JP3838230B2 - 伝搬路特性推定システム及び伝搬路特性推定方法、並びに通信装置及び通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信環境下における伝搬路特性の推定を行なう伝搬路特性推定システム及び伝搬路特性推定方法、並びに通信装置及び通信方法に係り、特に、測距の目的で受信信号の到来時刻をより正確に測定するために伝搬路特性の推定を行なう伝搬路特性推定システム及び伝搬路特性推定方法、並びに通信装置及び通信方法に関する。

さらに詳しくは、本発明は、広帯域において伝搬路特性の推定を行なう伝搬路特性推定システム及び伝搬路特性推定方法、並びに通信装置及び通信方法に係り、特に、周波数ホッピングを行なう無線通信システムにおいてより広帯域で伝搬路特性の推定を行なう伝搬路特性推定システム及び伝搬路特性推定方法、並びに通信装置及び通信方法に関する。

有線方式によるＬＡＮ配線からユーザを解放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。近年では、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入の検討が行なわれている。例えば、２．４ＧＨｚ帯や、５ＧＨｚ帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。

例えば、近年、「ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信」と呼ばれる、きわめて微弱なインパルス列に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている。現在、ＩＥＥＥ８０２．１５．３などにおいて、ウルトラワイドバンド通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。

ところで、室内で多数の機器が混在する作業環境下で無線ネットワークを構築した場合、複数のネットワークが重なり合って構築されていることが想定される。単一チャネルを使用した無線ネットワークでは、通信中に他のシステムが割り込んできたり、干渉などにより通信品質が低下したりしても、事態を修復する余地はない。このため、周波数チャネルを複数用意し、周波数ホッピングして動作するというマルチチャネル通信方式が考えられている。例えば、通信中に干渉などにより通信品質が低下したときに、周波数ホッピングによりネットワーク動作を維持し、他のネットワークとの共存を実現することができる。

また、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパスにより遅延ひずみ（又は、周波数選択性フェージング）が生じ、通信に誤りが引き起こされる。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。

主な遅延ひずみ対策として、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式を挙げることができる。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。

例えば、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式では、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送時には、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に振幅及び位相の変調を行ない、その複数キャリアについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各キャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行ない、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。

ＯＦＤＭ変調方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおいて無線ＬＡＮの標準規格として採用されている。また、ＩＥＥＥ８０２．１５．３においても、ＤＳの情報信号の拡散速度を極限まで高くしたＤＳ−ＵＷＢ方式や、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して送受信を行なうインパルス−ＵＷＢ方式以外に、ＯＦＤＭ変調方式を採用したＵＷＢ通信方式についての標準化が進められている。ＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式の場合、３．１〜４．８ＧＨｚの周波数帯をそれぞれ５２８ＭＨｚ幅からなる３つのサブバンドを周波数ホッピング（ＦＨ）し、各周波数帯が１２８ポイントからなるＩＦＦＴ／ＦＦＴを用いたＯＦＤＭ変調が検討されている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。

他方、ＵＷＢ通信は、超極細パルスを用いることにより高い時間分解能を持ち、この性質を使ってレーダやポジショニングを行なう「測距（Ｒａｎｇｉｎｇ）」をすることが可能である。特に、最近のＵＷＢ通信では、１００Ｍｂｐｓ超の高速データ伝送と元来の測距機能を併せ持つことができる（例えば、特許文献１を参照のこと）。

将来、ＵＷＢに代表される近距離通信のＷＰＡＮ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ）はあらゆる家電品やＣＥ（Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）機器に搭載されることが予想される。したがって、高速データ伝送とは別に測距による位置情報の利用、例えばナビゲーションや近距離通信（Ｎｅａｒ Ｆｉｅｌｄ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ：ＮＦＣ）のような無線の付加価値を生むことが考えられ、高速データ伝送とともに測距機能も実装することが望ましいと思料される。

例えば、ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａにおけるＵＷＢ通信の標準化の一環として、ＵＷＢ測距技術が盛り込まれている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。

パケット送信から受信までの時間τから測距するのが一般的である。ここで、測距の解像度を向上するためには、マルチパス環境下における伝搬路特性を極力広帯域で細かい時間で測定し、受信信号の到来時刻τをより正確に測定することが重要である（これは、パルス幅が細かいことと同等である）。例えば１ナノ秒単位で測定することができると約３０ｃｍの分解能で測距を行なうことができる。

ここで、ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａで標準化が進んでいるＵＷＢ通信方式における測距分解能について考察してみる。上述したように、当該通信方式では、５２８ＭＨｚ毎にサブバンド化された周波数ホッピング・システムが採用される公算が高い。サブバンド毎に測距を行なうとなると、バンド幅の逆数に相当する２ナノ秒の時間分解能（空間分解能として約６０ｃｍ）しか得られず、十分な測距精度が得られない。

周波数ホッピングを行なう各サブバンドで推定された伝搬路特性を統合することができれば、広帯域の伝搬路特性推定を実現することができる。しかしながら、ＯＦＤＭのような直交周波数変調方式を用いたシステムにおいてすべての帯域を用いた広帯域の伝搬路特性推定を行なう場合には、以下のような問題点がある。

