JP3837732B2

JP3837732B2 - Induction heating device

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Publication number: JP3837732B2
Application number: JP26667398A
Authority: JP
Inventors: 弘昭川口
Original assignee: Toshiba Home Technology Corp
Current assignee: Toshiba Home Technology Corp
Priority date: 1998-09-21
Filing date: 1998-09-21
Publication date: 2006-10-25
Anticipated expiration: 2018-09-21
Also published as: JP2000100550A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル制御により加熱コイルの入力電力を制御する誘導加熱装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
従来、この種の例えば炊飯器や保温釜などに適用される誘導加熱装置は、加熱手段たる加熱コイルと、共振装置たる共振コンデンサとにより共振回路を構成するとともに、この共振回路にスイッチング素子を接続したＩＨ（誘導加熱）発振回路を、例えば整流平滑回路などにより構成されるＡＣ−ＤＣ変換用のＩＨ電源回路の出力側に接続している。そして、デジタル式の駆動信号発生手段から、前記スイッチング素子にパルス状のゲート信号を供給すると、スイッチング素子がオン・オフして切り換わるのに伴ない、電源回路からの直流出力電圧が断続的に共振回路に供給され、加熱コイルに高周波電流が供給される。このとき、スイッチング素子のオン時間を駆動信号発生手段からのゲート信号により可変することで、例えば炊飯や保温の各行程に応じて、加熱コイルの入力電力を制御するようになっている。
【０００３】
上記のいわゆるデジタル制御で加熱コイルの入力電力を制御する誘導加熱装置の場合、加熱コイルの入力電力がクロック周波数に依存し、所望の分解能を得ることができないという問題がある。例えば、前記スイッチング素子のオン時間が12μｓで発振しているときには、加熱コイルの入力電力が500Ｗで、スイッチング素子のオン時間が22μｓで発振しているときには、加熱コイルの入力電力が1300ＷとなるようなＩＨ発振回路が有るとする。これに対して、デジタル式の駆動信号発生回路が、８ＭＨｚのクロック周波数（周期：0.125μｓ）で動作する場合、スイッチング素子のオン時間は１段階増減する毎に、0.125μｓ刻みで変化する。したがって、このときの加熱コイルの入力電力は、次の数式１に示すように、１段階につき10Ｗずつ変化する。
【０００４】
【数１】

こうした誘導加熱装置では、加熱コイルの入力電力制御の精度を確保するために、例えば１段階につき５Ｗの分解能にまで高めようとすると、駆動信号発生回路のクロック周波数も２倍にしなければならず、デジタル回路部分からの高周波ノイズの発生を増強してしまう弊害があった。
【０００５】
そこで、本発明は上記問題点に鑑み、クロックの周波数を上げなくても、加熱手段の入力電力を増減する際の分解能を高めることができる誘導加熱装置を提供することをその目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１記載の誘導加熱装置は、前記目的を達成するために、加熱手段と共振装置とにより共振回路を構成し、この共振回路に直列に接続されたスイッチング素子を切り換えることにより、電源回路からの入力電圧を前記共振回路に断続的に供給するとともに、前記スイッチング素子にゲート信号を供給する駆動信号発生手段と、この駆動信号発生手段を制御して前記スイッチング素子へのゲート信号のパルス幅を可変し、前記加熱手段の入力電力を段階的に制御する電力制御手段とを備えた誘導加熱装置において、前記スイッチング素子の両端間電圧を監視する電圧監視手段を備え、前記電源回路は、商用電源からの交流電圧を整流平滑して、前記入力電圧を前記共振回路に供給するものであり、前記駆動信号発生手段は、基準周波数で発振するクロックと、このクロックをカウントソースとして動作しカウンタ値を演算して計時を行う計時手段と、この計時手段の計時開始時における前記カウンタ値を設定するカウンタ値設定手段とを備え、前記カウンタ値がゼロになると内部割込み要求を行うと共に、前記カウンタ値設定手段から設定値をリロードして当該設定値を前記カウンタ値として再び計時を開始し、前記カウンタ値に基づいて前記ゲート信号を生成する一方、前記スイッチング素子の両端間電圧が所定レベル以下のときに、前記内部割込み要求を行った回数が所定回数になったら前記商用電源のゼロクロスのタイミングであると判断するものであり、前記電力制御手段は、それぞれ異なるパルス幅を有する複数種類の前記ゲート信号を前記商用電源のゼロクロスに対応して一定時間毎に繰り返し切り換えて前記スイッチング素子に出力するように、前記駆動信号発生手段を制御するものであることを特徴とする。
【０００７】
上記請求項１の構成によれば、駆動信号発生手段に内蔵するクロックの周波数を上げなくても、駆動信号発生手段がクロックに応じて生成した複数種類のゲート信号を、電力制御手段により一定時間毎に繰り返し切り換えて、スイッチング素子に供給することができるので、単独のゲート信号をそのままスイッチング素子に供給した場合に比べて、加熱手段の入力電力を増減する際の分解能を高めることができる。また、クロックの周波数を上げなくてもよいので、高周波ノイズが増えないという利点もある。さらに、商用電源のゼロクロスを検出するために専用の特別な回路を設けなくても、スイッチング素子の両端間電圧を監視して、これをソフトウェア上で内部処理するだけで、商用電源のゼロクロスのタイミングを正確に検出することが可能となり、駆動信号の切り換えが、商用電源の交流電圧に対応した加熱手段のゼロクロス付近で行なわれるので、電流の急激な変化がなく、ノイズの発生を抑制できる。
【０００８】
【発明の実施形態】
以下、本発明における炊飯器に組み込まれた１石式の誘導加熱装置を添付図面に基づき説明する。全体の回路図を示す図１において、１は例えばＡＣ１００Ｖの商用電源、２はこの商用電源１のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路で、ゼロクロス検出回路２は商用電源１の交流電圧がゼロになる毎にゼロクロス検出信号を出力する。３は、商用電源１からの交流電圧を直流電圧に変換する電源回路たるＩＨ電源回路である。ＩＨ電源回路３は、商用電源１からの交流電圧を全波整流する整流ダイオード４と、この整流ダイオード４からの整流出力を平滑化するフィルター用コイル５およびコンデンサ６とにより構成される。具体的には、整流ダイオード４の出力両端間に、フィルター用コイル５とコンデンサ６の直列回路を接続し、コンデンサ６の両端間より商用電源１の交流電圧に応じた直流入力電圧を、後段のＩＨ発振回路７に供給する。なお、前記ゼロクロス検出回路２は、後述するトリガ回路22があれば専用に設ける必要はない。
【０００９】
ＩＨ発振回路７は、負荷である加熱手段としての加熱コイル11に所定の高周波電流を供給するためのものであり、加熱コイル11および共振装置たる共振コンデンサ12を並列接続した共振回路13と、スイッチングトランジスタ14とからなる直列回路を、ＩＨ電源回路３の出力両端間に接続して構成される。そして、スイッチング素子たるスイッチングトランジスタ14をオン・オフして切り換えることにより、ＩＨ電源回路３からの直流出力電圧を断続的に共振回路13に供給するようになっている。なお、15はスイッチングトランジスタ14のエミッタ・コレクタ間に接続されるフライホイールダイオードであり、これは加熱コイル11の慣性によりスイッチングトランジスタ14のエミッタからコレクタに逆方向の電流が発生したときに導通して、スイッチングトランジスタ14に逆電圧が加わることを保護するためものである。
【００１０】
