JP3815440B2 - 送信方法及び送信装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、ウルトラワイドバンド方式(以下UWB方式と称する)で送信を行う送信方法及び送信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
無線伝送方式の一つとして、UWB方式が注目されている。このUWB方式は、例えば数GHz幅の非常に広い伝送帯域を使用して、非常に短い時間のパルスを使って伝送する方式である。
【0003】
一方、SS(Spread Spectrum :スペクトル拡散)方式を適用した無線LAN(Local Area Network:構内情報通信網)システムが実用化されている。また、PANなどのアプリケーションを対象として、SS方式を応用したUWB伝送方式が提案されている。
【0004】
SS方式の一種であるDS(Direct Spread :直接拡散)方式は、送信側において、情報信号にPN(Pseudo Noise:疑似雑音)符号と呼ばれるランダム符号系列を乗算することにより占有帯域を拡散して送信し、受信側において、受信した拡散情報信号にPN符号を乗算することにより逆拡散して情報信号を再生する。
【0005】
UWB伝送方式には、DSの情報信号の拡散符号速度を極限まで高くしたDS−UWB方式と、数100ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なうインパルス−UWB方式の2種類がある。
【0006】
DS−UWB方式はPN符号速度によってスペクトラムを制御可能であるが、論理回路をGHzオーダーの高速に動作させる必要性があることから消費電力が増加しやすいという問題がある。一方、インパルス−UWB方式はパルス発生器と低速の論理回路の組み合わせで構成できるので消費電流を低減できるというメリットがあるが、パルス発生器でスペクトラムを制御することが難しいという問題がある。
【0007】
どちらの方式も例えば3GHzから10GHzという超広帯域な周波数帯域に拡散して送受信を行うことにより高速データ伝送を実現する。その占有帯域幅は、占有帯域幅をその中心周波数(例えば1GHz〜10GHz)で割った値がほぼ1になるようなGHzオーダの帯域であり、いわゆるW−CDMAやcdma2000方式、並びにSSやOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex :直交周波数分割多重)方式を用いた無線LANにおいて通常使用される帯域幅と比較しても超広帯域なものとなっている。
【0008】
インパルス−UWB方式において用いられるインパルス信号は非常に細いパルスであるため、周波数スペクトル的には非常に広い帯域を使用することになる。これにより、入力された情報信号が、各周波数領域においては雑音レベル以下の電力しか持たないことになる。また、変調方式としては、パルス間の位置により符号を表現するPPM(Pulse Position Modulation :パルス位置変調)や、パルスの位相変化により符号を表現する位相変調(Bi-phase Modulation )、振幅変調などが考えられている。
【0009】
図10は、従来のUWB方式の送受信機の構成例を示した図である。アンテナ11は、バンドパスフィルタ12を介してアンテナ切換器13に接続してあり、アンテナ切換器13に受信系の回路と送信系の回路とが接続してある。アンテナ切換器13は、送信タイミングと受信タイミングに連動して切換える切換スイッチである。バンドパスフィルタ12は、このシステムが使用する伝送帯域の信号を通過させるフィルタであり、例えば4GHzから9GHz程度の数GHz幅の信号を通過させる。
【0010】
アンテナ切換器13に接続される受信系の回路としては、アンテナ切換器13の出力を受信用に増幅するローノイズアンプ14と、そのローノイズアンプ14の出力に、パルス発生器25I及び25Qの出力を乗算する2系統の乗算器15I及び15Qと、各乗算器15I及び15Qの出力の高域成分を除去するローパスフィルタ16及び16Qと、各ローパスフィルタ16及び16Qの出力をサンプリングするアナログ/デジタル変換器17I及び17Qを備える。
【0011】
パルス発生器25Iの出力パルスとパルス発生器25Qの出力パルスは、所定量位相をシフトさせてあり、アナログ/デジタル変換器17IはIチャンネルの伝送データをサンプリングし、アナログ/デジタル変換器17QはQチャンネルの伝送データをサンプリングする。各チャンネルの受信データは、ベースバンド回路30に供給して受信処理する。ここではIチャンネルの受信データを、受信データとして使用し、Qチャンネルの受信データについては、エラー信号として使用する。
【0012】
送信系の回路としては、ベースバンド回路30が出力する送信データを、乗算器26に供給し、パルス発生器25Iの出力を乗算する。ベースバンド回路30が出力する送信データとしては、例えば、NRZ(Non Return to Zero)信号として変調されたデータとし、パルス発生器25Iの出力を乗算器26で乗算することで、バイフェーズ(Bi-Phase)変調されたパルスを発生させて、いわゆるBPSK(Binary Phase Shift Keying )方式で変調された信号となる。パルス発生器25Iでパルスを発生させる構成としては、電圧制御型温度補償型発振器(VCTCXO:以下単に発振器と称する)21を設けて、この発振器21の発振周波数を、例えばQチャンネルの受信データから得たエラー信号に基づいて制御する。
【0013】
発振器21の発振信号、PLL回路(フェーズ・ロックド・ループ回路)22に供給して、このPLL回路22のループを構成する電圧制御発振器23の発振出力を、パルス発生器25Iに供給して、発振器23の発振出力に同期したパルスを発生させる。また、発振器23の発振出力を、位相シフタ24により所定周期位相を遅延させてパルス発生器25Qに供給して、発振器23の発振出力に同期した短い波長のパルスを、パルス発生器25Iの出力パルスから遅れたタイミングで発生させる。
【0014】
パルス発生器25Qの出力パルスは、乗算器26で送信データに乗算されて、その乗算出力を送信信号とする。乗算器26が出力する送信信号は、パワーアンプ27に供給して送信用に増幅し、増幅出力をアンテナ切換器13を介してバンドパスフィルタ12に供給し、伝送帯域の信号だけを通過させる帯域制限を行った後、アンテナ11から無線送信させる。
【0015】
非特許文献1は、UWB方式の概要を示した文献である。
【0016】
【非特許文献1】
日経エレクトロニクス 2002年3月11日号 55〜66頁
【0017】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、インパルス−UWBに用いられるパルスとは、広帯域の周波数スペクトラムを持つ信号であり、時間領域は、例えば式1で表されるモノサイクル波形となる。
【0018】
【数1】
【0019】