図９には、ＯＦＤＭ変調方式における変調、伝搬、復調のメカニズムを模式的に示している。但し、同図では時間領域で見ている。

まず、送信ベースバンド信号ｘ（ｔ）に（１）、キャリア周波数ｆ_cの複素正弦波ｒｏｔ（ｆ_cｔ）を乗算し（２）、周波数変換を行なう（３）。ここで、関数ｒｏｔ（ｘ）をｅｘｐ（２πｊｘ）と定義する。

そして、複素正弦波ｒｏｔ（ｆ_cｔ）の実部をとることにより、送信ＲＦ信号を得ることができる（４）。伝搬路では、伝搬路特性ｈ（ｔ）なるインパルス・レスポンスを通過する（５）。

受信側では、送信側とは正負反対の複素正弦波ｒｏｔ（−ｆ_cｔ）を乗算して（すなわち、複素共役をとることにより）（６）、周波数変換を行ない（７）、ローパス・フィルタＬＰＦを掛けることにより（８）、受信ベースバンド信号を得ることができる（８）。

図１０には、図９に示した直交変調・復調メカニズムを周波数領域で見ている。

すなわち、送信ベースバンド信号Ｘ（ｆ）に（１）、キャリア周波数ｆ_cの複素正弦波δ（ｆ−ｆ_c）を畳み込み（２）、周波数変換を行なう（３）。

そして、周波数０に対する複素共役対称な成分を発生させることにより、送信ＲＦ信号を得ることになる（４）。伝搬路では、Ｈ（ｆ）なる周波数特性を通過する（５）。

受信側では、送信側とは正負が反対の周波数の複素正弦波δ（ｆ＋ｆ_c）を畳み込み（６）、すなわち周波数変換を行ない（７）、ローパス・フィルタＬＰＦを掛けることにより、受信ベースバンド信号Ｈ（ｆ−ｆ_c）Ｘ（ｆ）を得る（８）。

ここで、送信ベースバンド信号Ｘ（ｆ）が送受信間で既知のトレーニング信号のようなものであれば、受信側では受信ベースバンド信号Ｈ（ｆ−ｆ_c）Ｘ（ｆ）からトレーニング信号成分Ｘ（ｆ）を除算するなどして、信号が伝搬されているｆcにおける伝搬路特性Ｈ（ハット）（ｆ−ｆ_c）を得ることが可能である。

但し、図９に示した直交変調・復調システムでは、送信側と受信側とで周波数変換に用いる周波数の位相差を考慮していない。現実には、送信側と受信側の双方において１ｐｐｍ程度の高精度なＴＣＸＯ（温度補償水晶発振器）を用いて、周波数変換用として十分小さな誤差の周波数を得るようにしているが、複素正弦波の位相まで正確に合わせることは不可能である。ここで、送信側並びに受信側における複素正弦波の位相差をそれぞれφ_T、φ_Rとおくと、図９に示した直交変調・復調システムは図１１に示す通りとなる。

送信側における複素正弦波の位相差φ_Tを考慮した場合、送信ベースバンド信号ｘ（ｔ）に（１）、位相差φ_Tを含んだキャリア周波数ｆ_cの複素正弦波ｒｏｔ（ｆ_cｔ＋φ_T）を乗算し（２）、周波数変換を行なうことになる（３）。そして、複素正弦波ｒｏｔ（ｆ_cｔ＋φ_T）の実部をとることにより、送信ＲＦ信号を得ることができる（４）。伝搬路では、伝搬路特性ｈ（ｔ）なるインパルス・レスポンスを通過する（５）。

受信側では、送信側とは正負反対で且つ位相差φ_Rを含んだ複素正弦波ｒｏｔ（−ｆ_cｔ−φ_R）を乗算して（６）、周波数変換を行なうことになる（７）。ローパス・フィルタＬＰＦを掛けることにより（８）、受信ベースバンド信号を得ることができる（８）。周波数領域で見ると、送信側及び受信側における各位相差φ_T、φRに基づく位相回転成分ｒｏｔ（φ_T−φ_R）を含んだ受信ベースバンド信号ｒｏｔ（φ_T−φ_R）Ｈ（ｆ−ｆ_c）Ｘ（ｆ）を得ることになる。このため、伝搬路特性推定値には、下式に示すように、この位相回転成分ｒｏｔ（φ_T−φ_R）が含まれてしまう。

この位相回転成分ｒｏｔ（φ_T−φ_R）は、信号全体の位相回転であることから、単一の周波数チャネルｆ_cにおいて送受信を行なうだけであれば、特に問題となることはない。ところが、本明細書では、複数のサブバンド間をホッピングする周波数ホッピング・システムを想定し、さらに各サブバンドにおける伝搬路特性推定値を統合して広帯域の伝搬路特性推定を実現することを目的としていることから、送信側及び受信側で包含される位相差φ_T、φ_Rの問題が顕在化してくる。この点について、以下でさらに詳解する。

