JP3873972B2 - 電源装置およびこの電源装置を構成するコンバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング信号の作成方法 - Google Patents

Description

この発明は、電源装置およびこの電源装置を構成するコンバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング信号の作成方法に関するものである。

第７図は従来の電源装置の構成を示す図である。
図において、２０は交流電源、２１は交流電源２０との接続を入り切りするスイッチ、２２は昇圧用リアクトル、２３は交流電源２０の一端と負荷（図示せず）の一端とを接続する共通母線である。また、２４はＡＣ／ＤＣ変換回路、２５，２６はダイオード、２７は正極Ｐと共通母線２３間に接続されるコンデンサ、２８は共通母線２３と負極Ｎ間に接続されるコンデンサ、２９はＤＣ／ＡＣ変換回路としてのインバータ部である。

また、３０はコンデンサ２７，２８の電圧を検出する母線電圧検出回路、３１は交流電源２０の電圧を検出する入力電圧検出回路、３２は交流電源２０の電流を検出する電流検出回路、３３はＡＣ／ＤＣ変換回路２４を制御する制御部である。
また、３４，３５，３６，３７はダイオード、３８はスイッチング素子である。ダイオード３４，３５，３６，３７およびスイッチング素子３８によりＡＣ／ＤＣ変換回路２４を構成する。また、ＡＣ／ＤＣ変換回路２４およびリアクトル２２により昇圧チョッパ回路を構成する。

また、３９は電流指令作成部、４０はコンパレータである。電流指令作成部３９、コンパレータ４０により制御部３３を構成する。
また、４１，４２はスイッチング素子、４３，４４はスイッチング素子４１，４２に逆並列に接続されるダイオードである。スイッチング素子４１，４２およびダイオード４３，４４によりインバータ部２９を構成する。

また、４５はリアクトル、４６はコンデンサである。
また、Ｖａは入力電圧検出回路３１で検出される入力電圧検出値、Ｖｒｅｆは基準電圧指令、ＶP，ＶN、は母線電圧検出回路３０から出力される母線電圧検出値、ｉａは電流検出回路３２で検出された入力電流検出値、ｉ2*は電流指令作成部３９から出力される電流指令である。

第８図、第９図は従来の電源装置において、コンデンサ２７、２８を充電する動作を説明する図である。図において、２０〜２８、３２、３４〜３８は第７図と同様であり、その説明を省略する。
従来の電源装置の動作について、第７図〜第９図により説明する。
従来の電源装置では、制御部３３の電流指令作成手段３９で、基準電圧指令Ｖｒｅｆと母線電圧検出回路３０から出力される母線電圧検出値ＶP（または、ＶN）とから電流指令ｉ2*を作成する。

制御部３３のコンパレータ４０で、この電流指令ｉ2*と電流検出回路３２で検出された入力電流検出値ｉａとを比較して、入力電流検出値ｉａが電流指令ｉ2*を越えた場合に、スイッチング素子３８をオン／オフするスイッチング信号をオフとし、入力電流検出値ｉａが電流指令ｉ2*より下がった場合に、スイッチング素子３８をオン／オフするスイッチング信号をオンする。

このスイッチング信号で、ＡＣ／ＤＣ変換回路２４のスイッチング素子３８をオン／オフすることにより、第８図または第９図に示すような経路で、スイッチング信号のオン時に交流電源２０の交流電力を直流電力に変換するとともに、リアクトル２２にエネルギーを蓄積して昇圧し、スイッチング信号のオフ時にリアクトル２２に蓄積したエネルギーと電源装置の交流電圧との和によりコンデンサ２７，２８を充電する。

インバータ部２９のスイッチング素子４１，４２をオン／オフ制御することにより、コンデンサ２７，２８に充電された直流電圧を所定電圧の交流電力に変換して出力する。
次に、交流電源２０が正の場合に、コンデンサ２７を充電する動作を、第８図により説明する。

交流電源２０が正の場合に、制御部３３はＡＣ／ＤＣ変換回路２４のスイッチング素子３８をオンすることにより、交流電源２０→スイッチ２１→リアクトル２２→ダイオード３４→スイッチング素子３８→ダイオード３７→共通母線２３→交流電源２０という経路により、リアクトル２２にエネルギーを蓄積する。続いて、制御部３３はスイッチング素子３８をオフして、交流電源２０→スイッチ２１→リアクトル２２→ダイオード２５→コンデンサ２７→共通母線２３→交流電源２０という経路により、リアクトル２２に蓄積されたエネルギーによりコンデンサ２７を充電する。

