JP3838030B2 - 高周波信号受信装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波ディジタル信号を受信する高周波信号受信装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
以下、従来の高周波信号受信装置について説明する。従来の高周波信号受信装置は図10に示すように、高周波ディジタル信号が入力される入力端子1と、この入力端子1に入力された信号が供給されるとともに1450MHz以上の周波数を通過させるハイパスフィルタ2と、このハイパスフィルタ2の出力が接続されるとともに1450MHzから1492MHzの周波数を通過させるバンドパスフィルタ3と、このバンドパスフィルタ3の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器4の出力が接続された混合器5と、この混合器5の出力が接続されたトラッキングフィルタ6と、このトラッキングフィルタ6の出力が一方の端子7aに接続された電子的な切り替えスイッチ7と、前記入力端子1に接続されるとともに245MHz以下の周波数を通過させるローパスフィルタ8と、このローパスフィルタ8の出力と前記切り替えスイッチ7の他方の端子7bとの間に接続されたトラッキングフィルタ9と、前記切り替えスイッチ7の共通端子7cが一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器10の出力が接続された混合器11と、この混合器11の出力が接続されるとともに略38.9MHzの周波数を通過させるバンドパスフィルタ12と、このバンドパスフィルタ12の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器13の出力が接続された混合器14と、この混合器14の出力が接続されるとともに略2.0MHzの周波数を通過させるバンドパスフィルタ15と、このバンドパスフィルタ15の出力が接続された出力端子16とで構成されていた。
【0003】
ここで、局部発振器4はPLL回路17とループ接続されて1271MHz(固定)の周波数を発振させている。また、局部発振器10もPLL回路18とループ接続されている。そして、このPLL回路18のデータを変えることにより、局部発振器10から出力される発振周波数を変えて混合器11から出力される周波数が略38.9MHzになるようにしている。即ち、この局部発振器10の発振周波数を可変にすることにより選局を行っている。また、トラッキングフィルタ6と9はPLL回路18から出力される電圧で通過周波数を制御している。
【0004】
以上のように構成された高周波信号受信装置について、以下にその動作を説明する。図10、図11において、入力端子1には20に示すように174MHzから245MHzのVバンド26と、1450MHzから1492MHzのLバンド21の高周波ディジタル信号が入力される。
【0005】
切り替えスイッチ7がLバンド21を選択すべく7a側に切り替えられていたとする。そうすると、1450MHzから1492MHzのLバンド21の信号は1271MHzの周波数を発振させている局部発振器4の信号と混合器5で混合されて図11の22に示すように179MHzから221MHzのVバンド23の信号帯にシフトする。そして、このVバンド23は周波数可変発振器である局部発振器10により選局されて24に示す38.9MHzの中間周波数24aに変換される。この中間周波数24aは周波数固定発振器である局部発振器13により25に示す2.0MHzの中間周波数25aに変換されて出力端子16から出力される。
【0006】
次に、切り替えスイッチ7がVバンド26を選択すべく7bに切り替えられていたとする。そうすると、174MHzから245MHzのVバンド26入力はトラッキングフィルタ9と混合器11で選局されて図11の24に示す38.9MHzの中間周波数24aに変換される。この中間周波数24aは周波数固定発振器である局部発振器13により25に示す2.0MHzの中間周波数25aに変換されて出力端子16から出力される。
【0007】
このように、この高周波信号受信装置では一つの装置で切り替えスイッチ7の切り替えによりVバンド26とLバンド21の2つのバンドを受信することができる。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこのような従来の高周波信号受信装置では、Lバンド21受信において、混合器5を有しているのにもかかわらずトラッキングフィルタ6が必要であった。このトラッキングフィルタ6は固定フィルタに比べて形状が大きくなるとともに価格も高かった。
【0009】
本発明はこのような問題点を解決するもので小型で低価格の高周波信号受信装置を提供することを目的としたものである。