周波数ホッピング・システムでは、図１２に示すように、タイム・スロット毎に伝送する周波数ｆ₁、ｆ₂、ｆ₃を順次切り替えることにより、広帯域にわたって伝送を行なうことができる。

図１３には、図１２に示した周波数ホッピング・システムにおいて、各周波数チャネル毎に直交変復調を行なうメカニズムについて図解している。ここで、各伝送周波数ｆ₁、ｆ₂、ｆ₃において、送信側で周波数変換に用いる複素正弦波にはそれぞれ位相差φ_T1、φ_T2、φ_T3が含まれるものとし、また、受信側でも周波数変換に用いる複素正弦波にはそれぞれ位相差φ_R1、φ_R2、φ_R3が含まれるものとする。

各伝送周波数についての送信ベースバンド信号ｘ⁽¹⁾（ｔ）、ｘ⁽²⁾（ｔ）、ｘ⁽³⁾（ｔ）に（１）、それぞれ位相差φ_T1、φ_T2、φ_T3を含んだ各キャリア周波数についての複素正弦波ｒｏｔ（ｆ₁ｔ＋φ_T1）、ｒｏｔ（ｆ₂ｔ＋φ_T2）、ｒｏｔ（ｆ₃ｔ＋φ_T3）を乗算し（２）、周波数変換を行なうことになる（３）。そして、それぞれの複素正弦波の実部をとることにより、送信ＲＦ信号を得ることができる（４）。伝搬路では、伝搬路特性ｈ（ｔ）なるインパルス・レスポンスを通過する（５）。

受信側では、送信側とは正負反対で、且つ各伝送周波数についてそれぞれ位相差φ_R1、φ_R2、φ_R3を含んだ複素正弦波ｒｏｔ（−ｆ₁ｔ−φ_R1）、ｒｏｔ（−ｆ₂ｔ−φ_R2）、ｒｏｔ（−ｆ₃ｔ−φ_R3）を乗算して（６）、周波数変換を行なうことになる（７）。ローパス・フィルタＬＰＦを掛けることにより（８）、受信ベースバンド信号を得ることができる（８）。

これを周波数領域で見ると、各伝送周波数毎に、送信側及び受信側における各位相差に基づく位相回転成分を含んだ受信ベースバンド信号ｒｏｔ（φ_T1−φ_R1）Ｈ（ｆ−ｆ₁）Ｘ⁽¹⁾（ｆ）、ｒｏｔ（φ_T2−φ_R2）Ｈ（ｆ−ｆ₂）Ｘ⁽²⁾（ｆ）、ｒｏｔ（φ_T3−φ_R3）Ｈ（ｆ−ｆ₃）Ｘ⁽³⁾（ｆ）を得ることになる。このため、各伝送周波数毎に得られる伝搬路特性推定値には、下式に示すように、それぞれ異なる位相回転成分ｒｏｔ（φ_T1−φ_R1）、ｒｏｔ（φ_T2−φ_R2）、ｒｏｔ（φ_T3−φ_R3）が含まれてしまう。

すなわち、それぞれの帯域における周波数特性を測定することはできるが（図１４を参照のこと）、各伝送周波数毎に得られた伝搬路特性推定値は複素数として連続していない（位相が連続していない）ことから、これらをつなげて連続的な周波数特性として考えることはできない。図１５には、各周波数ホッピングにおける伝搬路特性推定値｜Ｈ（ハット）（ｆ）｜の振幅並びに位相ａｒｇ（Ｈ（ハット）（ｆ））を示している。同図からも分かるように、各周波数ホッピングにおいて振幅としては連続しているが、位相で見ると各周波数で含まれる位相差のために理想値から逸脱し、不連続となっている。要言すれば、ホッピングを行なう各サブバンドにおける伝搬路特性推定値を統合して広帯域の伝搬路特性推定値とすることはできない。

ＵＷＢなどの通信方式において測距を行なうときは、より細かい時間分解能で伝送路の時間応答を知ることがより細かい距離分解能で距離を測定することになる。伝送路推定が周波数領域で求められる場合、より広帯域で連続的な周波数特性を求める必要がある。

特表２００２−５１７００１号公報 ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａ ＴＩ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｇｒｏｕｐｅｒ．ｉｅｅｅ．ｏｒｇ／ｇｒｏｕｐｓ／８０２／１５／ｐｕｂ／２００３／Ｍａｙ０３ ファイル名：０３１４２ｒ２Ｐ８０２−１５＿ＴＩ−ＣＦＰ−Ｄｏｃｕｍｅｎｔ．ｄｏｃ＞