21は、炊飯器に内蔵されるマイクロコンピュータ（図示せず）の内部に構成され、前記スイッチングトランジスタ14のゲートすなわちエミッタに、パルス状のゲート信号を供給する駆動信号発生手段に相当する駆動信号発生回路である。また22は、スイッチングトランジスタ14の両端（コレクタ・エミッタ）間の電圧を監視し、この監視電圧が所定レベルを越えたら、駆動信号発生回路21にトリガ信号を出力する電圧監視手段たるトリガ回路である。トリガ回路22は、スイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間に電圧検出用の抵抗23，24を接続し、この抵抗23，24の接続点を比較器25の非反転入力端子に接続する一方、例えばＤＣ５Ｖの動作電圧Ｖｃを抵抗26，27で分圧して得た基準電圧を、比較器25の反転入力端子に印加する。そして、抵抗23，24の接続点の電圧が基準電圧を越えたら、抵抗28を介して動作電圧Ｖｃラインに接続した比較器25の出力端子がＨレベルになり、これがトリガ信号として駆動信号発生回路21に出力される構成となっている。駆動信号発生回路21は、このトリガ回路22からのトリガ信号と、電力制御手段31からのデータバス信号とに基づき、複数種類の駆動信号を一定時間毎に繰り返し切換えながら、この駆動信号をゲート信号としてスイッチングトランジスタ14に供給する。
【００１１】
電力制御手段31は、ＩＨ電源回路３から加熱コイル11に供給される入力電圧や入力電流に基づき、駆動信号発生回路21から供給するゲート信号を可変して、加熱コイル11の入力電力を制御するものである。すなわち、電力制御手段31には加熱コイル11への入力電圧を検出する入力電圧検出手段たる入力電圧検出回路32と、加熱コイル11への入力電流を検出する入力電流検出手段たる入力電流検出回路33が、各々帰還回路として接続される。入力電圧検出回路32は、整流ダイオード４の出力両端間に電圧検出用の抵抗34，35を接続し、抵抗34，35の接続点にダイオード36のアノードを接続し、ダイオード36のカソードを電力制御手段31の入力側に接続するとともに、このダイオード36のカソードと接地ラインとの間に、抵抗37とコンデンサ38の並列回路を接続して構成される。また、入力電流検出回路33は、フィルター用コイル５と加熱コイル11との接続点に一端を接続したコンデンサ41と、このコンデンサ41の他端と整流ダイオード４の出力側一端である接地ライン間に接続され、コンデンサ41の充放電電流を検出する抵抗42，43と、抵抗42，43の接続点に抵抗44を介してアノードを接続し、カソードを電力制御手段31の入力側に接続したダイオード45と、ダイオード45のカソードと接地ラインとの間に接続される抵抗46とコンデンサ47の並列回路とにより構成される。そして、本実施例では、これらの入力電圧検出回路32および入力電流検出回路33からの各帰還信号により、電力制御手段31と駆動信号発生回路21が加熱コイル11の入力電力を制御するようになっている。
【００１２】
図２は、駆動信号発生回路21の内部構成を示すブロック図である。同図において、駆動信号発生回路21には、例えば８ＭＨｚの基準周波数で発振する基準信号生成手段たるクロック51と、このクロック51をカウントソースとして動作し、内蔵するカウンタ値を１ずつ減算して計時を行なう（ダウンカウンタ）計時手段たるタイマ52と、電力制御手段31からのデータバス信号に基づいて、タイマ52の計時開始時におけるカウンタ値を設定するリロードレジスタ53と、電力制御手段31からのデータバス信号に基づき内部に格納されるレジスタ値とタイマ52のカウンタ値とを比較し、双方の値が一致したら、後段のフリップフロップ54にリセット信号を出力するコンペアレジスタ55と、スイッチングトランジスタ14に対するゲート信号の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングを設定するフリップフロップ54とを備えている。そして、前記タイマ52は内蔵するカウンタ値がゼロすなわちアンダーフローすると内部でタイマ（アンダーフロー）割込要求を行なうとともに、予めセットしてあるリロードレジスタ53からレジスタ値をリロードしてこれをカウンタ値とし、再びダウンカウントを開始する。また、トリガ回路22からのトリガ信号の立ち下がりエッジが、タイマ52に入力されたときも、同様にリロードを行なって再びダウンカウントを開始するとともに、この場合は外部割込み要求が発生する。そして、フリップフロップ54は、前記タイマ52から発生するタイマ割込要求すなわち内部割込み要求と外部割込み要求とにより、データ入力端子Ｄを利用してゲート信号をＨレベルにする一方、タイマ52のカウンタ値とコンペアレジスタ55のレジスタ値が一致したときに、リセット入力端子Ｒを利用してゲート信号をＬレベルにするように構成している。
【００１３】
次に、図３および図４の各波形図を参照しながら、上記構成につきその作用を説明する。なお、図３の各波形は、スイッチングトランジスタ14のコレクタ電流Ｉｃ，スイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖce，トリガ回路22からのトリガ信号，スイッチングトランジスタ14へのゲート信号を、上段より各々示している。また、図４の上段にある階段状の波形は、タイマ52のカウンタ値を示しており、また下段の波形は、スイッチングトランジスタ14へのゲート信号およびトリガ回路22からのトリガ信号を各々示している。
【００１４】
商用電源１からの交流電圧をＩＨ電源回路３に供給すると、ＩＨ電源回路３はこの交流電圧を整流ダイオード４で整流した後、フィルタ用コイル５およびコンデンサ６にて平滑し、ＩＨ発振回路７に直流入力電圧を供給する。一方、炊飯などにおいて鍋（図示せず）内の被調理物を加熱コイル11にて電磁誘導加熱する場合は、駆動信号発生回路21からパルス状のゲート信号がスイッチングトランジスタ14のゲートに供給され、加熱コイル11と共振コンデンサ12とからなる共振回路13に、前記直流入力電圧が断続的に供給される。
【００１５】
商用電源１の交流電圧がゼロクロス付近にない場合は、図３のグラフに示すように、ゲート信号がＨレベルになってスイッチングトランジスタ14がオンすると、加熱コイル11に順方向の電流が流れて、スイッチングトランジスタ14のコレクタ電流Ｉｃが漸増する。このとき、スイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceはゼロなので、トリガ回路22からのトリガ信号はＬレベルで出力されない。一方、ゲート信号がＬレベルになって、スイッチングトランジスタ14がオフすると同時に、スイッチングトランジスタ14のコレクタ電流Ｉｃはゼロになる一方、スイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceは、加熱コイル11のインピーダンスに応じて変化する。また、このコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceの変化に伴ない、トリガ回路22はＨレベルのトリガ信号を駆動信号発生回路21に出力するが、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖceが所定のレベル以下になると、トリガ信号は再びＬレベルになり、駆動信号発生回路21からのゲート信号がＨレベルになる。
【００１６】
駆動信号発生回路21の内部は前述したように、タイマ52がリロードレジスタ53からレジスタ値をリロードすると、ダウンカウントを開始するとともに、スイッチングトランジスタ14へのゲート信号がＨレベルになる。そして、タイマ52のカウンタ値とコンペアレジスタ55のレジスタ値が一致すると、前記ゲート信号はＬレベルになる。タイマ52のダウンカウントはその後も継続するが、商用電源１の交流電圧がゼロクロス付近にある場合は、トリガ回路22からのトリガ信号が出力されないため、タイマ52がアンダーフローした時点でタイマ割込要求が発生し、リロードレジスタ53からレジスタ値をリロードして、再びダウンカウントを開始するとともに、ゲート信号がＨレベルになる。すなわち、トリガ回路22からトリガ信号が出力されない場合は、（リロードレジスタ53のレジスタ値＋１）×（クロック51の周期）をゲート信号の一周期とし、（（リロードレジスタ53のレジスタ値＋１）―コンペアレジスタ55のレジスタ値）×（クロック51の周期）をゲート信号のＨレベルのパルス幅とした発振を行なう。これにより、商用電源１のゼロクロス付近通過後も、インバータ発振が停止することがなくなる。
【００１７】
