JP3788492B2

JP3788492B2 - 同期モータの回転子の回転位置検出方法およびその装置

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Publication number: JP3788492B2
Application number: JP28416197A
Authority: JP
Inventors: 泰三木村; 哲哉板垣; 誠男井形
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 1997-10-17
Filing date: 1997-10-17
Publication date: 2006-06-21
Anticipated expiration: 2017-10-17
Also published as: JPH11122974A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は同期モータの回転子の回転位置検出方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、同期モータの固定子巻線の第１中性点電圧と、同期モータの固定子巻線と互いに並列接続された抵抗の第２中性点電圧とに基づいて同期モータの回転子の回転位置を検出するための方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスＤＣモータなどの同期モータを制御するに当っては、回転子の回転位置を検出し、回転子の回転位置に対応させて固定子巻線に駆動電圧を印加することが必要である。したがって、回転子の回転位置を検出することが必須である。
【０００３】
図７は従来のブラシレスＤＣモータ制御装置を示す概略図である。
この制御装置は、直流電源３１を三相インバータ３２に印加し、三相インバータ３２からの出力電圧をブラシレスＤＣモータ３３のＹ結線された固定子巻線３３ａ，３３ｂ，３３ｃに印加している。なお、３３ｄは回転子である。
そして、固定子巻線３３ａ，３３ｂ，３３ｃと並列に接続された抵抗３４ａ，３４ｂ，３４ｃにも三相インバータ３２からの出力電圧を印加している。したがって、固定子巻線３３ａ，３３ｂ，３３ｃの接続点において第１の中性点電圧ＶＮが得られ、抵抗３４ａ，３４ｂ，３４ｃの接続点において第２の中性点電圧ＶＭが得られる。
【０００４】
この第１の中性点電圧ＶＮと第２の中性点電圧ＶＭが積分回路３５に供給され、両中性点電圧の差電圧ＶＭＮの積分信号∫ＶＭＮｄｔが得られ、この積分信号∫ＶＭＮｄｔがゼロクロスコンパレータ３６に供給され、ゼロクロス点でレベルが反転する回転位置検出信号が得られる。
また、積分信号∫ＶＭＮｄｔはコンパレータ３７に供給され、所定の基準電圧と比較され、比較結果信号がフリップフロップ回路３８に供給され、積分信号レベル検出信号を出力する。
【０００５】
そして、回転位置検出信号および積分信号レベル検出信号をマイコン３９に供給し、マイコン３９において所定の処理を行ってインバータ波形指示信号を出力し、ドライブ回路４０を介して三相インバータ３２の各制御端子に供給する。
なお、直流電源３１と三相インバータ３２との間に電流検出器４１を設け、検出電流を過電流検出回路４２に供給し、過電流検出信号をマイコン３９に供給し、過電流検出時の処理（例えば、インバータ３２を停止させる処理）を行うようにしている。また、コンパレータ３７に与えられる基準電圧は、マイコン３９からの比較レベル設定信号に基づいて設定されるようにしている。さらに、フリップフロップ回路３８はマイコン３９からのリセット信号によりリセットされるようにしている。
【０００６】
図８は上記の構成のブラシレスＤＣモータ制御装置の回転位置検出に関連する部分の信号波形を示す図である。
ブラシレスＤＣモータ３３の固定子巻線３３ａ，３３ｂ，３３ｃの誘起電圧は図８中（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）に示すように、位相が互いに１２０度ずれている。そして、差電圧ＶＭＮが図８中（Ｄ）に示すようになる。したがって、この差信号ＶＭＮを積分することにより、図８中（Ｅ）に示すように積分信号∫ＶＭＮｄｔが得られる。そして、この積分信号∫ＶＭＮｄｔのゼロクロスでレベルが反転する回転位置信号ＳＩＮＴが得られる｛図８中（Ｆ）参照｝。
【０００７】