本発明の目的は、受信信号の到来時刻をより正確に測定するために伝搬路特性の推定を好適に行なうことができる、優れた伝搬路特性推定システム及び伝搬路特性推定方法、並びに通信装置及び通信方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、周波数ホッピングを行なう無線通信システムにおいてより広帯域で伝搬路特性の推定を行なうことができる、優れた伝搬路特性推定システム及び伝搬路特性推定方法、並びに通信装置及び通信方法を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、周波数ホッピングを行なう無線通信システムにおいて伝搬路特性の推定を行なう伝搬路特性推定システムであって、
送信側では、所定の時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を既知の値にそろえ、各周波数を用いて周波数変換して得られる各ホッピングの送信信号を伝送し、
受信側では、所定の時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を前記送信側の位相値と一定の関係となるようにそろえ、各周波数の受信信号を各周波数を用いて周波数変換して各ホッピングの受信信号を得る、
ことを特徴とする伝搬路特性推定システムである。

ＵＷＢなどの通信方式において測距を行なうときは、より細かい時間分解能で伝送路の時間応答を知ることがより細かい距離分解能で距離を測定することになる。伝送路推定が周波数領域で求められる場合、より広帯域で連続的な周波数特性を求める必要がある。

ところが、周波数ホッピング・システムが採用されている場合、サブバンド毎に測距を行なうとなると、個々のバンド幅の逆数に相当する時間分解能しか得られず、十分な測距精度が得られない。

ここで、周波数ホッピングを行なう各サブバンドで推定された伝搬路特性を統合することができれば、広帯域の伝搬路特性推定を実現することができる。しかしなから、それぞれの帯域における周波数特性を測定することはできるが、位相が連続していないことから、これらをつなげて連続的な周波数特性として考えることはできない。すなわち、ホッピングを行なう各サブバンドにおける伝搬路特性推定値を統合して広帯域の伝搬路特性推定値とすることはできないという問題がある。

これに対し、本発明によれば、送信側では、送信開始時刻でホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を既知の値にそろえ、周波数変換して得られる各ホッピングの送信信号を伝送する。受信側では、受信開始時刻で各ホッピングに用いる周波数のキャリアの位相値をそろえ、各受信信号を周波数変換する。

したがって、各ホッピングの受信信号に含まれる位相回転成分はすべてのホッピングで共通となることから、測定すべき伝搬路特性に含ませて伝播路特性の推定を行なうことができる。そして、各ホッピングで得られる周波数特性が連続的であると考えることができるので、ホッピングを行なう各サブバンドにおける伝搬路特性推定値を統合して広帯域の伝搬路特性推定値とすることができる。

ここで、前記送信側では、送信開始時刻を時刻基準点とし、前記時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を０にそろえるようにしてもよい。同様に、前記受信側では、受信開始時刻を時刻基準点とし、前記時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を０にそろえるようにしてもよい。

また、前記送信側及び／又は前記受信側では、単一の発振器から出力される周波数を分周し、周波数加算・減算を用いて合成することにより各中心周波数を生成するようにしてもよい。

このような場合、単一の発振源から分周と周波数加算及び減算ですべての周波数を生成することから、各周波数は同期状態にある。

このとき、前記送信側及び／又は前記受信側では、最も低い周波数の分周時点を時刻基準点として扱うようにしてもよい。

最も低い周波数の分周時点で、より高い周波数の信号とそれらの合成によって得られる信号の位相をすべて０にそろえることが可能である。したがって、最も低い周波数の分周時点を時刻基準点として扱うことによって、キャリアの位相値を０にそろえることかができ、装置化が容易となる。

本発明によれば、受信信号の到来時刻をより正確に測定するために伝搬路特性の推定を好適に行なうことができる、優れた伝搬路特性推定システム及び伝搬路特性推定方法、並びに通信装置及び通信方法を提供することができる。

また、本発明によれば、周波数ホッピングを行なう無線通信システムにおいてより広帯域で伝搬路特性の推定を行なうことができる、優れた伝搬路特性推定システム及び伝搬路特性推定方法、並びに通信装置及び通信方法を提供することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

ここでは、図１２に示したような周波数ホッピング・システムを想定する。すなわち、タイム・スロット毎に伝送する周波数ｆ₁、ｆ₂、ｆ₃を順次切り替えることにより、広帯域にわたって伝送を行なう。

ＵＷＢなどの通信方式において測距を行なうときは、より細かい時間分解能で伝送路の時間応答を知ることがより細かい距離分解能で距離を測定することになる。伝送路推定が周波数領域で求められる場合、より広帯域で連続的な周波数特性を求める必要がある。

そこで、送信側では、例えば送信し始める時刻ｔ₀＝０においてホッピングに用いる各キャリア周波数において、下式に示すように、位相をそろえるものとする。

また、受信側では、受信し始める時刻ｔ₀'においてホッピングに用いるキャリアの位相をそろえるものとする。

図１には、本発明に係る周波数ホッピング・システムにおいて、各周波数チャネル毎に直交変復調を行なうメカニズムを示している。ここで、各伝送周波数ｆ₁、ｆ₂、ｆ₃において、送信側では送信開始時刻ｔ₀がそろえられていることから、周波数変換に用いる各複素正弦波には均一な位相差φ_Tが含まれることになる。また、受信側でも受信開始時刻ｔ₀'がそろえられていることから、周波数変換に用いる各複素正弦波には均一な位相差φ_Rが含まれることになる。

