されていたり、受信機に近接して配置されると、出力電圧VA、VBの立ち上がりエッジによる輻射が、放送の受信に妨害を与えてしまう。また、出力電圧VA、VBの立ち上がりエッジは急峻であって高調波成分を多く含み、その高調波成分も輻射されるので、FM受信機やテレビ受像機などの受信に妨害を与えることもある。
【0019】
この発明は、そのような輻射を低減させたパワーアンプ装置を提供しようとするものである。
【0020】
【課題を解決するための手段】
この発明においては、
第1および第2のパワーアンプを有し、
これら第1および第2のパワーアンプのそれぞれは、
入力信号を、その量子化レベルを示す第1のパルス変調信号に変換して出力する第1のパルス変調回路と、
上記入力信号を、その量子化レベルの2の補数を示す第2のパルス変調信号に変換して出力する第2のパルス変調回路と、
1対のスイッチング素子がプッシュプル接続されて構成された第1および第2のプッシュプル回路と、
上記第1のパルス変調回路から出力される上記第1のパルス変調信号を互いに逆レベルの1対のドライブパルスに変換して上記第1のプッシュプル回路の上記1対のスイッチング素子に供給するドライブ回路と、
上記第2のパルス変調回路から出力される上記第2のパルス変調信号を互いに逆レベルの1対のドライブパルスに変換して上記第2のプッシュプル回路の上記1対のスイッチング素子に供給するドライブ回路と
を有し、
上記第1および第2のパワーアンプのそれぞれにおいて、上記第1のプッシュプル回路の出力端と、上記第2のプッシュプル回路の出力端との間に、負荷が接続され、
上記第1のパワーアンプにおける上記第1および第2のプッシュプル回路の出力電圧は、その1サイクル期間の開始時点に立ち上がる極性であり、
上記第2のパワーアンプにおける上記第1および第2のプッシュプル回路の出力電圧は、その1サイクル期間の開始時点に立ち下がる極性である
ようにしたパワーアンプ装置
とするものである。
したがって、第1のパワーアンプにおいて生じる輻射と、第2のパワーアンプにおいて生じる輻射とが打ち消し合い、全体としての輻射が低減する。
【0021】
【発明の実施の形態】
ところで、一般の2チャンネルステレオにおいては、左チャンネルと右チャンネルとが対になっている。また、サラウンド音場を形成できるようにしたマルチチャンネルステレオにおいても、前方や後方のチャンネルは、左チャンネルと右チャンネルとが対になっている。つまり、多くのオーディオ装置は、チャンネル数が偶数であり、したがって、必要とするパワーアンプの数も偶数である。
【0022】
この発明は、このような点に着目してD級アンプにおける輻射を低減させるようにしたものである。以下、この発明によるパワーアンプ装置の一形態について、図1により説明する。
【0023】
図1において、符号10L、10Rは、左および右チャンネルのD級パワーアンプをそれぞれ示し、左および右チャンネルのデジタルオーディオ信号PL、PRがパワーアンプ10L、10Rの入力端子TL、TRにそれぞれ供給される。
【0024】
そして、パワーアンプ10Lにおいては、入力端子TLに供給されたデジタルオーディオ信号PLがPWM変調回路11Lに供給されるとともに、クロック形成回路12から所定の周波数のクロック(キャリア信号)がPWM変調回路11Lに供給され、オーディオ信号PLは、1対のPWM信号PAL、PBLに変換される。
【0025】
この場合、図3に示すように、PWM信号PAL、PBLのパルス幅は、オーディオ信号PLの示すレベルに対応して変化するものであるが、一方のPWM信号PALのパルス幅は、デジタルオーディオ信号PLの示すレベルの大きさとされ、PWM信号PBのパルス幅は、デジタルオーディオ信号PLの示すレベルの2の補数の大きさとされる。また、PWM信号PAL、PBLは、その立ち上がり時点が、PWM信号PAL、PBLの1サイクル期間Tcの開始時点に固定され、その立ち下がり時点はオーディオ信号PLの示すレベルに対応して変化するものとされる。
【0026】
さらに、PWM信号PAL、PBLのキャリア周波数fc(=1/Tc)は、デジタルオーディオ信号PLのサンプリング周波数fsの例えば16倍とされ、fs=48kHzとすれば、
fc=16fs=16×48kHz=768kHz
とされる。