一方、商用電源１の交流電圧がゼロクロス付近にない場合は、トリガ回路22からトリガ信号が出力されるため、このトリガ信号の立ち下がりエッジによってタイマ52の外部割込み要求が発生し、同様にリロードレジスタ53からレジスタ値をリロードして、再びダウンカウントを開始するとともに、ゲート信号がＨレベルになる。このトリガ信号が駆動信号発生回路21に出力されない場合と、出力された場合の各状態が、図４に示されている。加熱コイル11に対する入力電圧の調整は、電力制御手段31がデータバス信号を通じてリロードレジスタ53やコンペアレジスタ55の各レジスタ値を書き換え、ゲート信号のＨレベルのパルス幅を調整することにより、行なうことができるようになっている。
【００１８】
図５〜図７は、炊飯制御時において加熱コイル11の入力電力を５Ｗずつ可変するための具体例を示す各フローチャートである。図５は、加熱コイル11の入力電力を1000Ｗにする場合のフローチャートであって、電力制御手段31は駆動信号発生回路21に内蔵するリロードレジスタ53のレジスタ値を「799」に設定すなわちセットするとともに（ステップＳ１）、コンペアレジスタ55のレジスタ値を「654」にセットする（ステップＳ２）。クロック51は前述のように８ＭＨｚ（一周期：0．125μsec）で発振しているので、加熱コイル11の駆動信号となるスイッチングトランジスタ14のゲート信号は、100μsecの固定した自励発振周期を有するとともに、ゲート信号のＨレベルのパルス幅は18.25μsecとなる。
【００１９】
次に、加熱コイル11の入力電力を1010Ｗにする場合は、図６のフローチャートに示すように、駆動信号発生回路21に内蔵するリロードレジスタ53のレジスタ値を、前記ステップＳ１と同じく「799」にセットする一方（ステップＳ１１）、コンペアレジスタ55のレジスタ値を「653」にセットする（ステップＳ１２）。この場合は、ゲート信号の自励発振周期は固定した100μsecとなるが、ゲート信号のＨレベルのパルス幅は、コンペアレジスタ55のレジスタ値が１低くなった分だけ広がって18.375μsecとなる。この0.125μsecの時間差が、加熱コイル11の10Ｗ分に相当する入力電力の差となって現われる。
【００２０】
図７は、加熱コイル11の入力電力を中間の1005Ｗにする場合のフローチャートである。ステップＳ２１において、駆動信号発生回路21に内蔵するリロードレジスタ53のレジスタ値を「799」にセットするのは前述と同じであるが、ステップＳ２２において、コンペアレジスタ55のレジスタ値を「654」にセットした後、例えば500ｍsecの一定時間が経過したら（ステップＳ２３）、コンペアレジスタ55のレジスタ値が「653」であるか否かを判定する（ステップＳ２４）。ここでは、コンペアレジスタ55のレジスタ値が「653」になっていないので、ステップＳ２４の手順に移行し、コンペアレジスタ55のレジスタ値を「653」に切り換える。次に500ｍsecの一定時間が経過したら（ステップＳ２３）、再びステップＳ２４において、コンペアレジスタ55のレジスタ値が「653」であるか否かを判定する。今度はコンペアレジスタ55のレジスタ値が「653」になっているので、ステップＳ２２の手順に移行し、コンペアレジスタ55のレジスタ値を「654」に切替える。このように、加熱コイル11の入力電力が1000Ｗあるいは1010Ｗになる手順を一定時間毎に切り換えると、単位時間（この場合は、1000ｍsec）内における加熱コイル11の平均入力電力を、その中間の1005Ｗにすることが可能となる。
【００２１】
以上のように、本実施例では、加熱手段である加熱コイル11と共振装置である共振コンデンサ12とにより共振回路13を構成し、スイッチング素子であるスイッチングトランジスタ14をオン・オフして切り換えることにより、電源回路たるＩＨ電源回路３からの入力電圧を共振回路13に供給するとともに、スイッチングトランジスタ14にゲート信号を供給する駆動信号発生手段としての駆動信号発生回路21と、駆動信号発生回路21に内蔵するクロック51に応じて、スイッチングトランジスタ14へのゲート信号を可変し、加熱コイル11の入力電力を段階的（実施例では10Ｗ毎）に制御する電力制御手段31とを備えた誘導加熱装置において、電力制御手段31は、駆動信号発生回路21が内蔵するクロック51に応じて生成した駆動信号を一定時間毎に繰り返し切り換えてスイッチングトランジスタ14に出力するように、駆動信号発生回路21を制御している。
【００２２】
このようにすれば、駆動信号発生回路21に内蔵するクロック51の周波数を上げなくても、駆動信号発生回路21がクロック51に応じて生成した複数種類の駆動信号を、電力制御手段31により一定時間毎に繰り返し切り換えて、スイッチングトランジスタ14にゲート信号を供給することが可能となる。よって、単独の駆動信号をそのままスイッチングトランジスタ14にゲート信号として供給した場合に比べて、加熱コイル11の入力電力を増減する際の分解能を高めることができる。また、クロック51の周波数を上げなくてもよいので、高周波ノイズが増えないという利点もある。
【００２３】
また、このような構成において、加熱コイル11への入力電圧を検出する入力電圧検出回路32と、加熱コイル11への入力電流を検出する入力電流検出回路33とを備え、入力電圧検出回路32または入力電流検出回路33からの帰還信号により、加熱コイル11の入力電力を制御する電力制御手段31を備えた誘導加熱装置では、駆動信号発生回路21がゲート信号をスイッチングトランジスタ14に供給する際に、前記駆動信号を切り換える周期を、入力電圧検出回路または入力電流検出回路からの帰還信号のサンプリング時間の所定時間すなわち半分以下に設定するように、電力制御手段31を構成するのが好ましい。
【００２４】
つまり、加熱コイル11の入力電力を、入力電圧検出回路32や入力電流検出回路33からの帰還信号を用いて制御する場合は、この帰還信号のサンプリング時間内で平均化できる速度で、駆動信号の切り換えを行なうようにする。例えば、上記実施例において、入力電圧検出回路32と入力電流検出回路33が帰還信号として出力する入力電圧信号と入力電流信号を、１ｍsec毎に40回サンプリングを行ない、それぞれの信号の平均値から、現在の加熱コイル11の入力電力を算出する電力制御回路31を備えた構成では、帰還信号のサンプリング時間は40ｍsecとなる。このような場合、駆動信号の切り換え周期を40ｍsec以下にしないと、帰還信号から算出した加熱コイル11の入力電力と、実際の入力電力が一致しなくなり、大きな誤差を生じることになる。逆に、駆動信号の切り換え周期を帰還信号のサンプリング時間の所定時間すなわち半分以下に設定すれば、帰還信号から算出した加熱コイル11の入力電力と実際の入力電力との誤差が小さくなる。
【００２５】
また、ＩＨ電源回路３が商用電源１からの交流電圧を整流平滑して、前記入力電圧を共振回路13に供給するものでは、商用電源１ゼロクロスのタイミングに対応して前記駆動信号を切り換えるように、電力制御手段31を構成するのが好ましい。具体的には、本実施例のように、交流電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路２を設け、このゼロクロス検出回路２からのゼロクロス信号により駆動信号を切り換えたり、あるいは、前記タイマ52のタイマ割込み要求の発生により、交流電圧のゼロクロスを間接的に検出して駆動信号を切り換える。これにより、電流の急激な変化を避けて、ノイズの発生を抑制することができる。
【００２６】
図８は、商用電源１のゼロクロスに対応して、駆動信号を切り換えた場合の加熱コイル11の電流波形を示すものであるが、第１のレベルＬ１では、加熱コイル11の入力電力が1000Ｗとなり、第２のレベルＬ２では、加熱コイル11の入力電力が1010Ｗとなって、加熱コイル11の平均入力電力は1005Ｗとなる。この場合、第１のレベルと第２のレベルとの切り換えが、商用電源の交流電圧に対応した加熱コイル11の電流波形のゼロクロス付近で行なわれるので、電流の急激な変化がなく、ノイズの発生を抑制できる。
【００２７】
また、特に本実施例では、商用電源１のゼロクロスを検出するために、専用の特別な回路（ゼロクロス検出回路２）を設けることなく、駆動信号発生回路21の2つの割込み要求を利用して行なうことが可能である。図９は、商用電源１のゼロクロス付近におけるスイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceの波形と、タイマ52の外部割込み要求および、タイマ（アンダーフロー）割込み要求の有無を示したものである。このゼロクロス付近では、スイッチングトランジスタ14がオンしても、スイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceは低く、コレクタ電流Ｉｃも殆ど流れないので、トリガ回路22からのトリガ信号も発生しない。実験によれば、上述の回路構成において、300μsec程度の間は共振回路13の共振が停止する。よって、タイマ51がＴ１＝100μsecでアンダーフローするようなレジスタ値をリロードレジスタ53にセットした場合は、図９に示すように３回のタイマ割込み要求が発生する。
