JP3836787B2 - 半導体装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチ回路を備えた半導体装置に関し、特に半導体記憶装置のワード線あるいはビット線に電圧を供給するためのスイッチ回路を含む半導体装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来、半導体記憶装置の一つとして、電気的に書き換え可能なフラッシュメモリが知られている。図16は、このフラッシュメモリにおける1つのメモリセルの素子断面構造を示している。図16に示されているように、P型半導体基板101にはN型ウエル領域102が形成されている。更に、このN型ウエル領域102内には、P型ウエル領域103が形成されている。このP型ウエル領域103には、各々n+ 型領域からなるメモリセルのソース領域104及びドレイン領域105が互いに離間して形成されている。また、このソース領域104とドレイン領域105との間に形成されるチャネル領域上には、図示しない絶縁膜を介してフローティングゲート106が形成されている。さらに、このフローティングゲート106上には、図示しない絶縁膜を介してコントロールゲート107が形成されている。
【0003】
また、P型半導体基板101には、P+ 型領域からなるコンタクト領域108が形成されている。N型ウエル領域102には、n+ 型領域からなるコンタクト領域109が形成されている。さらに、P型ウエル領域103には、P+ 型領域からなるコンタクト領域110が形成されている。
【0004】
このメモリセルの動作時には、コントロールゲート107にゲート電圧Vgが印加され、ドレイン領域105にドレイン電圧Vd、ソース領域104にソース電圧Vsがそれぞれ印加される。また、N型ウエル領域102のコンタクト領域109及びP型ウエル領域103のコンタクト領域110には、ソース電圧Vsと同じ電圧が供給される。さらに、P型半導体基板101のコンタクト領域108には、接地電圧の0Vが供給される。
【0005】
このメモリセルでは、フローティングゲート106に蓄積される電子の数によってコントロールゲート107から見たしきい値電圧が変わる。メモリセルは、このしきい値電圧の変化を利用して、データの“1”レベル、あるいは“0”レベルを記憶する。このようなメモリセルが複数個設けられることによって、メモリセルアレイが構成される。
【0006】
図17は、NOR型フラッシュメモリのメモリセルアレイを示す回路図である。図17に示されているように、複数のメモリセルMCが行列状に配置されている。同一行に配置されたメモリセルMCのコントロールゲートは、複数のワード線WL0〜WLnのうち、対応する1つのワード線に共通に接続されている。同一列に配置されたメモリセルMCのドレイン領域は、複数のビット線BL0〜BLmのうち、対応する1つのビット線に共通に接続されている。通常、メモリセルは複数のブロックに分割されており、同じブロック内のメモリセルMCのソース領域は、複数のソース線SLiのうち、対応するブロックのソース線に共通に接続されている。
【0007】
図18は、メモリセルの動作時にコントロールゲートに供給されるゲート電圧とメモリセルのドレインに流れるドレイン電流との関係を示した図である。図18に示されるように、フローティングゲートに蓄積される電子の数が比較的多数の状態、すなわちメモリセルのしきい値電圧Vtが高い状態を“0”データとし、逆にフローティングゲートに蓄積される電子の数が比較的少ない状態、すなわちメモリセルのしきい値電圧Vtが低い状態を“1”データとしている。
【0008】
図19は、データの読み出し、書き込み及び消去時のバイアス条件であり、動作時にメモリセルに供給されるゲート電圧Vg,レイン電圧Vd,ソース電圧Vsの値の一例を示したものである。
【0009】
データの読み出しでは、ドレイン領域に所定の電圧、例えばドレイン電圧Vd=1Vを供給した状態で、コントロールゲートにゲート電圧Vg=Vread、例えば5Vを印加したとき、セル電流が流れるか否かによって“0”データか“1”データかが判定される。この判定は、図示しないセンスアンプによって、読み出すメモリセルのセル電流と、リファレンスセルに流れるリファレンス電流Irefとの比較により行われる。
【0010】
データの消去は、ソースとP型ウエル領域を共有する複数のメモリセルで一括して行われる。この消去時には、ゲート電圧Vgは例えば−7Vにし、ソース電圧Vsは例えば10Vに、またドレイン電圧Vdはフローティング状態にして、ファラウ・ノルトハイムトンネル現象(F・Nトンネル現象と称する)によってフローティングゲートからP型ウエル領域に電子が流れる。これにより、消去対象のメモリセルは、全て“1”データとされる。
【0011】
データの書き込みは、メモリセル1個毎、すなわちビット毎に行われる。“0”データを書き込むメモリセルのビット線を例えば5Vにバイアスして、チャネルホットエレクトロン現象で発生した高エネルギーの電子をフローティングゲートに注入する。元の“1”データのままとしておきたいメモリセルのビット線は0Vにされる。0Vにすることで、非書き込みのメモリセルにおいては、フローティングゲートに対する電子の注入が起こらず、しきい値電圧Vtの変化は生じない。
【0012】
また、フラッシュメモリでは、書き込みや消去の程度を確認するために書き込みベリファイや消去ベリファイが行われる。書き込みベリファイ時には、図18に示されているように、コントロールゲートに供給するゲート電圧を読み出し時の電圧Vread=5Vよりも高い、書き込みベリファイ電圧Vpv=7V程度に設定して“0”データの読み出し動作を行う。そして、書き込みと書き込みベリファイを交互に繰り返して行い、書き込み対象のメモリセルのデータが全て“0”になったら書き込みが終了となる。
【0013】
また、消去ベリファイ時には、図18に示されているように、コントロールゲートに供給するゲート電圧を読み出し時の電圧Vread=5Vよりも低い、消去ベリファイ電圧Vev=3.5V程度に設定して“1”データの読み出し動作を行う。そして、消去と消去ベリファイを交互に繰り返して行い、消去対象のメモリセルのデータが全て“1”になったら消去が終了となる。これによって、十分なセル電流Icellを確保することができる。
【0014】
このように、フラッシュメモリのワード線を介してコントロールゲートに供給されるゲート電圧Vgは、読み出し、消去あるいは書き込み時に電源電圧よりも高い電圧となる。ソース線に供給されるソース電圧Vsは、消去時に電源電圧よりも高い電圧となる。さらに、ビット線を介してドレインに供給されるドレイン電圧Vdは、書き込み時に電源電圧よりも高い電圧となる。これらの電圧は、従来、外部から12V程度の電圧Vppが入力されることにより供給されていた(例えば、非特許文献1参照)。図20に、外部から供給される電圧Vpp(12V)を制御するスイッチ回路を示す。図20に示すように、スイッチ111は、Vppパッド112に印加された電圧Vpp(12V)をそのまま内部に転送している。
【0015】
また、他の手法として、チップ内に書き換えのための高電圧を発生できる昇圧回路を備えた例が開示されている(例えば、非特許文献2参照)。さらに、前記昇圧回路を用いて単一電源化を行う例が開示されている(例えば、非特許文献3参照)。
【0016】
【非特許文献1】