【0027】
そして、このPWM変調回路11Lからの一方のPWM信号PALがドライブ回路13Lに供給されて図2Aに示すように、信号PALと同レベルおよびレベル反転した1対のドライブ用のパルス電圧+PAL、−PALが形成される。この場合、パルス電圧+PALは、信号PALと同レベルのドライブ電圧であるから、立ち上がり時点がPWM信号PALの1サイクル期間Tcの開始時点に固定され、その立ち下がり時点がオーディオ信号PLの示すレベルに対応して変化する。また、パルス電圧−PALは、信号PALのレベルを反転したドライブ電圧であるから、立ち上がり時点がオーディオ信号PLの示すレベルに対応して変化し、立ち下がり時点が1サイクル期間Tcの終了時点に固定される。
【0028】
そして、これらのパルス電圧+PAL、−PALが、1対のスイッチング素子、例えばnチャンネルのMOS−FET(Q11、Q12)のゲートにそれぞれ供給される。この場合、FET(Q11、Q12)はプッシュプル回路15Lを構成するものであり、FET(Q11)のドレインが電源端子TPWRに接続され、そのソースがFET(Q12)のドレインに接続され、このFET(Q12)のソースが接地に接続される。また、電源端子TPWRには、安定した直流電圧+VDDが電源電圧として供給される。なお、電圧+VDDは、例えば20V〜50Vである。
【0029】
さらに、FET(Q11)のソースおよびFET(Q12)のドレインが、例えばコイルおよびコンデンサにより構成されたローパスフィルタ17Lを通じてスピーカ19Lの一端に接続される。
【0030】
また、PWM変調回路11Lからの他方のPWM信号PBLに対しても、PWM信号PALに対してと同様に構成される。すなわち、PWM信号PBLがドライブ回路14Lに供給されて図2Bに示すように、信号PBLと同レベルおよびレベル反転した1対のドライブ用のパルス電圧+PBL、−PBLが形成される。
【0031】
この場合、パルス電圧+PBLは、信号PBLと同レベルのドライブ電圧であるから、立ち上がり時点がPWM信号PALの1サイクル期間Tcの開始時点に固定され、その立ち下がり時点がオーディオ信号PLの示すレベルに対応して変化する。また、パルス電圧−PBLは、信号PBLのレベルを反転したドライブ電圧であるから、立ち上がり時点がオーディオ信号PLの示すレベルに対応して変化し、立ち下がり時点が1サイクル期間Tcの終了時点に固定される。
【0032】
そして、これらパルス電圧+PBL、−PBLが、プッシュプル回路16Lを構成する1対のnチャンネルのMOS−FET(Q13、Q14)のゲートにそれぞれ供給される。また、FET(Q13)のソースおよびFET(Q14)のドレインが、コイルおよびコンデンサを有するローパスフィルタ18Lを通じてスピーカ19Lの他端に接続される。
【0033】
さらに、右チャンネルのパワーアンプ10Rも左チャンネルのパワーアンプ10Lと同様に構成されるもので、パワーアンプ10Lの回路および信号に対応する部分には、同一符号のサフィックスLをサフィックスRに代えて説明は省略する。
【0034】
ただし、この場合、右チャンネルのパワーアンプ10Rにおいては、PWM変調回路11Rから出力されるPWM信号PAR、PBRは、図3Bにも示すように、PWM信号PAL、PBLと同様、その立ち上がり時点が、PWM信号PAR、PBRの1サイクル期間Tcの開始時点に固定され、その立ち下がり時点はオーディオ信号PRの示すレベルに対応して変化するものとされるが、ドライブ回路13R、14Rと、プッシュプル回路15R、16Rとの結線が、左チャンネルのパワーアンプ10Lにおけるそれとは違えられる。
【0035】
すなわち、ドライブ回路13Rから出力されるドライブ用のパルス電圧+PAR、−PARが、プッシュプル回路16RのFET(Q14、Q13)のゲートにそれぞれ供給され、ドライブ回路14Rから出力されるドライブ用のパルス電圧+PBR、−PBRが、プッシュプル回路15RのFET(Q12、Q11)のゲートにそれぞれ供給される。
【0036】