【００２８】
このタイマ割込み要求の発生を利用して、商用電源１のゼロクロスのタイミングを検出する手順を図10に示す。駆動信号発生回路21は、タイマ割り込み処理の回数を計時するカウンタ手段（図示せず）を備えている。商用電源１からの交流電圧がゼロクロス付近にない場合は、トリガ回路22からのトリガ信号による外部割込み処理（図10の右側のフローチャート）が行なわれる。すなわち、ステップＳ４１において、カウンタ手段の回数カウンタはゼロにクリアされる。
【００２９】
一方、商用電源１からの交流電圧がゼロクロス付近にある場合は、トリガ回路22からトリガ信号が出力されず、タイマ割込み処理（図10の左側のフローチャート）が行なわれる。すなわち、ステップＳ５１において、カウンタ手段の回数カウンタを１増加させ、次のステップＳ５２で、回数カウンタの値が２になったか否かを判定する。仮に、回数カウンタの値が２であれば、ゼロクロスのタイミングであると判断して、次のステップＳ５３において、コンペアレジスタ55の値を書き換える。逆に、回数カウンタの値が例えば１や３以降の場合には、ステップ５３の手順は行なわず、次の割込み要求を待機する。
【００３０】
以上のように、ここでは、スイッチングトランジスタ14の両端間電圧を監視する電圧監視手段たるトリガ回路22を備え、スイッチングトランジスタ14の両端間電圧が所定レベル以下のときに、計時手段であるタイマ52から内部割込み要求たるタイマ割込み要求を行なうことで、商用電源１のゼロクロスのタイミングを検出するように構成している。したがって、商用電源１のゼロクロスを検出するために専用の特別な回路を設けなくても、スイッチングトランジスタの両端間電圧を監視して、これをソフトウェア上で内部処理するだけで、商用電源１のゼロクロスのタイミングを正確に検出することが可能となる。
【００３１】
本実施例における誘導加熱装置を調理器などの火力制御に用いた場合の例を図11に示す。この図11は、炊飯器の各行程における鍋内の被調理物の温度変化と、鍋を電磁誘導加熱する加熱コイル11の入力電力を表わしている。
【００３２】
炊飯を開始すると、鍋内の米の吸水を促進するひたし行程が行なわれる。このひたし炊き行程は、加熱コイル11の入力電力を比較的小さくして、鍋内の水温を所定温度に保持する。このひたし炊き行程の後、鍋内の水を沸騰させるとともに、この沸騰を所定時間継続させる沸騰行程に移行する。鍋内が沸騰すると、加熱コイル11の入力電力すなわち鍋の火力を落とし、その後鍋内の水がなくなる状態（ドライアップ）を検出すると、むらし行程に移行する。このドライアップの検出時には、沸騰後に一旦落とした鍋の火力を、再度少しずつ増加させて、鍋の温度が水の影響を受けずに上昇し始める時点を検出する炊き上げ行程が行なわれる。炊き上げ行程において、鍋の火力を少しずつ増加させる時に、加熱コイル11の分解能が高い方が、なめらかに変化させることが可能になる。
【００３３】
また、前述の誘導加熱装置において、帰還信号に基づき加熱コイル11の入力電力を一定に保つ場合も、この加熱コイル11の入力電力の分解能が高い方が有効である。例えば、加熱コイル11の入力電力が1000Ｗで鍋を加熱しているときに、商用電源１の交流電圧が低下し、入力電力が995Ｗに低下した場合でも、火力を一段階上げて（ゲート信号のＨレベルの幅を一段階増加させる）、1000Ｗに回復することができるが、従来例では、入力電力が990Ｗに低下しなければ、その後1000Ｗに回復することができない。よって、商用電源１の交流電圧が多少変動しても、常に同一の火力を鍋に供給でき、鍋内のご飯の炊きあがりを一定にすることが可能となる。
【００３４】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形が可能である。例えば、本実施例では駆動信号を切換える際のデューティーを50％として、分解能を２倍にしたものを説明したが、デューティーを可変させることにより、分解能を３倍以上にすることも可能である。また、スイッチング素子は実施例におけるスイッチングトランジスタに限らず、例えばＭＯＳ型ＦＥＴなどを用いてもよい。
【００３５】
【発明の効果】
本発明の請求項１記載の誘導加熱装置は、加熱手段と共振装置とにより共振回路を構成し、この共振回路に直列に接続されたスイッチング素子を切り換えることにより、電源回路からの入力電圧を前記共振回路に断続的に供給するとともに、前記スイッチング素子にゲート信号を供給する駆動信号発生手段と、この駆動信号発生手段を制御して前記スイッチング素子へのゲート信号のパルス幅を可変し、前記加熱手段の入力電力を段階的に制御する電力制御手段とを備えた誘導加熱装置において、前記スイッチング素子の両端間電圧を監視する電圧監視手段を備え、前記電源回路は、商用電源からの交流電圧を整流平滑して、前記入力電圧を前記共振回路に供給するものであり、前記駆動信号発生手段は、基準周波数で発振するクロックと、このクロックをカウントソースとして動作しカウンタ値を演算して計時を行う計時手段と、この計時手段の計時開始時における前記カウンタ値を設定するカウンタ値設定手段とを備え、前記カウンタ値がゼロになると内部割込み要求を行うと共に、前記カウンタ値設定手段から設定値をリロードして当該設定値を前記カウンタ値として再び計時を開始し、前記カウンタ値に基づいて前記ゲート信号を生成する一方、前記スイッチング素子の両端間電圧が所定レベル以下のときに、前記内部割込み要求を行った回数が所定回数になったら前記商用電源のゼロクロスのタイミングであると判断するものであり、前記電力制御手段は、それぞれ異なるパルス幅を有する複数種類の前記ゲート信号を前記商用電源のゼロクロスに対応して一定時間毎に繰り返し切り換えて前記スイッチング素子に出力するように、前記駆動信号発生手段を制御するものであることを特徴とし、クロックの周波数を上げなくても、加熱手段の入力電力を増減する際の分解能を高めることができる。また、高周波ノイズの増加を防止できる。さらに、商用電源のゼロクロスを検出するために専用の特別な回路を設けなくても、商用電源のゼロクロスのタイミングを正確に検出することが可能となり、電流の急激な変化に伴うノイズの発生を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す炊飯器に適用した誘導加熱装置の回路図である。
【図２】同上駆動信号発生回路の内部構成を示すブロック図である。
【図３】同上各部の動作を示す波形図である。
【図４】同上駆動信号発生回路の動作を示す各部の波形図である。
【図５】同上加熱コイルの入力電力を1000Ｗにする場合の手順を示すフローチャートである。
【図６】同上加熱コイルの入力電力を1010Ｗにする場合の手順を示すフローチャートである。
【図７】同上加熱コイルの入力電力を1005Ｗにする場合の手順を示すフローチャートである。
【図８】同上加熱コイルの入力電流を示す波形図である。
【図９】同上商用電源のゼロクロス付近の各部の動作を示す波形図である。
【図１０】同上割り込み処理を行なう際の手順を示すフローチャートである。
【図１１】同上誘導加熱装置を炊飯器に適用した場合の鍋の温度変化と加熱コイルの入力電力を示すグラフである。
【符号の説明】
１商用電源
３ＩＨ電源回路（電源回路）
11 加熱コイル（加熱手段）
12 共振コンデンサ（共振装置）
13 共振回路
14 スイッチングトランジスタ（スイッチング素子）
21 駆動信号発生手段
22 トリガ回路（電圧監視手段）
31 電力制御手段
32 入力電圧検出回路（入力電圧検出手段）
33 入力電流検出回路（入力電流検出手段）
51 クロック
52 タイマ（計時手段）
53 リロードレジスタ（カウンタ値設定手段）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an induction heating apparatus that controls input power of a heating coil by digital control.