各伝送周波数についての送信ベースバンド信号ｘ⁽¹⁾（ｔ）、ｘ⁽²⁾（ｔ）、ｘ⁽³⁾（ｔ）に（１）、いずれも位相差φ_Tを含んだ各キャリア周波数についての複素正弦波ｒｏｔ（ｆ₁ｔ＋φ_T）、ｒｏｔ（ｆ₂ｔ＋φ_T）、ｒｏｔ（ｆ₃ｔ＋φ_T）を乗算し（２）、周波数変換を行なうことになる（３）。そして、それぞれの複素正弦波の実部をとることにより、送信ＲＦ信号を得ることができる（４）。伝搬路では、伝搬路特性ｈ（ｔ）なるインパルス・レスポンスを通過する（５）。

受信側では、送信側とは正負反対で、且つ各伝送周波数についていずれも位相差φ_Rを含んだ複素正弦波ｒｏｔ（ｆ₁ｔ＋φ_R）、ｒｏｔ（ｆ₂ｔ＋φ_R）、ｒｏｔ（ｆ₃ｔ＋φ_R）を乗算して（６）、周波数変換を行なうことになる（７）。ローパス・フィルタＬＰＦを掛けることにより（８）、受信ベースバンド信号を得ることができる（８）。

これを周波数領域で見ると、各伝送周波数毎に、送信側及び受信側において同じ位相差に基づく位相回転成分を含んだ受信ベースバンド信号ｒｏｔ（φ_T−φ_R）Ｈ（ｆ−ｆ₁）Ｘ⁽¹⁾（ｆ）、ｒｏｔ（φ_T−φ_R）Ｈ（ｆ−ｆ₂）Ｘ⁽²⁾（ｆ）、ｒｏｔ（φ_T−φ_R）Ｈ（ｆ−ｆ₃）Ｘ⁽³⁾（ｆ）を得ることになる。したがって、各伝送周波数で得られる伝搬路特性推定値には、一定の位相回転成分ｒｏｔ（φ_T−φ_R）が含まれることになる。

送信開始時刻ｔ₀と受信開始時刻ｔ₀'を送受信機の間で正確に合わせるのは不可能であるが、この時間差はすべてのホッピングに共通である。したがって、図１からも判るように、各帯域において受信ベースバンド信号に含まれる位相回転成分を、測定すべき伝播路特性に含ませて考えて差し支えない。すなわち、伝搬路におけるインパルス・レスポンスｈ'（ｔ）を以下のように表現することができる。

したがって、段落００３６に示したような各帯域における伝搬路特性を、下式のように位相差を含まない形式で表現することができる。

上式のような表現形式によれば、各帯域で連続的な周波数特性として扱うことが可能になる。すなわち、ホッピングを行なう各サブバンドにおける伝搬路特性推定値を統合して広帯域の伝搬路特性推定値とすることができる。

以下では、ＩＥＥＥ８０２．１５．３において標準化が試みられているマルチバンドＵＷＢ通信システムにおいて、上記の伝搬路特性推定方法を適用する場合について具体的に説明する。

マルチバンドＵＷＢシステムではＯＦＤＭ信号形式が用いられており、サブキャリア間隔ｆ_scはｆ_sc＝４．１２４［ＭＨｚ］、帯域幅は１２８ｆ_sc＝５２８［ＭＨｚ］で、ＦＦＴポイント数Ｎ_FFT＝１２８のＩＦＦＴにより信号が生成される（図２を参照のこと）。

そして、周期的プレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）やガード・インターバルを含めると、１つのＯＦＤＭ信号は３１２．５ナノ秒となる（図３を参照のこと）。（ＯＦＤＭ伝送方式では、シンボル間干渉をなくす目的で、シンボル間にガード・インターバルを挿入することが一般に行なわれている。）

図４及び図５には、マルチバンドＯＦＤＭシステムにおけるホッピング・パターンを示している。図示の例では、５ＧＨｚ付近のＷ−ＬＡＮとの干渉を避けるために配置された中心周波数で、下から３周波数を用いるモードや、７周波数を用いるモードなどが定義されている。以下では、説明の簡単のため、３バンド・モードに限定する。

また、図６には、マルチバンドＯＦＤＭシステムで用いられるホッピングのための周波数合成ブロック（但し、３バンド・モードとする）を図解している。信号の中心周波数は、図示の通り単一の発振器（例えば、ＴＣＸＯ）から分周とミキサを用いて合成（周波数加減算）することができる。また、サンプル・クロックとして必要な５２８ＭＨｚ分周により合成することができる。

図６に示す例では、発振器から出力される周波数４２２４ＭＨｚから、まず８分の１分周により５２８ＭＨｚの周波数が取り出され、さらに２分の１分周により２６４ＭＨｚの周波数が取り出される。

次いで、各ミキサでは、４２２４ＭＨｚと５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算により５０１６ＭＨｚの周波数を得るとともに、４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算により４４８８ＭＨｚの周波数を得、さらに４２２４ＭＨｚから５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数減算により３４３２ＭＨｚの周波数を得ることができる。

