JP3799329B2

JP3799329B2 - Induction heating cooker

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Publication number: JP3799329B2
Application number: JP2002366501A
Authority: JP
Inventors: 秀竹林; 照也田中; 等滝本; 裕樹丸谷
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-12-18
Filing date: 2002-12-18
Publication date: 2006-07-19
Anticipated expiration: 2022-12-18
Also published as: JP2004199982A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用交流電源に基づいて高周波電流を生成するインバータ回路と、前記高周波電流を加熱手段に供給することで被加熱物を加熱する誘導加熱調理器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差に基づいて前記インバータ回路を制御する誘導加熱調理器は周波数可変型であり、加熱出力が低いレベルから高いレベルまで滑らかに変化させることができるという利点がある。斯様なタイプの加熱調理器の従来技術として、特許文献１に開示されているものがある。この従来技術では、上記出力電圧と出力電流との位相を比較し、それらの位相差が入力電流設定に応じた一定値になるようにフィードバック制御している。その場合、上記時間差に基づく信号が電圧制御発振器（ＶＣＯ）に与えられ、電圧制御発振器が出力する発振信号によってインバータ回路を構成するＩＧＢＴが交互にオンオフされる。
【０００３】
【特許文献１】
特許第２８５６７８８号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このように、周波数可変制御をインバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差が一定となるようにして行う方式では、入力電力設定（加熱出力設定）が小さくなるとインバータ回路のスイッチング周波数が高くなる。すると、前記位相差を検出して制御を行おうとすると、位相差の変化が小さくなり分解能が低下し、精細な制御を行うことが困難になるという問題があった。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、インバータ回路を、周波数可変で制御する場合に、制御精度を向上させることができる誘導加熱調理器を提供することに有る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の誘導加熱調理器は、商用交流電源に基づいて高周波電流を生成するインバータ回路と、前記高周波電流を加熱手段に供給することで被加熱物を加熱するものにおいて、
入力電力設定に応じて、前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との基準位相間の時間差、または、前記出力電圧と出力電流との位相差の何れかを一定とするように、前記インバータ回路の出力を周波数可変制御するインバータ出力制御回路を備える。
【０００７】
即ち、基準位相間の時間差は、周波数が高い領域でもある程度の差を以って検出することが可能である。従って、入力電力設定に応じて、出力電圧と出力電流との基準位相間の時間差、または、前記出力電圧と出力電流との位相差の何れかを一定とするように制御すれば制御の最適化を図ることができ、制御精度をより向上させることができる。
そして、具体的には、インバータ出力制御回路を、入力電力設定が低出力領域に属する場合は基準位相間の時間差を一定とするように制御し、入力電力設定が高出力領域に属する場合はインバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差を一定とするように制御形態を切替える構成とする。
即ち、入力電力設定が上昇するのに応じて、インバータ回路のスイッチング周波数は低下する。そして、スイッチング周波数が低くなると、今度は基準位相間の時間差を検出しようとすると分解能が低下する。従って、夫々の周波数領域に適した高精度の制御を行うことができる。
【０００８】
この場合、請求項２に記載したように、インバータ出力制御回路を、入力電力設定に応じて基準位相間の時間差を短くする場合は、インバータ回路のスイッチング周波数を低下させ、基準位相間の時間差を長くする場合は、インバータ回路のスイッチング周波数を上昇させるように構成すると良い。
【０００９】
即ち、入力電力設定値が大きくなった場合はそれに応じて前記時間差を短くし、入力電力設定値が小さくなった場合はそれに応じて前記時間差を長くするように制御する必要がある。そして、誘導加熱においては、負荷が誘導性を示す周波数領域における制御が主として行われる。従って、前記時間差の設定に応じてインバータ回路のスイッチング周波数を上記のように増減させれば、負荷が誘導性を示す周波数領域において所望の入力電力設定を行うことが可能となる。
【００１２】
更に、請求項３に記載したように、インバータ出力制御回路を、加熱制御中において、定められたスイッチング周波数に対する入力電流値が下限値よりも低下した場合は、加熱制御を停止するように制御することを特徴とする。
【００１３】
即ち、従来の誘導加熱調理器では、加熱制御中に無負荷状態となったことを判定して制御を停止するために、加熱出力（入力電力）が設定値の１／２に低下した場合に（例えば、出力設定が２０００Ｗであれば１０００Ｗ）無負荷と判定するようにしていた。
【００１４】
しかしながら、誘導加熱対象として適正な負荷であっても、その材質によっては、出力電流が大きく流れるものや、インバータ回路を構成するスイッチング素子に並列に接続される環流用ダイオードに電流が流れる時間が長くなるもの（周波数設定が高くなるもの）などがある。そのような負荷については、スイッチング素子の温度上昇が大きくなるため、入力電力設定を低めに抑える必要がある。ところが、無負荷判定を従来のように行なうと、設定の下限を低く設定することができず、煮込み調理などに支障をきたすことになる。
そこで、請求項３のように、入力電力設定に応じて定められるスイッチング周波数について入力電流値の下限値を定め、その下限値に基づいて無負荷判定を行なうようにすれば、加熱出力をより低い値に設定することができる。
【００１５】
また、この場合、請求項４に記載したように、インバータ回路を、ハーフブリッジ型で構成し、
インバータ出力制御回路を、加熱制御を停止する場合に、前記インバータ回路を構成する上又は下アーム側のスイッチング素子のスイッチングを先に停止させ、その後一定時間が経過してから下又は上アーム側のスイッチング素子のスイッチングを停止させるように構成することが好ましい。
【００１６】
斯様に構成すれば、インバータ回路の上又は下アーム側スイッチング素子を先にオフすることで、加熱コイルに対する高周波電流の供給を停止させる。それから、下又は上アーム側のスイッチング素子をオフすれば、インバータ回路−加熱コイル間に流れる電流を極力緩慢に減少させることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明を誘導加熱調理器（ＩＨクッキングヒータ）に適用した場合の一実施例について図面を参照して説明する。電気的構成を示す図１において、交流電源１は直流電源回路３と接続されている。この直流電源回路３は直流電源を整流するためのブリッジ回路５と、整流された脈流を平滑化するためのコンデンサ７とから構成されている。
【００１８】
ハーフブリッジ型のインバータ回路９は２つのＩＧＢＴ（スイッチング素子）１１,１３と、各ＩＧＢＴ１１,１３のコレクターエミッタ間に接続されたダイオード１５,１７と、インバータ回路９の出力端子とグランドの間に接続された直列共振回路、即ち加熱コイル（加熱手段）１９及び共振用のコンデンサ２１とから構成されている。
【００１９】