[0002]
[Problems to be solved by the invention]
Conventionally, this type of induction heating device applied to, for example, a rice cooker or a warming pot forms a resonance circuit with a heating coil as a heating means and a resonance capacitor as a resonance device, and a switching element is connected to the resonance circuit. The IH (induction heating) oscillation circuit is connected to the output side of an IH power supply circuit for AC-DC conversion constituted by, for example, a rectifying and smoothing circuit. When a pulsed gate signal is supplied to the switching element from the digital drive signal generating means, the DC output voltage from the power supply circuit is intermittently generated as the switching element is turned on / off. A high frequency current is supplied to the resonance circuit and to the heating coil. At this time, by changing the ON time of the switching element by the gate signal from the drive signal generating means, for example, the input power of the heating coil is controlled in accordance with each process of rice cooking or heat insulation.
[0003]
In the case of the induction heating apparatus that controls the input power of the heating coil by the so-called digital control, there is a problem that the input power of the heating coil depends on the clock frequency and a desired resolution cannot be obtained. For example, when the on-time of the switching element is oscillating at 12 μs, the input power of the heating coil is 500 W, and when the on-time of the switching element is oscillating at 22 μs, the input power of the heating coil is 1300 W. Suppose that there is an IH oscillation circuit. On the other hand, when the digital drive signal generation circuit operates at a clock frequency of 8 MHz (period: 0.125 μs), the ON time of the switching element changes every 0.125 μs every time it increases or decreases by one step. Therefore, the input power of the heating coil at this time changes by 10 W per step as shown in the following formula 1.
[0004]
[Expression 1]

In such an induction heating device, in order to ensure the accuracy of the input power control of the heating coil, for example, when trying to increase the resolution to 5 W per step, the clock frequency of the drive signal generating circuit must be doubled, There was an adverse effect of enhancing the generation of high-frequency noise from the digital circuit portion.
[0005]
In view of the above problems, an object of the present invention is to provide an induction heating apparatus that can increase the resolution when increasing or decreasing the input power of the heating means without increasing the clock frequency.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the induction heating device according to claim 1 of the present invention forms a resonance circuit by the heating means and the resonance device, Connected in series to this resonant circuit By switching the switching element, the input voltage from the power supply circuit is applied to the resonant circuit. Intermittently Drive signal generating means for supplying a gate signal to the switching element and the drive signal generating means Control Gate signal to the switching element Pulse width And an electric power control means for controlling the input power of the heating means stepwise, the induction heating apparatus comprising voltage monitoring means for monitoring the voltage across the switching element, and the power supply circuit is a commercial The AC voltage from the power source is rectified and smoothed, and the input voltage is supplied to the resonance circuit. The clock that oscillates at the reference frequency and this A clock means that operates using a clock as a count source, calculates a counter value, and counts time; and a counter value setting means that sets the counter value at the start of timing of the clock means, the counter value being Become zero And an internal interrupt request, and from the counter value setting means Setting Reload the value The set value as the counter value Start timing again And generating the gate signal based on the counter value. On the other hand, the number of times that the internal interrupt request is made when the voltage across the switching element is below a predetermined level When reaches the predetermined number Zero cross timing of the commercial power supply Judge that And the power control means includes: Each has a different pulse width Multiple types The gate The drive signal generating means is controlled so that a signal is repeatedly switched at regular intervals corresponding to a zero cross of the commercial power supply and output to the switching element.
[0007]
According to the configuration of the first aspect, even if the frequency of the clock incorporated in the drive signal generation means is not increased, the drive signal generation means generates a plurality of types generated according to the clock. Gate Switching the signal repeatedly at regular intervals by the power control means To serve So you can Gate Switching element as it is To serve Compared with the case where it supplies, the resolution | decomposability at the time of increasing / decreasing the input electric power of a heating means can be improved. In addition, since it is not necessary to increase the clock frequency, there is an advantage that high frequency noise does not increase. Furthermore, even if a special circuit for detecting the zero crossing of the commercial power supply is not provided, the voltage across the switching element is monitored and this is internally processed on the software, so the timing of the zero crossing of the commercial power supply is detected. Since the switching of the drive signal is performed near the zero cross of the heating unit corresponding to the AC voltage of the commercial power supply, there is no sudden change in current, and the generation of noise can be suppressed.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the 1 stone type induction heating apparatus incorporated in the rice cooker in this invention is demonstrated based on an accompanying drawing. In FIG. 1 showing the entire circuit diagram, 1 is a commercial power supply of, for example, AC 100V, 2 is a zero-cross detection circuit that detects a zero-cross point of the commercial power supply 1, and the zero-cross detection circuit 2 has an AC voltage of the commercial power supply 1 of zero. A zero-cross detection signal is output every time. Reference numeral 3 denotes an IH power supply circuit that is a power supply circuit that converts an AC voltage from the commercial power supply 1 into a DC voltage. The IH power supply circuit 3 includes a rectifier diode 4 for full-wave rectification of an AC voltage from the commercial power supply 1, and a filter coil 5 and a capacitor 6 for smoothing the rectified output from the rectifier diode 4. Specifically, a series circuit of a filter coil 5 and a capacitor 6 is connected between both ends of the output of the rectifier diode 4, and a DC input voltage corresponding to the AC voltage of the commercial power source 1 is connected between both ends of the capacitor 6 in the subsequent stage. This is supplied to the IH oscillation circuit 7. The zero cross detection circuit 2 does not need to be provided exclusively if there is a trigger circuit 22 described later.
[0009]
The IH oscillation circuit 7 is for supplying a predetermined high-frequency current to a heating coil 11 serving as a heating means that is a load. The IH oscillation circuit 7 is connected to a resonance circuit 13 in which the heating coil 11 and a resonance capacitor 12 serving as a resonance device are connected in parallel. A series circuit composed of the transistor 14 is connected between both ends of the output of the IH power supply circuit 3. The switching transistor 14 as a switching element is turned on and off to switch the DC output voltage from the IH power supply circuit 3 to the resonance circuit 13 intermittently. Reference numeral 15 denotes a flywheel diode connected between the emitter and collector of the switching transistor 14, which conducts when a reverse current is generated from the emitter to the collector of the switching transistor 14 due to the inertia of the heating coil 11. This is to protect the reverse voltage from being applied to the switching transistor 14.
[0010]
21 is a drive signal generator corresponding to a drive signal generator configured to supply a pulsed gate signal to the gate or emitter of the switching transistor 14, which is configured inside a microcomputer (not shown) incorporated in the rice cooker. Circuit. Reference numeral 22 denotes a trigger circuit as voltage monitoring means for monitoring a voltage between both ends (collector-emitter) of the switching transistor 14 and outputting a trigger signal to the drive signal generating circuit 21 when the monitored voltage exceeds a predetermined level. . The trigger circuit 22 connects

resistors

23 and 24 for voltage detection between the collector and emitter of the switching transistor 14, and connects the connection point of the

resistors

23 and 24 to the non-inverting input terminal of the comparator 25. Is applied to the inverting input terminal of the comparator 25. The reference voltage obtained by dividing the operating voltage Vc of FIG. When the voltage at the connection point of the

resistors

23 and 24 exceeds the reference voltage, the output terminal of the comparator 25 connected to the operating voltage Vc line via the resistor 28 becomes H level, and this becomes a drive signal generation circuit as a trigger signal. 21 is output. Based on the trigger signal from the trigger circuit 22 and the data bus signal from the power control means 31, the drive signal generation circuit 21 repeatedly switches a plurality of types of drive signals at regular time intervals while switching the drive signal to a gate signal. Is supplied to the switching transistor.