〔数1〕式のtPは、モノサイクル波形の中心からピーク値までの時間であり、例えばtP=200[psec]とした場合の時間波形は図11に示すように、波形の最大値が±200[psec]のところに生じるモノサイクル波形になる。そしてこのモノサイクル波形のスペクトラムは図12に示すように、スペクトルの最大値が約1[GHz]で、−3dBの帯域幅が約1[GHz]になっていることが確認できる。
【0020】
ここで、このモノサイクル波形の単側波帯を生成して周波数変換することを検討する。なぜなら、UWBでは伝送用パルスのスペクトラムの要求条件として以下の2点があるからである。
(1)UWBについての規定の1つである米国のFCCのスペクトラム・マスクの規定では3.1〜10.6[GHz]以外は放射レベルを低減しなければならない。
(2)4.9〜5.8[GHz]帯は、5GHz無線LANがあり、これを避けた方がよい。
【0021】
この要求を鑑みて、UWB通信システムにおける上述したようなスペクトラムの問題を回避するために、図12のスペクトラムを、例えば3.1〜4.9[GHz]の周波数まで周波数変換して、図13に示すような上側波帯のスペクトラムを生成すればよいという考察ができる。モノサイクル波形を上側波帯で周波数変換する方法としては、モノサイクル波形を3.1[GHz]の余弦搬送波とを乗算した信号から、図14に示すモノサイクル波形をヒルベルト変換した波形を3.1[GHz]の正弦搬送波とを乗算した信号を減算することで得ることができる。
【0022】
ここで、図12のスペクトラムがどのような時間波形になるのかを示したものが、図15に示すパルス波形であり、包絡線の振幅が徐々に大きくなり、原点でピークになり、徐々に減衰していることから、包絡線の形は概略として三角形になっていることがわかる。また、主な振幅成分は6サイクルのパルス波形になっていることわかる。
【0023】
従って、UWB通信システムにおける上述したようなスペクトラムの問題を回避するために、伝送用のインパルス信号として、包絡線が三角形に振幅整形されたNサイクルのパルスを生成すればよいという考え方に到達することができる。例えば、図15の波形の持続時間は、約2[nsec]であるので、このパルス波形をオーバーラップしないように並べれば500[Mb/s]のBPSK通信が可能である。
【0024】
ところが、さらに高速な、たとえば1[Gb/s]の通信速度を達成しようとすると、図15の波形を1[nsec]間隔で並べることになるので、隣り合った波形同士が重なり合う部分がでてくる。受信機にバンドパスフィルタを用いる場合には、バンドパスフィルタのインパルス応答によって前のパルスの振幅が後ろのパルスにまで影響を及ぼすことがわかっている。これが符号間干渉とよばれる問題で、たとえば周波数利用効率を向上させるために狭帯域化していくときに考慮しなければならない問題である。
【0025】
ナイキストの定理によればT[sec]間隔でパルスを歪みなく伝送するためには1/2T[Hz]が必要最低限のベースバンド帯域であり、1/T[Hz]がナイキスト帯域である。いま議論しているのは3.1[GHz]〜4.9[GHz]の周波数なので帯域幅は1.8[GHz]であり、ベースバンド帯域は半分の900[MHz]であるから、T=1[nsec]間隔のパルスを伝送するための必要最低限なバースバンド帯域である500[MHz]は十分にとれているが、1[GHz]のナイキスト帯域には10[%]だけ不足していることになる。
【0026】
ナイキスト帯域以下で無歪み条件を満足するにはナイキストフィルタを用いればよいことがナイキストによって示されているが、1[GHz]のベースバンドデジタルフィルタを作成することは容易ではない。なぜならば所望のデジタルフィルタを生成するためには、最低でも4[GHz]程度のサンプリング周波数で動作する8ビット程度のDA変換器が必要になるからである。例えば、現在製品化されているものとしては、単体で1.25[Gsample/sec]のDA変換器を4個用いて5[Gsample/sec]を得ている例があり、現在の技術水準から実現不可能ではないが、UWB通信を民生機器に応用する場合においては消費電力と実装コストの点において費用対効果のバランスを欠いており上手な設計とは言えない。
【0027】
ベースバンドデジタルフィルタの代替手法として、考えられるのは高周波帯のバンドパスフィルタ(Band Pass Filter:BPF)である。たとえば、中心周波数が4[GHz]で帯域が1.8[GHz]のBPFを5次の有極バタワースフィルタで実現した場合のインパルス応答を図16に示す。図16の応答を観察すると、0.8[nsec]付近にインパルス応答の主波があるのは、このBPFの遅延時間が0.8[nsec]であることを示している。ところが、1.8[nsec]付近にも、主波の1/3程度のうねりが生じていることがわかる。このように、非ナイキストフィルタを用いた場合にはインパルス応答により符号間干渉が生じてしまうことが確認できる。
【0028】
本発明はこれらの点に鑑みてなされたものであり、UWB通信において、非ナイキストフィルタを用いた場合に生じてしまう符号間干渉の影響を許容できるようなパルス変調を行って送信信号を生成できるようにして、高速な通信速度を実現することにある。
【0029】
【課題を解決するための手段】
本発明は、基準クロック信号を生成し、1GHzから10GHzのいずれかの値をとる搬送波を生成し、基準クロック信号に同期した所定のタイミングで拡散された送信データを2系列のデータに分配し、基準クロック信号に同期した所定のタイミングで階段状の第1及び第2のパルス整形信号を生成し、位相の異なる第1及び第2の搬送波を生成し、2系列の送信データの内の一方の系列のデータと、第1のパルス整形信号と、第1の搬送波とを乗算し、2系列のデータの内の他方の系列のデータと、第2のパルス整形信号と、第2の搬送波とを乗算し、それぞれの乗算出力を合成して送信用の出力信号を得るようにしたものである。
【0030】
本発明によると、基準クロック信号に同期して拡散符号系列で直接拡散された拡散データが2系列の送信データに2分配される。この2系列のデータを、データの遷移するタイミングが1/2周期ずれた時間関係であるIデータとQデータとすると、この信号は、信号レートが拡散データの半分のNRZ信号となる。
【0031】
そして、一方の系列の送信データと第1のパルス整形信号と第1の搬送波とが乗算されてBPSK変調されたIパルスが生成され、また他方の系列の送信データと第2のパルス整形信号と第2の搬送波とが乗算されてBPSK変調されたQパルスが生成される。そして、BPSK変調されたIパルスからBPSK変調されたQパルスが合成されて、出力信号になる。
【0032】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第1の実施の形態を、図1及び図2を参照して説明する。
【0033】
本例においては、UWB方式で無線伝送するシステムに適用される送信機又は送受信機の送信信号の処理構成としてある。図1は本実施の形態に係る送信装置100のパルス位相変調構成を示している。この送信装置100は、基準クロックS101を出力する第1の発振器101を備える。