【0010】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明の高周波信号受信装置は、第1の局部発振器は発振周波数を可変とし、第1の混合器から出力される第1の中間周波数をVバンドの高周波信号に変換するとともに、前記第1の中間周波数フィルタは前記第1の中間周波数を通過させる固定フィルタとし、前記第1のPLL回路に供給する基準周波数は、前記第2のPLL回路に供給する基準周波数より高くするとともに、前記Lバンドの受信時には前記第1、第2のPLL回路で前記第1、第2の局部発振器の発振周波数を制御して選局し、前記Vバンドの受信時には前記第2のPLL回路で前記第2の局部発振器の発振周波数を制御して選局するものである。これにより、小型で低価格の高周波信号受信装置を得ることができる。
【0011】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項1に記載の発明は、LバンドとVバンドの高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されるとともに前記Lバンドの高周波信号を通過させる第1のフィルタと、この第1のフィルタの出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第1の局部発振器の出力が接続された第1の混合器と、前記第1の局部発振器にループ接続された第1のPLL回路と、前記第1の混合器の出力が接続された第1の中間周波数フィルタと、この第1の中間周波数フィルタの出力が一方の端子に接続された切り替えスイッチと、この切り替えスイッチの他方の端子と前記入力端子との間に接続されるとともに前記Vバンドの高周波信号を通過させるトラッキングフィルタと、前記切り替えスイッチの共通端子が一方の端子に接続されるとともに他方の端子には第2の局部発振器の出力が接続された第2の混合器と、前記第2の局部発振器にループ接続された第2のPLL回路と、前記第2の混合器の出力が供給される第2の中間周波数フィルタと、この第2の中間周波数フィルタの出力が供給される第1の出力端子とを備え、前記第1の局部発振器は発振周波数を可変とし、前記第1の混合器から出力される前記第1の中間周波数を前記Vバンドの高周波信号に変換するとともに、前記第1の中間周波数フィルタは前記第1の中間周波数を通過させる固定フィルタとし、前記第1のPLL回路に供給する基準周波数は、前記第2のPLL回路に供給する基準周波数より高くするとともに、前記Lバンドの受信時には前記第1、第2のPLL回路で前記第1、第2の局部発振器の発振周波数を制御して選局し、前記Vバンドの受信時には前記第2のPLL回路で前記第2の局部発振器の発振周波数を制御して選局する高周波信号受信装置であり、高周波信号は発振周波数が可変可能な第1の局部発振器の出力と第1の混合器で混合されるので、第1の混合器からの出力は略一定となり、この第1の混合器に接続される第1の中間周波数フィルタは固定のフィルタを用いることができる。従って、トラッキングフィルタに比べて小型でかつ低価格となる。
【0012】
また、切り替えスイッチを切り替えることにより、2つの周波数バンドを受信することができる。
【0013】
請求項2に記載の発明は、第2の中間周波数フィルタの出力が一方の端子に供給されるとともに他方の端子には第3の局部発振器の出力が接続された第3の混合器と、この第3の混合器の出力が供給される第3の中間周波数フィルタと、この第3の中間周波数フィルタの出力が接続された第2の出力端子とを備えた請求項1に記載の高周波信号受信装置であり、第2の混合器と第3の混合器を有したダブルスーパー受信機としているので、例えVバンドにおいて、希望する受信信号の付近に妨害電波があったとしても、それを能率よく除去することができる。
【0014】
請求項3に記載の発明は、第3の局部発振器から出力される局部発振周波数に対して希望する信号の第2中間周波数と対称関係にある周波数を減衰させる第4のフィルタを第2の中間周波数フィルタと直列に接続した請求項2に記載の高周波信号受信装置であり、第4のフィルタで第3の局部発振器から出力される局部発振周波数に対して希望する信号の第2中間周波数と対称関係にある周波数を減衰させるので、たとえ希望する信号の近傍に大出力の妨害波があったとしても、この妨害波は第4のフィルタで減衰させるので第2の出力端子から出力させることは無い。従って、結論としてエラーの発生が少なくなる
請求項4に記載の発明は、第2の中間周波数フィルタに表面弾性波フィルタを用いるとともに希望する信号の第2中間周波数が第3の局部発振器から出力される周波数より高い場合は、第4のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されたハイパスフィルタとした請求項3に記載の高周波信号受信装置であり、第2の中間周波数フィルタに表面弾性波フィルタを用いているので、高い減衰量を得ることができる。