ISSCC digest of technical papers, pp.76-77, 1987
【0017】
【非特許文献2】
J.F.Dickson,“On-Chip High-Voltage Generation in MNOS Integrated Circuits Using an Improved Voltage Multiplier Technique”, IEEE J.Solid-State Circuits, Vol.SC-11, No.3, pp.374-378, Jun., 1976
【0018】
【非特許文献3】
A.Umezawa et al.,“A 5V-Only Operation 0.6μm Flash EEPROM with Row Decorder Scheme in Triple-Well Structure,”IEEE J.Solid-State Circuits, Vol.27, No.11, pp.1540-1546, Nov., 1992
【0019】
【発明が解決しようとする課題】
近年、フラッシュメモリは低電圧化が進んでおり、ワード線やソース線に供給される電圧はVddh=0V〜10V程度であり、ビット線に供給される電圧Vddp=0V〜5V程度である。このため、チップ内部の素子の耐圧は10V程度となっている。
【0020】
図21に、10V耐圧のN型トランジスタのVd−Id特性を示す。このような特性を示すトランジスタに12V程度の高電圧を印加すると、図21に示すようなスナップバック領域で動作することになり、安定した動作ができないという問題があった。
【0021】
また、ワード線あるいはソース線に供給する電圧Vddhは昇圧回路を用いて内部で発生させ、ビット線に供給する電圧Vddpのみ外部から入力されるVpp=5V程度を利用した場合には、ワード線あるいはソース線に供給する電圧を昇圧するのに時間がかかる。このため、例えば工場から出荷する際に高速でデータを書き込みたいときにも、同時に多ビットを書き込むことができず、書き込みに時間がかかってしまうという問題があった。
【0022】
そこでこの発明は、前記課題に鑑みてなされたものであり、外部から高電圧を供給しても安定して動作し、またメモリセルへの書き込み時間を短縮することができる半導体装置を提供することを目的とする。
【0023】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、この発明の一実施態様の半導体装置は、フローティングゲートとコントロールゲートを有し、電気的にデータが書き換えられるメモリセルが複数個行列状に配列されたメモリセルアレイと、前記メモリセルアレイ内の同一行に配置された前記複数のメモリセルのコントロールゲートに共通に接続された複数のワード線と、前記メモリセルアレイ内の同一列に配置された前記複数のメモリセルのドレインに共通に接続された複数のビット線と、外部から外部電圧が供給される外部電圧入力端子と、前記外部電圧入力端子に供給された前記外部電圧を降圧して、前記メモリセルのコントロールゲートに接続された前記ワード線に供給するための電圧を生成する第1の電圧生成回路と、前記外部電圧入力端子に供給された前記外部電圧を降圧して、前記メモリセルのドレインに接続された前記ビット線に供給するための電圧を生成する第2の電圧生成回路とを具備し、前記第1の電圧生成回路は、ドレインが前記外部電圧入力端子に接続された第1のNチャネルトランジスタと、ソースが前記第1のNチャネルトランジスタのソースに接続された第3のPチャネルトランジスタと、ドレインが前記第3のPチャネルトランジスタのドレインに接続され、ソースが前記ワード線に電圧を供給するための電源線に接続された第2のNチャネルトランジスタとを有し、前記外部電圧入力端子に第1の電圧が印加されて前記第1の電圧生成回路が活性化されている期間には、前記第1のNチャネルトランジスタのゲートに前記第1の電圧よりも高い第2の電圧が印加され、前記第2のNチャネルトランジスタのゲートには前記第1の電圧よりも高い第3の電圧が印加され、前記第2のNチャネルトランジスタのソースは前記第1の電圧よりも低い第5の電圧を出力し、前記第3のPチャネルトランジスタのゲートには前記第1の電圧よりも低い第4の電圧が印加され、前記第1の電圧生成回路が非活性化されている期間には、前記第1のNチャネルトランジスタのゲートに前記接地電圧よりも高い第6の電圧が印加され、前記第2のNチャネルトランジスタのゲートには前記接地電圧が印加され、前記第5の電圧の分割電圧を発生する分割回路と、基準電圧と前記分割電圧を比較増幅し前記第4の電圧を出力する増幅回路とをさらに備えることを特徴とする。
【0024】
また、この発明の他の実施態様の半導体装置は、フローティングゲートとコントロールゲートを有し、電気的にデータが書き換えられるメモリセルが複数個行列状に配列されたメモリセルアレイと、前記メモリセルアレイ内の同一行に配置された前記複数のメモリセルのコントロールゲートに共通に接続された複数のワード線と、前記メモリセルアレイ内の同一列に配置された前記複数のメモリセルのドレインに共通に接続された複数のビット線と、外部から外部電圧が供給される外部電圧入力端子と、前記外部電圧入力端子に供給された前記外部電圧を降圧して、前記メモリセルのコントロールゲートに接続された前記ワード線に供給するための電圧を生成する第1の電圧生成回路と、前記外部電圧入力端子に供給された前記外部電圧を降圧して、前記メモリセルのドレインに接続された前記ビット線に供給するための電圧を生成する第2の電圧生成回路とを具備し、前記第1の電圧生成回路は、ドレインが前記外部電圧入力端子に接続された第1のNチャネルトランジスタと、ドレインが前記第1のNチャネルトランジスタのソースに接続され、ソースが前記ワード線に電圧を供給するための電源線に接続された第2のNチャネルトランジスタとを有し、前記外部電圧入力端子に第1の電圧が印加されて前記第1の電圧生成回路が活性化されている期間には、前記第1のNチャネルトランジスタのゲートに前記第1の電圧よりも高い第2の電圧が印加され、前記第2のNチャネルトランジスタのゲートには前記第1の電圧よりも低い第3の電圧が印加され、前記第2のNチャネルトランジスタのソースは前記第1の電圧よりも低い第5の電圧を出力し、前記第1の電圧生成回路が非活性化されている期間には、前記第1のNチャネルトランジスタのゲートに前記接地電圧よりも高い第6の電圧が印加され、前記第2のNチャネルトランジスタのゲートには前記接地電圧が印加され、前記第1のNチャネルトランジスタのゲートに接続された第1のポンプ回路と、前記第2のNチャネルトランジスタのゲートに接続された第2のポンプ回路と、前記第2のポンプ回路の出力がゲート及びソースに接続されている第3のNチャネルトランジスタと、この第3のNチャネルトランジスタのソースから出力される電圧を分割した分割電圧を発生する分割回路と、基準電圧と前記分割電圧とを比較増幅し前記第2のポンプ回路に出力する増幅回路とをさらに備えることを特徴とする。
【0025】
【発明の実施の形態】
[第1の実施の形態]
以下、図面を参照して本発明の第1の実施の形態にかかる半導体装置について説明する。図1は、第1の実施の形態にかかるフラッシュメモリのブロック図である。
【0026】