そして、このようにして得られた回転位置信号ＳＩＮＴに基づいてインバータ３２を制御することにより、ブラシレスＤＣモータ３３を駆動することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記の構成のブラシレスＤＣモータ制御装置を採用した場合には、実際の差電圧ＶＭＮには、モータ巻線電流による電圧降下などに起因する電圧が重畳し、正確な誘起電圧に対して、遅れ方向にシフトする｛図９中（Ａ）参照｝。したがって、差電圧ＶＭＮを積分した積分信号∫ＶＭＮｄｔも遅れ位相方向にシフトする｛図９中（Ｂ）参照｝ことになり、回転位置信号の角度誤差が発生することになる｛図９中（Ｃ）参照｝（Ｕ相の誘起電圧のゼロクロス点をＺ信号のタイミングとすると、位置信号がＺ信号方向にシフトする。）
ここで、モータ発生トルクが一定であると仮定すれば、前記重畳電圧の大きさはほぼ一定となり、積分信号の大きさが小さくなるほど重畳電圧の影響を大きく受け、回転位置信号の角度誤差が大きくなる（積分信号と、Ｚ信号に対する位置信号の進み位相との関係を示す図１０を参照）。また、通常、モータが最大効率となるときの積分信号の大きさは５Ｖ程度であることが分かっている。このとき、負荷変動などにより、インバータ制御で追従できないほど急激な負荷が加わると、次の不都合が発生する。
【０００９】
（１）インバータ電圧位相が遅れ方向にシフトし、これにより積分信号が小さくなってしまう。
（２）積分信号が小さくなると、上述の回転位置信号誤差が遅れ方向に大きくなり、その結果、加速度的にインバータ電圧位相が遅れて、モータが脱調を起してしまう。
【００１０】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、回転位置信号の角度誤差を低減することができる同期モータの回転子の回転位置検出方法およびその装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１の同期モータの回転子の回転位置検出方法は、同期モータの固定子巻線の第１中性点電圧と、同期モータの固定子巻線と互いに並列接続された抵抗の第２中性点電圧とに基づいて同期モータの回転子の回転位置を検出するに当って、
第１中性点電圧と第２中性点電圧との差電圧を積分し、振幅が一定で位置信号に同期し、かつ積分信号に対して所定位相だけ進められた周期信号を積分信号に加算し、加算された信号のゼロクロスを検出して同期モータの回転子の回転位置を検出する方法である。
【００１２】
請求項２の同期モータの回転子の回転位置検出方法は、周期信号として正弦波信号を採用する方法である。
請求項３の同期モータの回転子の回転位置検出方法は、周期信号の進み位相として、積分信号レベルの減少に対応させて増加させられ、積分信号レベルの増加に対応させて減少させられるものを採用する方法である。
【００１３】
請求項４の同期モータの回転子の回転位置検出方法は、周期信号の振幅として、負荷トルクの増加に対応させて増加させられ、負荷トルクの減少に対応させて減少させられるものを採用する方法である。
請求項５の同期モータの回転子の回転位置検出方法は、同期モータとして、ブラシレスＤＣモータを採用する方法である。
【００１４】
請求項６の同期モータの回転子の回転位置検出装置は、同期モータの固定子巻線の第１中性点電圧と、同期モータの固定子巻線と互いに並列接続された抵抗の第２中性点電圧とに基づいて同期モータの回転子の回転位置を検出する装置であって、
第１中性点電圧と第２中性点電圧との差電圧を積分する積分手段と、振幅が一定で位置信号に同期し、かつ積分信号に対して所定位相だけ進められた周期信号を積分信号に加算する加算手段と、加算された信号のゼロクロスを検出して同期モータの回転子の回転位置を検出する回転位置検出手段とを含むものである。
【００１５】
請求項７の同期モータの回転子の回転位置検出装置は、周期信号として正弦波信号を採用するものである。
請求項８の同期モータの回転子の回転位置検出装置は、周期信号の進み位相として、積分信号レベルの減少に対応させて増加させられ、積分信号レベルの増加に対応させて減少させられるものを採用するものである。
【００１６】
請求項９の同期モータの回転子の回転位置検出装置は、周期信号の振幅として、負荷トルクの増加に対応させて増加させられ、負荷トルクの減少に対応させて減少させられるものを採用するものである。
請求項１０の同期モータの回転子の回転位置検出装置は、同期モータとして、ブラシレスＤＣモータを採用するものである。
【００１７】
【作用】
請求項１の同期モータの回転子の回転位置検出方法であれば、同期モータの固定子巻線の第１中性点電圧と、同期モータの固定子巻線と互いに並列接続された抵抗の第２中性点電圧とに基づいて同期モータの回転子の回転位置を検出するに当って、