【0015】
また、希望する信号の第2中間周波数が第3の局部発振器から出力される周波数より高いので、妨害周波数は第3の局部発振器から出力される周波数より低くなり、第4のフィルタにはハイパスフィルタを用いれば良い。また、このハイパスフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されているので、低価格のハイパスフィルタが実現できる。
【0016】
請求項5に記載の発明は、第2の中間周波数フィルタに表面弾性波フィルタを用いるとともに希望する信号の第2中間周波数が第3の局部発振器から出力される周波数より低い場合は、第4のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されたローパスフィルタとした請求項3に記載の高周波信号受信装置であり、第2の中間周波数フィルタに表面弾性波フィルタを用いているので、高い減衰量を得ることができる。
【0017】
また、希望する信号の第2中間周波数が第3の局部発振器から出力される周波数より低いので、妨害周波数は第3の局部発振器から出力される周波数より高くなり、第4のフィルタにはローパスフィルタを用いれば良い。また、このローパスフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されているので、低価格のローパスフィルタが実現できる。
【0018】
請求項6に記載の発明は、第2の中間周波数フィルタと第4のフィルタとの間に増幅器が挿入された請求項3に記載の高周波信号受信装置であり、この増幅器により第2の中間周波数フィルタと第4のフィルタのアイソレーションを向上させるとともにインピーダンス整合をとることができ、夫々のフィルタの特性を活かすことができる。
【0019】
請求項7に記載の発明は、第2の中間周波数フィルタには表面弾性波フィルタを用いるとともに、その出力がインダクタンスとキャパシタンスとで構成された第4のフィルタに入力される請求項3に記載の高周波信号受信装置であり、第2の混合器の出力が減衰特性で急峻で減衰量の大きい表面弾性波フィルタが先に入力されるので、妨害波が最初に大きく減衰され、妨害波の特に強い地域での使用に適している。
【0020】
請求項8に記載の発明の第4のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されるとともに、その出力が表面弾性波フィルタで構成された第2の中間周波数フィルタに入力される請求項3に記載の高周波信号受信装置であり、インダクタンスとキャパシタンスとで構成された第4のフィルタが第2の混合器の出力の最初に接続されるので、損失が少なくNFが良好となる。妨害波の弱い地域での使用に適している。
【0021】
請求項9に記載の発明の第4のフィルタは、インダクタンスとキャパシタンスとで構成されたトラップ回路とした請求項3に記載の高周波信号受信装置であり、トラップ回路で構成されているので低価格である。妨害波の帯域幅の狭い地域での使用に適している。
【0022】
請求項10に記載の発明は、第2の中間周波数フィルタの減衰量は略40dBにするとともに、第4のフィルタの減衰量は略20dBとした請求項3に記載の高周波信号受信装置であり、第4のフィルタの減衰量が略20dBであり、パターンインダクタンスとコンデンサで実現可能となり、低価格化が実現できる。
【0023】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【0024】
(実施の形態1)
図1は本発明の実施の形態1に於ける高周波信号受信装置のブロック図である。図1において、本発明の高周波信号受信装置は、高周波ディジタル信号が入力される入力端子31と、この入力端子31に入力された信号が供給されるとともに1450MHz以上の周波数を通過させるハイパスフィルタ32と、このハイパスフィルタ32の出力が接続されるとともに1450MHzから1492MHzまでの周波数を通過させるバンドパスフィルタ33と、このバンドパスフィルタ33の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器34の出力が接続された混合器35と、この混合器35の出力が接続された固定フィルタ36と、この固定フィルタ36の出力が一方の端子37aに接続された電子的な切り替えスイッチ37と、前記入力端子31に接続されるとともに245MHz以下の周波数を通過させるローパスフィルタ38と、このローパスフィルタ38の出力と前記切り替えスイッチ37の他方の端子37bとの間に接続されたトラッキングフィルタ39と、前記切り替えスイッチ37の共通端子37cが一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器40の出力が接続された混合器41と、この混合器41の出力が接続されるとともに38.912MHzの周波数を通過させるバンドパスフィルタ42と、このバンドパスフィルタ42の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器43の出力が接続された混合器44と、この混合器44の出力が接続されるとともに2.048MHzの周波数を通過させるバンドパスフィルタ45と、このバンドパスフィルタ45の出力が接続された出力端子46とで構成されている。