[0011]
The power control means 31 controls the input power of the heating coil 11 by varying the gate signal supplied from the drive signal generating circuit 21 based on the input voltage and input current supplied from the IH power supply circuit 3 to the heating coil 11. Is. That is, the power control means 31 includes an input voltage detection circuit 32 as input voltage detection means for detecting an input voltage to the heating coil 11, and an input current detection circuit 33 as input current detection means for detecting an input current to the heating coil 11. Are connected as feedback circuits. The input voltage detection circuit 32 connects resistors 34 and 35 for voltage detection between both ends of the output of the rectifier diode 4, connects the anode of the diode 36 to the connection point of the resistors 34 and 35, and controls the cathode of the diode 36. In addition to being connected to the input side of the means 31, a parallel circuit of a resistor 37 and a capacitor 38 is connected between the cathode of the diode 36 and the ground line. The input current detection circuit 33 is connected between a capacitor 41 having one end connected to a connection point between the filter coil 5 and the heating coil 11 and between the other end of the capacitor 41 and a ground line that is one end on the output side of the rectifier diode 4. Resistors 42 and 43 for detecting the charge / discharge current of the capacitor 41, and a diode 45 having an anode connected to a connection point of the resistors 42 and 43 via a resistor 44 and a cathode connected to the input side of the power control means 31 And a parallel circuit of a resistor 46 and a capacitor 47 connected between the cathode of the diode 45 and the ground line. In this embodiment, the power control means 31 and the drive signal generation circuit 21 control the input power of the heating coil 11 by the feedback signals from the input voltage detection circuit 32 and the input current detection circuit 33. ing.
[0012]
FIG. 2 is a block diagram showing an internal configuration of the drive signal generation circuit 21. As shown in FIG. In the figure, the drive signal generation circuit 21 operates as a reference signal generation means that oscillates at a reference frequency of 8 MHz, for example, and this clock 51 is operated as a count source and counts the built-in counter value one by one. (Down counter) timer 52 which is a timing means, a reload register 53 for setting a counter value at the start of timing of timer 52 based on a data bus signal from power control means 31, and data from power control means 31 The register value stored inside based on the bus signal is compared with the counter value of the timer 52, and when both values match, the compare register 55 that outputs a reset signal to the flip-flop 54 in the subsequent stage, and the gate for the switching transistor 14 And a flip-flop 54 that sets the rise and fall timing of the signal. . When the built-in counter value is zero, that is, underflows, the timer 52 internally issues a timer (underflow) interrupt request, reloads the register value from the preset reload register 53, and uses this as the counter value. Start counting down again. In addition, when the falling edge of the trigger signal from the trigger circuit 22 is input to the timer 52, the reload is performed in the same manner and the down-count is started again, and in this case, an external interrupt request is generated. The flip-flop 54 sets the gate signal to the H level using the data input terminal D by the timer interrupt request generated from the timer 52, that is, the internal interrupt request and the external interrupt request, while the counter value of the timer 52 When the register values of the compare register 55 match, the gate signal is set to L level using the reset input terminal R.
[0013]
Next, the operation of the above configuration will be described with reference to the waveform diagrams of FIGS. 3 shows the collector current Ic of the switching transistor 14, the collector-emitter voltage Vce of the switching transistor 14, the trigger signal from the trigger circuit 22, and the gate signal to the switching transistor 14 from the top. Yes. 4 indicates the counter value of the timer 52, and the lower waveform indicates the gate signal to the switching transistor 14 and the trigger signal from the trigger circuit 22, respectively. .
[0014]
When the AC voltage from the commercial power source 1 is supplied to the IH power source circuit 3, the IH power source circuit 3 rectifies this AC voltage with the rectifier diode 4, smoothes it with the filter coil 5 and the capacitor 6, and supplies it to the IH oscillation circuit 7. Supply DC input voltage. On the other hand, in the case of cooking rice cooking etc. in a pot (not shown) by electromagnetic induction heating with the heating coil 11, a pulsed gate signal is supplied from the drive signal generation circuit 21 to the gate of the switching transistor 14, The DC input voltage is intermittently supplied to the resonance circuit 13 including the heating coil 11 and the resonance capacitor 12.
[0015]
When the AC voltage of the commercial power source 1 is not near the zero cross, as shown in the graph of FIG. 3, when the gate signal becomes H level and the switching transistor 14 is turned on, a forward current flows through the heating coil 11, The collector current Ic of the switching transistor 14 gradually increases. At this time, since the collector-emitter voltage Vce of the switching transistor 14 is zero, the trigger signal from the trigger circuit 22 is not output at the L level. On the other hand, when the gate signal becomes L level and the switching transistor 14 is turned off, the collector current Ic of the switching transistor 14 becomes zero, while the collector-emitter voltage Vce of the switching transistor 14 becomes equal to the impedance of the heating coil 11. Will change accordingly. As the collector-emitter voltage Vce changes, the trigger circuit 22 outputs an H level trigger signal to the drive signal generation circuit 21. When the collector-emitter voltage Vce falls below a predetermined level, the trigger circuit 22 outputs a trigger signal. The signal becomes L level again, and the gate signal from the drive signal generation circuit 21 becomes H level.
[0016]
As described above, when the timer 52 reloads the register value from the reload register 53, the drive signal generation circuit 21 starts counting down and the gate signal to the switching transistor 14 becomes H level. When the counter value of the timer 52 matches the register value of the compare register 55, the gate signal becomes L level. The timer 52 continues to count down, but if the AC voltage of the commercial power supply 1 is near zero crossing, the trigger signal from the trigger circuit 22 is not output, so a timer interrupt request is made when the timer 52 underflows. Occurs, the register value is reloaded from the reload register 53, down-counting is started again, and the gate signal becomes H level. In other words, when the trigger signal is not output from the trigger circuit 22, (register value of the reload register 53 + 1) × (cycle of the clock 51) is set as one cycle of the gate signal, and ((register value of the reload register 53 + 1) −compare Oscillation is performed with the register value of the register 55) × (cycle of the clock 51) as the pulse width of the H level of the gate signal. As a result, the inverter oscillation does not stop even after the commercial power source 1 passes near the zero cross.
[0017]
On the other hand, when the AC voltage of the commercial power supply 1 is not near the zero cross, a trigger signal is output from the trigger circuit 22, so that an external interrupt request for the timer 52 is generated by the falling edge of this trigger signal, and similarly, the reload register The register value is reloaded from 53, down-counting is started again, and the gate signal becomes H level. FIG. 4 shows each state when the trigger signal is not output to the drive signal generation circuit 21 and when it is output. The input voltage to the heating coil 11 is adjusted by the power control means 31 rewriting the register values of the reload register 53 and the compare register 55 through the data bus signal and adjusting the H level pulse width of the gate signal. It can be done.
[0018]
5-7 is each flowchart which shows the specific example for changing the input electric power of the heating coil 11 by 5W at the time of rice cooking control. FIG. 5 is a flowchart for setting the input power of the heating coil 11 to 1000 W. The power control means 31 sets or sets the register value of the reload register 53 built in the drive signal generation circuit 21 to “799”. (Step S1), the register value of the compare register 55 is set to “654” (Step S2). Since the clock 51 oscillates at 8 MHz (one cycle: 0.125 μsec) as described above, the gate signal of the switching transistor 14 serving as the drive signal for the heating coil 11 has a fixed self-excited oscillation cycle of 100 μsec. The H level pulse width of the gate signal is 18.25 μsec.
[0019]
Next, when the input power of the heating coil 11 is set to 1010 W, as shown in the flowchart of FIG. 6, the register value of the reload register 53 built in the drive signal generation circuit 21 is set to “799” as in step S1. On the other hand (step S11), the register value of the compare register 55 is set to “653” (step S12). In this case, the self-excited oscillation period of the gate signal is fixed to 100 μsec, but the H-level pulse width of the gate signal is increased to 18.375 μsec by increasing the register value of the compare register 55 by one. This time difference of 0.125 μsec appears as a difference in input power corresponding to 10 W of the heating coil 11.