第１中性点電圧と第２中性点電圧との差電圧を積分し、振幅が一定で位置信号に同期し、かつ積分信号に対して所定位相だけ進められた周期信号を積分信号に加算し、加算された信号のゼロクロスを検出して同期モータの回転子の回転位置を検出するのであるから、遅れ位相方向にシフトする積分信号を周期信号により補償して、回転位置信号の角度誤差を低減することができる。
【００１８】
請求項２の同期モータの回転子の回転位置検出方法であれば、周期信号として正弦波信号を採用するのであるから、より確実に角度誤差を低減できるほか、請求項１と同様の作用を達成することができる。
請求項３の同期モータの回転子の回転位置検出方法であれば、周期信号の進み位相として、積分信号レベルの減少に対応させて増加させられ、積分信号レベルの増加に対応させて減少させられるものを採用するのであるから、請求項１または請求項２の作用に加え、周期信号による過補償を防止することができる。
【００１９】
請求項４の同期モータの回転子の回転位置検出方法であれば、周期信号の振幅として、負荷トルクの増加に対応させて増加させられ、負荷トルクの減少に対応させて減少させられるものを採用するのであるから、請求項１から請求項３の何れかと同様の作用に加え、周期信号による過補償を防止することができる。
請求項５の同期モータの回転子の回転位置検出方法であれば、同期モータとして、ブラシレスＤＣモータを採用するのであるから、請求項１から請求項４の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００２０】
請求項６の同期モータの回転子の回転位置検出装置であれば、同期モータの固定子巻線の第１中性点電圧と、同期モータの固定子巻線と互いに並列接続された抵抗の第２中性点電圧とに基づいて同期モータの回転子の回転位置を検出するに当って、
積分手段によって、第１中性点電圧と第２中性点電圧との差電圧を積分し、加算手段によって、振幅が一定で位置信号に同期し、かつ積分信号に対して所定位相だけ進められた周期信号を積分信号に加算し、回転位置検出手段によって、加算された信号のゼロクロスを検出して同期モータの回転子の回転位置を検出することができる。
【００２１】
したがって、遅れ位相方向にシフトする積分信号を周期信号により補償して、回転位置信号の角度誤差を低減することができる。
請求項７の同期モータの回転子の回転位置検出装置であれば、周期信号として正弦波信号を採用するのであるから、より確実に角度誤差を低減できるほか、請求項６と同様の作用を達成することができる。
【００２２】
請求項８の同期モータの回転子の回転位置検出装置であれば、周期信号の進み位相として、積分信号レベルの減少に対応させて増加させられ、積分信号レベルの増加に対応させて減少させられるものを採用するのであるから、請求項６または請求項７の作用に加え、周期信号による過補償を防止することができる。
請求項９の同期モータの回転子の回転位置検出装置であれば、周期信号の振幅として、負荷トルクの増加に対応させて増加させられ、負荷トルクの減少に対応させて減少させられるものを採用するのであるから、請求項６から請求項８の何れかと同様の作用に加え、周期信号による過補償を防止することができる。
【００２３】
請求項１０の同期モータの回転子の回転位置検出装置であれば、同期モータとして、ブラシレスＤＣモータを採用するのであるから、請求項６から請求項９の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明の同期モータの回転子の回転位置検出方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。
図１はこの発明の同期モータの回転子の回転位置検出装置の一実施態様を示す電気回路図である。
【００２５】
この回転位置検出装置は、積分装置１と、加算装置２と、ゼロクロスコンパレータ３と、マイコン４と、ブラシレスＤＣモータ５と、Ｙ結線した抵抗回路６と、マイコン４により制御される三相インバータ７とを有している。
さらに詳細に説明する。
ブラシレスＤＣモータ５の固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃがＹ結線されているとともに、Ｙ結線した抵抗回路６を構成する抵抗６ａ，６ｂ，６ｃが固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃと並列接続されている。そして、三相インバータ７の出力電圧が固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃおよび抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに印加されている。なお、５ｄは回転子である。