また、交流電源２０が負の場合に、ＡＣ／ＤＣ変換回路２４によりコンデンサ２８を充電する動作を、第９図により説明する。
交流電源２０が負の場合に、制御部３３はＡＣ／ＤＣ変換回路２４のスイッチング素子３８をオンすることにより、交流電源２０→共通母線２３→ダイオード３５→スイッチング素子３８→ダイオード３６→リアクトル２２→スイッチ２１→交流電源２０という経路により、リアクトル２２にエネルギーを蓄積する。続いて、スイッチング素子３８をオフして、交流電源２０→共通母線２３→コンデンサ２８→ダイオード２６→リアクトル２２→スイッチ２１→交流電源２０という経路により、リアクトル２２に蓄積されたエネルギーによりコンデンサ２８を充電する。

第１０図、第１１図は従来の電源装置における各種波形を示した図であり、第１０図は負荷が軽い場合、第１１図は負荷を大きくした場合のものである。図において、（ａ）は電流指令の振幅の波形、（ｂ）は母線電圧の波形、（ｃ）は入力電圧および電流指令の波形、（ｄ）は出力電流および出力電圧の波形、（ｅ）は瞬時出力電力の波形である。
従来の電源装置においては、上述のようにスイッチング素子３８をオン／オフする時間を制御することにより、コンデンサ２７，２８の電圧を所定電圧に保持する制御を行なっていた。

また、母線電圧が基準電圧指令に追従するように、スイッチング素子３８へのスイッチング信号を瞬時制御で行なっていた。このため、半サイクル中の平均負荷は一定であっても、瞬時負荷が大きく変動すると母線電圧もそれに同期して変動することになり、応答を早くした場合には、入力電流も小さなリップルを含んだものになる。負荷が軽い場合は、母線電圧の変動は小さいが（第１０図（ｂ））、負荷を大きくしていくと、母線電圧に大きなリップル電圧が発生するようになる（第１１図 （ｂ））。

負側の母線電圧ＶNは正側の母線電圧ＶPと同様であり、その説明を省略する。
上述のように、従来の電源装置においては、応答を早くした場合には、負荷を大きくしていくと、瞬時負荷が大きく変動した場合に母線電圧に大きなリップル電圧が発生するようになるので、母線電圧のリップル電圧のピーク値を考慮した耐圧の大きい素子を用いる必要があるという問題点があった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、負荷の大小に係わらず、母線電圧の変動を所定の範囲内に抑えながら、母線電圧を基準電圧指令に一致することができる電源装置を得るものである。
また、第２の目的は、負荷応答を改善し、インパクト負荷においても母線電圧を安定することができる電源装置を得るものである。

この発明の電源装置は、ダイオードブリッジとスイッチング素子を有し、交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、このコンバータ部と昇圧チョッパ回路を構成する昇圧用リアクトルと、前記昇圧チョッパ回路で昇圧された直流電圧を充電するコンデンサと、前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御回路と、直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、を有する電源装置において、交流電源の入力電流を検出する入力電流検出回路と、交流電源の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、前記コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出回路と、を備え、前記制御回路は、前記交流電源からの入力電圧の符号が変化する時点において、基準電圧指令と前記コンデンサの電圧との差に基づき、ＰＩ制御により、前記交流電源の半サイクル毎に電流指令の振幅を算出するとともに、この電流指令の振幅を前回入力電圧のピーク値で除算し、さらに前記交流電源からの入力電圧を乗算することにより正規化した電流指令を算出し、この電流指令と前記入力電流検出回路で検出した入力電流と比較することにより、前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング信号を作成するようにしたので、交流電源からの入力電圧の半サイクル毎にＰＩ制御により求めた電流指令の振幅を基に、入力電圧に相似した電流指令を作成することができ、負荷の大小に係わらず母線電圧の変動を所定の範囲内に抑えながら、母線電圧を基準電圧指令に一致することができる電源装置を得ることができる。

また、前記制御回路は、基準電圧指令と前記直流電圧検出回路で検出したコンデンサの電圧との差が所定の許容値を越えた場合に、その半サイクルは前記ＰＩ制御により算出した電流指令の振幅および積分項を０クリアするようにしたので、インパクト負荷が抜けた場合や、入力電圧の大きさが急変した場合においても、母線電圧の上昇を抑えることができる電源装置を得ることができる。