【0034】
また、送信データSTXDを所定の拡散符号SSSで直接拡散する拡散データ出力部103と、この直接拡散により生成された拡散データS103をIデータS104AとQデータS104Bに分配するデマルチプレクサ104を備える。また、第1の発振器101からの基準クロックS101に基づいて、Iパルス整形信号S105を生成するIパルス整形信号生成部105と、Qパルス整形信号S106を生成するQパルス整形信号生成部106とを備える。なお、Iパルス整形信号生成部105とQパルス整形信号生成部106の具体的構成例については後述する(図8,図9)。
【0035】
さらに、搬送波信号S102を生成する発振器102と、搬送波信号S102の位相をシフトさせて余弦搬送波S107Aと正弦搬送波S107Bを出力する移相器107とを備える。
【0036】
そして、移相器107が出力する余弦搬送波S107Aと、Iパルス整形信号生成部105が出力するIパルス整形信号S105とを、第1の乗算器108で乗算して、IパルスS108を得る。
【0037】
また、移相器107が出力する正弦搬送波S107Bと、Qパルス整形信号生成部106が出力するQパルス整形信号S106とを、第2の乗算器109で乗算して、QパルスS109を得る。
【0038】
また、第1の乗算器108が出力するIパルスS108を、第3の乗算器110に供給して、デマルチプレクサ104が出力するIデータS104Aとの乗算で、IパルスS108をBPSK変調し、BPSK変調されたIパルスS110を得る。
【0039】
同様に、第2の乗算器109が出力するQパルスS109を、第4の乗算器111に供給して、デマルチプレクサ104が出力するQデータS104Bとの乗算で、QパルスS109をBPSK変調し、BPSK変調されたQパルスS111を得る。
【0040】
そして、BPSK変調されたIパルスS110と、 BPSK変調されたQパルスS111を合成して出力信号S112を出力する加算器112とを有する。加算器112では、BPSK変調されたIパルスS110からBPSK変調されたQパルスS111が減算される極性で合成処理を行って、出力信号S112を得る。この出力信号S112を、例えば、送信用に増幅してアンテナから無線送信させることで、UWB信号として無線伝送される。
【0041】
次に、図1の構成で処理される各部の信号波形の例を図2に示す。以下、図2中の波形について順に説明する。
【0042】
図2(a)に示す基準クロックS101は、ここでは4[GHz]のクロック信号である。
図2(b)に示すデータCLKは、ここでは1[GHz]のクロック信号である。なお、図1ではこのデータクロックの供給構成は省略してある。
図2(c)に示す拡散データS103は、ここでは1[Gbps]のデジタル信号であり、送信データSTXDを拡散符号SSSで直接拡散したものである。
図2(d)に示すIデータS104Aは、拡散データS103を図中の点線で示した順番にデマルチプレクサ104で分配した500[Mbps]のNRZ信号である。
図2(e)に示すQデータS104Bは、拡散データS103を図中の一点鎖線で示した順番にデマルチプレクサ104で分配した500[Mbps]NRZ信号である。
図2(f)に示すIパルス整形信号S105は、Iパルス整形信号生成部105で生成される階段状の三角波のアナログ信号であり、IデータS104Aに同期している。
図2(g)に示すQパルス整形信号S106は、Qパルス整形信号生成部106で生成される階段状の三角波のアナログ信号であり、QデータS104Bに同期している。
図2(h)に示す余弦搬送波S107Aは、4[GHz]のNRZ信号である。
図2(i)に示す正弦搬送波S107Bは、4[GHz]のNRZ信号であり、余弦搬送波S107Aとは位相が90度異なる。
図2(j)に示すIパルスS108は、Iパルス整形信号S105と余弦搬送波S107Aを乗算したものである。
図2(k)に示すQパルスS109は、Qパルス整形信号S106と余弦搬送波S107Bを乗算したものである。
図2(l)に示すBPSK変調されたIパルスS110は、IデータS104AとIパルスS108を乗算したものである。
図2(m)に示すBPSK変調されたQパルスS111は、QデータS104BとQパルスS109を乗算したものである。
図2(n)に示す出力信号S112はBPSK変調されたIパルスS110からBPSK変調されたQパルスS111を減算したものである。
【0043】
本実施の形態に係る送信装置100のパルス位相変換構成によれば、拡散データ出力部103から基準クロック信号S101に同期して拡散符号系列SSSで送信データSTXDを直接拡散した拡散データS103が順次出力される。そして、デマルチプレクサ104においてIデータS104AとQデータS104Bに2分配される。
【0044】
ここで、本例の場合には、図2(d)及び図2(e)に示すように、IデータS104AとQデータS104Bは、データの遷移するタイミングが1/2周期ずれた時間関係にある、信号速度が拡散データS103の1/2のNRZ信号である。また、Iパルス整形信号生成部105及びQパルス整形信号生成部106において生成されるIパルス整形信号S105(図2(f))とQパルス整形信号S106(図2(g))は、どちらも階段状の三角波としてあり、波形のピーク値がそれぞれIデータS104AとQデータS104Bの中央に位置するようなタイミングで生成される。なお、階段状の三角波を形成させる構成については後述する。
【0045】
そして、第1の乗算器108において、余弦搬送波S107A(図2(h))とIパルス整形信号S105(図2(f))が乗算されて6サイクルのIパルスS108(図2(j))が生成される。また、第2の乗算器109において正弦搬送波S107B(図2(i))とQパルス整形信号S106(図2(g))が乗算されて6サイクルのQパルスS109(図2(k))が生成される。ここで、余弦搬送波S107Aと正弦搬送波S107Bは位相が90度異なる直交関係にある。さらに、第3の乗算器110においてIパルスS108(図2(j))はIデータS104A(図2(d))でBPSK変調され、第4の乗算器111においてQパルスS109(図2(k))はQデータS104B(図2(e))でBPSK変調される。そして、BPSK変調されたIパルスS110(図2(l))からBPSK変調されたQパルスS111(図2(m))が減算される極性で、加算器112において合成されて出力信号S112(図2(n))になる。
【0046】
このように処理されて出力される信号は、BPSK変調されたIパルスとBPSK変調されたQパルスの発生するタイミングが1/2周期ずれた時間関係にあるので、出力信号の包絡線は一定になる。ところが、IとQそれぞれに単独ではNサイクルパルスであるので、UWB伝送方式としてはDS−UWB方式とインパルス−UWB方式の中間に位置していると考えられる。出力信号の包絡線が一定であるということは、増幅器にC級増幅器に代表される非線形増幅器を用いることが可能であるので、電力効率の高い送信装置を実現することができる。