[0020]
FIG. 7 is a flowchart when the input power of the heating coil 11 is set to an intermediate value of 1005 W. In step S21, the register value of the reload register 53 built in the drive signal generation circuit 21 is set to “799” as described above, but in step S22, the register value of the compare register 55 is set to “654”. Then, for example, when a fixed time of 500 msec has elapsed (step S23), it is determined whether or not the register value of the compare register 55 is “653” (step S24). Here, since the register value of the compare register 55 is not “653”, the procedure proceeds to step S24, and the register value of the compare register 55 is switched to “653”. Next, when a predetermined time of 500 msec elapses (step S23), it is determined again in step S24 whether the register value of the compare register 55 is “653”. Since the register value of the compare register 55 is “653” this time, the procedure proceeds to step S22, and the register value of the compare register 55 is switched to “654”. As described above, when the procedure in which the input power of the heating coil 11 is 1000 W or 1010 W is switched at regular intervals, the average input power of the heating coil 11 within a unit time (in this case, 1000 msec) is set to 1005 W in the middle. It becomes possible to do.
[0021]
As described above, in this embodiment, the resonance circuit 13 is configured by the heating coil 11 that is the heating means and the resonance capacitor 12 that is the resonance device, and the switching transistor 14 that is the switching element is turned on and off to be switched. A drive signal generating circuit 21 serving as a drive signal generating means for supplying an input voltage from the IH power supply circuit 3 as a power supply circuit to the resonance circuit 13 and supplying a gate signal to the switching transistor 14, and built in the drive signal generating circuit 21 In the induction heating apparatus provided with the power control means 31 that varies the gate signal to the switching transistor 14 in accordance with the clock 51 to be controlled and controls the input power of the heating coil 11 stepwise (every 10 W in the embodiment), The power control means 31 repeatedly switches the drive signal generated according to the clock 51 built in the drive signal generation circuit 21 at regular intervals. Ete to output to the switching transistor 14, and controls the driving signal generation circuit 21.
[0022]
In this way, even if the frequency of the clock 51 built in the drive signal generation circuit 21 is not increased, the power control means 31 can make a plurality of types of drive signals generated by the drive signal generation circuit 21 according to the clock 51 constant. It is possible to supply the gate signal to the switching transistor 14 by switching repeatedly at every time. Therefore, compared with the case where a single drive signal is directly supplied to the switching transistor 14 as a gate signal, the resolution when increasing or decreasing the input power of the heating coil 11 can be increased. Further, since it is not necessary to increase the frequency of the clock 51, there is an advantage that high frequency noise does not increase.
[0023]
Further, in such a configuration, an input voltage detection circuit 32 that detects an input voltage to the heating coil 11 and an input current detection circuit 33 that detects an input current to the heating coil 11 are provided, and the input voltage detection circuit 32 or In the induction heating device including the power control means 31 that controls the input power of the heating coil 11 by the feedback signal from the input current detection circuit 33, when the drive signal generation circuit 21 supplies the gate signal to the switching transistor 14, The power control means 31 is preferably configured so that the cycle for switching the drive signal is set to a predetermined time, that is, half or less of the sampling time of the feedback signal from the input voltage detection circuit or the input current detection circuit.
[0024]
That is, when the input power of the heating coil 11 is controlled using the feedback signal from the input voltage detection circuit 32 or the input current detection circuit 33, the drive signal is output at a speed that can be averaged within the sampling time of the feedback signal. Make a switch. For example, in the above embodiment, the input voltage signal and the input current signal output as feedback signals by the input voltage detection circuit 32 and the input current detection circuit 33 are sampled 40 times every 1 msec, and the average value of each signal is In the configuration including the power control circuit 31 that calculates the current input power of the heating coil 11, the sampling time of the feedback signal is 40 msec. In such a case, unless the drive signal switching period is set to 40 msec or less, the input power of the heating coil 11 calculated from the feedback signal and the actual input power do not coincide with each other, resulting in a large error. Conversely, if the switching period of the drive signal is set to a predetermined time of the sampling time of the feedback signal, that is, half or less, the error between the input power of the heating coil 11 calculated from the feedback signal and the actual input power becomes small.
[0025]
In the case where the IH power supply circuit 3 rectifies and smoothes the AC voltage from the commercial power supply 1 and supplies the input voltage to the resonance circuit 13, the drive signal is switched in accordance with the timing of the commercial power supply 1 zero crossing. The power control means 31 is preferably configured. Specifically, as in this embodiment, a zero-cross detection circuit 2 for detecting a zero-cross of an AC voltage is provided, and a drive signal is switched by a zero-cross signal from the zero-cross detection circuit 2 or a timer interrupt of the timer 52 is performed. When the request is generated, the drive signal is switched by indirectly detecting the zero cross of the AC voltage. Thereby, it is possible to avoid a sudden change in current and suppress the generation of noise.
[0026]
FIG. 8 shows the current waveform of the heating coil 11 when the drive signal is switched in response to the zero crossing of the commercial power source 1. At the first level L1, the input power of the heating coil 11 is 1000W. At the second level L2, the input power of the heating coil 11 is 1010 W, and the average input power of the heating coil 11 is 1005 W. In this case, since the switching between the first level and the second level is performed near the zero crossing of the current waveform of the heating coil 11 corresponding to the AC voltage of the commercial power supply, there is no sudden change in current, and noise is generated. Can be suppressed.
[0027]
In particular, in this embodiment, in order to detect the zero crossing of the commercial power source 1, two interrupt requests of the drive signal generation circuit 21 are used without providing a special special circuit (zero cross detection circuit 2). It is possible. FIG. 9 shows the waveform of the collector-emitter voltage Vce of the switching transistor 14 near the zero cross of the commercial power supply 1, and the presence or absence of an external interrupt request of the timer 52 and a timer (underflow) interrupt request. In the vicinity of the zero crossing, even if the switching transistor 14 is turned on, the collector-emitter voltage Vce of the switching transistor 14 is low and the collector current Ic hardly flows, so that the trigger signal from the trigger circuit 22 is not generated. According to experiments, in the above circuit configuration, resonance of the resonance circuit 13 is stopped for about 300 μsec. Therefore, when the register value that causes the timer 51 to underflow at T1 = 100 μsec is set in the reload register 53, three timer interrupt requests are generated as shown in FIG.
[0028]
Using this timer interrupt request generation, zero crossing of commercial power supply 1 of The procedure for detecting timing is shown in FIG. The drive signal generation circuit 21 includes counter means (not shown) for counting the number of times of timer interrupt processing. When the AC voltage from the commercial power source 1 is not in the vicinity of the zero cross, external interrupt processing (the flowchart on the right side of FIG. 10) is performed by the trigger signal from the trigger circuit 22. That is, in step S41, the number counter of the counter means is cleared to zero.
[0029]
On the other hand, when the AC voltage from the commercial power source 1 is in the vicinity of the zero cross, the trigger signal is not output from the trigger circuit 22, and timer interrupt processing (the flowchart on the left side of FIG. 10) is performed. That is, in step S51, the number counter of the counter means is incremented by 1, and in the next step S52, it is determined whether or not the value of the number counter has become 2. If the number counter value is 2, it is determined that the zero cross timing is reached, and the value of the compare register 55 is rewritten in the next step S53. On the contrary, when the value of the number counter is 1 or 3 or later, for example, the procedure of step 53 is not performed and the next interrupt request is waited.
[0030]
As described above, here, the trigger circuit 22 as voltage monitoring means for monitoring the voltage across the switching transistor 14 is provided, and when the voltage across the switching transistor 14 is equal to or lower than a predetermined level, the timer 52, which is time measuring means, By making a timer interrupt request, which is an internal interrupt request, the zero cross timing of the commercial power supply 1 is detected. Therefore, even if a special circuit for detecting the zero crossing of the commercial power supply 1 is not provided, the voltage across the switching transistor is monitored and this is internally processed on the software. It is possible to accurately detect the timing.
[0031]
FIG. 11 shows an example in which the induction heating device in this embodiment is used for thermal power control of a cooker or the like. This FIG. 11 represents the temperature change of the cooking object in the pan in each process of the rice cooker and the input power of the heating coil 11 for electromagnetically heating the pan.