さらに、前記インバータ部の出力電流を検出する出力電流検出回路と、前記インバータ部の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記電流検出回路から出力電流および前記出力電圧検出部から出力電圧を入力し、出力電力を算出する出力電力検出部と、前記入力電流検出回路から入力電流および前記入力電圧検出回路から入力電圧を入力し、入力電力を算出する入力電力検出部と、を備え、前記制御回路は、出力電力と入力電力との差が所定値を越えた場合に、出力電力と入力電力との差を前記入力電圧実効値で除算して補正項を算出し、前記ＰＩ制御の積分項に加算するようにしたので、 瞬間的に電流指令の応答性を上げることができ、インパクト負荷においても母線電圧を安定することができる電源装置を得るものである。

また、この発明の電源装置におけるスイッチング信号の作成方法は、ダイオードブリッジとスイッチング素子を有し、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ部の前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング信号を作成方法において、前記交流電源からの入力電圧の符号が変化する時点において、基準電圧指令とコンデンサの電圧との差に基づき、ＰＩ制御により、前記入力電圧の半サイクル毎に電流指令の振幅を算出する段階と、直流電力を交流電力に変換するインバータ部からの出力電力と前記交流電源からの入力電力との差が所定値を越えた場合に、前記出力電力と前記入力電力との差を入力電圧実効値で除算して補正項を算出し、前記ＰＩ制御の積分項に加算する段階と、この電流指令の振幅を前回入力電圧のピーク値で除算し、さらに前記交流電源からの入力電圧を乗算することにより正規化した電流指令を算出する段階と、この電流指令と前記入力電流検出回路で検出した入力電流と比較することにより、前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング信号を作成する段階と、を有するようにしたので、母線電圧を安定して制御することができる

実施の形態１．
第１図はこの発明の実施の形態１に係る電源装置の構成を示す図である。図において、２０〜３２、３４〜３７、４０、４１〜４６は、第７図と同様であり、その説明を省略する。
また、１は制御部、２はインバータ部２９の出力電流を検出する出力電流検出回路、３はインバータ部２９の出力電圧を検出する出力電圧検出部である。また、１１は出力電流検出回路２から出力電流および出力電圧検出部３から出力電圧を入力し、出力電力を算出する出力電力検出部、１２は入力電圧検出回路３１から入力電圧および電流検出回路３２から入力電流を入力し、入力電力を算出する入力電力検出部、１３は補正項算出部、１４は電流指令作成部である。

また、Ｖａは入力電圧検出回路３１で検出される入力電圧検出値、Ｖｒｅｆは基準電圧指令、ＶP，ＶNは母線電圧検出回路３０から出力される母線電圧検出値、ｉａは電流検出回路３２で検出された入力電流検出値、Ｖｂは出力電圧検出部３から出力される出力電圧検出値、ｉｂは電流検出回路２から出力される出力電流検出値、ｉ1*は電流指令作成部１４から出力される電流指令である。

電流指令作成部１４は、基準電圧指令Ｖｒｅｆと、入力電圧検出回路３１で検出した入力電圧検出値Ｖａ、母線電圧検出回路３０で検出した母線電圧検出値ＶP（または、ＶN）に基づき、電流指令ｉ1*を作成し、アンプ（図示せず）で入力電流検出値ｉａと同じレンジまで増幅する。コンパレータ４０で、増幅された電流指令ｉ1*と電流検出回路３２で検出した入力電流検出値ｉａとの差分を比較して、スイッチング素子３８のゲートをオン／オフするスイッチング信号を決定する。

第２図はこの発明の実施の形態１に係る電源装置における電流指令作成処理のフローチャートである。図において、ステップＳ１〜ステップＳ１５が電流指令の振幅演算処理、ステップＳ２０〜ステップＳ２７が電流指令演算処理である。
また、第３図はこの発明の実施の形態１に係る電源装置における入力電圧の波形と電流指令の振幅演算時の関係を説明する図である。図において、ａ１，ａ３，ａ５が正側の電流指令の振幅を演算する時点、ａ２，ａ４，ａ６が負側の電流指令の振幅を演算する時点である。