このような構成によれば、左チャンネルのパワーアンプ10Lにおいて、以下のような動作が行われる。すなわち、+PAL=“H”のときには、−PAL=“L”であり、FET(Q11)がオンになるとともに、FET(Q12)がオフになるので、FET(Q11、Q12)の接続点の電圧VALは、図2Cに示すように、電圧+VDDとなる。また、逆に、+PAL=“L”のときには、−PAL=“H”であり、FET(Q11)がオフになるとともに、FET(Q12)がオンになるので、VAL=0となる。
【0037】
同様に、+PBL=“H”のときには、−PBL=“L”であり、FET(Q13)がオンになるとともに、FET(Q14)がオフになるので、FET(Q13、Q14)の接続点の電圧VBLは、図2Dに示すように、電圧+VDDとなる。また、逆に、+PBL=“L”のときには、−PBL=“H”であり、FET(Q13)がオフになるとともに、FET(Q14)がオンになるので、VBL=0となる。つまり、出力電圧VAL、VBLは、1サイクル期間Tcの開始時点ごとに立ち上がり、PWM信号PAL、PBLに対応した時点に立ち下がる。
【0038】
そして、VAL=+VDD、かつ、VBL=0の期間には、図1および図2Eに示すように、FET(Q11、Q12)の接続点から、ローパスフィルタ17L→スピーカ19L→ローパスフィルタ18Lのラインを通じて、FET(Q13、Q14)の接続点へと、電流iLが流れる。
【0039】
また、VAL=0、かつ、VBL=+VDDの期間には、FET(Q13、Q14)の接続点から、ローパスフィルタ18L→スピーカ19L→ローパスフィルタ17Lのラインを通じて、FET(Q11、Q12)の接続点へと、逆向きに電流iLが流れる。さらに、VAL=VBL=+VDDの期間、およびVAL=VBL=0の期間には、電流iLは流れない。つまり、プッシュプル回路15L、16LがBTL回路を構成していることになる。
【0040】
そして、電流iLの流れる期間は、もとのPWM信号PAL、PBLが立ち上がっている期間に対応して変化するとともに、電流iLがスピーカ19Lを流れるとき、電流iLはローパスフィルタ17L、18Lにより積分されるので、結果として、スピーカ19Lを流れる電流iLは、デジタルオーディオ信号PLの示すレベルに対応したアナログ電流であって電力増幅された電流となる。したがって、回路10Lは、D級パワーアンプとして動作していることになり、電力増幅された出力がスピーカ19Lに供給されることになる。
【0041】
さらに、右チャンネルのパワーアンプ10Rにおいても、同様の動作が行われる。しかし、右チャンネルのパワーアンプ10Rにおいては、ドライブ回路13R、14Rと、プッシュプル回路15R、16Rとの結線が、左チャンネルのパワーアンプ10Lにおけるそれとは違えられているので、プッシュプル回路155、16の出力電圧VAR、VBRは、例えば図H、Iに示すように変化する。
【0042】
すなわち、簡単のため、入力オーディオ信号PL、PRがモノラル信号であるとすれば、ドライブ回路13R、14Rから出力されるドライブ用のパルス電圧+PAR、−PAR、+PBR、−PBRは、図2F、Gに示すように、パルス電圧+PAL、−PAL、+PBL、−PBLと等しい波形となるる。
【0043】
しかし、+PAR=“H”のときには、−PAR=“L”であり、FET(Q14)がオンになるとともに、FET(Q13)がオフになるので、VBR=0となる。また、逆に、+PAR=“L”のときには、−PAR=“H”であり、FET(Q14)がオフになるとともに、FET(Q13)がオンになるので、VBR=+VDDとなる。
【0044】
同様に、+PBR=“H”のときには、−PBR=“L”であり、FET(Q12)がオンになるとともに、FET(Q11)がオフになるので、VBR=0となる。また、逆に、+PBR=“L”のときには、−PBR=“H”であり、FET(Q12)がオフになるとともに、FET(Q11)がオンになるので、VBR=+VDDとなる。つまり、出力電圧VAR、VBRは、PWM信号PAL、PBLに対応した時点ごとに立ち上がり、1サイクル期間Tcの開始時点に立ち下がる。
【0045】
したがって、スピーカ19Rには、図2Jに示すように、電流iRが流れるとともに、電流iRがスピーカ19Rを流れるとき、電流iRはローパスフィルタ17R、18Rにより積分されるので、結果として、スピーカ19Rを流れる電流iRは、デジタルオーディオ信号PRの示すレベルに対応したアナログ電流であって電力増幅された電流となる。したがって、回路10Rも、D級パワーアンプとして動作していることになり、電力増幅された出力がスピーカ19Rに供給されることになる。