【0025】
ここで、固定フィルタ36は中心周波数が199.04MHzで帯域幅が略1.4MHzのバンドパスフィルタである。また、局部発振器34はPLL回路47とループ接続されて選局を行っている。即ち、局部発振器34の出力周波数は、可変分周器48を介して30分の1の分周器49と、31分の1の分周器50に接続されている。そして、この分周器49と50の出力は切り替えスイッチ51を介して位相比較器52の一方の入力に接続されている。この位相比較器52の他方の入力には64KHzの基準周波数が入力されている。この64KHzの周波数は36.864の水晶振動子53を分周器54で576分の1に分周して生成している。そして、前記位相比較器52の出力はローパスフィルタ55を介して局部発振器34の入力端子に接続されている。
【0026】
以上のように構成されたPLL回路47において、分周器48を632から673分の1まで分周比を可変するとともに電子的な切り替えスイッチ51で分周器49と50とを適宜選択することにより選局している。ここで適宜選択とは、混合器35から出力される中間周波数が予め定められた値(本実施の形態の場合、199.04MHz)との差が最小になるように、誤差最小化手段を用いて、先ず分周器48で大まかな分周比の制御を行い、次に切り替えスイッチ51を用いて、分周器49と50との切り替え制御を行っている。このことにより、中間周波数精度を向上させている。なお、この誤差最小化手段はPLL回路47の選局動作を制御するマイクロコンピュータによりソフトウエアで制御している。従って、この誤差最小化手段のための特別なハードウエアは必要では無く、小型化・低価格化を図ることができる。
【0027】
このような誤差最小化手段を設けることにより、混合器35の出力周波数は198.352から199.728MHzとなり、その帯域幅は1.376MHzとなる。従って、固定フィルタ36を用いることができ、フィルタの小型・低価格化を図ることができる。また、比較周波数は64KHzと大きく設定しているので、フェーズノイズを小さくしエラーを防止することができる。この比較周波数は32KHzから256KHz程度に設定することにより、フェーズノイズに対して良好な発振周波数特性を得ることができる。
【0028】
また、局部発振器40もPLL回路56とループ接続されている。即ち、局部発振器40の出力周波数は、可変分周器57を介して位相比較器58の一方の入力に接続されている。この位相比較器58の他方の入力には16KHzの周波数が入力されている。この16KHzの周波数は36.864MHzの水晶振動子53の周波数を分周器54で576分の1に分周して更に分周器59で4分の1に分周して生成している。そして、前記位相比較器58の出力はローパスフィルタ60を介して局部発振器40の入力端子に接続されている。また、ローパスフィルタ60の出力はトラッキングフィルタ39にも接続されて通過周波数を制御している。
【0029】
以上のように構成されたPLL回路56において、切り替えスイッチ37が37aに切り替えられてLバンドを受信するときには、混合器35の出力に従って局部発振器40を制御して、混合器41からは38.912MHzを得る。この周波数は次の混合器44で36.864MHzの発振周波数と混合されて2.048MHzの周波数となる。
【0030】
また、切り替えスイッチ37が37bに切り替えられてVバンドを受信するときには、分周器57を可変分周器として用い、局部発振器40の発振周波数を制御して、混合器41からは38.912MHzの周波数が出力されるよう制御される。また、トラッキングフィルタ39も制御してVバンドの高周波信号が選局される。混合器41の出力はバンドパスフィルタ42を介して次の混合器44で36.864MHzの発振周波数と混合されて2.048MHzの周波数となる。
【0031】
このように、混合器44を用いて再度周波数を変換するダブルスーパー方式となるので、受信信号帯域内における妨害電波を除去することができる。
【0032】
以上のように構成された高周波信号受信装置について、以下にその動作を説明する。図1、図2において、入力端子31には70に示すように174MHzから245MHzのVバンド71と、1450MHzから1492MHzのLバンド72の高周波ディジタル信号が入力される。
【0033】