また、第４図はこの発明の実施の形態１に係る電源装置における入力電圧と電流指令との関係を示した図であり、（ａ）は入力電圧と電流指令との関係、（ｂ）は基準電圧指令と正側の母線電圧ＶPとの関係、（ｃ）は出力電流と出力電圧との関係である。図において、母線電圧の瞬時値ＶPが基準電圧指令の許容範囲（Ｖｒｅｆ＋ΔＶ）を越えた場合（第４図（ｂ）のＢ0点）に、その半サイクルは電流指令の振幅Ｉ*を０とする（第４図（ａ）のＢ1点）ようにした例である。負側の母線電圧ＶNは正側の母線電圧ＶPと同様であり、その説明を省略する。

この発明の実施の形態１に係る電源装置における電流指令の作成処理を第１図〜第４図により説明する。
ステップＳ１で、電流指令作成部１４は、入力電圧検出回路３１から入力した入力電圧検出値Ｖａを判定する。前回読み込んだ入力電圧検出値（以下、前回入力電圧と記す）と今回読み込んだ入力電圧検出値（以下、今回入力電圧と記す）とを比較し、前回入力電圧＜０でかつ今回入力電圧≧０に該当しない場合は、ステップＳ１１へ飛ぶ。

ステップＳ１において前回入力電圧＜０でかつ今回入力電圧≧０（第３図において、入力電圧検出値Ｖａが負側から正側となるａ１，ａ３，ａ５時点）と判定した場合は、ステップＳ２で後述の第５図に記載の補正項の計算処理後、ステップＳ３で、基準電圧指令Ｖｒｅｆと母線電圧検出値の一次遅れフィルタ後のノイズを取り除いた値Ｖ〜Pとに基づき、ＰＩ制御により式（１）で電流指令の振幅Ｉ*を作成する。

Ｉ*＝Ｋｐ（Ｖｒｅｆ−Ｖ〜P）＋ΣＫｉ（Ｖｒｅｆ−Ｖ〜P）・・・（１）
ただし、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲインである。ステップＳ４で、母線電圧の瞬時値ＶPと基準電圧指令Ｖｒｅｆとを比較し、ＶP≦Ｖｒｅｆ＋ΔＶの場合は、ステップＳ１１へ飛ぶ。ここで、ΔＶは許容レベルである。
ステップＳ４においてＶP＞Ｖｒｅｆ＋ΔＶと判定した場合（第４図（ｂ）のＢ2）は、ステップＳ３において式（１）で作成した電流指令の振幅Ｉ*を、ステップＳ５で０クリアする（第４図（ａ）のＢ3）とともに、式（１）の右辺第２項の積分項を０クリアし、ステップＳ１１に進む。

ステップＳ１１で、前回入力電圧と今回入力電圧とを比較し、前回入力電圧≧０でかつ今回入力電圧＜０に該当しない場合は、ステップＳ２０へ飛ぶ。
ステップＳ１１で、前回入力電圧≧０でかつ今回入力電圧＜０（第３図において、入力電圧が正側から負側となるａ２，ａ４，ａ６時点）と判定した場合は、ステップＳ１２で後述の第５図に記載の補正項の計算処理後、ステップＳ１３で、基準電圧指令Ｖｒｅｆと母線電圧検出値の一次遅れフィルタ後の値Ｖ〜Nとを使用して、ＰＩ制御により式（２）で電流指令の振幅Ｉ*を作成する。

Ｉ*＝Ｋｐ（Ｖｒｅｆ−Ｖ〜N）＋ΣＫｉ（Ｖｒｅｆ−Ｖ〜N）・・・（２）
ただし、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲインである。ステップＳ１４で、母線電圧の瞬時値ＶNと基準電圧指令Ｖｒｅｆとを比較し、ＶN≦Ｖｒｅｆ＋ΔＶの場合は、ステップＳ２０へ飛ぶ。ここで、ΔＶは許容レベルである。

ステップＳ１４においてＶN＞Ｖｒｅｆ＋ΔＶと判定した場合は、ステップＳ１３において式（２）で作成した電流指令の振幅Ｉ*を、ステップＳ１５で０クリアするとともに、式（２）の右辺第２項の積分項を０クリアし、ステップＳ２０に進む。
この発明の実施の形態１に係る電源装置における電流指令作成部１４は、入力電圧が負側から正側に切換わる時点（第３図（ａ）のａ１，ａ３，ａ５）で正側の電流指令の振幅を演算し（ステップＳ３）、また入力電圧が正側から負側に切換わる時点（第３図（ａ）のａ２，ａ４，ａ６）で負側の電流指令の振幅を演算する（ステップＳ１３）といったように、入力電圧の１サイクルに２回、入力電圧の符号が変化した時点で、電流指令を作成する（第３図（ａ））。