【0047】
また、上述したようにNサイクルパルスは狭帯域の周波数スペクトラムを有しているので送信用のバンドパスフィルタが不要であり、送信側では符号間干渉が生じないという利点がある。また、IパルスとQパルスはタイミングが1/2周期ずれた時間関係にあるので、搬送波の直交位相誤差によるIQ間の干渉が起きても互いに信号の無いタイミングであるので影響を受け難いという利点がある。また、I及びQのパルスはそれぞれに信号速度が拡散データの1/2のレートであるので、IとQそれぞれ単独ではパルス間隔が2倍になるので、受信側のバンドパスフィルタで生じる符号間干渉の影響を受け難いという利点がある。
【0048】
従って、本例の送信装置構成によると、UWB通信において非ナイキストフィルタを用いた場合に生じてしまう符号間干渉の影響を軽減することができ、UWB通信の通信速度を高速化することが可能になる。
【0049】
次に、本発明の第2の実施の形態を、図3〜図5を参照して説明する。この第2の実施の形態を示した図3〜図5において、上述した第1の実施の形態で説明した図1,図2に対応する部分には同一符号を付す。
【0050】
本例においては、第1の実施の形態と同様に、UWB方式で無線伝送するシステムに適用される送信機又は送受信機の送信信号の処理構成としてある。図3は本実施の形態に係る送信装置120のパルス位相変調構成を示している。この送信装置120は、基準クロックS101を出力する第1の発振器101と、搬送波信号S102を生成する発振器102と、送信データSTXDを所定の拡散符号SSSで直接拡散する拡散データ出力部103と、直接拡散により生成された拡散データS103をIデータS104AとQデータS104Bに分配するデマルチプレクサ104と、Iパルス整形信号S105を生成するIパルス整形信号生成部105と、Qパルス整形信号S106を生成するQパルス整形信号生成部106と、搬送波信号S102の位相をシフトさせて余弦搬送波S107Aと正弦搬送波S107Bを出力する移相器107とを備える。ここまでの各処理手段の構成については、第1の実施の形態で説明した図1と同じである。Iパルス整形信号生成部105とQパルス整形信号生成部106の具体的構成例については後述する。
【0051】
そして本例においては、デマルチプレクサ104が出力するIデータS104Aと、Iパルス整形信号生成部105が出力するIパルス整形信号S105とを乗算する第5の乗算器121を備えて、乗算器121がIベースバンド信号S121を出力する。また、デマルチプレクサ104が出力するQデータS104Bと、Qパルス整形信号生成部106が出力するQパルス整形信号S106とを乗算器する第6の乗算器122を備えて、乗算器122がQベースバンド信号S122を出力する。
【0052】
また、Iベースバンド信号S121と余弦搬送波S107Aを乗算してBPSK変調されたIパルスS110を出力する第3の乗算器110と、Qベースバンド信号S122と正弦搬送波S107Bを乗算してBPSK変調されたQパルスS111を出力する第4の乗算器111と、BPSK変調されたIパルスS110とBPSK変調されたQパルスS111を合成して出力信号S112を出力する加算器112とを有する。加算器112では、BPSK変調されたIパルスS110からBPSK変調されたQパルスS111が減算される極性で合成処理を行って、出力信号S112を得る。
【0053】
次に、図3の構成で処理される各部の信号波形の例を図4に示す。以下、図4中の波形について順に説明する。
【0054】
図4(a)に示す基準クロックS101は、ここでは4[GHz]のクロック信号である。
図4(b)に示すデータCLKは、ここでは1[GHz]のクロック信号である。図3ではこのデータクロックを供給する構成については省略してある。
図4(c)に示す拡散データS103は、ここでは1[Gbps]のデジタル信号であり、拡散データ出力手段103によって送信データSTXDを拡散符号SSSで直接拡散したものである。
図4(d)に示すIデータS104Aは、拡散データS103を図中の点線で示した順番にデマルチプレクサ104で分配した500[Mbps]のNRZ信号である。
図4(e)に示すQデータS104Bは、拡散データS103を図中の一点鎖線で示した順番にデマルチプレクサ104で分配した500[Mbps]NRZ信号である。
図4(f)に示すIパルス整形信号S105は、Iパルス整形信号生成部105で生成される階段状の三角波のアナログ信号であり、IデータS104Aに同期している。
図4(g)に示すQパルス整形信号S106は、Qパルス整形信号生成部106で生成される階段状の三角波のアナログ信号であり、QデータS104Bに同期している。
図4(h)に示すIベースバンド信号S121は、IデータS104AとIパルス整形信号S105を乗算したものである。
図4(i)に示すQベースバンド信号S122は、QデータS104BとQパルス整形信号S106を乗算したものである。
図4(j)に示す余弦搬送波S107Aは、4[GHz]のNRZ信号である。
図4(k)に示す正弦搬送波S107Bは、4[GHz]のNRZ信号であり、余弦搬送波S107Aとは位相が90度異なる。
図4(l)に示すBPSK変調されたIパルスS110は、Iベースバンド信号S121と余弦搬送波S107Aを乗算したものである。
図4(m)に示すBPSK変調されたQパルスS111は、Qバースバンド信号S122と正弦搬送波S107Bを乗算したものである。
図4(n)に示す出力信号S112は、BPSK変調されたIパルスS110からBPSK変調されたQパルスS111を減算したものであり、第1の実施形態と同じ波形の出力信号が得られる。
【0055】
第2の実施形態に係る送信装置120によれば、拡散データ出力部103から基準クロック信号S101に同期して拡散符号系列SSSで送信データSTXDを直接拡散した拡散データS103が順次出力される。そして、デマルチプレクサ104においてIデータS104AとQデータS104Bに2分配される。ここで、IデータS104AとQデータS104Bは、データの遷移するタイミングが1/2周期ずれた時間関係にある、信号速度が拡散データS103の1/2のNRZ信号である。
【0056】
また、Iパルス整形信号生成部105及びQパルス整形信号生成部106において生成されるIパルス整形信号S105とIパルス整形信号S106は、どちらも階段状の三角波であり、波形のピーク値がそれぞれIデータS104AとQデータS104Bの中央に位置するようなタイミングで生成される。そして、第5の乗算器121においてIデータS104AとIパルス整形信号S105が乗算されてIベースバンド信号S121が生成され、第6の乗算器122においてQデータS104BとQパルス生成信号S106が乗算されてQベースバンド信号S122が生成される。
【0057】
また、第3の乗算器110において余弦搬送波S107AとIベースバンド信号S121が乗算されてBPSK変調されたIパルスS110が出力され、第4の乗算器111において正弦搬送波S107BとQベースバンド信号S122が乗算されてBPSK変調されたQパルスS111が出力される。そして、BPSK変調されたIパルスS110からBPSK変調されたQパルスS111が減算される極性で加算器112において合成されて出力信号S112になる。