インバータ電圧位相検知回路２０は第１の信号としてインバータ電圧Ｖ_INを検出し、この検出したインバータ電圧Ｖ_INを時間差／位相差検出回路２３へ出力する。またコンデンサ電圧位相検知回路２２はコンデンサ２１を流れるインバータ電流Ｉ_INと位相的に相関する第２の信号としてコンデンサ２１の両端の電圧Ｖc_１を検出し、この検出した電圧Ｖc_１を時間差検出／位相比較回路２３へ出力する。
【００２０】
時間差検出／位相比較回路２３は入力した第１の信号と第２の信号の双方の信号の基準位相（例えば、電圧波形のゼロクロス点に相当する立上がりエッジ）の時間差を検出し、その時間差に係る信号Ｖ_P1を差分比較回路２５へ出力する。また、その時間差に代えてインバータ回路９の出力電圧，出力電流の位相差を検出する機能との双方を備え、それらを選択することが可能となっている。時間差／位相差設定回路２７は、設定信号Ｖ_SETを、前述した第１の信号と第２の信号の時間差、または、前記位相差に対する設定値とに切替えて出力可能に構成されている。
【００２１】
差分比較回路２５は、時間差／位相差検出回路２３より出力される信号Ｖ_P1と、時間差／位相差設定回路２７において可変設定された信号Ｖ_SETとの大小を比較して、その比較結果Ｖ_P2を電圧制御発振器（以下ＶＣＯと称する）２９に出力する。即ち、Ｖ_P1＞Ｖ_SETであればＶ_P2＝Ｈを出力し、Ｖ_P1≦Ｖ_SETであればＶ_P2＝Ｌを出力する。ＶＣＯ２９は、前記時間差／位相差設定回路２７によって可変設定された時間差または位相差となるよう、にインバータ回路９の発振周波数を制御するための周波数制御手段であり、差分比較回路２５からの出力信号に応じて発振周波数を変化させる。
【００２２】
尚、一般的なアナログ回路としてのＶＣＯは、入力電圧に応じて発振周波数が変化するものであるが、ここでのＶＣＯ２９は、後述するように回路動作をデジタル的にシミュレートしたものであるから、差分比較回路２５より与えられる比較結果に応じて発振周波数を変化させる構成である。
【００２３】
駆動回路３１はＶＣＯ２９からの信号に基づいてＩＧＢＴ１１,１３を交互にオンオフ動作させる。この駆動回路３１からの信号に基づいてＩＧＢＴ１１,１３を交互にオンオフ動作すると、加熱コイル１９とコンデンサ２１が直列共振状態に設定され、これにより加熱コイル１９が高周波電力を発生して図示しないトッププレートの上に載置された鍋などの被加熱物を誘導加熱する。
【００２４】
初期回路３３はインバータ回路９の出力電圧と位相的に相関する第１の信号と、共振用のコンデンサ２１を流れる電流と位相的に相関する第２の信号との双方の信号の時間差を初期設定するための初期設定手段であり、電源が投入されると初期信号を時間差／位相差設定回路２７へ出力する。時間差／位相差設定回路２７はこの初期回路３３から初期信号を入力すると、第１の信号と第２の信号との時間差を基準の時間差を例えば３．８μ秒に設定する。これにより例えばトッププレートの上に載置された被加熱物が鉄製の鍋である場合には、入力電力が２ｋＷに設定される。
【００２５】
カレントトランスＣＴ（１）は交流電源１から供給される電源電流Ｉ_INを検出し、この検出した電源電流Ｉ_INと相応する信号を入力電流検知回路４３へ出力する。この入力電流検知回路４３はカレントトランスＣＴ（１）からの検出信号に基づいて電源電流すなわち入力電流Ｉ_INを検知する。
【００２６】
負荷状態検知回路３５は、入力電流検知回路４３からの情報に基づいてトッププレートの上に載置された負荷の状態が適正な負荷であるかどうかを検出する。尚、以上の構成がなす基本的な作用は、特許文献１（特許第２８５６７８８号）に開示されているものと同様である。但し、比較回路２３と設定回路２７とが位相差の検出，設定を行う機能に加えて、基準位相間の時間差を検出，設定する機能をも有する点は異なっている。また、差分比較回路２５は、特許文献１におけるローパスフィルタ（ＬＰＦ）に対応する構成だが、これは信号の比較をアナログ処理するか、デジタル処理するかの相違に基づく機能名称の相違であり、本質的な機能は同じである。
【００２７】
また、ＩＧＢＴ１１のエミッタと加熱コイル１９とが接続されている部分にもカレントトランスＣＴ（２）が介挿されており、そのカレントトランスＣＴ（２）の出力信号は、インバータ電流検知回路５１を介して負荷状態検知回路３５に与えられている。また、周期フラグ発生部５２は、入力電流検知回路４３によって検知される入力電流Ｉ_INに基づいて交流電源の半周期毎に（図６（ｂ）参照）所定の期間を示す周期フラグを発生させるようになっている。
【００２８】
加えて、Ａ／Ｄ変換部５３の入力ポートは、ブリッジ回路５の正側出力端子と、インバータ回路９の出力端子及び入力電流検知回路４３の出力端子に夫々接続されている。そして、Ａ／Ｄ変換部５３は、インバータ回路９の入力電流，入力電圧，出力電圧及び出力電流をマルチプレックスしてＡ／Ｄ変換するようになっている。尚、インバータ回路９の出力電圧検出については、必要に応じて分圧抵抗（図示せず）を設けるようにする。
【００２９】
そして、本実施例においては、時間差／位相差検出回路２３，差分比較回路２５，ＶＣＯ２９，負荷状態検知回路３５,初期回路３３，時間差／位相差設定回路２７及びＡ／Ｄ変換部５３が制御回路（インバータ出力制御回路）５４を構成しているが、制御回路５４は、ＲＩＳＣ(Reduced Instruction Set Computer)アーキテクチャのＣＰＵコアを有するマイクロコンピュータ（ＲＩＳＣマイコン）によって構成されている。例えば、本実施例の制御回路５４は、少なくとも１命令の実行速度が１μ秒以下であるものとする。
【００３０】
ここで、図２は、制御回路５４がＶＣＯ２９としての機能を実現してＰＷＭ信号１，２を出力するための処理プログラムのフローチャートであり、図３は、その処理に対応したタイミングチャートである。尚、初期状態として、ＰＷＭ信号１＝Ｈ，ＰＷＭ信号２＝Ｌであるとする。また、設定値ＴＭ１，ＴＭ３には、適当な初期値が設定されている。
【００３１】
制御回路５４は、先ず、図示しない搬送波発生用タイマのカウント値が「０」である場合は（ステップＳ１，「ＹＥＳ」）タイマにアップカウント動作を開始させる（ステップＳ２）。それから、差分比較回路２５からの比較結果Ｖ_P2に応じて、設定値ＴＭ１〜ＴＭ３を設定する（ステップＳ３〜Ｓ５）。即ち、Ｖ_P2＝Ｈであれば（ステップＳ３，「ＹＥＳ」）設定値ＴＭ１，ＴＭ３を減少させて周波数を高くし（ステップＳ４）、Ｖ_P2＝Ｌであれば（ステップＳ３，「ＮＯ」）設定値ＴＭ１，ＴＭ３を増加させて周波数を低くする（ステップＳ５）。
【００３２】
更に言えば、ＶＣＯ２９は、基準位相間の時間差設定が長くなることに応じて、インバータ回路９のスイッチング周波数を上昇させ、逆に、前記時間差設定が短くなることに応じてスイッチング周波数を低下させるように作用する。
【００３３】
そして、タイマのカウント値が設定値ＴＭ１に達するまで待機し（ステップＳ６）、達すると(「ＹＥＳ」) ＰＷＭ信号１のレベルをロウに変更する（ステップＳ７）。即ち、スタートからここまでがＰＷＭ信号１のレベルがハイとなり、インバータ回路９の上アームＩＧＢＴ１１がＯＮする期間となる。
【００３４】
次に、制御回路５４は、タイマのカウント値が設定値ＴＭ２に達するまで待機し（ステップＳ８）、達すると(「ＹＥＳ」) ＰＷＭ信号２のレベルをハイに変更する（ステップＳ９）。即ち、ステップＳ７〜Ｓ９の期間は、ＰＷＭ信号１，２のレベルが何れもロウとなり、インバータ回路９の上下アームＩＧＢＴ１１，１３が何れもＯＦＦするデッドタイム期間となる。尚、デッドタイム期間を例えば１μ秒とすると、設定値ＴＭ１に対して１μ秒相当のカウント値を加えたものが設定値ＴＭ２となる。
【００３５】
次に、制御回路５４は、タイマのカウント値が設定値ＴＭ３に達するまで待機し（ステップＳ１０）、達すると(「ＹＥＳ」) ＰＷＭ信号２のタイマをダウンカウント動作に切り替える（ステップＳ１１）。そして、更に、タイマのカウント値が設定値ＴＭ１に達するまで待機し（ステップＳ１２）、達すると(「ＹＥＳ」) ＰＷＭ信号２のレベルをロウに変更する（ステップＳ１３）。即ち、ステップＳ９〜Ｓ１３の期間は、ＰＷＭ信号１，２のレベルが夫々ロウ，ハイとなり、インバータ回路９の上アームＩＧＢＴ１１がＯＦＦ，下アームＩＧＢＴ１３がＯＮする期間となる。