定常状態では、正負各々の負荷の平均電力は一定であるから、電流指令の振幅Ｉ*を半サイクル毎に計算することにより、半サイクル中に変化する負荷変動による影響を取り除いた、安定した電流指令の振幅Ｉ*を作成することができ、負荷によらず母線電圧の変動を所定の範囲内に抑えながら、母線電圧を基準電圧指令に一致することができる。

また、ステップＳ４、ステップＳ１４は母線電圧の瞬時値ＶP，ＶNが基準電圧指令の許容範囲（Ｖｒｅｆ＋ΔＶ）内にあるかチェックするもので、母線電圧の瞬時値ＶP，ＶNが基準電圧指令の許容範囲を越えた場合（ＶP＞Ｖｒｅｆ＋ΔＶ，ＶN＞Ｖｒｅｆ＋ΔＶ）には、ステップＳ５、ステップＳ１５で、式（１）または式（２）で求めた電流指令の振幅Ｉ*および積分項を０クリアする。

母線電圧が大きく上昇した場合には、電流指令の振幅Ｉ*を０にしてスイッチング素子３８をオフすることにより、母線電圧の上昇を抑えることができる。
ステップＳ２０で入力電圧の符号の正負を判定し、入力電圧が負側の場合にはステップＳ２４へ飛ぶ。
ステップＳ２０において入力電圧が正側であると判定した場合には、ステップＳ２１で入力電圧の正側ピーク値を計算する。

ステップＳ２２で、母線電圧の瞬時値ＶPと基準電圧指令Ｖｒｅｆとを比較し、許容レベルをΔＶとした場合に、ＶP≦Ｖｒｅｆ＋ΔＶの場合は、ステップＳ２７へ飛ぶ。
ステップＳ２２においてＶP＞Ｖｒｅｆ＋ΔＶの場合は、ステップＳ２３で、式（１）で作成した電流指令の振幅Ｉ*を０とし、ステップＳ２７に進み、電流指令ｉ*を作成する。
ステップＳ２０において入力電圧が負側であると判定した場合には、ステップＳ２４で入力電圧の負側ピーク値を計算する。

ステップＳ２５で、母線電圧の瞬時値ＶNと基準電圧指令Ｖｒｅｆとを比較し、許容レベルをΔＶとした場合に、ＶN≦Ｖｒｅｆ＋ΔＶの場合は、ステップＳ２７へ飛ぶ。
ステップＳ２５においてＶN＞Ｖｒｅｆ＋ΔＶの場合は、ステップＳ２６で、式（２）で作成した電流指令の振幅Ｉ*を０とし、ステップＳ２７に進み、電流指令ｉ*を作成する。
ステップＳ２７で、式（３）により入力電圧瞬時値／前回入力電圧ピーク値Ｖｐｅａｋで正規化して電流指令ｉ*を作成する。

ｉ*＝（入力電圧瞬時値／前回入力電圧ピーク値）×Ｉ* ・・・（３）
式（３）において、Ｉ*およびＶｐｅａｋは、半サイクル間は固定値であるので、入力電圧に比例した電流指令ｉ*を作成することができ、入力力率が１となる電流指令ｉ*とすることができる。

ステップＳ２２、ステップＳ２３およびステップＳ２５、ステップＳ２６では、母線電圧の瞬時値ＶP、ＶNが基準電圧指令の許容範囲（Ｖｒｅｆ＋ΔＶ）を越えた場合に、その半サイクルは電流指令の振幅Ｉ*を０とするようにしたので、インパクト負荷が抜けた場合や、入力電圧の大きさが急変した場合においても、母線電圧の上昇を抑えることができる。

ここで、入力電圧の変動や負荷の変動によって母線電圧の瞬時値ＶP、ＶNが基準電圧指令の許容範囲（Ｖｒｅｆ＋ΔＶ）を瞬間に越えた時に、積分項をクリアすると、電流指令の振幅が再び上昇するまで時間がかかり、母線電圧の変動が大きくなることを防ぐために、ステップＳ２３、ステップＳ２６では積分項をクリアしない処理とする。従って、積分項をクリアするタイミングは、第３図のａ１〜ａ６に示した入力電圧が０クロスする時点の処理（第２図のステップＳ５、ステップＳ１５）のみとする。