図1に示すように、アドレスバッファ(Address buffer)1は、外部アドレスを受け取り、読み出し、書き込みあるいは消去するメモリセルに対応した内部アドレスを出力する。I/Oバッファ(I/O buffer)2は、読み出し時にはセンスアンプ(Sense amp)3でセンスされたメモリセルに記憶されていたデータを外部に出力し、書き込み時には書き込みデータを書き込み回路(Program circuit)4に入力する。書き込み回路4は、メモリセルアレイ11内の対応するメモリセルのドレインに、ビット線を介して書き込み電圧を供給する。
【0027】
コマンドレジスタ(Command register)5は、書き込みや消去のときなどに入力されたコマンドを保持する。コントローラ(Controller)6は、フラッシュメモリ内の各回路を制御するための制御信号を発生する。ロウデコーダ(Row decorder)7は、アドレスバッファ1から出力された内部アドレスに対応するワード線を選択する。カラムデコーダ(Columun decorder)8は、アドレスバッファ1から出力された内部アドレスに対応してカラムゲート(Column gate)9を選択し、センスアンプ3あるいは書き込み回路4にビット線を接続する。
【0028】
チャージポンプ回路(Charge pumps)10は、入力された電源電圧を昇圧して、読み出し、書き込みあるいは消去のときにメモリセルアレイ(Memory cell array)11内に供給される電圧を発生する。レギュレータ(Regulater)12は電源電圧よりも高い電圧Vppを受け取り、制御された電圧Vregを発生する。この電圧Vregは、ロウデコーダ7を介して選択されたワード線に供給される。
【0029】
Vddh生成回路(Vddh generator)13は、書き込み時に、Vppパッド14から供給された電圧Vppを、メモリセルのコントロールゲートに接続されたワード線に供給するためのワード線電源電圧Vddhに変換する。このワード線電源電圧Vddhは、消去時にはメモリセルのソースや共通ウエル領域に供給される。Vddp生成回路(Vddp generator)15は、書き込み時に、Vppパッド14から供給された電圧Vppを、メモリセルのドレインに接続されているビット線に供給するためのビット線電源電圧Vddpに変換する。
【0030】
ソース/ウエルスイッチ(Source/well switch)16は、データの消去時に、ソース線を介して各ブロックのソース、あるいはウエル領域に選択的に電圧Vddhを供給する。
【0031】
図2(a)、図2(b)、図2(c)に、本発明の第1の実施の形態にかかるVddh生成回路13に用いられるスイッチ回路の構成を示す。
【0032】
図2(a)に示すように、このスイッチ回路は、NチャネルMOSトランジスタQN1、PチャネルMOSトランジスタQP1、及びNチャネルMOSトランジスタQN2から構成されている。
【0033】
前記NMOSトランジスタQN1のドレインは、外部から電圧が供給される外部端子(図示せず)に接続された端子T1に接続されている。NMOSトランジスタQN1のソースには、PMOSトランジスタQP1のソースとバックゲートが接続されている。NMOSトランジスタQN2のドレインは、PMOSトランジスタQP1のドレインに接続され、ソースが出力端子T2に接続されている。NMOSトランジスタQN2のしきい値電圧は、NMOSトランジスタQN1のしきい値電圧よりも高い。
【0034】
前記スイッチ回路がオフ状態の時には、図2(b)に示すように、例えば、NMOSトランジスタQN1のゲートには電圧V3(=Vcc)が印加され、NMOSトランジスタQN2のゲートには電圧V3と異なる電圧V4(=0V)、PMOSトランジスタQP1のゲートには電圧V7(=0V)が印加されている。このとき、NMOSトランジスタQN1はしきい値電圧が低いため、出力端子T2に接続されている回路(図示せず)の電圧が端子T1側にリークしてしまう可能性がある。そこで、NMOSトランジスタQN1よりもしきい値電圧の高いNMOSトランジスタQN2により、余計な電圧が端子T1側に流れないように、NMOSトランジスタQN2をカットオフしている。
【0035】
前記スイッチ回路がオン状態の時には、図2(c)に示すように、端子T1には高電圧V1が印加されている。NMOSトランジスタQN1のゲートには、この高電圧V1の供給された状態で、NMOSトランジスタQN1がオンするような電圧V5が印加されている。NMOSトランジスタQN2のゲートには、出力端子T2に電圧V2が出力されている状態で、NMOSトランジスタQN2がオンする電圧V6が印加されている。PMOSトランジスタQP1のゲートには、ソース側に高電圧V1が印加された時にオンし、一方ドレイン側の電圧が電圧V2のときにオフするような電圧V8が印加される。各ゲートに供給される電圧V5,V6,V8をこのように設定することによって、スイッチ回路の出力電圧V2が、電圧V2<電圧V1となるように制御される。したがって、外部から入力された高電圧を降圧し、チップ内のトランジスタに安定して供給することが可能となる。
【0036】
図3に、図2(a)、8B、8Cのスイッチ回路を含む本発明の第1の実施の形態にかかるVddh生成回路とVddp生成回路の構成を示す。
【0037】
例えば、工場からの出荷時などで、高速にデータを書き込む必要がある場合に、Vppパッド21に高電圧Vpp=12V程度が与えられると、検知回路22が高電圧Vppを検知し、ライトイネーブル信号WEが“H”になって、信号EXVPP=H、信号EXVPPB=Lを出力する。
【0038】
信号EXVPPB=LがVddh昇圧回路23及びVddp昇圧回路24に入力されている間は、Vddh昇圧回路23及びVddp昇圧回路24は動作しない。
【0039】
一方、信号EXVPP=HがVddhスイッチ回路25内の発振回路(OSC)26に入力されると、第1のゲートポンプ(gate pump)27及び第2のゲートポンプ28から15V程度の電圧が発生し、NMOSトランジスタQN1,QN2のゲートにそれぞれ入力される。これにより、NMOSトランジスタQN1,QN2がオンして、外部からVppパッド21に供給された電圧Vppが転送される。
【0040】
また、レギュレータ(regulator)29に信号EXVPP=Hが入力されると、負帰還がかかり、PMOSトランジスタQP1からNMOSトランジスタQN2に転送される電圧は10V程度になるように制御される。この10Vは、そのままNMOSトランジスタQN2によって転送されて、電圧Vddh=10Vとして出力される。
【0041】
その後、出力された電圧Vddh=10Vは、図1に示したレギュレータ12に入力され、レギュレータ12は制御された電圧Vreg(=9V程度)を発生する。この電圧Vregは、ロウデコーダ7を介して選択されたワード線に供給される。
【0042】
また、信号EXVPP=HがVddpスイッチ回路30に入力されると、電圧Vddh=10VがNMOSトランジスタQN11のゲートに入力され、外部から供給された電圧Vpp=12VがNMOSトランジスタQN11によって転送されて、NMOSトランジスタQN11のしきい値落ちした電圧、例えば約7Vの電圧Vddpがデータ線DLに出力される。
【0043】