切り替えスイッチ37がLバンドを選択すべく37aに切り替えられていたとする。そうすると、1450MHzから1492MHzのLバンド72入力は局部発振器34の信号と混合器35で混合されて図2の73に示すように先に示した198.352MHzから199.728MHzの周波数74に変換されて選局される。そして、この信号は局部発振器40により制御されて75に示す38.912MHzの中間周波数75aに変換される。この中間周波数75aは局部発振器43により76に示す2.048MHzの中間周波数76aに変換されて出力端子46から出力される。
【0034】
次に、切り替えスイッチ37がVバンドを選択すべく37bに切り替えられていたとする。そうすると、174MHzから245MHzのVバンド71の信号はトラッキングフィルタ39と混合器41で選局された後、混合器41で図2の75に示す38.912MHzの中間周波数75aに変換される。この中間周波数75aは局部発振器43により76に示す2.048MHzの中間周波数76aに変換されて出力端子46から出力される。
【0035】
このように、この高周波信号受信装置では一つの装置で切り替えスイッチ37の切り替えによりVバンド71とLバンド72の2つのバンドを受信することができる。
【0036】
図3の77の77aは分周器49,50が無いとき混合器35から出力される周波数のバンド幅であり、78の78aは分周器49,50を適宜切り替えて、誤差最小化手段により誤差を最小に設定したときの混合器35から出力される周波数のバンド幅である。このように、可変分周器48の分周比の設定と、分周器49,50を適宜切り替える誤差最小化手段を用いることにより、バンド幅を狭くすることができるとともに、比較周波数を大きくしてフェーズノイズを小さくすることができる。
【0037】
(実施の形態2)
図4は本発明の実施の形態2に於ける高周波信号受信装置のブロック図である。実施の形態2においては、実施の形態1における切り替えスイッチ37以降に関してであり、切り替えスイッチ37以前は簡略化されている。この実施の形態2においては、希望する高周波信号の近傍に大信号の妨害波を有するとき適している。
【0038】
図4において、本発明の高周波信号受信装置は、図1の切り替えスイッチ37の共通端子37cが接続される入力端子131と、この入力端子131に入力された信号が接続された増幅器132と、この増幅器132の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器133の出力が接続された混合器134と、この混合器134の出力に接続されるとともに中間周波数135を通過させるSAWフィルタ136と、このSAWフィルタ136の出力が接続された中間周波数増幅器137と、この中間周波数増幅器137の出力が接続されるとともにパターン形成されたインダクタンスとコンデンサで構成されたフィルタ138と、このフィルタ138の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器139の出力が接続された混合器140と、この混合器140の出力が接続されるとともに中間周波数143が供給されるフィルタ141と、このフィルタ141の出力が接続された出力端子142とで構成されている。なお、フィルタ138がSAWフィルタであっても良い。この場合はより大きな減衰量が得られる。
【0039】
ここで、入力端子131には図5の145に示すような高周波ディジタル信号が数チャンネル含まれた信号が入力するものとする。この高周波ディジタル信号145の周波数は200MHzであり、その帯域幅145aは1.5MHzとする。また、この高周波ディジタル信号145から4MHz上方に離れた204MHzの位置に高周波ディジタル信号145より40dB大きな妨害信号146があるとする。
【0040】
実施の形態2においては中間周波数135を38.9MHzとし、局部発振器139の発振周波数170を36.9MHzとして、中間周波数143を2MHzに設定している。
【0041】
図6はSAWフィルタ136の特性147であり、その中心周波数148は38.9MHz、帯域幅149は1.4MHzであり、この帯域幅中での減衰量は略2dB、帯域外での減衰量150は40dBである。
【0042】
図7は、パターンで形成されたインダクタンスと、コンデンサとで形成されたハイパスフィルタ138の特性151であり、中間周波数135の38.9MHzは通過させる(減衰は略0.5dB程度)とともにこの中間周波数135より4MHz低い妨害周波数における減衰量152は略20dBとしている。なお、この減衰量152は大きい程良いが低価格のフィルタ138を得るためにはこの程度にすることが現実的である。なお、図5、図6、図7ともに縦軸はレベル(dB)であり、横軸は周波数(MHz)である。
【0043】