第５図はこの発明の実施の形態１に係る電源装置における補正項の計算処理のフローチャートで、第２図のステップＳ２、ステップＳ１２における補正項の計算の詳細フローチャートである。

また、第６図はこの発明の実施の形態１に係る電源装置における入力電圧の波形と電流指令の振幅演算の関係を説明する図で、（ａ）は電流指令の振幅の波形、（ｂ）は母線電圧の波形、（ｃ）は入力電圧および電流指令の波形、（ｄ）は出力電圧および出力電流の波形、（ｅ）は出力電力の波形、（ｆ）は入力電力の波形である。
図において、Ｉ0*は補正処理ありの電流指令の振幅、Ｉ1*は補正処理なしの電流指令の振幅、ｉ0*は補正処理ありの電流指令、ｉ1*は補正処理なしの電流指令、Ｖｒｅｆは基準電圧指令、ＶＰ０は補正処理ありの母線電圧、ＶＰ１は補正処理なしの母線電圧である。

この発明の実施の形態１に係る電源装置において電流指令の作成時における補正項処理を第２図、第５図、第６図により説明する。
補正項算出部１３は、入力電圧が負側から正側に切換わる時点（第３図（ａ）のａ１，ａ３，ａ５）または入力電圧が正側から負側に切換わる時点（第３図（ａ）のａ２，ａ４，ａ６）で、第５図に示す補正項の計算をする。

第５図において、ステップＳ３０で、入力電力検出部１２から出力された入力電力Ｗｉｎと出力電力検出部１１から出力された出力電力Ｗｏｕｔとを比較し、出力電力と入力電力の差が補正レベルを越えていた場合は、ステップＳ３１で、インパクト負荷時による母線電圧の降下分を式（４）により補正項として算出し、ステップＳ３３に進む。
補正項＝√２×（Ｗｏｕｔ−Ｗｉｎ）／Ｖｒｍｓ・・・式（４）
ここで、Ｖｒｍｓは入力電圧実効値である。

また、ステップＳ３０において出力電力と入力電力の差が補正レベル以下と判定した場合は、ステップＳ３２で、補正項を０クリアし、ステップＳ３３に進む。
ステップＳ３３で、電流指令の振幅を演算する式（１）または式（２）における前回積分項に、上述のステップＳ３１またはステップＳ３２で演算した補正項を加える。
電流指令の振幅Ｉ*をＰＩ制御により算出する式（１）または式（２）の比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉを、一定負荷で安定するゲインに設定した場合、インパクト負荷がかかると、ゲインが小さいため、母線電圧が第６図（ｂ）のＶＰ１に示すように大きく低下した後、積分項が増え、電流指令の振幅Ｉ*は第６図（ａ）のＩ1*に示すように徐々に大きくなるので、母線電圧の回復動作が遅れることになる。

また、比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉを一定負荷で安定するゲインより上げ、インパクト負荷印加時の電流指令の振幅Ｉ*の応答性を上げることにより、インパクト負荷印加時における母線電圧の低下を抑えることができるが、応答性を上げ過ぎると、母線電圧が振動しやすくなるので、インパクト負荷を考慮したシステムに最適なゲイン調整をすることが困難であった。

上述の第５図に示すように、出力電力と入力電力の差が補正レベルを越えていた場合は、インパクト負荷時による母線電圧の降下分を補正項として算出し、式（１）または式（２）における積分項に足すようにしたので、電流指令の振幅を瞬間的に増加させることができ、インパクト負荷時においても、式（１）または式（２）に示すＰＩ制御における比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉを一定負荷で安定するゲインに設定したままで、負荷応答を改善でき、母線電圧低下を抑えることができる。

また負荷変動、電源変動、制御の切換え（バッテリ（図示せず）から母線電圧を昇圧するバックアップ運転や入力電源をそのままリレーで出力するバイパス運転から、上記の交流電源入力による昇圧する運転への切換え時）において、電流指令の振幅を求めるＰＩ制御の積分項が上昇するまでの応答を改善するために、入力電力、出力電力の差分から電流指令の不足分を計算し、ＰＩ制御の積分項の補正項として補正するようにしたので、母線電圧の低下を最小限に抑えることができる。

ところで、上記説明では出力電圧を入力電圧に同期させた例を示したが、入力電圧の０クロス毎に演算を行なう処理は、出力電圧を入力電圧に同期させない場合でも、同様の効果がある。