データ線DLに供給された電圧Vddp(=7V)は、書き込み回路31に入力される。データ線DLは、書き込みデータPRGDATAに応じて、書き込みパルス信号PRGPLS、PRGPLSBに基づいて制御され、電圧Vddpを最適な書き込みビット線電圧にクランプするための制御電圧である信号VSWBSによってバイアスされる。書き込みデータPRGDATAが“1”の場合は、信号VSWBS=0Vで、信号PRGPLS=H、すなわち信号PRGPLSB=LでもNMOSトランジスタQN12がオフするので、データ線DLはフローティング状態となり、メモリセルMCに書き込みは行われない。
【0044】
一方、書き込みデータPRGDATAが“0”の場合には、信号VSWBS=7V程度で、信号PRGPLS=H、すなわち信号PRGPLSB=Lの期間にNMOSトランジスタQN12がオンして、データ線DLが5V程度にバイアスされる。その後、カラムゲート32を介してビット線BLに前記5Vが供給されて、メモリセルMCに書き込みが行われる。
【0045】
また、通常、書き込み動作の場合には、Vppパッド21に低電圧、例えば電源電圧2V程度が供給される。このとき、検知回路22から信号EXVPP=L、信号EXVPPB=Hが出力される。信号EXVPPB=HがNMOSトランジスタQN3のゲートに入力されると、PMOSトランジスタQP1のソース−ドレイン間がショートされ、PMOSトランジスタQP1は電流が流れず、電圧を転送することができなくなる。したがって、Vddhスイッチ回路25は信号EXVPPB=Hの間は、動作しない。信号EXVPPB=HがVddh昇圧回路23に入力されると、Vddhチャージポンプ(Vddh pump)33が動作を開始し、これによって昇圧されたワード線電源電圧Vddh(=10V)がレギュレータ12に出力される。レギュレータ12は、ワード線電源電圧Vddh(=10V)を受け取り、電圧Vreg=9Vを出力する。その後、この電圧Vreg(=9V)がロウデコーダ7により選択されたワード線に供給される。
【0046】
一方、信号EXVPPB=HがVddp昇圧回路24に入力されると、Vddpチャージポンプ(Vddp pump)34が動作を開始し、ビット線電源電圧Vddp(=5V)がデータ線DLに出力される。その後、書き込み回路31及びカラムゲート32を介して、前記ビット線電源電圧Vddp(=5V)がビット線BLに供給され、メモリセルMCに書き込みが行われる。
【0047】
このように、工場からの出荷時などで、高速にデータを書き込む必要があるときには、外部からVppパッド21を通して高電圧を印加し、電流通路の両側をN型トランジスタQN1,QN2で挟まれたP型トランジスタQP1で電圧制御させた電圧を供給する。通常の書き込み動作の際には、内部で昇圧回路23により昇圧された電圧に切り換えて供給することにより、チップ内のトランジスタを常に安定した領域で動作させることが可能となる。更に、高速で書き込み動作を行いたいときには外部から与えた高電圧を用いるので、内部で昇圧する場合に比べてワード線の昇圧に時間がかからず、書き込み時間を短縮することが可能である。
【0048】
図4に、更に詳細なVddhスイッチ回路の構成を示す。あらかじめ、内部で昇圧した電圧あるいは外部から供給した電圧Vddr=5V程度が初期化回路(initializer)42に印加される。これにより、初期化回路(initializer)42は電源電圧Vcc、例えば2V程度の出力動作をしており、これによって第1及び第2のゲートポンプ27,28を初期化し、Vddhスイッチ回路25を初期状態にしている。このときNMOSトランジスタQN1のゲート電圧Vg1は電源電圧Vccであり、NMOSトランジスタQN2のゲート電圧Vg2は0Vである。Vppパッド41に高電圧Vpp=12V程度が与えられ、検知回路22が高電圧を検知して信号EXVPP=H、信号EXVPPB=Lを出力すると、発振回路(OSC)26より出力された0V〜電源電圧Vccの振幅のパルス信号が、図5に示すようなクロック信号発生回路を介して、0V〜5Vの振幅のパルス信号として、第1及び第2のポンプ回路43,44のクロック信号CLK,CLKBに入力される。
【0049】
図5に示すように、クロック信号発生回路は、ワード線電源電圧Vddhを電源ソースとしており、0V〜電源電圧Vccの振幅のパルス信号P1をレベルシフタ47に入力することで、内部で常時発生させておく3V〜6V程度の電圧を用いて、例えば電圧Vddr=5V程度の振幅のパルス信号に変換し、クロック信号CLK,CLKBを発生している。
【0050】
Vddhスイッチ回路25のNMOSトランジスタQN1,QN2のゲート電圧Vg1,Vg2は、Vddhスイッチ回路の動作時に15V程度となる。このため、前記クロック信号CLK,CLKBを5V振幅のクロック信号とすることにより、第1及び第2のポンプ回路43、44のキャパシタ両端子間の電位差は10V程度となる。
【0051】
一般に、キャパシタは高耐圧のトランジスタのゲート酸化膜と同じもので形成されている。チップ内部の素子の耐圧は10V程度であるため、もし、発振回路26の出力であるVcc振幅のパルス信号をクロック信号CLK,CLKBとして第1及び第2のポンプ回路43,44に供給すると、キャパシタの両端子間の電位差は13Vとなるため、素子耐圧上問題がある。しかし、本実施形態のようなクロック信号発生回路を用いることによって、素子耐圧上問題なく第1及び第2のポンプ回路43、44を動作させることが可能である。また、クロック信号CLK,CLKBを生成する時に、電圧Vddhを電源ソースとすることによって、電源電圧Vccを昇圧させて供給するよりも消費電流を少なくすることが可能である。
【0052】
クロック信号CLK,CLKBが第1及び第2のポンプ回路43,44のキャパシタに入力され、ワード線電源電圧Vddhを昇圧した電圧Vg1=Vg2=15V程度がNMOSトランジスタQN1,QN2のゲートに入力される。NMOSトランジスタQN1は、初期状態でゲートが電源電圧Vcc、しきい値電圧が0V〜0.2V程度であるため、Vppパッド41に接続されているソースに供給される電圧が電源電圧Vccから(Vcc−0.2)となった状態から切り替え動作が始まる。
【0053】
この結果、図6の10V耐圧のN型トランジスタのVd−Id特性に示すように、電源電圧Vcc分下がった電圧で動作することになる。これにより、スナップバック領域で操作することなく、また、ゲートに対するドレイン電圧に依存するサーフェイスブレイクダウン耐圧を上げて安定した動作をすることが可能である。
【0054】
NMOSトランジスタQN1はしきい値が低いため、Vddhスイッチ回路を使用せずに内部で昇圧されたワード線電源電圧Vddhを用いる通常書き込み動作時には、この電圧VddhがVppパッド側にリークしてしまう可能性がある。そこでNMOSトランジスタQN2を設け、通常書き込み動作時にVddh昇圧回路23により昇圧された電圧VddhがVppパッド側に流れないように、NMOSトランジスタQN2をカットオフしている。
【0055】
PMOSトランジスタQP1は、レギュレータ45によって負帰還がかかり、出力電圧が10V程度になるようにゲートが制御されている。
【0056】