【0058】
このようにして得られる出力信号S112は、第1の実施の形態で説明した出力信号S112と本質的に同じである。即ち、出力信号の包絡線が一定であり、電力効率の高い送信装置を実現することができる。また、送信用のバンドパスフィルタが不要であり、送信側では符号間干渉が生じない。さらに、I及びQのパルスはそれぞれに信号速度が拡散データの1/2のレートであるので、IとQそれぞれ単独ではパルス間隔が2倍になるので、受信側のバンドパスフィルタで生じる符号間干渉の影響を受け難いという利点がある。
【0059】
ここで、Iベースバンド信号S121とQベースバンド信号S122のコンスタレーション表示を、図5に示す。図5に示したコンンスタレーションは、I軸とQ軸上の4箇所のシンボル点を矢印で示すような状態遷移をしていることがわかる。1シンボル点毎に90度回転するので。変調方式の分類としてはπ/2−シフトBPSK(Binary Phase Shift Keying )と考えることができる。
【0060】
次に、本発明の第3の実施の形態を、図6及び図7を参照して説明する。この第3の実施の形態を示した図6及び図7において、上述した第1,第2の実施の形態で説明した図1〜図5に対応する部分には同一符号を付す。
図6は本発明の第3の実施形態に係る送信装置130のパルス位相変調構成を示している。図示のパルス位相変調装置は、基準クロックS101を出力する第1の発振器101と、搬送波信号S102を生成する発振器102と、送信データSTXDを所定の拡散符号SSSで直接拡散する拡散データ出力部103と、直接拡散により生成された拡散データS103をIデータS104AとQデータS104Bに分配するデマルチプレクサ104と、Iパルス整形信号S105を生成するIパルス整形信号生成部105と、Qパルス整形信号S106を生成するQパルス整形信号生成部106と、搬送波信号S102の位相をシフトさせて余弦搬送波S107Aと正弦搬送波S107Bを出力する移相器107とを備える。ここまでの各処理手段の構成については、第1,第2の実施の形態で説明した図3と同じである。Iパルス整形信号生成部105とQパルス整形信号生成部106の具体的構成例については後述する。
【0061】
そして本例においては、デマルチプレクサ104が出力するIデータS104Aと、移相器107が出力する余弦搬送波とを乗算してBPSK変調された余弦搬送波S131を出力する第7の乗算器131と、デマルチプレクサ104が出力するQデータS104Bと、移相器107が出力する正弦搬送波を乗算してBPSK変調された正弦搬送波S132を出力する第8の乗算器132を備える。
【0062】
また、乗算器131でBPSK変調された余弦搬送波S131と、Iパルス整形信号生成部105が出力するIパルス整形信号S105を乗算して、BPSK変調されたIパルスS110を出力する第3の乗算器110と、乗算器132でBPSK変調された正弦搬送波S132と、Qパルス整形信号生成部106が出力するQパルス整形信号S106を乗算して、BPSK変調されたQパルスS111を出力する第4の乗算器111とを備える。そして、第3の乗算器110でBPSK変調されたIパルスS110と、第4の乗算器111でBPSK変調されたQパルスS111を合成して出力信号S112を出力する加算器112を有する。加算器112では、BPSK変調されたIパルスS110からBPSK変調されたQパルスS111が減算される極性で合成処理を行って、出力信号S112を得る。
【0063】
次に、図6の構成で処理される各部の信号波形の例を図7に示す。以下、図7中の波形について順に説明する。
【0064】
図7(a)に示す基準クロックS101は、ここでは4[GHz]のクロック信号である。
図7(b)に示すデータCLKは、ここでは1[GHz]のクロック信号である。このデータクロックの供給構成は図6では省略してある。
図7(c)に示す拡散データS103は、ここでは1[Gbps]のデジタル信号であり、拡散データ出力部103によって送信データSTXDを拡散符号SSSで直接拡散したものである。
図7(d)に示すIデータS104Aは、拡散データS103を図中の点線で示した順番にデマルチプレクサ104で分配した500[Mbps]のNRZ信号である。
図7(e)に示すQデータS104Bは、拡散データS103を図中の一点鎖線で示した順番にデマルチプレクサ104で分配した500[Mbps]NRZ信号である。
図7(f)に示すIパルス整形信号S105は、Iパルス整形信号生成部105で生成される階段状の三角波のアナログ信号であり、IデータS104Aに同期している。
図7(g)に示すQパルス整形信号S106は、Qパルス整形信号生成部106で生成される階段状の三角波のアナログ信号であり、QデータS104Bに同期している。
図7(h)に示す余弦搬送波S107Aは、4[GHz]のNRZ信号である。
図7(i)に示す正弦搬送波S107Bは、4[GHz]のNRZ信号であり、余弦搬送波S107Aとは位相が90度異なる。
図7(j)に示すBPSK変調された余弦搬送波S131は、余弦搬送波S107AとIデータS104Aを乗算したものである。
図7(k)に示すBPSK変調された正弦搬送波S132は、余弦搬送波S107BとQデータS104Bを乗算したものである。
図7(l)に示すBPSK変調されたIパルスS110は、BPSK変調された余弦搬送波S131とIパルス整形信号S105を乗算したものである。
図7(m)に示すBPSK変調されたQパルスS111は、BPSK変調された正弦搬送波S132とQパルス整形信号S106を乗算したものである。
図7(n)に示す出力信号S112は、BPSK変調されたIパルスS110からBPSK変調されたQパルスS111を減算したものであり、第1及び第2の実施の形態と同じ波形の出力信号が得られる。
【0065】
第3の実施の形態に係る送信装置130によれば、拡散データ出力部103から基準クロック信号S101に同期して拡散符号系列SSSで送信データSTXDを直接拡散した拡散データS103が順次出力される。そして、デマルチプレクサ104においてIデータS104AとQデータS104Bに2分配される。ここで、IデータS104AとQデータS104Bは、データの遷移するタイミングが1/2周期ずれた時間関係にある、信号速度が拡散データS103の1/2のNRZ信号である。また、Iパルス整形信号生成部105及びQパルス整形信号生成部106において生成されるIパルス整形信号S105とIパルス整形信号S106は、どちらも階段状の三角波であり、波形のピーク値がそれぞれIデータS104AとQデータS104Bの中央に位置するようなタイミングで生成される。
【0066】