【００３６】
それから、制御回路５４は、タイマのカウント値が設定値ＴＭ４に達するまで待機し（ステップＳ１４）、達すると(「ＹＥＳ」) 内部的に割り込みを発生させて各種の測定・検出を行なうための検出ルーチンを起動させ（ステップＳ１４ａ）、ＰＷＭ信号１のレベルをハイに変更する（ステップＳ１５）。即ち、ステップＳ１３〜Ｓ１５の期間は、ＰＷＭ信号１，２のレベルが何れもロウとなり、インバータ回路９の上下アームＩＧＢＴ１１，１３が何れもＯＦＦするデッドタイム期間となる。従って、設定値ＴＭ４は、設定値ＴＭ１よりデッドタイム１μ秒に相当するカウント値を減じたものとなる。
【００３７】
ステップＳ１５の実行後はステップＳ１に戻る。そして、ＰＷＭ信号１のレベルはステップＳ１５〜Ｓ７の期間においてハイとなるので、当該期間は、インバータ回路９の上アームＩＧＢＴ１１がＯＮ，下アームＩＧＢＴ１３がＯＦＦする期間となる。
【００３８】
尚、以上の処理について、ＰＷＭ制御の搬送波周波数を例えば２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲で可変することを前提とすると、デッドタイムを挿入することを考慮すると、タイマの分解能（カウント周期）としては０．１μ秒以上が必要である。
【００３９】
また、時間差または位相差の検出を搬送波周期に同期させて行う場合は、ＰＷＭ信号によって上アームＩＧＢＴ１１がＯＮした時点からインバータ回路９の出力電流のゼロクロス点までの時間を測定する必要がある。この場合も、搬送波周波数が１００ｋＨｚである場合、その周期は１０μ秒であるから、時間差測定にもやはり０．１μ秒以上の分解能が必要である。
【００４０】
図４は、制御回路５４が実行する検出処理ルーチンのフローチャートである。このルーチンでは、制御回路５４は、測定開始タイミングが発生するまで待機している（ステップＡ０）。測定開始タイミングは、周期フラグによって与えられる。周期フラグは、上述したように周期フラグ発生部５２が発生させるフラグであり、商用交流電源の半周期毎に、電流のゼロクロス点付近を除く所定期間を示すフラグである。
【００４１】
制御回路５４は、周期フラグの立ち上がりによって測定開始タイミングの発生を認識すると（ステップＡ０，「ＹＥＳ」）、続いて、割込みの発生を待つ（ステップＡ１）。ここでの割込みは、前述した図２のステップＳ１４ａにおいて発生する内部的な割り込みであり、ＰＷＭ搬送波周期で発生する。そして、その割り込みが発生すると(「ＹＥＳ」)、制御回路５４は、Ａ／Ｄ変換部５３によって入力電圧を読み込む（ステップＡ２）。
【００４２】
この時読み込んだ入力電圧が、前回の値に対して急激に上昇したり低下したりした場合には(ステップＡ３，「ＹＥＳ」)、雷サージの発生や商用交流電源に停電が発生したことが想定されるため、ＶＣＯ２９に停止信号を出力してインバータ回路９の制御を停止させてから（ステップＡ４）ステップＡ０に戻る。一方、読み込んだ入力電圧が、前回の値に対して通常時に想定される所定範囲内で変化した場合には(ステップＡ３，「ＮＯ」)、ステップＡ５に移行する。
【００４３】
ステップＡ５，Ａ６，Ａ７において、制御回路５４は、インバータ回路９の出力電圧，出力電流，入力電流を夫々読み込む。尚、これらの電圧，電流をＡ／Ｄ変換して読み込む場合の波形は、実際にはＰＷＭ搬送波が重畳された波形となっているが、ＰＷＭ制御周期に合わせて検出を行うことで、搬送波が重畳された波形をそのまま扱うことが可能となっている。
【００４４】
次に、制御回路５４は、ＶＣＯ２９における発振周波数、即ち、インバータ回路９のスイッチング周波数（図２に示すＴＭ３）がその時点で何ｋＨｚに設定されているのかを検出する（ステップＡ８）。そして、ステップＡ７で検出した電流値が、その時点のスイッチング周波数に対応する下限値を下回っているか否かを判断する（ステップＡ９）。
【００４５】
ここでのスイッチング周波数に対応する入力電流の下限値は、図９に示す無負荷判定曲線に応じて設定されるものである。図９は、発明者らが、様々な材質の鍋についてインバータ回路のスイッチング周波数を変化させた場合に、入力電流のＡ／Ｄ変換値を測定したものである。全体の傾向として、周波数が低くなるほど入力電流値は増加している。
【００４６】
そして、加熱制御中においてトッププレートから鍋を下ろそうとした場合は、出力電流が加熱に用いられなくなるため入力電流値は低下する。また、その低下する入力電流値を一定に維持しようするため、スイッチング周波数も低下することになる。従って、無負荷判定曲線を図９に示すように設定することで、無負荷判定を確実に行うことができる。また、無負荷判定は、負荷の材質判定処理を行ない、その判定した材質に応じて下限値が異なるように（例えば図９に示す各材質の曲線に応じて）設定しても良い。
【００４７】
ステップＡ９において、スイッチング周波数が下限値以上であれば(「ＮＯ」)、制御回路５４は、ステップＡ８において検出したスイッチング周波数が高周波数領域に属するか否かを判定する（ステップＡ１０）。ここで、高周波数領域に属するか否かの閾値は、例えば、最大入力電力が３ｋＷである場合に、低入力領域を６００Ｗ未満に設定する場合、鉄鍋については４０ｋＨｚに設定する。
【００４８】
即ち、高周波数領域とは、入力電力設定（加熱出力設定）が比較的小さい領域（低出力領域）に対応しており、低周波数領域とは、入力電力設定が比較的大きい領域（高出力領域）に対応している。そして、高周波数領域に属する場合は(「ＹＥＳ」)ステップＡ１１に移行して時間差検出を行い、高周波数領域に属さない場合は(「ＮＯ」)ステップＡ１２に移行して出力電圧−出力電流間の位相差を検出する。
【００４９】
ここで、ステップＡ１１における時間差検出処理について、図５及び図６をも参照して説明する。図５は、時間差検出処理の内容を示すフローチャートであり、図６はその検出処理に対応するタイミングチャートである。制御回路５４は、先ず、インバータ電圧位相検知回路２０の出力信号（図６（ａ））の立ち上がりに同期して、（フリーラン）カウンタのカウンタ値Ｔ１を読み込む（ステップＢ１）。次に、コンデンサ電圧位相検知回路２２の出力信号（図６（ｃ））の立ち上がりに同期して、カウンタのカウンタ値Ｔ２を読み込む（ステップＢ２）。
【００５０】
但し、検知回路２２の出力信号は、本来加熱コイル１９に流れている電流（図６（ｂ））に対して位相が９０度遅れており、その遅れ分がカウンタ値Ｔ２に含まれている。続くステップＢ３では、
時間差Ｔ１０＝（Ｔ２−Ｔ１）−（Ｔ３／４）
を演算するが、右辺第２項で上記９０度遅れ位相分を差し引いている。即ち、
Ｔ３はスイッチング周期に対応しているので（図２のＴＭ３）、その１／４が位相９０度に相当する。
【００５１】
それから、制御回路５４は、アキュムレータＴＳに時間差Ｔ１０を加えて累算すると共に、その累算回数を示すカウンタＴＣをインクリメントする（ステップＢ３）。そして、メインルーチンにリターンする。例えば入力電力設定が２ｋＷで鉄鍋の場合は、位相差が３５．５度になるように設定する。その際、スイッチング周波数（ＰＷＭ搬送波周波数）は２６ｋＨｚとなるので、時間差Ｔ１０は、約３．８μ秒となるように制御される。
【００５２】
一方、ステップＡ１２における位相差検出処理では、ステップＢ３で求めた時間差Ｔ１０を以下のように演算して位相差ＰＤを求める。
位相差ＰＤ＝Ｔ１０／Ｔ３×３６０（度）
ここで、再び図４を参照する。ステップＡ１１またはＡ１２の実行後は、測定終了タイミングが発生したか否かを判断する（ステップＡ１３）。測定終了タイミングは周期フラグの立下りとなる。測定終了タイミングでなければ(「ＮＯ」)ステップＡ１に戻り、測定終了タイミングであれば(「ＹＥＳ」)ステップＡ１４に移行する。
【００５３】
ステップＡ１４では、時間差（または位相差）の平均化処理を行なう。即ち、商用交流電源半周期内において周期フラグがセットされている期間に測定した複数の時間差（または位相差）データについてそれらの平均値を求める。例えば、時間差データであれば、平均値ＴＴ＝ＴＳ／ＴＣ，で求められる。そして、得られた平均値をＶ_P1として差分比較回路２５に出力する（ステップＡ１５）。この信号Ｖ_P1は差分比較回路２５に出力され、時間差／位相差設定回路２７より与えられる設定信号Ｖ_SETと比較される。