【0046】
こうして、アンプ10L、10Rは、スイッチングにより電力増幅を行うが、図2C、DおよびH、Iにも示すように、1サイクル期間Tcの開始時点においては、出力電圧VAL、VBLの変化方向(矢印↑)と、出力電圧VAR、VBRの変化方向(矢印↓)とが逆になるので、これら出力電圧VAL、VBLの変化により生じる輻射と、出力電圧VAR、VBRの変化により生じる輻射とが打ち消し合うことになり、パワーアンプ装置全体としての輻射が低減される。
【0047】
特に、パワーアンプ装置は、所定のケースないしキャビネットに内蔵されるので、輻射の低減の効果が大きく、カーオーディオなどのように、パワーアンプ装置に受信機と一体化されていたり、受信機に近接して配置されていても、輻射が放送の受信に与える妨害を低減することができる。
【0048】
また、このように輻射が放送の受信に与える妨害を低減することができるので、輻射に対して受信機をシールドするための部材を削減することができ、コストを低減できる。さらに、受信機をパワーアンプ装置により近接させることができるので、省スペースとすることもできる。
【0049】
図4は、PWM変調回路11L(および11R)の具体例を示す。すなわち、入力端子TLのデジタルオーディオ信号PLが、ΔΣ変調回路111に供給されて可聴帯域内の量子化ノイズを抑えつつビット数を少なくしたデジタルオーディオ信号、例えば、量子化周波数(=fc)が16fsで量子化ビット数が6ビットのデジタルオーディオ信号に変換される。
【0050】
そして、このデジタルオーディオ信号がROM112に供給されてその量子化レベルを示す並列デジタルデータとに変換されるとともに、ROM113に供給されてその量子化レベルの2の補数を示す並列デジタルデータに変換され、これらデジタルデータが並列/直列シフトレジスタ114、115に供給されて直列信号、すなわち、PWM信号PAL、PBLに変換される。
【0051】
そして、一方のPWM信号PALがフリップフロップ回路131、132およびインバータ135により整形されてPWM波形のドライブ電圧+PAL、−PALが出力されるとともに、他方のPWM信号PBLがフリップフロップ回路133、134およびインバータ136により整形されてPWM波形のドライブ電圧+PBL、−PBLが出力される。
【0052】
上述においては、パワーアンプ10L、10Rの出力段がBTL回路とされている場合であるが、シングル回路とすることもできる。図5は、そのようなパワーアンプ装置の一形態を示す。
【0053】
すなわち、図5に示すパワーアンプ装置は、その左チャンネルのパワーアンプ10Lにおいては、PWM変調回路11Lからドライブ回路13LにPWM信号PALが供給されてドライブ用のパルス電圧+PAL、−PALが形成され、これらパルス電圧+PAL、−PALがプッシュプル回路15Lに供給される。そして、このプッシュプル回路15Lの出力端が、コンデンサ21Lを通じ、さらに、ローパスフィルタ17Lを通じてスピーカ19Lの一端に接続されるとともに、その他端は接地される。
【0054】
また、右チャンネルのパワーアンプ10Rも左チャンネルのパワーアンプ10Lと同様に構成される。ただし、この場合、図1のパワーアンプ装置と同様、パワーアンプ10Rは、PWM変調回路11R、ドライブ回路14Rおよびプッシュプル回路16Rから構成され、ドライブ用のパルス電圧+PBR、−PBRがFET(Q12、Q11)に供給される。
【0055】
したがって、このパワーアンプ装置においても、スピーカ19Lにはデジタルオーディオ信号PLに対応した極性および大きさの電流iLが流れ、スピーカ19Rにはデジタルオーディオ信号PRに対応した極性および大きさの電流iRが流れることになり、電力増幅が行われる。
【0056】
そして、その場合、プッシュプル回路15L、15Rの出力電圧VAL、VARは、図2C、Hに示すように、1サイクル期間Tcの開始時点に互いに逆方向に変化するパルス電圧となるので、この開始時点に発生する輻射は打ち消し合うことになり、パワーアンプ装置全体としての輻射が低減される。
【0057】