ミキサすなわち周波数加減算部では、それぞれの信号で互いに直交成分を用意し、下式に示すように三角関数の加法定理を用いて周波数の加算、減算を用いて合成することができる。図７には周波数加算部の構成を示している。

この方法によると、単一の発振源から分周と周波数加算並びに減算によりすべての周波数が作れることから、それぞれの周波数は同期状態にあり、下式で表される。

上式において、Ｃは周波数を示すパラメータであり、３４２２ＭＨｚのときはＣ＝６．５Ｎ_FFT＝８３２と計算される。また、φ_Cは、時刻ｔ＝０のときのそれぞれの周波数の位相である。

次いで、周波数ホッピングの各キャリア同士の位相のそろえ方について説明する。

図８には、図６に示した周波数合成ブロックから得られる各周波数の位相関係を示している。

高い周波数帯の位相ゼロ時点を基準にした場合、より低い周波数帯での位相は区々となってしまう。これに対し、最も低い周波数帯である２６４ＭＨｚの分周時点では、４４２４ＭＨｚ、５２８ＭＨｚの信号とそれらの合成によって得られる信号の位相はすべて０にそろえることが可能である。よって、２６４ＭＨの分周時点をシステムとしてのｔ＝０と考えることにより、φ_c＝０として扱えるため装置化し易い。図８からも分かるように、この場合１／２６４ＭＨｚ毎に自動的に位相がそろう。

送信側では、この２６４ＭＨｚの分周時点を送信開始として定義する。また受信機では実際の受信信号を鑑み、２６４ＭＨｚの分周時点のいずれかを受信開始時刻として受信する。

これにより伝送路推定部で得られた各周波数における周波数応答は連続的な周波数特性として考えることができ、ホッピングを行なう各サブバンドにおける伝搬路特性推定値を統合して広帯域の伝搬路特性推定値とすることができる。

伝搬路特性を広帯域で推定することにより、受信側では、受信信号の到来時刻τをより正確に測定することにより、測距の解像度を向上することができる。

従来技術では、送信側と受信側とで各周波数における位相差が一定ではないことに起因して、各周波数ホッピングにおける伝搬路特性推定値｜Ｈ（ハット）（ｆ）｜の振幅は連続であるものの、その位相ａｒｇ（Ｈ（ハット）（ｆ））は理想値から逸脱し、不連続となる（図１５を参照のこと）。これに対し、本発明によれば、送信側と受信側とで各周波数における位相差が一定の関係に保たれていることから、各周波数ホッピングにおける伝搬路特性推定値｜Ｈ（ハット）（ｆ）｜の振幅だけでなく、その位相ａｒｇ（Ｈ（ハット）（ｆ））もほぼ理想値となり連続性が保たれる（図１６を参照のこと）。したがって、上述したように、伝送路推定部で得られた各周波数における周波数応答は連続的な周波数特性として考えることができ、ホッピングを行なう各サブバンドにおける伝搬路特性推定値を統合して広帯域の伝搬路特性推定値とすることができる。

例えば、本出願人に既に譲渡されている特願２００３−５２７７４号明細書には、パケット送信から受信までの時間τに基づいて送受信機間の測距を行なう測距・測位システムについて記載されている。より具体的には、無線機１が通信相手である無線機２にパケットを送信したとき、無線機２側はパケット検出時から単位時間の整数倍の時間経過後に必ずパケットを送信し、無線機１は自身がパケットを送信してから無線機２のパケットを検出するまでの時間をカウンタで計測し、無線機２のパケット検出から送信までの時間と無線機１自身の処理時間を計測時間から差し引いた時間を、通信相手である無線機２との伝搬距離に換算して測距を実現する。

このような測距・測位システムにおいても、本発明に係る伝搬路特性推定を適用することにより、より正確に伝搬時間を計測することが可能となることから、測距の分解能が向上する。

［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本明細書では、周波数ホッピングを行なうＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信システムにおける測距分解能の向上のために、正確な伝搬路測定を行なうという実施形態を説明したが、勿論、測距分解能の向上以外の目的で本発明を利用することは可能であり。さらに、ＯＦＤＭ＿ＵＷＢ以外の周波数ホッピング・直交変復調通信システムにおいても本発明を適用することは可能である。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。