以上のように構成された高周波信号受信装置について、以下にその動作を説明する。入力端子131から入力された高周波ディジタル信号は、局部発振器133の出力と混合器134で混合された中間周波数135を得る。この中間周波数135は38.9MHzの中心周波数を有するSAWフィルタ136で希望する信号の中間周波数(38.9MHz)135aが選ばれる。この信号135aは中間周波数増幅器137を通過し、増幅された信号135bを得る。この信号135bはハイパスフィルタ138を通過し、信号135cを得る。この信号135cは、36.9MHzの発振周波数170を出力する局部発振器139の出力と混合器140で混合され2MHzの中間周波数143を得る。そして、この中間周波数143は2MHzのバンドパスフィルタ141を介して出力端子142から出力される。
【0044】
ここで、入力端子131から入力される高周波ディジタル信号は、局部発振器133の発振周波数を可変すると次のようになる。即ち、実施の形態1の切り替えスイッチ37が37bのVバンド選択時においては、この局部発振器133の周波数を可変することにより希望する電波が選局される。
【0045】
次に、妨害波が存在する場合を説明する。図8(a)に示すように、例えば、200MHzの希望波145を受信しようとするとき、この希望波145より4MHz高い204MHzの妨害波146があったとする。なお、この妨害波146は希望波145よりレベル差161に示すように40dB高いとする。
【0046】
中間周波数135は38.9MHzであるので、局部発振器133の発振周波数133aを238.9MHzに設定する。すると、混合器134からは希望波145が局部発振器133の局部発振周波数133aの238.9MHzと混合されて38.9MHzの希望波信号145aが出力されるが、このとき妨害波146も局部発振周波数133aの238.9MHzと混合されて34.9MHzの妨害波信号が出力される。
【0047】
ここで、SAWフィルタ136の中心周波数は中間周波数である38.9MHzに設定されており、この中心周波数から略0.7MHz離れたところの減衰量を40dBとすると、妨害波146は希望波145と比べて40dB減衰し、図8(b)に示すように、妨害波信号146aは希望波信号145aと同一信号レベルになる。
【0048】
これらの信号145a,146aは中間周波数増幅器137を介してハイパスフィルタ138を通過する。このハイパスフィルタ138は、妨害波信号146aの周波数34.9MHzに対しては20dB減衰する。即ち、ハイパスフィルタ138の出力では図8(c)に示すように希望波信号145cに比べて妨害波信号146cは20dBのレベル差162となる。希望波信号145cは混合器140を通過すると、図8(d)に示すように妨害波信号146dと重なるが、そのレベルは極めて低く成る。ここで、局部発振器139の発振周波数170は36.5MHzに固定して、中間周波数143を2MHzに設定されている。
【0049】
従って、希望波145の近傍に大出力の妨害波146が存在したとしても、出力端子142では希望波に対して妨害波の影響はほとんど無くなり、受信エラーが発生することはない。即ち、正常な受信が可能となる。なお、図8(a),(b),(c),(d)ともに、縦軸は信号のレベル(dB)であり、横軸は周波数(MHz)である。
【0050】
(実施の形態3)
実施の形態3では、中間周波数135が38.9MHzにおいて、2MHzの中間周波数143を作るために局部発振器139の局部発振周波数を40.9MHzに設定した場合である。この場合には希望波周波数より低いところにある妨害周波数が問題になる。
【0051】
従って、実施の形態3では、ハイパスフィルタ138の代わりに40.9MHzより2MHz高い42.9MHzを略20dB減衰させるローパスフィルタを用いている。以下、図9を用いて説明する。図9(a)に示すように、例えば、200MHzの希望波145を受信しようとするとき、この希望波145より4MHz低い196MHzの妨害波166があったとする。なお、この妨害波166は希望波145よりレベル差167に示すように40dB高いとする。
【0052】
中間周波数135が38.9MHzであるので、局部発振器133の発振周波数を238.9MHzに設定する。すると、混合器134からは希望波145が局部発振周波数133aと混合されて38.9MHzの希望波信号145aが出力されるが、このとき妨害波166も局部発振周波数133aの238.9MHzと混合されて42.9MHzの妨害波信号が出力される。
【0053】
ここで、SAWフィルタ136の中心周波数は中間周波数である38.9MHzに設定されており、この中心周波数から略0.7MHz離れたところの減衰量を40dBとすると、妨害波166は希望波145と比べて40dB減衰し、図9(b)に示すように、妨害波信号166aは希望波信号145aと同一信号レベルになる。
【0054】