【００５４】
それから、制御回路５４は、ステップＡ２，Ａ５〜Ａ７において得られたインバータ回路９の入力電圧，入力電流並びに出力電圧，出力電流について、実効値を演算する（ステップＡ１６）。実効値は、周知のように、例えばｎ個のデータdata_1,data_2,・・・,data_nについて求めた２乗平均値の平方根で得られる。これらの値は、ＩＨクッキングヒータの加熱制御等に使用される。
【００５５】
次に、制御回路５４は、入力電力（入力電圧×入力電流）を演算すると（ステップＡ１７）、ユーザによって設定された入力電力（設定電力）と前記演算した入力電力（実際電力）とを比較する（ステップＡ１８）。そして、前者が後者よりも大であれば(「ＹＥＳ」)、時間差／位相差設定回路２７における設定信号Ｖ_SETを増加させ（＋Ｋ，ステップＡ２０）、前者が後者以下であれば(「ＮＯ」)、設定信号Ｖ_SETを減少させる（−Ｋ，ステップＡ１９）。それから、ステップＡ０に戻る。
【００５６】
尚、図４は、商用交流電源の半周期について行なう検出だが、ステップＡ１６で演算した実効値については、更に複数周期について平均値を求めて評価する。また、商用交流電源の半周期を単位として電圧・電流などの検知を行なっているので、ユーザの操作により入力電流設定が変化した場合は、電流波形のゼロクロス点付近でＰＷＭ制御周期の変更が行われるようになっている。即ち、搬送波周波数の変化は、電源電流レベルが比較的低い期間に行われることになる。
【００５７】
ここで、制御回路５４は、ステップＡ１０における周波数領域の判断に応じて、時間差一定制御と位相差一定制御とを切替えるが、これらについて図７及び図８を参照して説明する。図７において、時間差制御は時間差Ｔ１０に基づいて行い、位相差制御は位相差ＰＤ＝Ｔ１０／Ｔ３×３６０（度）に基づいて行なう。
【００５８】
そして、図８に示すように周波数が変化すると、それに伴って時間差Ｔ１０は直接的に変化するが、位相差ＰＤは、周期Ｔ３との割合で相対的に変化する。従って、高周波数領域においては、時間差Ｔ１０を検出した方が検出値に差が出易くなる。一方、周波数が低い領域においては、上記の関係が逆となるため、時間差Ｔ１０よりも位相差ＰＤを検出した方が検出値に差が出易くなる。
【００５９】
また、ステップＡ９において、スイッチング周波数が下限値未満であれば(「ＹＥＳ」)、制御回路５４は、ステップＡ２１〜Ａ２２において加熱制御の停止処理を行う。先ず、インバータ回路９の上アームであるＩＧＢＴ１１をオフにする（ステップＡ２１，図１０（ｂ）参照）。すると、直流電源回路３からの電源供給が遮断される。それから、制御回路５４は、所定時間が経過するまで待機した後（ステップＡ２２，「ＹＥＳ」）、インバータ回路９の下アームであるＩＧＢＴ１３をオフにする（ステップＡ２３，図１０（ｃ）参照）。そして、処理を終了する。
【００６０】
以上のように本実施例によれば、誘導加熱調理器の制御回路５４は、入力電力設定に応じて、インバータ回路９の出力電圧と出力電流との位相差またはそれらの基準位相間における時間差に基づき、インバータ回路９を構成するＩＧＢＴ１１，１３を周波数可変でＰＷＭ制御するようにした。より具体的には、入力電力設定に応じて、インバータ回路９のスイッチング周波数が高周波数領域に属する場合は基準位相間の時間差を一定とするように制御し、スイッチング周波数が低周波数領域に属する場合はインバータ回路９の出力電圧と出力電流との位相差を一定とするように制御形態を切替えるようにした。従って、夫々の周波数領域に適した高精度の制御を行うことが可能となる。
【００６１】
加えて、制御回路５４は、入力電力設定に応じて基準位相間の時間差を短くする場合は、インバータ回路９のスイッチング周波数を低下させ、時間差を長くする場合は、インバータ回路９のスイッチング周波数を上昇させるので、負荷が誘導性を示す領域において、その時間差設定に応じて所望の入力電力設定を行うことが可能となる。
【００６２】
また、制御回路５４は、加熱制御中において、定められたスイッチング周波数に対する入力電流値が下限値よりも低下したか否かによって無負荷判定を行い、下限値よりも低下した場合は、加熱制御を停止するように制御するので、従来飲む負荷判定方式よりも、加熱出力をより低い値に設定することができる。
【００６３】
更に、制御回路５４は、加熱制御を停止する場合に、インバータ回路９を構成する上アーム側のＩＧＢＴ１１のスイッチングを先に停止させ、その後一定時間が経過してから下アーム側のＩＧＢＴ１３のスイッチングを停止させるようにしたので、インバータ回路９−加熱コイル１９間に流れる電流を極力緩慢に減少させることができ、鍋の「鳴り」を防止することもできる。
【００６４】
本発明は上記しかつ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
図４に示す検出処理は、ＰＷＭ制御周期に同期して行うものに限らず、例えば２００μ秒程度の間隔で実行しても良い。
インバータ制御回路を、ＲＩＳＣマイコンに代えて、ＤＳＰとＣＩＳＣマイコンとを用いて構成しても良い。また、これらに限らず、ロジック回路や特許文献１と同様なアナログ回路で構成しても良い。
搬送波周波数を可変するタイミングは、必ずしも商用交流電源周期の半周期に限らず、半周期の倍数としても良い。
入力電力値に応じて周波数をステップ状に変化させて、周波数可変制御を行うようにしても良い。
加熱制御を停止する場合に、下アーム側のスイッチング素子を先に停止させて、その後一定時間が経過してから上アーム側のスイッチング素子を停止させるようにしても良い。
【００６５】
【発明の効果】
本発明の誘導加熱調理器によれば、インバータ出力制御回路は、入力電力設定に応じて、インバータ回路の出力電圧と出力電流との基準位相間の時間差、または、前記出力電圧と出力電流との位相差の何れかを一定とするように、インバータ回路の出力を周波数可変制御するので、周波数領域に応じた適切な制御形態を選択して制御の最適化を図ることができ、制御精度をより向上させることができる。
具体的には、インバータ出力制御回路は、入力電力設定が低出力領域に属する場合は基準位相間の時間差を一定とするように制御し、入力電力設定が高出力領域に属する場合はインバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差を一定とするように制御形態を切替えるので、夫々の周波数領域に適した高精度の制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例であり、誘導加熱調理器の電気的構成を示す図
【図２】制御回路がＶＣＯに相当する機能を実現してＰＷＭ信号１，２を出力するための処理プログラムのフローチャート
【図３】図２の処理に対応するタイミングチャート
【図４】制御回路が実行する検出処理ルーチンのフローチャート
【図５】時間差検出処理のフローチャート
【図６】時間差検出処理のタイミングチャート
【図７】時間差一定制御と位相差一定制御との相違を説明する図
【図８】（ａ）は周波数が比較的高い場合、（ｂ）は周波数が比較的低い場合の図７相当図
【図９】発明者らが、様々な材質の鍋についてインバータ回路のスイッチング周波数を変化させた場合に、入力電流のＡ／Ｄ変換値を測定した結果を示す図
【図１０】無負荷判定に応じてインバータ回路のスイッチングを停止させる制御を示すタイミングチャート
【符号の説明】
９はインバータ回路、１１，１３はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１９は加熱コイル（加熱手段）、５４は制御回路（インバータ出力制御回路）を示す。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an inverter circuit that generates a high-frequency current based on a commercial AC power supply, and an induction heating cooker that heats an object to be heated by supplying the high-frequency current to a heating means.