以上のように、本発明の電源装置または電源装置を構成するコンバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング信号の作成方法スイッチング信号の作成方法は、負荷変動、電源変動、制御の切換え（バッテリ（図示せず）から母線電圧を昇圧するバックアップ運転や入力電源をそのままリレーで出力するバイパス運転から、上記の交流電源入力による昇圧する運転への切換え時）においても、母線電圧の変動を所定範囲内に抑え、安定することができるので、瞬停時に負荷に交流電力を供給する無停電電源装置に適している。

第１図はこの発明の実施の形態１に係る電源装置の構成を示す図である。
第２図はこの発明の実施の形態１に係る電源装置における電流指令作成処理のフローチャートである。
第３図はこの発明の実施の形態１に係る電源装置における入力電圧の波形と電流指令の振幅演算時の関係を説明する図である。
第４図はこの発明の実施の形態１に係る電源装置における入力電圧と電流指令との関係を示した図である。
第５図はこの発明の実施の形態１に係る電源装置における補正項の計算処理のフローチャートである。
第６図はこの発明の実施の形態１に係る電源装置における入力電圧の波形と電流指令の振幅演算の関係を説明する図である。
第７図は従来の電源装置の構成を示す図である。
第８図は従来の電源装置において、コンデンサ２７を充電する動作を説明する図（交流電源２０が正の場合）である。
第９図は従来の電源装置において、コンデンサ２７を充電する動作を説明する図（交流電源２０が負の場合）である。
第１０図は従来の電源装置における各種波形を示した図（負荷が軽い場合）である。
第１１図は従来の電源装置における各種波形を示した図（負荷を大きくした場合）である。

Claims (4)

1. ダイオードブリッジとスイッチング素子を有し、交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、
   このコンバータ部と昇圧チョッパ回路を構成する昇圧用リアクトルと、
   前記昇圧チョッパ回路で昇圧された直流電圧を充電するコンデンサと、
   前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御回路と、
   直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、
   を有する電源装置において、
   交流電源の入力電流を検出する入力電流検出回路と、
   交流電源の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
   前記コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出回路と、を備え、
   前記制御回路は、
   前記交流電源からの入力電圧の符号が変化する時点において、基準電圧指令と前記コンデンサの電圧との差に基づき、ＰＩ制御により、前記交流電源の半サイクル毎に電流指令の振幅を算出するとともに、
   この電流指令の振幅を前回入力電圧のピーク値で除算し、さらに前記交流電源からの入力電圧を乗算することにより正規化した電流指令を算出し、
   この電流指令と前記入力電流検出回路で検出した入力電流と比較することにより、前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング信号を作成するようにしたことを特徴とする電源装置。
2. 前記制御回路は、基準電圧指令と前記直流電圧検出回路で検出したコンデンサの電圧との差が所定の許容値を越えた場合に、前記ＰＩ制御により算出した電流指令の振幅および積分項を０クリアするようにしたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記インバータ部の出力電流を検出する出力電流検出回路と、
   前記インバータ部の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
   前記出力電流検出回路から出力電流および前記出力電圧検出部から出力電圧を入力し、出力電力を算出する出力電力検出部と、
   前記入力電流検出回路から入力電流および前記入力電圧検出回路から入力電圧を入力し、入力電力を算出する入力電力検出部と、
   を備え、
   前記制御回路は、
   出力電力と入力電力との差が所定値を越えた場合に、出力電力と入力電力との差を前記入力電圧実効値で除算して補正項を算出し、前記ＰＩ制御の積分項に加算するようにしたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
4. ダイオードブリッジとスイッチング素子を有し、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ部の前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング信号の作成方法において、
   前記交流電源からの入力電圧の符号が変化する時点において、基準電圧指令とコンデンサの電圧との差に基づき、ＰＩ制御により、前記入力電圧の半サイクル毎に電流指令の振幅を算出する段階と、
   直流電力を交流電力に変換するインバータ部からの出力電力と前記交流電源からの入力電力との差が所定値を越えた場合に、前記出力電力と前記入力電力との差を入力電圧実効値で除算して補正項を算出し、前記ＰＩ制御の積分項に加算する段階と、
   この電流指令の振幅を前回入力電圧のピーク値で除算し、さらに前記交流電源からの入力電圧を乗算することにより正規化した電流指令を算出する段階と、
   この電流指令と前記入力電流検出回路で検出した入力電流と比較することにより、前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング信号を作成する段階と、
   を有することを特徴とするスイッチング信号の作成方法。

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