これらの信号145a,166aは中間周波数増幅器137を介してローパスフィルタを通過する。このローパスフィルタは、妨害波信号166aの周波数42.9MHzに対しては20dB減衰する特性を有しているものとする。即ち、ローパスフィルタの出力では図9(c)に示すように希望波信号145cに比べて妨害波信号166cは20dBのレベル差168となる。従って、希望波信号145cは混合器140を通過すると、図9(d)に示すように妨害波信号166dと重なるが、そのレベルは極めて低く成る。
【0055】
従って、希望波145の近傍に大出力の妨害波166が存在しても、出力端子142では希望波に対して妨害波の影響はほとんど無くなり、受信エラーが発生することはない。即ち、正常な受信が可能となる。
【0056】
ここで、局部発振器139の発振周波数は40.9MHzに固定して、中間周波数143を2MHzに設定されている。なお、図9(a),(b),(c),(d)ともに、縦軸は信号のレベル(dB)であり、横軸は周波数(MHz)である。
【0057】
(実施の形態4)
実施の形態4では、実施の形態2で示したハイパスフィルタ138或いは実施の形態3で示したローパスフィルタをSAWフィルタ136の前に接続している。この場合には、ハイパスフィルタ138或いはローパスフィルタはSAWフィルタ136に比べて通過帯域におけるロスが少ないので、NFが向上する。
【0058】
(実施の形態5)
実施の形態5では、実施の形態2で示したハイパスフィルタ138或いは実施の形態3で示したローパスフィルタの代わりにトラップ回路を用いて局部発振器139の出力周波数に対して中間周波数である38.9MHzの対称関係にある周波数を減衰させるものである。この実施の形態ではトラップ経路で形成されており、回路の簡略化ができるので低価格化を図ることができる。
【0059】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、LバンドとVバンドの高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されるとともに前記Lバンドの高周波信号を通過させる第1のフィルタと、この第1のフィルタの出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第1の局部発振器の出力が接続された第1の混合器と、前記第1の局部発振器にループ接続された第1のPLL回路と、前記第1の混合器の出力が接続された第1の中間周波数フィルタと、この第1の中間周波数フィルタの出力が一方の端子に接続された切り替えスイッチと、この切り替えスイッチの他方の端子と前記入力端子との間に接続されるとともに前記Vバンドの高周波信号を通過させるトラッキングフィルタと、前記切り替えスイッチの共通端子が一方の端子に接続されるとともに他方の端子には第2の局部発振器の出力が接続された第2の混合器と、前記第2の局部発振器にループ接続された第2のPLL回路と、前記第2の混合器の出力が供給される第2の中間周波数フィルタと、この第2の中間周波数フィルタの出力が供給される第1の出力端子とを備え、前記第1の局部発振器は発振周波数を可変とし、前記第1の混合器から出力される前記第1の中間周波数を前記Vバンドの高周波信号に変換するとともに、前記第1の中間周波数フィルタは前記第1の中間周波数を通過させる固定フィルタとし、前記第1のPLL回路に供給する基準周波数は、前記第2のPLL回路に供給する基準周波数より高くするとともに、前記Lバンドの受信時には前記第1、第2のPLL回路で前記第1、第2の局部発振器の発振周波数を制御して選局し、前記Vバンドの受信時には前記第2のPLL回路で前記第2の局部発振器の発振周波数を制御して選局するものであり、高周波信号は発振周波数が可変可能な第1の局部発振器の出力と第1の混合器で混合されるので、第1の混合器からの出力は略一定となり、この第1の混合器に接続される第1の中間周波数フィルタは固定のフィルタを用いることができる。従って、トラッキングフィルタに比べて小型でかつ低価格となる。
【0060】
また、切り替えスイッチを切り替えることにより、2つの周波数バンドを受信することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の実施の形態1における高周波信号受信装置のブロック図
【図2】 同、周波数遷移図
【図3】 同、混合器から出力される周波数帯域幅図
【図4】 本発明の実施の形態2における高周波信号受信装置のブロック図
【図5】 同、高周波信号受信装置の入力端子に入力される信号のレベル図
【図6】 同、高周波信号受信装置に使用されるSAWフィルタの特性図
【図7】 同、妨害波を減衰させるハイパスフィルタの特性図
【図8】 (a)は、入力端子に入力される信号の簡易表示によるレベル図
(b)は、同SAWフィルタから出力された信号のレベル図