[0002]
[Prior art]
For example, the induction heating cooker that controls the inverter circuit based on the phase difference between the output voltage and the output current of the inverter circuit is a frequency variable type, and the heating output can be smoothly changed from a low level to a high level. There is an advantage. As a prior art of such a type of cooking device, there is one disclosed in Patent Document 1. In this prior art, the phases of the output voltage and the output current are compared, and feedback control is performed so that the phase difference becomes a constant value corresponding to the input current setting. In that case, a signal based on the time difference is supplied to the voltage controlled oscillator (VCO), and the IGBTs constituting the inverter circuit are alternately turned on and off by the oscillation signal output from the voltage controlled oscillator.
[0003]
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 2856788 [0004]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the method in which the frequency variable control is performed so that the phase difference between the output voltage and the output current of the inverter circuit is constant, the switching frequency of the inverter circuit increases as the input power setting (heating output setting) decreases. . Then, when the control is performed by detecting the phase difference, there is a problem that the change in the phase difference is reduced, the resolution is lowered, and it is difficult to perform fine control.
[0005]
This invention is made | formed in view of the said situation, The objective is to provide the induction heating cooking appliance which can improve a control precision, when controlling an inverter circuit by variable frequency.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an induction heating cooker according to claim 1 heats an object to be heated by supplying an inverter circuit that generates a high-frequency current based on a commercial AC power source, and the high-frequency current to a heating means. In things,
Depending on the input power setting, the time difference between the reference phases of the output voltage and the output current of the inverter circuit or the phase difference between the output voltage and the output current is made constant. obtain Bei inverter output control circuit for variable frequency control output.
[0007]
That is, the time difference between the reference phases can be detected with a certain degree of difference even in a high frequency region. Therefore, depending on the input power setting, the control can be optimized if the time difference between the reference phases of the output voltage and the output current or the phase difference between the output voltage and the output current is controlled to be constant. Therefore, the control accuracy can be further improved.
Specifically, the inverter output control circuit controls the time difference between the reference phases to be constant when the input power setting belongs to the low output region, and the inverter when the input power setting belongs to the high output region. The control mode is switched so that the phase difference between the output voltage and the output current of the circuit is constant.
That is, as the input power setting increases, the switching frequency of the inverter circuit decreases. When the switching frequency is lowered, the resolution is lowered when it is attempted to detect the time difference between the reference phases. Therefore, highly accurate control suitable for each frequency range can be performed.
[0008]
In this case, as described in claim 2, when the inverter output control circuit shortens the time difference between the reference phases in accordance with the input power setting, the switching frequency of the inverter circuit is lowered to reduce the time difference between the reference phases. When making it long, it is good to comprise so that the switching frequency of an inverter circuit may be raised.
[0009]
That is, when the input power set value increases, the time difference needs to be shortened accordingly, and when the input power set value decreases, the time difference needs to be lengthened accordingly. In induction heating, control in a frequency region where the load exhibits inductivity is mainly performed. Therefore, if the switching frequency of the inverter circuit is increased or decreased as described above according to the setting of the time difference, it is possible to perform a desired input power setting in a frequency region where the load exhibits inductivity.
[0012]
Further, as described in claim 3, the inverter output control circuit, during the heating control, when the input current to the switching frequency that is determined is lower than the lower limit value, so as to control stopping the heating control It is characterized by that.
[0013]
That is, in the conventional induction heating cooker, when the heating output (input power) is reduced to ½ of the set value in order to determine that it has become a no-load state during the heating control and stop the control. (For example, 1000 W if the output setting is 2000 W) It was determined that there was no load.
[0014]
However, even if the load is appropriate as an induction heating target, depending on the material, the time during which the output current flows greatly or the current flowing through the circulating diode connected in parallel to the switching element constituting the inverter circuit is long. (The frequency setting becomes higher). For such a load, since the temperature rise of the switching element becomes large, it is necessary to keep the input power setting low. However, if the no-load determination is performed as in the conventional case, the lower limit of the setting cannot be set low, which hinders cooked cooking.
Therefore, as according to claim 3, defines the lower limit of the input current value for the switching frequency determined in accordance with the input power set, if to perform a no-load determination based on the lower limit value, the lower the heating output Can be set to a value.
[0015]
In this case, as described in claim 4 , the inverter circuit is configured as a half-bridge type,
When stopping the heating control of the inverter output control circuit, the switching of the switching elements on the upper or lower arm side constituting the inverter circuit is stopped first, and then the lower or upper arm side is stopped after a certain time has passed. It is preferable that the switching of the switching element is stopped.
[0016]
If comprised in this way, supply of the high frequency current with respect to a heating coil will be stopped by turning off the upper or lower arm side switching element of an inverter circuit previously. Then, if the switching element on the lower or upper arm side is turned off, the current flowing between the inverter circuit and the heating coil can be reduced as slowly as possible.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
Hereinafter, an embodiment when the present invention is applied to an induction heating cooker (IH cooking heater) will be described with reference to the drawings. In FIG. 1 showing the electrical configuration, an AC power supply 1 is connected to a DC power supply circuit 3. The DC power supply circuit 3 includes a bridge circuit 5 for rectifying the DC power supply and a capacitor 7 for smoothing the rectified pulsating flow.
[0018]
The half-bridge type inverter circuit 9 is connected between two IGBTs (switching elements) 11 and 13, diodes 15 and 17 connected between collectors and emitters of the IGBTs 11 and 13, and an output terminal of the inverter circuit 9 and a ground. A series resonance circuit, that is, a heating coil (heating means) 19 and a resonance capacitor 21 are included.
[0019]
The inverter voltage phase detection circuit 20 detects the inverter voltage V _IN as the first signal, and outputs the detected inverter voltage V _IN to the time difference / phase difference detection circuit 23. The capacitor voltage phase detection circuit 22 detects the voltage Vc ₁ across the capacitor 21 as a second signal that is phase-correlated with the inverter current I _IN flowing through the capacitor 21, and detects the detected voltage Vc ₁ as a time difference detection / phase. Output to the comparison circuit 23.
[0020]
The time difference detection / phase comparison circuit 23 detects the time difference of the reference phase (for example, the rising edge corresponding to the zero cross point of the voltage waveform) of both the input first signal and second signal, and relates to the time difference. The signal V _P1 is output to the difference comparison circuit 25. Further, instead of the time difference, both the function of detecting the phase difference between the output voltage and the output current of the inverter circuit 9 are provided, and these can be selected. The time difference / phase difference setting circuit 27 is configured to be able to output the setting signal V _SET by switching to the time difference between the first signal and the second signal described above or a setting value for the phase difference.