そして、第7の乗算器131においてIデータS104Aと余弦搬送波S107Aが乗算されてBPSK変調された余弦搬送波S131が生成され、第8の乗算器132においてQデータS104Bと正弦搬送波S107Bが乗算されてBPSK変調された正弦搬送波S132が生成される。また、第3の乗算器110においてBPSK変調された余弦搬送波S131とIパルス整形信号S105が乗算されてBPSK変調されたIパルスS110が出力され、第4の乗算器111においてBPSK変調された正弦搬送波S132とQパルス整形信号S106が乗算されてBPSK変調されたQパルスS111が出力される。そして、BPSK変調されたIパルスS110からBPSK変調されたQパルスS111が減算される極性で加算器112において合成されて出力信号S112になる。
【0067】
第3の実施の形態に係る送信装置130の出力信号S112は、第1及び第2の実施の形態の出力信号と本質的に同じである。即ち、出力信号の包絡線が一定であり、電力効率の高い送信装置を実現することができる。また、送信用のバンドパスフィルタが不要であり、送信側では符号間干渉が生じない。さらに、I及びQのパルスはそれぞれに信号速度が拡散データの1/2のレートであるので、IとQそれぞれ単独ではパルス間隔が2倍になるので、受信側のバンドパスフィルタで生じる符号間干渉の影響を受け難いという利点がある。
【0068】
なお、第1〜第3の実施の形態で説明した、Iパルス整形信号生成部105及びQパルス整形信号生成部106の具体的な実現構成の一例について、以下説明する。図8はパルス整形信号生成回路200の構成について示した図であり、図9はその回路200の動作波形図である。
【0069】
図8に示したパルス整形信号生成回路200は、Iパルス整形信号生成部105及びQパルス整形信号生成部106として使用される回路である。第1のDFF(Dフリップフロップ)211と、第2のDFF212と、第3のDFF213と第4のDFF214と第1の電流源201と第2の電流源202と第3の電流源203と電流電圧変換回路204とを有している。
【0070】
第1〜第4のDFF211、212、213、214は4段のジョンソンカウンタ210を構成しており、発振器101の出力する基準クロックS101(図9(a))に同期して動作する。ジョンソンカウンタ210の第1〜第4のDFFのQ出力S211、S212、S213、S214は、図9(b),(c),(d),(e)に示すように基準クロックS101の立ち上がりに同期して順次ローレベルからハイレベルに立ち上がり、そして順次ハイレベルからローレベルに立ち下がる波形になる。
【0071】
第1〜第3のDFFのQ出力S211,S212、S213で第1〜第3の電流源201、202、203の出力電流をオン/オフし、これらの出力電流S201、S202、S203を電流電圧変換回路204で加算して電流−電圧変換を行なうことで、図9(g)に示すような階段状の三角波のパルス整形信号S204を生成することが可能である。さらに、第1〜第3の電流源201、202、203の出力電流を重み付けすることにより、生成されるパルス整形信号S204の波形を変更することが可能である。
【0072】
図8,図9に示したパルス整形信号生成回路200は、Iパルス整形信号生成部105及びQパルス整形信号生成部106の具体的な構成の一例を示したものであり、その他の構成で、同様の波形を生成させても良いことは勿論である。
【0073】
また、上述した第1〜第3の実施の形態で説明した周波数や周期などの値についても、一例を示したものであり、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、その他の値を設定するようにしても良いことは勿論である。
【0074】
また、上述した第1〜第3の実施の形態では、送信(又は送受信)を行う専用の通信装置を想定した構成した例について説明したが、例えば各種データ処理を行うパーソナルコンピュータ装置に、本例の送信装置に相当する通信処理を行うボードやカードなどを装着させた上で、ベースバンド部での処理を、コンピュータ装置側で実行するソフトウェアを実装させるようにしても良い。
【0075】
【発明の効果】
本発明によると、出力信号の包絡線が一定であるので、送信用の増幅器にC級増幅器に代表される非線形増幅器を用いることが可能になり、電力効率の高いUWB通信装置を実現することができる。
【0076】
また、狭帯域の周波数スペクトラムを有しているので、送信用のバンドパスフィルタが不要になり、送信バンドパスフィルタによる波形の劣化が生じないので高伝送レートのUWB通信装置を実現することができる。また、バンドパスフィルタによる送信電力の損失が無いので電力効率の高い低消費電力のUWB通信装置を実現することができる。
【0077】
さらに、UWB通信において非ナイキストフィルタを用いた場合に生じてしまう符号間干渉の影響を軽減することができ、UWB通信の通信速度を高速化することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態に係る送信装置のパルス位相変調構成を示した構成図である。
【図2】図1例の構成による信号波形の例を示した波形図である。
【図3】本発明の第2の実施の形態に係る送信装置のパルス位相変調構成を示した構成図である。
【図4】図3例の構成による信号波形の例を示した波形図である。
【図5】図3例の構成でのベースバンド信号のコンスタレーションを示した説明図である。
【図6】本発明の第3の実施の形態に係る送信装置のパルス位相変調構成を示した構成図である。
【図7】図6例の構成による信号波形の例を示した波形図である。
【図8】パルス整形信号生成回路の構成例を示したブロック図である。
【図9】図8例の回路の信号波形例を示した波形図である。
【図10】従来のUWB方式の通信装置の構成例を示したブロック図である。
【図11】モノサイクルパルスの波形を示した波形図である。
【図12】図11に示したモノサイクルパルスの周波数スペクトラムを示した周波数特性図である。
【図13】図11に示したモノサイクルパルスで生成した上側波の周波数スペクトラムを示した周波数特性図である。
【図14】図11に示したモノサイクルパルスをヒルベルト変換した波形を示した波形図である。
【図15】図13に示したモノサイクルパルスの上側波帯の時間波形示した波形図である。
【図16】バンドパスフィルタのインパルス応答を示した特性図である。
【符号の説明】
100…送信装置、101…第1の発振器、102…発振器、103…拡散データ出力部、104…デマルチプレクサ、105…Iパルス整形信号生成部、106…Qパルス整形信号生成部106、107…移相器107、108…第1の乗算器、109…第2の乗算器、110…第3の乗算器、111…第4の乗算器、112…加算器112、120…送信装置、121…第5の乗算器、122…第6の乗算器、130…送信装置、131…第7の乗算器、132…第8の乗算器、200…パルス整形信号生成回路、201〜203…電流源、204…電流電圧変換回路、211〜214…DFF(Dフリップフロップ)
Claims (14)
- 基準クロック信号を生成し、