図１は、本発明に係る周波数ホッピング・システムにおいて、各周波数チャネル毎に直交変復調を行なうメカニズムを示した図である。 図２は、マルチバンドＯＦＤＭ通信システムにおけるＯＦＤＭ信号形式を模式的に示した図である。 図３は、ＯＦＤＭ信号フォーマットの構成を模式的に示した図である。 図４は、マルチバンドＯＦＤＭシステムにおける３バンド・モードのホッピング・パターンを示した図である。 図５は、マルチバンドＯＦＤＭシステムにおける７バンド・モードのホッピング・パターンを示した図である。 図６は、マルチバンドＯＦＤＭシステムで用いられるホッピングのための周波数合成ブロックを示した図である。 図７は、周波数加算部の構成を示した図である。 図８は、図６に示した周波数合成ブロックから得られる各周波数の位相関係を示した図である。 図９は、ＯＦＤＭ変調方式における変調、伝搬、復調のメカニズム（従来例）を模式的に示した図である。 図１０は、図９に示した直交変調・復調メカニズムを周波数領域で見た図である。 図１１は、図９に示した直交変調・復調メカニズムに対して送信側及び受信側における周波数変換に用いる周波数の位相差を考慮した図である。 図１２は、周波数ホッピング・システムにおいて、タイム・スロット毎に伝送周波数を切り替える様子を示した図である。 図１３は、図１２に示した周波数ホッピング・システムにおいて、各周波数チャネル毎に直交変復調を行なうメカニズムを示した図である。 図１４は、図１３に示した周波数ホッピング・システムにおいて各帯域毎に周波数特性を測定した様子を示した図である。 図１５は、各周波数ホッピングにおける伝搬路特性推定値｜Ｈ（ハット）（ｆ）｜の振幅並びに位相ａｒｇ（Ｈ（ハット）（ｆ））を示した図である（従来例）。 図１６は、各周波数ホッピングにおける伝搬路特性推定値｜Ｈ（ハット）（ｆ）｜の振幅並びに位相ａｒｇ（Ｈ（ハット）（ｆ））を示した図である（本発明）。

Claims (20)