[0021]
The difference comparison circuit 25 compares the signal V _P1 output from the time difference / phase difference detection circuit 23 with the signal V _SET variably set in the time difference / phase difference setting circuit 27 and compares the result V _P2. Is output to a voltage controlled oscillator (hereinafter referred to as VCO) 29. That is, if V _P1 > V _SET , V _P2 = H is output, and if V _P1 ≦ V _SET , V _P2 = L is output. The VCO 29 is frequency control means for controlling the oscillation frequency of the inverter circuit 9 so as to be the time difference or phase difference variably set by the time difference / phase difference setting circuit 27, and the output signal from the difference comparison circuit 25 The oscillation frequency is changed according to
[0022]
Note that the VCO as a general analog circuit has an oscillation frequency that changes according to the input voltage, but the VCO 29 here is a circuit that digitally simulates the circuit operation as will be described later. The oscillation frequency is changed according to the comparison result given from the difference comparison circuit 25.
[0023]
The drive circuit 31 alternately turns on and off the IGBTs 11 and 13 based on a signal from the VCO 29. When the IGBTs 11 and 13 are alternately turned on and off based on the signal from the drive circuit 31, the heating coil 19 and the capacitor 21 are set in a series resonance state, whereby the heating coil 19 generates high-frequency power and a top plate (not shown). The object to be heated such as a pan placed on the top is induction-heated.
[0024]
The initial circuit 33 initially sets the time difference between both the first signal phase-correlated with the output voltage of the inverter circuit 9 and the second signal phase-correlated with the current flowing through the resonance capacitor 21. The initial setting means outputs the initial signal to the time difference / phase difference setting circuit 27 when the power is turned on. When the initial signal is input from the initial circuit 33, the time difference / phase difference setting circuit 27 sets the time difference between the first signal and the second signal as a reference time difference of, for example, 3.8 μsec. Thereby, for example, when the object to be heated placed on the top plate is an iron pan, the input power is set to 2 kW.
[0025]
The current transformer CT (1) detects the power supply current I _IN supplied from the AC power supply 1 and outputs a signal corresponding to the detected power supply current I _IN to the input current detection circuit 43. The input current detecting circuit 43 detects the power supply current or input current I _IN based on the detection signal from the current transformer CT (1).
[0026]
The load state detection circuit 35 detects whether or not the state of the load placed on the top plate is an appropriate load based on information from the input current detection circuit 43. The basic action of the above configuration is the same as that disclosed in Patent Document 1 (Japanese Patent No. 2856788). However, the comparison circuit 23 and the setting circuit 27 are different in that they have a function of detecting and setting a time difference between reference phases in addition to a function of detecting and setting a phase difference. The difference comparison circuit 25 corresponds to the low-pass filter (LPF) in Patent Document 1, but this is a difference in function names based on whether the signal comparison is analog processing or digital processing. The functions are the same.
[0027]
Further, a current transformer CT (2) is also inserted in a portion where the emitter of the IGBT 11 and the heating coil 19 are connected, and an output signal of the current transformer CT (2) is passed through the inverter current detection circuit 51. To the load state detection circuit 35. The period flag generation unit 52 generates a periodic flag indicating a (see FIG. 6 (b)) a predetermined time period for each half cycle of the AC power supply based on the input current I _IN which is detected by the input current detecting circuit 43 It is supposed to let you.
[0028]
In addition, the input port of the A / D converter 53 is connected to the positive output terminal of the bridge circuit 5, the output terminal of the inverter circuit 9, and the output terminal of the input current detection circuit 43, respectively. The A / D converter 53 multiplexes the input current, input voltage, output voltage, and output current of the inverter circuit 9 to perform A / D conversion. For the detection of the output voltage of the inverter circuit 9, a voltage dividing resistor (not shown) is provided as necessary.
[0029]
In this embodiment, the time difference / phase difference detection circuit 23, the difference comparison circuit 25, the VCO 29, the load state detection circuit 35, the initial circuit 33, the time difference / phase difference setting circuit 27, and the A / D conversion unit 53 are controlled circuits. (Inverter output control circuit) 54 is configured. The control circuit 54 is configured by a microcomputer (RISC microcomputer) having a CPU core of RISC (Reduced Instruction Set Computer) architecture. For example, in the control circuit 54 of the present embodiment, it is assumed that the execution speed of at least one instruction is 1 μsec or less.
[0030]
Here, FIG. 2 is a flowchart of a processing program for the control circuit 54 to realize the function as the VCO 29 and output the PWM signals 1 and 2, and FIG. 3 is a timing chart corresponding to the processing. In the initial state, it is assumed that PWM signal 1 = H and PWM signal 2 = L. Also, appropriate initial values are set for the set values TM1 and TM3.
[0031]
First, when the count value of a carrier wave generation timer (not shown) is “0” (step S1, “YES”), the control circuit 54 causes the timer to start an up-count operation (step S2). Then, set values TM1 to TM3 are set according to the comparison result V _P2 from the difference comparison circuit 25 (steps S3 to S5). That is, if V _P2 = H (step S3, “YES”), the set values TM1 and TM3 are decreased to increase the frequency (step S4), and if V _P2 = L (step S3, “NO”). The set values TM1 and TM3 are increased to lower the frequency (step S5).
[0032]
Furthermore, the VCO 29 increases the switching frequency of the inverter circuit 9 in response to the time difference setting between the reference phases becoming longer, and conversely decreases the switching frequency in response to the time difference setting becoming shorter. Act on.
[0033]
Then, it waits until the count value of the timer reaches the set value TM1 (step S6), and when it reaches (“YES”), the level of the PWM signal 1 is changed to low (step S7). That is, the period from the start to here is a period in which the level of the PWM signal 1 is high and the upper arm IGBT 11 of the inverter circuit 9 is turned on.
[0034]
Next, the control circuit 54 waits until the count value of the timer reaches the set value TM2 (step S8), and when it reaches (“YES”), changes the level of the PWM signal 2 to high (step S9). That is, the period of steps S7 to S9 is a dead time period in which the levels of the PWM signals 1 and 2 are both low and the upper and lower arms IGBTs 11 and 13 of the inverter circuit 9 are both OFF. If the dead time period is, for example, 1 μsec, the set value TM2 is obtained by adding a count value corresponding to 1 μsec to the set value TM1.
[0035]
Next, the control circuit 54 waits until the count value of the timer reaches the set value TM3 (step S10), and when it reaches (“YES”), the timer of the PWM signal 2 is switched to the down-count operation (step S11). Further, it waits until the count value of the timer reaches the set value TM1 (step S12), and when it reaches (“YES”), the level of the PWM signal 2 is changed to low (step S13). That is, the period of steps S9 to S13 is a period in which the levels of the PWM signals 1 and 2 are low and high, respectively, and the upper arm IGBT 11 of the inverter circuit 9 is OFF and the lower arm IGBT 13 is ON.
[0036]
Then, the control circuit 54 waits until the count value of the timer reaches the set value TM4 (step S14), and when it reaches ("YES"), a detection for performing various measurements and detections by internally generating an interrupt. The routine is started (step S14a), and the level of the PWM signal 1 is changed to high (step S15). That is, the period of steps S13 to S15 is a dead time period in which the levels of the PWM signals 1 and 2 are both low and the upper and lower arms IGBTs 11 and 13 of the inverter circuit 9 are both OFF. Accordingly, the set value TM4 is obtained by subtracting the count value corresponding to the dead time of 1 μsec from the set value TM1.
[0037]
After execution of step S15, the process returns to step S1. Since the level of the PWM signal 1 becomes high in the period of steps S15 to S7, this period is a period in which the upper arm IGBT 11 of the inverter circuit 9 is ON and the lower arm IGBT 13 is OFF.
[0038]
In the above processing, assuming that the carrier frequency of PWM control is variable within a range of 20 kHz to 100 kHz, for example, in consideration of insertion of a dead time, the timer resolution (count cycle) is 0.1 μm. More than a second is required.