図6に示すパワーアンプ装置は、図5に示すパワーアンプ装置と同様、パワーアンプ10L、10Rの出力段がシングル回路とされるとともに、さらに、プッシュプル回路15L、15Rには、電源端子TPWR+、TPWR-から1対の正負の直流電圧+VDD、−VDDが供給される場合である。したがって、図5におけるコンデンサ21L、21Rを省略することができる。
【0058】
さらに、図1に示すパワーアンプ装置においては、図3にも示すように、PWM信号PAL、PBL、PAR、PBRは、その立ち下がりエッジだけがデジタル信号PL、PRに対応して変化する、いわゆる片側変調方式のPWM信号であるが、PWM信号PAL、PBL、PAR、PBRの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの両方が同時に変化する、いわゆる両側変調方式とすることもできる。
【0059】
図7は、その両側変調方式とした場合のドライブパルス電圧+PAL〜−PBL、+PAR〜−PBR、出力電圧VAL、VBL、VAR、VBR、出力電流iL、iRの波形を示す。なお、図7は、入力されたデジタルオーディオ信号PL、PRがモノラル信号の場合である。そして、この場合には、ドライブ用のパルス電圧+PAL〜−PBL、+PAR〜−PBRおよび出力電圧VAL、VBL、VAR、VBRは、各サイクル期間Tcの中央の時点を中心にして立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの位置が変化する。したがって、この両側変調方式の場合も、電力増幅された出力をスピーカに供給することができる。
【0060】
なお、上述においては、入力信号PL、PRがデジタルオーディオ信号の場合であるが、アナログオーディオ信号であってもよい。また、PWM信号PAL、PBL、PAR、PBRはPNM信号などとすることもできる。さらに、PWM変調回路11Lおよびドライブ回路13L、14Lを一体化し、PWM変調回路11Rおよびドライブ回路13R、14Rを一体化することもできる。
【0061】
また、上述においては、パワーアンプ10L、10Rがオーディオ用のアンプの場合であるが、モータなどの電力機器をドライブするためのアンプとして使用することもできる。また、スピーカ19L、19Rに代えて任意の負荷を接続すれば、その負荷に動作電圧を供給することができるとともに、入力信号PL、PRを変更することにより負荷に供給される電圧の大きさを変更することができ、したがって、可変電源回路として使用することもできる。
【0062】
〔この明細書で使用している略語の一覧〕
BTL :Bridged-Tied Load
D/A :Digital to Analog
MOS−FET:Metal Oxide Semiconductor type FET
FET :Field Effect Transistor
PNM :Pulse Number Modulation
PWM :Pulse Width Modulation
【0063】
【発明の効果】
この発明によれば、一方のチャンネルのパワーアンプにおいて生じる輻射と、他方のチャンネルのパワーアンプにおいて生じる輻射とが打ち消し合うので、パワーアンプ装置全体としての輻射を低減することができる。したがって、カーオーディオなどのように、パワーアンプ装置が受信機に一体化されていたり、受信機に近接して配置されていても、輻射が放送の受信に与える妨害を低減することができる。
【0064】
また、このことから、輻射に対して受信機をシールドするための部材を削減することができ、コストを低減することができる。さらに、受信機をパワーアンプ装置により近接させることができるので、省スペースとすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の一形態を示す系統図である。
【図2】図1の回路を説明するための波形図である。
【図3】図1の回路を説明するための波形図である。
【図4】図1の回路の一部の一形態を示す系統図である。
【図5】この発明の他の形態を示す系統図である。
【図6】この発明の他の形態を示す系統図である。
【図7】この発明を説明するための波形図である。
【図8】この発明を説明するための系統図である。