前記レギュレータ45は、2個のコンパレータ48,49、PMOSトランジスタQP2、NMOSトランジスタQN4、NMOSトランジスタQN5、電圧分割用の抵抗R1,R2とから構成されている。コンパレータ48,49は、レギュレータ活性化信号REGEによって活性化制御される。PMOSトランジスタQP2は、ソースがPMOSトランジスタQP1のソースに接続され、ゲートがPMOSトランジスタQP1のゲートと共通接続され、ドレインが前記ゲートに接続されて、PMOSトランジスタQP1と共にカレントミラー回路を構成する。NMOSトランジスタQN4は、ドレインがワード線電源電圧Vddhの供給ノード50に接続され、ソースが接地電圧のノードに接続され、ゲートにコンパレータ48の出力が供給される。NMOSトランジスタQN5は、ドレインがQP2のドレインに接続され、ソースが接地電圧のノードに接続され、ゲートにコンパレータ49の出力が供給される。抵抗R1,R2は、電圧Vddhの供給ノードと接地電圧のノードとの間に、直列に配列されている。
【0057】
前記レギュレータ45では、コンパレータ48、49が抵抗R1とR2の直列接続ノードにおける分割電圧と基準電圧Vrefとを比較し、この比較結果に基づいてNMOSトランジスタQN4,QN5がオン/オフすることにより、PMOSトランジスタQP1のゲート電圧が制御され、PMOSトランジスタQP1の出力が10V程度になるように制御される。
【0058】
NMOSトランジスタQN3は、通常書き込み動作時に、QP1のソース・ドレインに電圧がかからないようにQP1のソース・ドレイン間をショートする目的で設けられている。
【0059】
書き込み動作及び書き込みベリファイ動作が終了すると、放電回路(discharger)46によりNMOSトランジスタQN1及びNMOSトランジスタQN2のゲートに印加されているゲート電圧Vg1=Vg2=15Vを放電する。その後、初期化状態にするため初期化回路42により初期化動作が行われる。この場合、初期化回路42が放電動作を行うことも可能である。
【0060】
次に、ビット線電源電圧Vddp=10Vが供給されたデータ線DLに接続されており、メモリセルアレイ内の対応するドレインにビット線を介して書き込み電圧を供給している書き込み回路について、図7及び図8(a)、図8(b)を参照して説明する。
【0061】
図7は書き込み回路、図8(a)、図8(b)は書き込み回路の動作波形を示す図である。メモリセルアレイのビット線BLは、選択されたカラムアドレスにしたがって、カラムゲートのNMOSトランジスタQN13を介してデータ線DLに接続されている。データ線DLは、書き込み回路内の書き込みデータPRGDATAに応じて、信号PRGPLSBのタイミングで電圧VSWBSの電圧値によりバイアスされる。データを書き込む場合、Vddpチャージポンプ34を用いて内部昇圧する通常書き込み動作では、電源電圧が低下しVddpチャージポンプ34の供給電流が減少する。このため、同時に書き込めるビット数は、1word=4bitとされている。
【0062】
図7に示すように、16bitを書き込む場合には、書き込みデータPRGDATA1〜PRGDATA16を4つに分け、書き込みデータPRGDATA1〜PRGDATA4には書き込みパルスの反転信号PRGPLSB1、書き込みデータPRGDATA5〜PRGDATA8には書き込みパルスの反転信号PRGPLSB2、書き込みデータPRGDATA9〜PRGDATA12には書き込みパルスの反転信号PRGPLSB3、書き込みデータPRGDATA13〜PRGDATA16には書き込みパルスの反転信号PRGPLSB4を割り当てる。そして、図8(a)に示すように、書き込みパルスPRGPLSB1〜PRGPLSB4を順次“L”、すなわちパルスPRGPLS1〜PRGPLS4を順次“H”にしていくことによって、16bitを4bitずつ4回に分けて書き込む。
【0063】
高速に書き込み動作を行うため、電圧Vppを外部から供給した場合には、Vppパッドからの供給能力はVddpチャージポンプからの電圧供給に比べて高くワード線WLに印加されるワード線電源電圧Vddhの立ち上がりが早い。このため、同時に書き込めるビット数を増やすことができる。したがって、図8(b)に示すように、書き込みパルスPRGPLSB1〜PRGPLSB4を同時に“L”、すなわちパルスPRGPLS1〜PRGPLS4を同時に“H”にすることによって、1度に1word=16bitを書き込むことができる。これにより、書き込みパルス印加時間を4分の1にすることが可能である。この結果、総書き込み時間が大幅に短縮される。
【0064】
図9は、本発明の実施の形態のフラッシュメモリに用いる、Vddh生成回路13から発生した電圧Vddhを、ロウデコーダを介して選択されたワード線に供給するための制御電圧Vregを生成する図1に示されているレギュレータ(Regulater)12の具体的な構成である。
【0065】
このレギュレータ12は、2個のコンパレータ51,52、PMOSトランジスタQP21、PMOSトランジスタQP22、NMOSトランジスタQN21、NMOSトランジスタQN22、NMOSトランジスタQN23、NMOSトランジスタQN24、及び電圧分割用の抵抗R21,R22,R23から構成されている。
【0066】
前記コンパレータ51,52は、レギュレータ活性化信号REGEによって活性化制御される。PMOSトランジスタQP21は、ソースがワード線電源電圧Vddhの供給ノード53に接続され、ゲートがドレインに接続されている。PMOSトランジスタQP22は、ソースがワード線電源電圧Vddhの供給ノード54に接続され、ゲートがPMOSトランジスタQP21のゲートと共通接続され、ドレインが制御電圧Vregの出力ノードに接続されて、PMOSトランジスタQP21と共にカレントミラー回路を構成する。NMOSトランジスタQN21は、ドレインがPMOSトランジスタQP21のドレインに接続され、ソースが接地電圧のノードに接続され、ゲートにコンパレータ51の出力が供給される。NMOSトランジスタQN22は、ドレインがPMOSトランジスタQP22のドレインに接続され、ソースが接地電圧のノードに接続され、ゲートにコンパレータ52の出力が供給される。抵抗R21,R22,R23は、制御電圧Vregの出力ノードと接地電圧のノードとの間に直列に接続されている。NMOSトランジスタQN23は、前記3個の抵抗R21,R22,R23のうち一番接地電圧のノードに近い位置に配置されたR23と接地電圧のノードとの間にソース・ドレイン間が配置され、ゲートにベリファイ信号が供給される。NMOSトランジスタQN24は、抵抗R22とR23との直列接続ノード55と、接地電圧のノードとの間にソース・ドレイン間が配置され、ゲートに書き込み信号PROGが供給されている。
【0067】
前記コンパレータ51,52が抵抗R21とR22の直列接続ノードにおける分割電圧と基準電圧Vrefとを比較し、この比較結果に基づいてNMOSトランジスタQN21,QN22がON/OFF制御され、出力ノードである電圧Vregのノードが充放電される。これにより、出力電圧Vregが常に書き込み電圧Vg=9Vになるように制御される。これによって、ロウデコーダを介してメモリセルアレイのワード線WLに書き込み電圧Vg=9Vが供給される。
【0068】
図10は、電圧Vddpを最適な書き込みビット線電圧にクランプするための制御電圧VSWBSを生成するVSWBSレギュレータの構成を示している。
【0069】
VSWBSレギュレータは、2個のコンパレータ61,62、PMOSトランジスタQP31、PMOSトランジスタQP32、NMOSトランジスタQN31、NMOSトランジスタQN32、NMOSトランジスタQN33、NMOSトランジスタQN34、及び電圧分割用の抵抗R31,R32から構成されている。
【0070】