[0039]
Further, when detecting the time difference or the phase difference in synchronization with the carrier cycle, it is necessary to measure the time from when the upper arm IGBT 11 is turned on by the PWM signal to the zero cross point of the output current of the inverter circuit 9. In this case as well, when the carrier frequency is 100 kHz, the period is 10 μsec. Therefore, the time difference measurement also requires a resolution of 0.1 μsec or more.
[0040]
FIG. 4 is a flowchart of a detection processing routine executed by the control circuit 54. In this routine, the control circuit 54 stands by until a measurement start timing occurs (step A0). The measurement start timing is given by the cycle flag. The cycle flag is a flag generated by the cycle flag generation unit 52 as described above, and is a flag indicating a predetermined period excluding the vicinity of the current zero-cross point for each half cycle of the commercial AC power supply.
[0041]
When the control circuit 54 recognizes the occurrence of the measurement start timing by the rising edge of the cycle flag (step A0, “YES”), it then waits for the occurrence of an interrupt (step A1). The interrupt here is an internal interrupt generated in step S14a of FIG. 2 described above, and is generated at a PWM carrier cycle. When the interrupt occurs (“YES”), the control circuit 54 reads the input voltage by the A / D conversion unit 53 (step A2).
[0042]
If the input voltage read at this time suddenly increases or decreases compared to the previous value (step A3, “YES”), a lightning surge has occurred or a commercial AC power supply has failed. Since it is assumed, a stop signal is output to the VCO 29 to stop the control of the inverter circuit 9 (step A4), and the process returns to step A0. On the other hand, if the read input voltage changes within a predetermined range assumed at the normal time with respect to the previous value (step A3, "NO"), the process proceeds to step A5.
[0043]
In steps A5, A6, and A7, the control circuit 54 reads the output voltage, output current, and input current of the inverter circuit 9, respectively. Note that the waveform when these voltages and currents are read by A / D conversion is actually a waveform in which a PWM carrier wave is superimposed, but by detecting according to the PWM control cycle, the carrier wave is It is possible to handle the superimposed waveform as it is.
[0044]
Next, the control circuit 54 detects how many kHz the oscillation frequency in the VCO 29, that is, the switching frequency of the inverter circuit 9 (TM3 shown in FIG. 2) is set at that time (step A8). Then, the current value detected in step A 7 determines whether is below the lower limit value corresponding to the switching frequency at that time (step A9).
[0045]
The lower limit value of the input current corresponding to the switching frequency here is set according to the no-load determination curve shown in FIG. FIG. 9 shows the A / D conversion values of the input current measured when the inventors changed the switching frequency of the inverter circuit for various types of pans. As an overall trend, the input current value increases as the frequency decreases.
[0046]
And, when trying to lower the pan from the top plate during the heating control, the output current is not used for heating, so the input current value decreases. In addition, the switching frequency is lowered in order to keep the decreasing input current value constant. Therefore, the no-load determination can be reliably performed by setting the no-load determination curve as shown in FIG. Further, the no-load determination may be set so that the load material determination process is performed, and the lower limit value differs according to the determined material (for example, according to the curve of each material shown in FIG. 9).
[0047]
If the switching frequency is greater than or equal to the lower limit value in Step A9 (“NO”), the control circuit 54 determines whether or not the switching frequency detected in Step A8 belongs to the high frequency region (Step A10). Here, for example, when the maximum input power is 3 kW and the low input area is set to be less than 600 W, the threshold value regarding whether or not belonging to the high frequency area is set to 40 kHz for the iron pan.
[0048]
That is, the high frequency region corresponds to a region where the input power setting (heating output setting) is relatively small (low output region), and the low frequency region is a region where the input power setting is relatively large (high output region). ). If it belongs to the high frequency region (“YES”), the process proceeds to step A11 to detect the time difference, and if it does not belong to the high frequency region (“NO”), the process proceeds to step A12 and between the output voltage and the output current. The phase difference is detected.
[0049]
Here, the time difference detection process in step A11 will be described with reference to FIGS. FIG. 5 is a flowchart showing the contents of the time difference detection process, and FIG. 6 is a timing chart corresponding to the detection process. First, the control circuit 54 reads the counter value T1 of the (free-run) counter in synchronization with the rise of the output signal (FIG. 6A) of the inverter voltage phase detection circuit 20 (step B1). Next, the counter value T2 of the counter is read in synchronization with the rise of the output signal (FIG. 6C) of the capacitor voltage phase detection circuit 22 (step B2).
[0050]
However, the output signal of the detection circuit 22 is delayed in phase by 90 degrees with respect to the current (FIG. 6B) that originally flows in the heating coil 19, and the delay is included in the counter value T2. In the following step B3,
Time difference T10 = (T2−T1) − (T3 / 4)
Is calculated by subtracting the 90-degree delayed phase in the second term on the right side. That is,
Since T3 corresponds to the switching period (TM3 in FIG. 2), 1/4 of this corresponds to a phase of 90 degrees.
[0051]
Then, the control circuit 54 adds the time difference T10 to the accumulator TS and accumulates it, and increments a counter TC indicating the number of accumulations (step B3). Then, the process returns to the main routine. For example, when the input power setting is 2 kW and the pan is used, the phase difference is set to 35.5 degrees. At this time, since the switching frequency (PWM carrier frequency) is 26 kHz, the time difference T10 is controlled to be about 3.8 μsec.
[0052]
On the other hand, in the phase difference detection process in step A12, the phase difference PD is obtained by calculating the time difference T10 obtained in step B3 as follows.
Phase difference PD = T10 / T3 × 360 (degrees)
Here, FIG. 4 will be referred to again. After execution of step A11 or A12, it is determined whether or not the measurement end timing has occurred (step A13). The measurement end timing is the falling edge of the cycle flag. If it is not the measurement end timing (“NO”), the process returns to Step A1, and if it is the measurement end timing (“YES”), the process proceeds to Step A14.
[0053]
In step A14, a time difference (or phase difference) averaging process is performed. That is, an average value is obtained for a plurality of time difference (or phase difference) data measured during a period in which the period flag is set within a half cycle of the commercial AC power supply. For example, in the case of time difference data, the average value TT = TS / TC is obtained. Then, the obtained average value is output as V _P1 to the difference comparison circuit 25 (step A15). This signal V _P1 is output to the difference comparison circuit 25 and compared with the setting signal V _SET given from the time difference / phase difference setting circuit 27.
[0054]
Then, the control circuit 54 calculates effective values for the input voltage, input current, output voltage, and output current of the inverter circuit 9 obtained in steps A2, A5 to A7 (step A16). As is well known, the effective value is obtained, for example, as the square root of the mean square value obtained for n data data_1, data_2,..., Data_n. These values are used for heating control of the IH cooking heater.
[0055]
Next, when calculating the input power (input voltage × input current) (step A17), the control circuit 54 compares the input power (set power) set by the user with the calculated input power (actual power). (Step A18). If the former is larger than the latter (“YES”), the setting signal V _SET in the time difference / phase difference setting circuit 27 is increased (+ K, step A20), and if the former is less than the latter (“NO”). ), The setting signal V _SET is decreased (−K, step A19). Then, the process returns to step A0.
[0056]
FIG. 4 shows detection performed for a half cycle of the commercial AC power supply, but the effective value calculated in step A16 is further evaluated by obtaining an average value for a plurality of cycles. In addition, since voltage and current are detected in units of half cycle of commercial AC power supply, if the input current setting is changed by user operation, the PWM control cycle is changed near the zero cross point of the current waveform. It has come to be. That is, the change in the carrier frequency is performed in a period in which the power supply current level is relatively low.
[0057]
Here, the control circuit 54 switches between the time difference constant control and the phase difference constant control in accordance with the determination of the frequency domain in step A10, which will be described with reference to FIGS. In FIG. 7, the time difference control is performed based on the time difference T10, and the phase difference control is performed based on the phase difference PD = T10 / T3 × 360 (degrees).