【図9】図8の回路を説明するための波形図である。
【図10】図8の回路を説明するための波形図である。
【符号の説明】
10Lおよび10R…パワーアンプ、11Lおよび11R…PWM変調回路、12…クロック形成回路、13L、13R、14Lおよび14R…ドライブ回路、15L、15R、16Lおよび16R…プッシュプル回路、17L、17R、18Lおよび18R…ローパスフィルタ、19Lおよび19R…スピーカ
Claims (4)
- 第1および第2のパワーアンプを有し、
これら第1および第2のパワーアンプのそれぞれは、
入力信号を、その量子化レベルを示す第1のパルス変調信号に変換して出力する第1のパルス変調回路と、
上記入力信号を、その量子化レベルの2の補数を示す第2のパルス変調信号に変換して出力する第2のパルス変調回路と、
1対のスイッチング素子がプッシュプル接続されて構成された第1および第2のプッシュプル回路と、
上記第1のパルス変調回路から出力される上記第1のパルス変調信号を互いに逆レベルの1対のドライブパルスに変換して上記第1のプッシュプル回路の上記1対のスイッチング素子に供給するドライブ回路と、
上記第2のパルス変調回路から出力される上記第2のパルス変調信号を互いに逆レベルの1対のドライブパルスに変換して上記第2のプッシュプル回路の上記1対のスイッチング素子に供給するドライブ回路と
を有し、
上記第1および第2のパワーアンプのそれぞれにおいて、上記第1のプッシュプル回路の出力端と、上記第2のプッシュプル回路の出力端との間に、負荷が接続され、
上記第1のパワーアンプにおける上記第1および第2のプッシュプル回路の出力電圧は、その1サイクル期間の開始時点に立ち上がる極性であり、
上記第2のパワーアンプにおける上記第1および第2のプッシュプル回路の出力電圧は、その1サイクル期間の開始時点に立ち下がる極性である
ようにしたパワーアンプ装置。 - 第1および第2のパワーアンプを有し、
これら第1および第2のパワーアンプのそれぞれは、
入力信号をパルス変調信号に変換して出力するパルス変調回路と、
1対のスイッチング素子がプッシュプル接続されたプッシュプル回路と、
上記パルス変調回路から出力される上記パルス変調信号を互いに逆レベルの1対のドライブパルスに変換して上記プッシュプル回路の上記1対のスイッチング素子に供給するドライブ回路と
を有し、
上記第1のパワーアンプにおける上記プッシュプル回路の出力電圧は、その1サイクル期間の開始時点に立ち上がる極性であり、
上記第2のパワーアンプにおける上記プッシュプル回路の出力電圧は、その1サイクル期間の開始時点に立ち下がる極性である
ようにしたパワーアンプ装置。 - 請求項1あるいは請求項2に記載のパワーアンプ装置において、
上記パルス変調信号がPWM信号である
ようにしたパワーアンプ装置。 - 第1および第2のパワーアンプを有し、
これら第1および第2のパワーアンプのそれぞれは、
入力信号を、その量子化レベルを示す第1のPWM信号に変換して出力する第1のPWM変調回路と、
上記入力信号を、その量子化レベルの2の補数を示す第2のPWM信号に変換して出力する第2のPWM変調回路と、
1対のスイッチング素子がプッシュプル接続されて構成された第1および第2のプッシュプル回路と、
上記第1のPWM変調回路から出力される上記第1のPWM信号を互いに逆レベルの1対のドライブパルスに変換して上記第1のプッシュプル回路の上記1対のスイッチング素子に供給するドライブ回路と、
上記第2のPWM変調回路から出力される上記第2のPWM信号を互いに逆レベルの1対のドライブパルスに変換して上記第2のプッシュプル回路の上記1対のスイッチング素子に供給するドライブ回路と
を有し、
上記第1および第2のパワーアンプのそれぞれにおいて、上記第1のプッシュプル回路の出力端と、上記第2のプッシュプル回路の出力端との間に、負荷が接続され、
上記第1のパワーアンプにおける上記第1および第2のプッシュプル回路の出力電圧の立ち上がりおよび立ち下がりと、上記第2のパワーアンプにおける上記第1および第2のプッシュプル回路の出力電圧の立ち上がりおよび立ち下がりとの位置関係が逆である
ようにしたパワーアンプ装置。
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