前記コンパレータ61,62は、ライトイネーブル信号WEによって活性化制御される。PMOSトランジスタQP31は、ソースがワード線電源電圧Vddhの供給ノード63に接続され、ゲートがドレインに接続される。PMOSトランジスタQP32は、ソースがワード線電源電圧Vddhの供給ノード64に接続され、ゲートがPMOSトランジスタQP31のゲートと共通接続され、ドレインが出力電圧VSWBSの出力ノードに接続されて、PMOSトランジスタQP31と共にカレントミラー回路を構成する。NMOSトランジスタQN31は、ドイレンがPMOSトランジスタQP31のドレインに接続され、ソースが接地電圧のノードに接続され、ゲートにコンパレータ61の出力が供給される。NMOSトランジスタQN32は、ドレインがPMOSトランジスタQP32のドレインに接続され、ソースが接地電圧のノードに接続され、ゲートにコンパレータ62の出力が供給される。NMOSトランジスタQN34は、ゲートとドレインが出力電圧VSWBSの出力ノードに接続されている。抵抗R31,R32は、NMOSトランジスタQN34のソースとNMOSトランジスタQN33のドレインとの間に直列に接続されている。NMOSトランジスタQN33は、ソースが接地電圧のノードに接続され、ゲートにライトイネーブル信号WEが供給されている。
【0071】
前記コンパレータ61,62が抵抗R31とR32の直列接続ノードにおける分割電圧と基準電圧Vrefとを比較し、この比較結果に基づいてNMOSトランジスタQN31,QN32がON/OFF制御され、出力ノードである電圧VSWBSのノードが充放電される。これにより、出力電圧VSWBSがVSWBS=7V程度になるように制御される。これによって、データ線DLがバイアスされ、メモリセルへの書き込み動作が行われる。
【0072】
図11は、本発明の実施の形態にかかるVddhスイッチ回路を用いた時の動作波形を表したものである。ここで、信号S1は、書き込み動作及びベリファイ動作を制御する信号である。信号S2は、初期化動作を制御する信号である。信号S3は、放電動作を制御する信号であり、信号S4は、書き込み回路に入力され、ビット線BLに電圧を印加するタイミングを制御する信号である。
【0073】
まず、Vppパッド21に高電圧、例えば12.6V程度が印加され、検知回路22に検知されると、EXVPP=Hとなる。EXVPP=HがVddhスイッチ回路25及びVddpスイッチ回路30に入力されると、放電及び初期化動作が終了し、信号S2及びS3が“L”になった後に、NMOSトランジスタQN1,QN2のゲートに印加する電圧Vg1及びVg2が15V程度にまで上昇する。また、NMOSトランジスタQN11のゲートには、Vddh=10Vが印加される。
【0074】
電圧Vg1=Vg2=15V程度になり、電圧Vddh=9Vあるいは10V,電圧Vddp=10V程度に上昇すると、レギュレータ12により制御された電圧Vreg=9Vがワード線WLに印加され、電圧Vddh=10VがVddpスイッチ回路30などの電源として供給され、電圧Vddp=10Vが書き込み回路31に供給される。これにより、カラムゲートを介してビット線BLに5Vが印加される。この結果、書き込みパルス信号PRGPLSのタイミングで、16bit同時に書き込み動作が開始される。
【0075】
その後、ワード線WLの電圧を6.5V程度、ビット線BLの電圧を1V程度にして、書き込みが終了したかどうかを検知する書き込みベリファイ動作を行う。以上により、書き込み及び書き込みベリファイ動作が終了する。
【0076】
書き込み及び書き込みベリファイ動作が終了すると、信号S3がオンして放電動作がはじまり、その後、信号S2がオンして初期化動作が開始される。
【0077】
図12に、通常書き込み動作時の動作波形を示す。この場合、電圧Vppは内部のVddh昇圧回路23及びVddp昇圧回路24で昇圧されているため、Vppパッド21は0V、検知回路22の出力EXVPP=L=0Vである。電圧Vddh及び電圧Vddpが十分な電圧になると、ワード線WLに9Vが印加される。さらに、書き込みパルス信号PRGPLSB1〜PRGPLSB4のタイミングで、ビット線BLの4bitずつに順次5Vが印加され、4bitずつ書き込み動作が行われる。
【0078】
[第2の実施の形態]
次に、本発明の第2の実施の形態にかかるスイッチ回路について、図13(a)、図13(b)、図13(c)を参照して説明する。
【0079】
図13(a)に示すように、このスイッチ回路は、NMOSトランジスタQN41と、NMOSトランジスタQN42とから構成されている。NMOSトランジスタQN41は、外部からの電圧が供給される外部端子(図示せず)に接続される端子T1にドレインが接続されている。NMOSトランジスタQN42は、NMOSトランジスタQN41のソースにドレインが接続され、ソースが出力端子T2に接続されている。NMOSトランジスタQN42は、しきい値電圧がNMOSトランジスタQN41よりも高い。
【0080】
このスイッチ回路がオフ状態の時には、図13(b)に示すように、例えば、NMOSトランジスタQN41のゲートには電圧V3=Vcc、NMOSトランジスタQN42のゲートには電圧V3と異なる電圧V4=0Vが印加されている。この時、NMOSトランジスタQN41はしきい値電圧が低いため、出力端子T2に接続されている回路(図示せず)の電圧が端子T1側にリークしてしまう可能性がある。そこで、NMOSトランジスタQN41よりもしきい値電圧の高いNMOSトランジスタQN42により、余計な電圧が端子T1側に流れないように、NMOSトランジスタQN42をカットオフしている。
【0081】
このスイッチ回路がオン状態の時には、図13(c)に示すように、端子T1には高電圧V1が印加されており、NMOSトランジスタQN41のゲートには、この電圧V1の供給された状態で、NMOSトランジスタQN41がオンするような電圧V5が印加される。さらに、NMOSトランジスタQN42のゲートには、出力端子T2の電圧V2よりもしきい値電圧分だけ高い電圧V6が印加される。各ゲートに供給される電圧V5,V6をこのように設定することによって、スイッチ回路の出力電圧V2がV2<V1となるように制御される。したがって、第1の実施の形態と同様に、外部から入力された高電圧を降圧し、チップ内のトランジスタに安定して供給することが可能となる。前記スイッチ回路は、PMOSトランジスタを用いずに実現することができるので、回路面積を縮小することが可能である。
【0082】
次に、図13(a)のスイッチ回路が含まれた本発明の第2の実施の形態にかかる半導体装置について、図14を参照して説明する。前記半導体装置のその他の構成は、前記第1の実施の形態と同様である。
【0083】
図14は、本発明の第2の実施の形態にかかるVddhスイッチ回路を示した図である。
【0084】
本発明の第2の実施の形態にかかるVddhスイッチ回路は、発振回路(OSC)72、第1及び第2のゲートポンプ73,74、NMOSトランジスタQN41、NMOSトランジスタQN42、及びNMOSトランジスタQN43を具備している。
【0085】