[0058]
Then, as shown in FIG. 8, when the frequency changes, the time difference T10 directly changes accordingly, but the phase difference PD relatively changes at a rate relative to the period T3. Therefore, in the high frequency region, it is easier to produce a difference in the detected value when the time difference T10 is detected. On the other hand, in the region where the frequency is low, the above relationship is reversed, so that the difference in detection value is more likely to occur when the phase difference PD is detected than the time difference T10.
[0059]
In step A9, if the switching frequency is less than the lower limit value (“YES”), the control circuit 54 performs heating control stop processing in steps A21 to A22. First, the IGBT 11 which is the upper arm of the inverter circuit 9 is turned off (see step A21, FIG. 10B). Then, power supply from the DC power supply circuit 3 is cut off. Then, after waiting for a predetermined time to elapse (step A22, “YES”), the control circuit 54 turns off the IGBT 13 that is the lower arm of the inverter circuit 9 (see step A23, FIG. 10C). Then, the process ends.
[0060]
As described above, according to the present embodiment, the control circuit 54 of the induction heating cooker sets the phase difference between the output voltage and the output current of the inverter circuit 9 or the time difference between the reference phases according to the input power setting. Based on this, the IGBTs 11 and 13 constituting the inverter circuit 9 are PWM-controlled with variable frequency. More specifically, when the switching frequency of the inverter circuit 9 belongs to the high frequency region according to the input power setting, the time difference between the reference phases is controlled to be constant, and the switching frequency belongs to the low frequency region. The control mode is switched so that the phase difference between the output voltage and the output current of the inverter circuit 9 is constant. Therefore, it is possible to perform highly accurate control suitable for each frequency region.
[0061]
In addition, the control circuit 54 decreases the switching frequency of the inverter circuit 9 when shortening the time difference between the reference phases according to the input power setting, and increases the switching frequency of the inverter circuit 9 when increasing the time difference. Therefore, in a region where the load is inductive, it is possible to perform a desired input power setting according to the time difference setting.
[0062]
In addition, during the heating control, the control circuit 54 performs no-load determination depending on whether or not the input current value for the determined switching frequency is lower than the lower limit value. If the input current value is lower than the lower limit value, the control circuit 54 performs the heating control. Since it controls so that it may stop, a heating output can be set to a lower value than the load determination system which drinks conventionally.
[0063]
Further, when stopping the heating control, the control circuit 54 first stops the switching of the IGBT 11 on the upper arm side that constitutes the inverter circuit 9, and then switches the IGBT 13 on the lower arm side after a certain time has elapsed. Since it was made to stop, the electric current which flows between the inverter circuit 9 and the heating coil 19 can be reduced as slowly as possible, and the "ringing" of a pan can also be prevented.
[0064]
The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings, and the following modifications or expansions are possible.
The detection process shown in FIG. 4 is not limited to being performed in synchronization with the PWM control cycle, and may be executed at intervals of about 200 μs, for example.
The inverter control circuit may be configured using a DSP and a CISC microcomputer instead of the RISC microcomputer. Further, the present invention is not limited to these, and a logic circuit or an analog circuit similar to Patent Document 1 may be used.
The timing for changing the carrier frequency is not necessarily limited to a half cycle of the commercial AC power supply cycle, and may be a multiple of the half cycle.
The frequency variable control may be performed by changing the frequency stepwise according to the input power value.
When stopping the heating control, the switching element on the lower arm side may be stopped first, and then the switching element on the upper arm side may be stopped after a certain time has elapsed.
[0065]
【The invention's effect】
According to the induction heating cooker of the present invention, the inverter output control circuit, according to the input power setting, the time difference between the reference phases of the output voltage and the output current of the inverter circuit, or the output voltage and the output current Since the output of the inverter circuit is variably controlled so that one of the phase differences is constant, it is possible to optimize the control by selecting an appropriate control form according to the frequency domain, and to improve the control accuracy. Can be improved.
Specifically, the inverter output control circuit controls the time difference between the reference phases to be constant when the input power setting belongs to the low output region, and the inverter circuit of the inverter circuit when the input power setting belongs to the high output region. Since the control mode is switched so that the phase difference between the output voltage and the output current is constant, highly accurate control suitable for each frequency region can be performed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an electrical configuration of an induction heating cooker according to an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a circuit for realizing a function corresponding to a VCO and outputting PWM signals 1 and 2 by a control circuit. Flowchart of processing program [FIG. 3] Timing chart corresponding to the processing of FIG. 2 [FIG. 4] Flowchart of detection processing routine executed by the control circuit [FIG. 5] Flowchart of time difference detection processing [FIG. FIG. 7 is a diagram for explaining the difference between constant time difference control and constant phase difference control. FIG. 8A is a diagram corresponding to FIG. 7 when the frequency is relatively high, and FIG. FIG. 9 is a diagram showing the result of measuring the A / D conversion value of the input current when the inventors changed the switching frequency of the inverter circuit for pans of various materials. Timing chart showing control to stop switching of inverter circuit according to
Reference numeral 9 is an inverter circuit, 11 and 13 are IGBTs (switching elements), 19 is a heating coil (heating means), and 54 is a control circuit (inverter output control circuit).

Claims

商用交流電源に基づいて高周波電流を生成するインバータ回路と、前記高周波電流を加熱手段に供給することで被加熱物を加熱する誘導加熱調理器において、
入力電力設定に応じて、前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との基準位相間の時間差、または、前記出力電圧と出力電流との位相差の何れかを一定とするように、前記インバータ回路の出力を周波数可変制御するインバータ出力制御回路を備え、
前記インバータ出力制御回路は、入力電力設定が低出力領域に属する場合は基準位相間の時間差を一定とするように制御し、入力電力設定が高出力領域に属する場合は、インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差を一定とするように制御形態を切替えることを特徴とする誘導加熱調理器。In an induction circuit that heats an object to be heated by supplying an inverter circuit that generates a high-frequency current based on a commercial AC power source and the high-frequency current to a heating unit,
Depending on the input power setting, the time difference between the reference phases of the output voltage and the output current of the inverter circuit or the phase difference between the output voltage and the output current is made constant. Equipped with an inverter output control circuit that variably controls the output ,
The inverter output control circuit controls the time difference between the reference phases to be constant when the input power setting belongs to the low output region. When the input power setting belongs to the high output region, the inverter output control circuit An induction heating cooker characterized by switching a control form so that a phase difference with an output current is constant .

インバータ出力制御回路は、入力電力設定に応じて基準位相間の時間差を短くする場合は、インバータ回路のスイッチング周波数を低下させ、基準位相間の時間差を長くする場合は、インバータ回路のスイッチング周波数を上昇させることを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。 The inverter output control circuit reduces the switching frequency of the inverter circuit when shortening the time difference between reference phases according to the input power setting, and increases the switching frequency of the inverter circuit when increasing the time difference between reference phases. The induction heating cooker according to claim 1, wherein:

インバータ出力制御回路は、加熱制御中において、定められたスイッチング周波数に対する入力電流値が下限値よりも低下した場合は、加熱制御を停止するように制御することを特徴とする請求項１または２記載の誘導加熱調理器。Inverter output control circuit, during the heating control, when the input current to the switching frequency that is determined is lower than the lower limit value, according to claim 1, characterized that you control to stop the heating control or 2 The induction heating cooker described.

インバータ回路は、ハーフブリッジ型で構成されており、
インバータ出力制御回路は、加熱制御を停止する場合に、前記インバータ回路を構成する上又は下アーム側のスイッチング素子のスイッチングを先に停止させ、その後一定時間が経過してから下又は上アーム側のスイッチング素子のスイッチングを停止させることを特徴とする請求項３記載の誘導加熱調理器。 The inverter circuit is a half-bridge type,
When stopping the heating control, the inverter output control circuit first stops the switching of the switching element on the upper or lower arm side that constitutes the inverter circuit, and then after a certain period of time has passed, the inverter output control circuit on the lower or upper arm side The induction heating cooker according to claim 3, wherein switching of the switching element is stopped .