(c)は、同ハイパスフィルタから出力された信号のレベル図
(d)は、出力端子から出力された信号のレベル図
【図9】 (a)は、実施の形態3において、入力端子に入力される信号のレベル図
(b)は、同SAWフィルタから出力された信号のレベル図
(c)は、同ハイパスフィルタから出力された信号のレベル図
(d)は、出力端子から出力された信号のレベル図
【図10】 従来の高周波信号受信装置のブロック図
【図11】 同、周波数遷移図
【符号の説明】
31 入力端子
34 局部発振器
35 混合器
36 固定フィルタ
46 出力端子
52 位相比較器
55 ローパスフィルタ
Claims (10)
- LバンドとVバンドの高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されるとともに前記Lバンドの高周波信号を通過させる第1のフィルタと、この第1のフィルタの出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第1の局部発振器の出力が接続された第1の混合器と、前記第1の局部発振器にループ接続された第1のPLL回路と、前記第1の混合器の出力が接続された第1の中間周波数フィルタと、この第1の中間周波数フィルタの出力が一方の端子に接続された切り替えスイッチと、この切り替えスイッチの他方の端子と前記入力端子との間に接続されるとともに前記Vバンドの高周波信号を通過させるトラッキングフィルタと、前記切り替えスイッチの共通端子が一方の端子に接続されるとともに他方の端子には第2の局部発振器の出力が接続された第2の混合器と、前記第2の局部発振器にループ接続された第2のPLL回路と、前記第2の混合器の出力が供給される第2の中間周波数フィルタと、この第2の中間周波数フィルタの出力が供給される第1の出力端子とを備え、前記第1の局部発振器は発振周波数を可変とし、前記第1の混合器から出力される前記第1の中間周波数を前記Vバンドの高周波信号に変換するとともに、前記第1の中間周波数フィルタは前記第1の中間周波数を通過させる固定フィルタとし、前記第1のPLL回路に供給する基準周波数は、前記第2のPLL回路に供給する基準周波数より高くするとともに、前記Lバンドの受信時には前記第1、第2のPLL回路で前記第1、第2の局部発振器の発振周波数を制御して選局し、前記Vバンドの受信時には前記第2のPLL回路で前記第2の局部発振器の発振周波数を制御して選局する高周波信号受信装置。
- 第2の中間周波数フィルタの出力が一方の端子に供給されるとともに他方の端子には第3の局部発振器の出力が接続された第3の混合器と、この第3の混合器の出力が供給される第3の中間周波数フィルタと、この第3の中間周波数フィルタの出力が接続された第2の出力端子とを備えた請求項1に記載の高周波信号受信装置。
- 第3の局部発振器から出力される局部発振周波数に対して希望する信号の第2中間周波数と対称関係にある周波数を減衰させる第4のフィルタを第2の中間周波数フィルタと直列に接続した請求項2に記載の高周波信号受信装置。
- 第2の中間周波数フィルタに表面弾性波フィルタを用いるとともに希望する第2中間周波数が第3の局部発振器から出力される周波数より高い場合は、第4のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されたハイパスフィルタとした請求項3に記載の高周波信号受信装置。
- 第2の中間周波数フィルタに表面弾性波フィルタを用いるとともに希望する第2中間周波数が第3の局部発振器から出力される周波数より低い場合は、第4のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されたローパスフィルタとした請求項3に記載の高周波信号受信装置。
- 第2の中間周波数フィルタと第4のフィルタとの間に増幅器が挿入された請求項3に記載の高周波信号受信装置。
- 第2の中間周波数フィルタには表面弾性波フィルタを用いるとともに、その出力がインダクタンスとキャパシタンスとで構成された第4のフィルタに入力される請求項3に記載の高周波信号受信装置。
- 第4のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されるとともに、その出力が表面弾性波フィルタで構成された第2の中間周波数フィルタに入力される請求項3に記載の高周波信号受信装置。
- 第4のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されたトラップ回路とした請求項3に記載の高周波信号受信装置。
- 第2の中間周波数フィルタの減衰量は略40dBにするとともに、第4のフィルタの減衰量は略20dBとした請求項3に記載の高周波信号受信装置。
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