前記発振回路(OSC)72は、検知回路の出力信号EXVPPにより、動作を開始する。第1及び第2のゲートポンプ73,74は、発振回路72の出力を受けて15V程度の電圧を出力する。NMOSトランジスタQN41は、ゲートに第1のゲートポンプ73の出力が接続され、ドレインがVppパッド71に接続されている。NMOSトランジスタQN42は、NMOSトランジスタQN41と直列接続されており、ゲートに第2のゲートポンプ74の出力が接続されている。NMOSトランジスタQN43は、ゲート及びドレインが第2のゲートポンプ74に接続されている。
【0086】
Vppパッド71と電圧Vddhの出力ノードとの間に直列接続されている2つのNMOSトランジスタQN41,QN42のうち、Vppパッド71に近い場所に位置しているNMOSトランジスタQN41のゲート電圧Vg41は、通常書き込み動作時にはVccとなり、Vpphスイッチ回路25を用いて高速書き込み動作する時には15V程度の電圧となる。これにより、電圧Vpp=12V程度をNMOSトランジスタQN42に転送する。NMOSトランジスタQN42のゲート電圧Vg42は、通常書き込み動作時は0Vであり、NMOSトランジスタQN42は、通常書き込み動作時に、Vddh昇圧回路により昇圧された電圧Vddhが、Vppパッド71側に流れないようにカットオフされる。また、高速書き込み動作時には、NMOSトランジスタQN42と同一のトランジスタであるNMOSトランジスタQN43のソース・ドレイン間の電圧が電圧Vddh=10Vになるように帰還をかけることによって、ゲート電圧Vg42の電圧値を制御する。これにより、NMOSトランジスタQN43は電圧Vddh=10Vを出力する。
【0087】
これによって、PMOSトランジスタを用いることなく、電圧Vpp=12Vから電圧Vddh=10Vを生成することが可能になる。この結果、更に書き込み動作の高速化をはかることができ、また回路面積も縮小することができる。
【0088】
[第3の実施の形態]
次に、本発明の第3の実施の形態にかかる半導体装置について、図15(a)、図15(b)を参照して説明する。前記半導体装置のその他の構成は、前記第1の実施の形態と同様である。
【0089】
図15(a)、図15(b)は、本発明の第3の実施の形態にかかるVddpスイッチ回路を示した図である。
【0090】
図15(a)に示されているように、本発明の第3の実施の形態にかかるVddpスイッチ回路は、Vppパッド81に直列接続されており、ゲート同士が接続されている2つのトランジスタTr1,Tr2と、トランジスタTr2と電圧Vddpの出力ノードとの間に直列に接続されているトランジスタTr3とを具備している。
【0091】
Vppパッド81に外部から電圧Vpp=12Vが供給されると、書き込み動作及びベリファイ動作を制御する信号S1によってトランジスタTr1,Tr2のゲートにワード線電源電圧Vddh=10Vがインバータ82,82を介して共通に入力される。これにより、トランジスタTr1,Tr2及びTr3は、電圧Vpp=12Vから降圧した電圧を電圧Vddpの出力ノードへ転送し、電圧Vddpの出力ノードより電圧Vddp=7V程度が出力される。この時、トランジスタTr3は、通常書き込み動作時に、Vddp昇圧回路24により昇圧された電圧Vddpが、Vppパッド81側に流れないようにカットオフするために設けられている。
【0092】
図15(b)は、本発明の第3の実施の形態にかかるVddpスイッチ回路の変形例である。
【0093】
図15(b)に示すように、Vddpスイッチ回路は、図15(b)に示したトランジスタTr1,Tr2が1つのトランジスタTr4で構成されており、また、電圧Vddh=10VがトランジスタTr4のゲートに直接入力されている。
【0094】
図15(a)及び21Bに示したVddpスイッチ回路では、Vppパッド81から供給された高電圧を転送するトランジスタのゲートに電圧Vddhを印加することによって、内部で昇圧するポンプ回路を用いずに電圧Vddpを生成することができる。これにより、電圧の転送時間を短くすることができ、書き込み動作時間を短縮することが可能である。
【0095】
尚、本発明の実施の形態にかかる半導体装置は、上記第1乃至第3の実施の形態にかかるVddhスイッチ回路あるいはVddpスイッチ回路を適宜組み合わせて適用することが可能である。したがって、例えば、第1の実施の形態にかかるVddhスイッチ回路と第3の実施の形態にかかるVddpスイッチ回路とを同一チップ内に配置することも可能であり、第2の実施の形態にかかるVddhスイッチ回路と第3の実施の形態にかかるVddpスイッチ回路とを組み合わせて用いることも可能である。
【0096】
また、本発明の実施の形態にかかる半導体装置は、NOR型フラッシュメモリに適用するだけでなく、DINOR型フラッシュメモリに適用することも可能である。さらに、本発明の実施の形態に限定されず、外部から入力された電圧をチップ内に降圧して供給するスイッチ回路として適用することが可能である。
【0097】
本発明の実施の形態によれば、高速でデータを書き込みたい場合に、外部から供給された電圧を電圧制御してチップ内に転送することによって、チップ内のトランジスタを安定した領域で動作させることが可能である。また、外部から電圧を供給するので、ワード線電圧の昇圧を高速化することができ、書き込み動作時間を短縮することが可能である。
【0098】
また、前述した各実施の形態はそれぞれ、単独で実施できるばかりでなく、適宜組み合わせて実施することも可能である。
【0099】
さらに、前述した各実施の形態には種々の段階の発明が含まれており、各実施の形態において開示した複数の構成要件の適宜な組み合わせにより、種々の段階の発明を抽出することも可能である。
【0100】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明によれば、外部から高電圧を供給しても安定して動作し、またメモリセルへの書き込み時間を短縮することができる半導体装置を提供することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の第1の実施の形態のフラッシュメモリのブロック図である。
【図2】 前記第1の実施の形態にかかるスイッチ回路の構成を示す回路図である。
【図3】 前記第1の実施の形態にかかるVddh生成回路及びVddp生成回路の構成を示す回路図である。
【図4】 前記第1の実施の形態にかかるVddhスイッチ回路の構成を示す回路図である。
【図5】 前記第1の実施の形態にかかるクロック信号発生回路の構成を示す回路図である。
【図6】 前記第1の実施の形態にかかるN型トランジスタにおけるVd−Idの特性図である。
【図7】 前記第1の実施の形態にかかる書き込み回路の構成を示す回路図である。
【図8】 前記第1の実施の形態にかかる書き込み回路の書き込み動作時の動作波形図である。
【図9】 前記第1の実施の形態にかかるVregレギュレータの構成を示す回路図である。
【図10】 前記第1の実施の形態にかかるVSWBSレギュレータの構成を示す回路図である。
【図11】 前記第1の実施の形態のフラッシュメモリにおけるVddhスイッチ回路及びVddpスイッチ回路使用時の動作波形図である。
【図12】 前記第1の実施の形態のフラッシュメモリにおける通常書き込み動作時の動作波形図である。
【図13】 本発明の第2の実施の形態にかかるスイッチ回路の構成を示す回路図である。
【図14】 前記第2の実施の形態にかかるVddhスイッチ回路の構成を示す回路図である。
【図15】 本発明の第3の実施の形態にかかるVddpスイッチ回路の構成を示す回路図である。