1GHzから10GHzのいずれかの値をとる搬送波を生成し、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングで拡散された送信データを2系列のデータに分配し、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングで階段状の第1のパルス整形信号を生成し、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングで階段状の第2のパルス整形信号を生成し、
前記搬送波として、第1の搬送波と、前記第1の搬送波と位相の異なる第2の搬送波の2波の搬送波を生成し、
前記2系列のデータの内の一方の系列のデータと、前記第1のパルス整形信号と、前記第1の搬送波とを乗算し、
前記2系列のデータの内の他方の系列のデータと、前記第2のパルス整形信号と、前記第2の搬送波とを乗算し、
前記それぞれの乗算出力を合成して送信用の出力信号を得る
送信方法。 - 請求項1記載の送信方法において、
前記第1の搬送波と前記第2の搬送波とは、位相が直交関係にある
送信方法。 - 請求項1記載の送信方法において、
前記第1の搬送波は余弦搬送波であり、前記第2の搬送波は正弦搬送波である
送信方法。 - 請求項1記載の送信方法において、
前記2系列のデータの内の一方の系列のデータと、前記第1のパルス整形信号と、前記第1の搬送波との乗算として、
前記第1のパルス整形信号と前記第1の搬送波とを乗算し、さらにその乗算信号に、前記一方の系列のデータとを乗算し、
前記他方の系列のデータと、前記第2のパルス整形信号と、前記第2の搬送波との乗算として、
前記第2のパルス整形信号と前記第2の搬送波とを乗算し、さらにその乗算信号に、前記他方の系列のデータとを乗算する
送信方法。 - 請求項1記載の送信方法において、
前記2系列のデータの内の一方の系列のデータと、前記第1のパルス整形信号と、前記第1の搬送波との乗算として、
前記一方の系列のデータと、前記第1のパルス整形信号とを乗算し、さらにその乗算出力と、前記第1の搬送波とを乗算し、
前記他方の系列のデータと、前記第2のパルス整形信号と、前記第2の搬送波との乗算として、
前記他方の系列のデータと、前記第2のパルス整形信号とを乗算し、さらにその乗算出力と、前記第2の搬送波とを乗算する
送信方法。 - 請求項1記載の送信方法において、
前記2系列のデータの内の一方の系列のデータと、前記第1のパルス整形信号と、前記第1の搬送波との乗算として、
前記一方の系列のデータと、前記第1の搬送波とを乗算し、さらにその乗算出力と、前記第1のパルス整形信号とを乗算し、
前記他方の系列のデータと、前記第2の搬送波とを乗算し、さらにその乗算出力と、前記第2のパルス整形信号とを乗算する
送信方法。 - 請求項1記載の送信方法において、
前記第1及び第2のパルス整形信号は、前記基準クロック信号の所定倍の周期のパルスを、複数段にシフトさせて得、その複数段のパルスを加算して得る
送信方法。 - 基準クロック信号を生成する基準クロック生成手段と、
1GHzから10GHzのいずれかの値をとる搬送波を生成し、生成する搬送波として、第1の搬送波と、前記第1の搬送波と位相の異なる第2の搬送波を生成する搬送波生成手段と、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングで拡散された送信データを2系列のデータに分配する分配手段と、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングで階段状の第1のパルス整形信号を生成する第1のパルス整形信号生成手段と、
前記基準クロック信号に同期した所定のタイミングで階段状の第2のパルス整形信号を生成する第2のパルス整形信号生成手段と、
前記2系列のデータの内の一方の系列のデータと、前記第1のパルス整形信号と、前記第1の搬送波とを乗算する第1の乗算手段と、
前記2系列のデータの内の他方の系列のデータと、前記第2のパルス整形信号と、前記第2の搬送波とを乗算する第2の乗算手段と、
前記第1の乗算手段の乗算出力と、前記第2の乗算手段の乗算出力とを合成する合成手段とを備えた
送信装置。 - 請求項8記載の送信装置において、
前記第1の搬送波と前記第2の搬送波とは、位相が直交関係にある
送信装置。 - 請求項8記載の送信装置において、
前記第1の搬送波は余弦搬送波であり、前記第2の搬送波は正弦搬送波である
送信装置。 - 請求項8記載の送信装置において、
前記第1の乗算手段は、前記第1のパルス整形信号と前記第1の搬送波とを乗算する乗算手段と、その乗算手段の乗算出力と、前記2系列のデータの内の一方の系列のデータとを乗算する乗算手段とで構成し、
前記第2の乗算手段は、前記第2のパルス整形信号と前記第2の搬送波とを乗算する乗算手段と、その乗算手段の乗算出力と、前記2系列のデータの内の他方の系列のデータとを乗算する乗算手段とで構成した
送信装置。 - 請求項8記載の送信装置において、
前記第1の乗算手段は、前記2系列のデータの内の一方の系列のデータと、前記第1のパルス整形信号とを乗算する乗算手段と、その乗算手段の乗算出力と、前記第1の搬送波とを乗算する乗算手段とで構成し、
前記第2の乗算手段は、前記2系列のデータの内の他方の系列のデータと、前記第2のパルス整形信号とを乗算する乗算手段と、その乗算手段の乗算出力と、前記第2の搬送波とを乗算する乗算手段とで構成した
送信装置。 - 請求項8記載の送信装置において、
前記第1の乗算手段は、前記2系列のデータの内の一方の系列のデータと、前記第1の搬送波とを乗算する乗算手段と、その乗算手段の乗算出力と、前記第1のパルス整形信号とを乗算する乗算手段とで構成し、
前記第2の乗算手段は、前記2系列のデータの内の他方の系列のデータと、前記第2の搬送波とを乗算する乗算手段と、その乗算手段の乗算出力と、前記第2のパルス整形信号とを乗算する乗算手段とで構成した
送信装置。 - 請求項8記載の送信装置において、
前記第1及び第2のパルス整形信号生成手段は、
前記基準クロック信号の所定倍の周期のパルスを、複数段にシフトさせて得るクロックカウント手段と、
前記クロックカウント手段が出力する複数段のパルスを加算する加算手段とで構成した
送信装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003026460A JP3815440B2 (ja) | 2003-02-03 | 2003-02-03 | 送信方法及び送信装置 |
US10/763,173 US7236513B2 (en) | 2003-02-03 | 2004-01-26 | Transmission method and transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003026460A JP3815440B2 (ja) | 2003-02-03 | 2003-02-03 | 送信方法及び送信装置 |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006115865A Division JP4211801B2 (ja) | 2006-04-19 | 2006-04-19 | 送信方法及び送信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004241860A JP2004241860A (ja) | 2004-08-26 |