1. タイム・スロット毎に周波数チャネルを切り替えて周波数ホッピングを行なう無線通信システムにおいて伝搬路特性の推定を行なう伝搬路特性推定システムであって、
   送信側では、周波数ホッピングするタイム・スロット間で各々のキャリア周波数に均一な位相差φ _T を与え、該位相差がそろえられた各周波数を用いて周波数変換して得られる各ホッピングの送信信号を伝送し、
   受信側では、周波数ホッピングするタイム・スロット間で各々のキャリア周波数に均一な位相差φ _R を与えることにより、前記送信側と前記受信側における周波数チャネル毎のキャリア周波数の位相差が一定の関係（φ _T −φ _R ）となるようにそろえ、各周波数チャネルの受信信号を該位相差がそろえられた各周波数を用いて周波数変換して各ホッピングの受信信号を得る、
   ことを特徴とする伝搬路特性推定システム。
2. 前記送信側では、送信開始時刻を時刻基準点とし、前記時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を０にそろえる、
   ことを特徴とする請求項１に記載の伝搬路特性推定システム。
3. 前記受信側では、受信開始時刻を時刻基準点とし、前記時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を０にそろえる、
   ことを特徴とする請求項１に記載の伝搬路特性推定システム。
4. 前記送信側及び前記受信側では、単一の発振器から出力される周波数及びこれを分周した周波数から各周波数チャネルの中心周波数を生成する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の伝搬路特性推定システム。
5. 前記送信側及び前記受信側では、分周で得られる最も低い周波数の周期の中の特定の時点を時刻基準点として扱う、
   ことを特徴とする請求項４に記載の伝搬路特性推定システム。
6. タイム・スロット毎に周波数チャネルを切り替えて周波数ホッピングを行なう無線通信システムにおいて伝搬路特性の推定を行なう伝搬路特性推定方法であって、
   送信側において、周波数ホッピングするタイム・スロット間で各々のキャリア周波数に均一な位相差φ _T を与え、該位相差がそろえられた各周波数を用いて周波数変換して得られる各ホッピングの送信信号を伝送する第１のステップと、
   受信側において、周波数ホッピングするタイム・スロット間で各々のキャリア周波数に均一な位相差φ _R を与えることにより、前記送信側と前記受信側における周波数チャネル毎のキャリア周波数の位相差が一定の関係（φ _T −φ _R ）となるようにそろえ、各周波数チャネルの受信信号を該位相差がそろえられた各周波数を用いて周波数変換して各ホッピングの受信信号を得る第２のステップと、
   を具備することを特徴とする伝搬路特性推定方法。
7. タイム・スロット毎に周波数チャネルを切り替えて周波数ホッピングを行なう無線通信システムにおいて伝搬路特性の推定を行なう通信装置であって、
   周波数ホッピングするタイム・スロット間で各々のキャリア周波数に均一な位相差φ _T を与え、該位相差がそろえられた各周波数を用いて周波数変換して得られる各ホッピングの送信信号を受信する受信手段と、
   周波数ホッピングするタイム・スロット間で各々のキャリア周波数に均一な位相差φ _R を与えることにより、前記送信側と前記受信側における周波数チャネル毎のキャリア周波数の位相差が一定の関係（φ _T −φ _R ）となるようにそろえ、各周波数チャネルの受信信号を該位相差がそろえられた各周波数を用いて周波数変換して各ホッピングの受信信号を得る伝搬路特性推定手段と、
   を具備することを特徴とする通信装置。
8. 前記伝搬路特性推定手段は、受信開始時刻を時刻基準点とし、前記時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を０にそろえる、
   ことを特徴とする請求項７に記載の通信装置。
9. 前記伝搬路特性推定手段は、単一の発振器から出力される周波数及びこれを分周した周波数から各周波数チャネルの中心周波数を生成する、
   ことを特徴とする請求項７に記載の通信装置。
10. 前記伝搬路特性推定手段は、分周で得られる最も低い周波数の周期の中の特定の時点を時刻基準点として扱う、
    ことを特徴とする請求項９に記載の通信装置。
11. タイム・スロット毎に周波数チャネルを切り替えて周波数ホッピングを行なう無線通信システムにおいて伝搬路特性の推定を行なうための通信方法であって、
    周波数ホッピングするタイム・スロット間で各々のキャリア周波数に均一な位相差φ _T を与え、該位相差がそろえられた各周波数を用いて周波数変換して得られる各ホッピングの送信信号を受信する受信ステップと、
    周波数ホッピングするタイム・スロット間で各々のキャリア周波数に均一な位相差φ _R を与えることにより、前記送信側と前記受信側における周波数チャネル毎のキャリア周波数の位相差が一定の関係（φ _T −φ _R ）となるようにそろえ、各周波数チャネルの受信信号を該位相差がそろえられた各周波数を用いて周波数変換して各ホッピングの受信信号を得る伝搬路特性推定ステップと、
    を具備することを特徴とする通信方法。
12. 周波数チャネルを切り替えて周波数ホッピングを行なう無線通信システムにおいて伝搬路特性の推定を行なう伝搬路特性推定システムであって、
    送信側及び受信側では、単一の発振器から出力される周波数及びこれを分周した周波数から各周波数チャネルの中心周波数を生成し、
    前記送信側では、所定の時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を既知の値にそろえ、各周波数を用いて周波数変換して得られる各ホッピングの送信信号を伝送し、
    前記受信側では、所定の時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を前記送信側の位相値と一定の関係となるようにそろえ、各周波数チャネルの受信信号をそれぞれの中心周波数を用いて周波数変換して各ホッピングの受信信号を得る、
    ことを特徴とする伝搬路特性推定システム。
13. 前記送信側では、送信開始時刻を時刻基準点とし、前記時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を０にそろえる、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の伝搬路特性推定システム。
14. 前記受信側では、受信開始時刻を時刻基準点とし、前記時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を０にそろえる、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の伝搬路特性推定システム。
15. 前記送信側及び前記受信側では、分周で得られる最も低い周波数の周期の中の特定の時点を時刻基準点として扱う、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の伝搬路特性推定システム。
16. 周波数チャネルを切り替えて周波数ホッピングを行なう無線通信システムにおいて伝搬路特性の推定を行なう伝搬路特性推定方法であって、
    送信側及び受信側において、単一の発振器から出力される周波数及びこれを分周した周波数から各周波数チャネルの中心周波数を生成するステップと、
    前記送信側において、所定の時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を既知の値にそろえ、各周波数を用いて周波数変換して得られる各ホッピングの送信信号を伝送する第１のステップと、
    前記受信側において、所定の時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を前記送信側の位相値と一定の関係となるようにそろえ、各周波数チャネルの受信信号をそれぞれの中心周波数を用いて周波数変換して各ホッピングの受信信号を得る第２のステップと、
    を具備することを特徴とする伝搬路特性推定方法。
17. 周波数チャネルを切り替えて周波数ホッピングを行なう無線通信システムにおいて伝搬路特性の推定を行なう通信装置であって、
    単一の発振器から出力される周波数及びこれを分周した周波数から各周波数チャネルの中心周波数を生成する中心周波数生成手段と、
    所定の時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を既知の値にそろえ、各周波数を用いて周波数変換して得られる各ホッピングの送信信号を受信する受信手段と、
    所定の時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を前記送信信号の位相値と一定の関係となるようにそろえ、各周波数チャネルの受信信号をそれぞれの中心周波数を用いて周波数変換して各ホッピングの受信信号を得る伝搬路特性推定手段と、
    を具備することを特徴とする通信装置。
18. 前記伝搬路特性推定手段は、受信開始時刻を時刻基準点とし、前記時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を０にそろえる、
    ことを特徴とする請求項１７に記載の通信装置。
19. 前記伝搬路特性推定手段は、分周で得られる最も低い周波数の周期の中の特定の時点を時刻基準点として扱う、
    ことを特徴とする請求項１７に記載の通信装置。
20. 周波数チャネルを切り替えて周波数ホッピングを行なう無線通信システムにおいて伝搬路特性の推定を行なうための通信方法であって、
    単一の発振器から出力される周波数及びこれを分周した周波数から各中心周波数を生成する中心周波数生成ステップと、
    所定の時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を既知の値にそろえ、各周波数を用いて周波数変換して得られる各ホッピングの送信信号を受信する受信ステップと、
    所定の時刻基準点において周波数ホッピングに用いる各周波数のキャリアの位相値を前記送信信号の位相値と一定の関係となるようにそろえ、各周波数チャネルの受信信号をそれぞれの中心周波数を用いて周波数変換して各ホッピングの受信信号を得る伝搬路特性推定ステップと、
    を具備することを特徴とする通信方法。

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