【図16】 フラッシュメモリにおける一つのメモリセルの素子断面構造を示す断面図である。
【図17】 NOR型フラッシュメモリセルアレイの構成を示す回路図である。
【図18】 メモリセルのコントロールゲートに供給されるゲート電圧とメモリセルのドレインに流れるドレイン電流との関係を示す特性図である。
【図19】 データの読み出し、書き込み及び消去時のバイアス条件を示す図表である。
【図20】 従来のVppスイッチ回路の回路図である。
【図21】 従来の10V耐圧のN型トランジスタにおけるVd−Idの特性図である。
【符号の説明】
1…アドレスバッファ、2…I/Oバッファ、3…センスアンプ、4…書き込み回路、5…コマンドレジスタ、6…コントローラ、7…ロウデコーダ、8…カラムデコーダ、9…カラムゲート、10…チャージポンプ回路、11…メモリセルアレイ、12…レギュレータ、13…Vddh生成回路、14…Vppパッド、15…Vddp生成回路、16…ソース/ウエルスイッチ。
Claims (5)
- フローティングゲートとコントロールゲートを有し、電気的にデータが書き換えられるメモリセルが複数個行列状に配列されたメモリセルアレイと、
前記メモリセルアレイ内の同一行に配置された前記複数のメモリセルのコントロールゲートに共通に接続された複数のワード線と、
前記メモリセルアレイ内の同一列に配置された前記複数のメモリセルのドレインに共通に接続された複数のビット線と、
外部から外部電圧が供給される外部電圧入力端子と、
前記外部電圧入力端子に供給された前記外部電圧を降圧して、前記メモリセルのコントロールゲートに接続された前記ワード線に供給するための電圧を生成する第1の電圧生成回路と、
前記外部電圧入力端子に供給された前記外部電圧を降圧して、前記メモリセルのドレインに接続された前記ビット線に供給するための電圧を生成する第2の電圧生成回路とを具備し、
前記第1の電圧生成回路は、
ドレインが前記外部電圧入力端子に接続された第1のNチャネルトランジスタと、
ソースが前記第1のNチャネルトランジスタのソースに接続された第3のPチャネルトランジスタと、
ドレインが前記第3のPチャネルトランジスタのドレインに接続され、ソースが前記ワード線に電圧を供給するための電源線に接続された第2のNチャネルトランジスタとを有し、
前記外部電圧入力端子に第1の電圧が印加されて前記第1の電圧生成回路が活性化されている期間には、前記第1のNチャネルトランジスタのゲートに前記第1の電圧よりも高い第2の電圧が印加され、前記第2のNチャネルトランジスタのゲートには前記第1の電圧よりも高い第3の電圧が印加され、前記第2のNチャネルトランジスタのソースは前記第1の電圧よりも低い第5の電圧を出力し、前記第3のPチャネルトランジスタのゲートには前記第1の電圧よりも低い第4の電圧が印加され、
前記第1の電圧生成回路が非活性化されている期間には、前記第1のNチャネルトランジスタのゲートに前記接地電圧よりも高い第6の電圧が印加され、前記第2のNチャネルトランジスタのゲートには前記接地電圧が印加され、
前記第5の電圧の分割電圧を発生する分割回路と、基準電圧と前記分割電圧を比較増幅し前記第4の電圧を出力する増幅回路とをさらに備えることを特徴とする半導体装置。 - フローティングゲートとコントロールゲートを有し、電気的にデータが書き換えられるメモリセルが複数個行列状に配列されたメモリセルアレイと、
前記メモリセルアレイ内の同一行に配置された前記複数のメモリセルのコントロールゲートに共通に接続された複数のワード線と、
前記メモリセルアレイ内の同一列に配置された前記複数のメモリセルのドレインに共通に接続された複数のビット線と、
外部から外部電圧が供給される外部電圧入力端子と、
前記外部電圧入力端子に供給された前記外部電圧を降圧して、前記メモリセルのコントロールゲートに接続された前記ワード線に供給するための電圧を生成する第1の電圧生成回路と、
前記外部電圧入力端子に供給された前記外部電圧を降圧して、前記メモリセルのドレインに接続された前記ビット線に供給するための電圧を生成する第2の電圧生成回路とを具備し、
前記第1の電圧生成回路は、
ドレインが前記外部電圧入力端子に接続された第1のNチャネルトランジスタと、
ドレインが前記第1のNチャネルトランジスタのソースに接続され、ソースが前記ワード線に電圧を供給するための電源線に接続された第2のNチャネルトランジスタとを有し、
前記外部電圧入力端子に第1の電圧が印加されて前記第1の電圧生成回路が活性化されている期間には、前記第1のNチャネルトランジスタのゲートに前記第1の電圧よりも高い第2の電圧が印加され、前記第2のNチャネルトランジスタのゲートには前記第1の電圧よりも低い第3の電圧が印加され、前記第2のNチャネルトランジスタのソースは前記第1の電圧よりも低い第5の電圧を出力し、
前記第1の電圧生成回路が非活性化されている期間には、前記第1のNチャネルトランジスタのゲートに前記接地電圧よりも高い第6の電圧が印加され、前記第2のNチャネルトランジスタのゲートには前記接地電圧が印加され、
前記第1のNチャネルトランジスタのゲートに接続された第1のポンプ回路と、
前記第2のNチャネルトランジスタのゲートに接続された第2のポンプ回路と、
前記第2のポンプ回路の出力がゲート及びソースに接続されている第3のNチャネルトランジスタと、
この第3のNチャネルトランジスタのソースから出力される電圧を分割した分割電圧を発生する分割回路と、
基準電圧と前記分割電圧とを比較増幅し前記第2のポンプ回路に出力する増幅回路とをさらに備えることを特徴とする半導体装置。 - 前記第2の電圧生成回路は、
ドレインが前記外部電圧入力端子に接続された第4のNチャネルトランジスタと、
ドレインが前記第4のNチャネルトランジスタのソースに接続され、ソースが前記ビット線に電圧を供給するための電源線に接続された第5のNチャネルトランジスタとを有し、
前記外部電圧入力端子に前記第1の電圧が印加されて前記第2の電圧生成回路が活性化されている期間には、前記第4のNチャネルトランジスタのゲートに前記第1の電圧よりも低い電圧が印加され、前記第5のNチャネルトランジスタのゲートには前記第1の電圧よりも低い電圧が印加され、前記第5のNチャネルトランジスタのソースは前記第1の電圧よりも低い電圧を出力し、
前記第2の電圧生成回路が非活性化されている期間には、前記第4のNチャネルトランジスタのゲートに前記接地電圧よりも高い電圧が印加され、前記第5のNチャネルトランジスタのゲートには前記接地電圧が印加されることを特徴とする請求項1または2に記載の半導体装置。 - 前記第1のNチャネルトランジスタの前記ゲートに接続された第1のポンプ回路と、
前記第2のNチャネルトランジスタの前記ゲートに接続された第2のポンプ回路と、
前記第3のPチャネルトランジスタの前記ゲートに接続されたレギュレータと、
をさらに具備することを特徴とする請求項1に記載の半導体装置。 - ソースが前記第3のPチャネルトランジスタのソースに接続されており、ドレインが前記第3のPチャネルトランジスタのドレインに接続されている第6のNチャネルトランジスタをさらに具備し、
前記第6のNチャネルトランジスタは、前記第2の電圧生成回路が非活性化されている期間にオンすることを特徴とする請求項1に記載の半導体装置。
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