JP3815440B2 true JP3815440B2 (ja) | 2006-08-30 |
Family
ID=32954464
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003026460A Expired - Fee Related JP3815440B2 (ja) | 2003-02-03 | 2003-02-03 | 送信方法及び送信装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7236513B2 (ja) |
JP (1) | JP3815440B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20050201488A1 (en) * | 2004-03-12 | 2005-09-15 | Duff Christopher P. | Display of digital interface symbol information from an analog signal |
JP4490229B2 (ja) * | 2004-10-12 | 2010-06-23 | 富士通コンポーネント株式会社 | 送信機、送受信システム、信号送信方法及び信号送受信方法 |
JP2006254412A (ja) * | 2005-02-09 | 2006-09-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | パルス変調無線通信装置 |
JP4365795B2 (ja) | 2005-02-18 | 2009-11-18 | 株式会社ルネサステクノロジ | パルス発生器及びそれを用いた送信機 |
KR100775038B1 (ko) | 2005-06-07 | 2007-11-08 | 인하대학교 산학협력단 | 반송파 기반 주파수 변조 방식의 초광대역 통신 방법 및시스템 |
JP4895254B2 (ja) | 2005-09-16 | 2012-03-14 | 三星電子株式会社 | 無線送信機および無線受信機 |
KR100790123B1 (ko) | 2005-09-16 | 2008-01-02 | 삼성전자주식회사 | 초광대역 직접 확산 펄스 통신방식의 무선 송신기 및 무선수신기 |
WO2009140290A2 (en) * | 2008-05-13 | 2009-11-19 | Metropolitan Area Networks, Inc. | Communication system, apparatus, and methods |
JP5578619B2 (ja) | 2010-12-10 | 2014-08-27 | パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ | 送信装置および受信装置 |
KR101333673B1 (ko) * | 2012-03-13 | 2013-11-28 | 조선대학교산학협력단 | 단계적 확산 방식 기반 송신 장치 및 그의 동작 방법 |
WO2016181875A1 (ja) * | 2015-05-14 | 2016-11-17 | ソニー株式会社 | 送信装置および方法、並びにプログラム |
KR20230079550A (ko) * | 2021-11-29 | 2023-06-07 | 연세대학교 산학협력단 | 임펄스무선통신시스템 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR930005646B1 (ko) | 1990-10-08 | 1993-06-23 | 삼성전자 주식회사 | 평탄한 엔벨로프 특성을 갖는 bpsk 변조회로 |
FR2706704B1 (fr) * | 1993-06-09 | 1995-07-13 | Alcatel Telspace | Système de transmission numérique à étalement de spectre obtenu par codage pseudo-aléatoire basse fréquence de l'information utile et procédé d'étalement et de compression de spectre utilisé dans un tel système. |
US6603818B1 (en) * | 1999-09-23 | 2003-08-05 | Lockheed Martin Energy Research Corporation | Pulse transmission transceiver architecture for low power communications |
JP4490229B2 (ja) * | 2004-10-12 | 2010-06-23 | 富士通コンポーネント株式会社 | 送信機、送受信システム、信号送信方法及び信号送受信方法 |
-
2003
- 2003-02-03 JP JP2003026460A patent/JP3815440B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-01-26 US US10/763,173 patent/US7236513B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2004241860A (ja) | 2004-08-26 |
US20050169351A1 (en) | 2005-08-04 |
US7236513B2 (en) | 2007-06-26 |
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A977 | Report on retrieval |
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A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A521 | Written amendment |
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A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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R250 | Receipt of annual fees |
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