[0032]
When cooking is started, a process to promote water absorption of the rice in the pan is performed. In this process, the input power of the heating coil 11 is made relatively small, and the water temperature in the pan is kept at a predetermined temperature. After this step of cooking, the water in the pan is boiled, and the process proceeds to a boiling step in which the boiling is continued for a predetermined time. When the inside of the pan boils, the input power of the heating coil 11, that is, the heating power of the pan is reduced, and then when the state in which the water in the pan is exhausted (dry up) is detected, the process proceeds to the uneven process. At the time of detecting this dry-up, a cooking process is performed in which the heating power of the pan once dropped after boiling is gradually increased again to detect when the temperature of the pan starts to rise without being affected by water. In the cooking process, when the heating power of the pan is increased little by little, the higher the resolution of the heating coil 11 can be changed smoothly.
[0033]
Further, in the above-described induction heating apparatus, when the input power of the heating coil 11 is kept constant based on the feedback signal, it is effective that the resolution of the input power of the heating coil 11 is high. For example, when the heating coil 11 is heating the pot with 1000W input power, even if the AC voltage of the commercial power source 1 decreases and the input power decreases to 995W, the heating power is increased by one level (gate signal The width of the H level is increased by one step), and can be recovered to 1000 W. However, in the conventional example, if the input power does not decrease to 990 W, it cannot be recovered to 1000 W thereafter. Therefore, even if the AC voltage of the commercial power source 1 slightly varies, the same heating power can always be supplied to the pan, and the cooking of the rice in the pan can be made constant.
[0034]
In addition, this invention is not limited to the said Example, A various deformation | transformation is possible in the range of the summary of this invention. For example, in the present embodiment, the case where the duty at the time of switching the drive signal is set to 50% and the resolution is doubled has been described, but the resolution can be increased to three times or more by changing the duty. Further, the switching element is not limited to the switching transistor in the embodiment, and for example, a MOS type FET or the like may be used.
[0035]
【The invention's effect】
In the induction heating device according to claim 1 of the present invention, a heating circuit and a resonance device constitute a resonance circuit, Connected in series to this resonant circuit By switching the switching element, the input voltage from the power supply circuit is applied to the resonant circuit. Intermittently Drive signal generating means for supplying a gate signal to the switching element and the drive signal generating means Control Gate signal to the switching element Pulse width And an induction heating apparatus comprising a power control means for controlling the input power of the heating means stepwise, Voltage monitoring means for monitoring a voltage across the switching element is provided, and the power supply circuit rectifies and smoothes an AC voltage from a commercial power supply and supplies the input voltage to the resonance circuit, and the drive signal The generating means includes a clock that oscillates at a reference frequency, a clock means that operates using this clock as a count source, calculates a counter value, and counts time, and a counter value setting that sets the counter value at the start of timing of the clock means An internal interrupt request when the counter value reaches zero, reload the setting value from the counter value setting means, and start counting again with the setting value as the counter value, based on the counter value While generating the gate signal, the internal interrupt request is generated when the voltage across the switching element is equal to or lower than a predetermined level. Number of times that a is one that determined that the timing of the zero cross of the commercial power when turned a predetermined number of times, The power control means includes Each has a different pulse width Multiple types The gate Signal In response to the zero cross of the commercial power supply The drive signal generating means is controlled so as to be repeatedly switched at fixed time intervals and output to the switching element, and when the input power of the heating means is increased or decreased without increasing the clock frequency Resolution can be increased. Further, an increase in high frequency noise can be prevented. In addition, it is possible to accurately detect the timing of the zero crossing of the commercial power supply without the need for a special circuit for detecting the zero crossing of the commercial power supply. it can.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of an induction heating apparatus applied to a rice cooker showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing an internal configuration of the drive signal generation circuit.
FIG. 3 is a waveform diagram showing the operation of each part of the above.
FIG. 4 is a waveform diagram of each part illustrating the operation of the drive signal generating circuit.
FIG. 5 is a flowchart showing a procedure when the input power of the heating coil is 1000 W.
FIG. 6 is a flowchart showing a procedure for setting the input power of the heating coil to 1010 W.
FIG. 7 is a flowchart showing a procedure for setting the input power of the heating coil to 1005 W.
FIG. 8 is a waveform diagram showing an input current of the heating coil.
FIG. 9 is a waveform diagram showing the operation of each part near the zero cross of the commercial power supply.
FIG. 10 is a flowchart showing a procedure when interrupt processing is performed.
FIG. 11 is a graph showing the temperature change of the pan and the input power of the heating coil when the induction heating apparatus is applied to the rice cooker.
[Explanation of symbols]
1 commercial power
3 IH power supply circuit (power supply circuit)
11 Heating coil (heating means)
12 Resonance capacitor (resonance device)
13 Resonant circuit
14 Switching transistor (switching element)
21 Drive signal generation means
22 Trigger circuit (voltage monitoring means)
31 Power control means
32 Input voltage detection circuit (input voltage detection means)
33 Input current detection circuit (input current detection means)
51 clock
52 Timer (clocking means)
53 Reload register (counter value setting means)

Claims

加熱手段と共振装置とにより共振回路を構成し、この共振回路に直列に接続されたスイッチング素子を切り換えることにより、電源回路からの入力電圧を前記共振回路に断続的に供給するとともに、前記スイッチング素子にゲート信号を供給する駆動信号発生手段と、この駆動信号発生手段を制御して前記スイッチング素子へのゲート信号のパルス幅を可変し、前記加熱手段の入力電力を段階的に制御する電力制御手段とを備えた誘導加熱装置において、
前記スイッチング素子の両端間電圧を監視する電圧監視手段を備え、
前記電源回路は、商用電源からの交流電圧を整流平滑して、前記入力電圧を前記共振回路に供給するものであり、
前記駆動信号発生手段は、基準周波数で発振するクロックと、このクロックをカウントソースとして動作しカウンタ値を演算して計時を行う計時手段と、この計時手段の計時開始時における前記カウンタ値を設定するカウンタ値設定手段とを備え、前記カウンタ値がゼロになると内部割込み要求を行うと共に、前記カウンタ値設定手段から設定値をリロードして当該設定値を前記カウンタ値として再び計時を開始し、前記カウンタ値に基づいて前記ゲート信号を生成する一方、前記スイッチング素子の両端間電圧が所定レベル以下のときに、前記内部割込み要求を行った回数が所定回数になったら前記商用電源のゼロクロスのタイミングであると判断するものであり、
前記電力制御手段は、それぞれ異なるパルス幅を有する複数種類の前記ゲート信号を前記商用電源のゼロクロスに対応して一定時間毎に繰り返し切り換えて前記スイッチング素子に出力するように、前記駆動信号発生手段を制御するものであることを特徴とする誘導加熱装置。A heating circuit and a resonance device constitute a resonance circuit, and by switching a switching element connected in series to the resonance circuit, an input voltage from a power supply circuit is intermittently supplied to the resonance circuit, and the switching element Drive signal generating means for supplying a gate signal to the power supply, and power control means for controlling the drive signal generating means to vary the pulse width of the gate signal to the switching element and to control the input power of the heating means stepwise In an induction heating device comprising:
Voltage monitoring means for monitoring the voltage across the switching element;
The power supply circuit rectifies and smoothes an AC voltage from a commercial power supply and supplies the input voltage to the resonance circuit.
The drive signal generating means sets a clock that oscillates at a reference frequency, a clock means that operates using this clock as a count source, calculates a counter value, and counts time, and sets the counter value at the start of timing of the clock means A counter value setting means, and when the counter value becomes zero, an internal interrupt request is made, and the setting value is reloaded from the counter value setting means to start counting again with the setting value as the counter value , while generating the gate signal based on the counter value, when the voltage across the switching element is less than a predetermined level, number of times that the internal interrupt request at the timing of the zero cross of the commercial power when turned a predetermined number of times It is judged that there is,
The power control means is configured to switch the drive signal generation means so that a plurality of types of gate signals having different pulse widths are repeatedly switched at predetermined time intervals corresponding to a zero cross of the commercial power supply and output to the switching element. An induction heating device characterized by being controlled.