【００２６】
積分装置１は、オペアンプ１ａと、オペアンプ１ａの反転入力端子と出力端子との間に互いに並列接続された抵抗１ｂおよびコンデンサ１ｃとを有している。そして、固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃの接続点において得られる第１の中性点電圧ＶＮがオペアンプ１ａの非反転入力端子に印加され、抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの接続点において得られる第２の中性点電圧ＶＭがオペアンプ１ａの反転入力端子に印加されている。したがって、両中性点電圧の差電圧ＶＭＮ（＝ＶＮ−ＶＭ）がこの積分装置１により積分され、積分信号∫ＶＭＮｄｔを得ることができる。
【００２７】
加算装置２は、オペアンプ２ａと、オペアンプ２ａの反転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗２ｂと、オペアンプ２ａの反転入力端子とオペアンプ１ａの出力端子との間に接続された抵抗２ｃと、オペアンプ２ａの反転入力端子とマイコン４のＤ／Ａ出力端子との間に接続された抵抗２ｄとを有している。なお、オペアンプ２ａの反転入力端子をアース（固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃの接続点）に接続している。したがって、積分信号∫ＶＭＮｄｔと、マイコン４のＤ／Ａ出力端子から出力される周期信号（振幅が一定で回転位置信号に同期し、かつ積分信号よりも進み位相となる周期信号）とが加算装置２により加算され、積分信号∫ＶＭＮｄｔの位相遅れが補償される。
【００２８】
ゼロクロスコンパレータ３は、オペアンプ３ａと、オペアンプ３ａの非反転入力端子と出力端子との間に互いに直列接続された抵抗３ｂおよび発光ダイオード３ｃと、オペアンプ３ａの非反転入力端子とアース端子との間に接続された抵抗３ｄと、抵抗３ｂと発光ダイオード３ｃとの接続点に接続されたプルアップ抵抗３ｅと、発光ダイオード３ｃからの光を受光するフォトトランジスタ３ｆと、フォトトランジスタ３ｆのコレクタ端子と動作用電源端子との間に接続された抵抗３ｇとを有している。そして、フォトトランジスタ３ｆのエミッタ端子をアースと直接接続し、フォトトランジスタ３ｆのコレクタ端子から回転位置信号ＳＩＮＴを出力するようにしている。ただし、発光ダイオード３ｃとフォトトランジスタ３ｆとからなるフォトカプラを省略して、オペアンプ３ａの出力端子から直接に回転位置信号ＳＩＮＴを出力するようにしてもよい。したがって、加算装置２により加算された信号のゼロクロスが発生するごとにレベルが反転する回転位置信号ＳＩＮＴを出力することができる。
【００２９】
次いで、上記の構成の回転位置検出装置の作用を説明する。
固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃの接続点において得られる第１の中性点電圧ＶＮがオペアンプ１ａの非反転入力端子に印加されるとともに、抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの接続点において得られる第２の中性点電圧ＶＭがオペアンプ１ａの反転入力端子に印加されることにより、差電圧ＶＭＮが積分され、積分信号∫ＶＭＮｄｔを得ることができる。ただし、前記差電圧ＶＭＮにはモータ巻線電流に起因する電圧降下などによる電圧が重畳し、正確な誘起電圧に対して遅れ位相方向にシフトするのであるから、積分信号∫ＶＭＮｄｔも遅れ位相方向にシフトする。
【００３０】
しかし、この積分信号∫ＶＭＮｄｔに対して、進み位相の周期信号を加算することにより、積分信号∫ＶＭＮｄｔの遅れ位相方向へのシフトを補償することができる。
そして、積分信号∫ＶＭＮｄｔと進み位相の周期信号とを加算した信号をゼロクロスコンパレータ３に供給することにより、角度誤差が低減された回転位置信号を得ることができる。
【００３１】
この結果、回転位置信号の角度誤差に起因する前記の不都合の発生を大幅に抑制し、もしくは解消させることができ、ひいては、モータ最大効率点近傍での負荷変動などに対する安定なモータ駆動が可能になる。
さらに詳細に説明する。
なお、以下の説明においては、周期信号として正弦波信号を採用する。
【００３２】
積分信号をＡ・ｓｉｎθ、正弦波信号をＢ・ｓｉｎ（θ＋π／２）とすれば、両者を加算した信号は、
Ａ・ｓｉｎθ＋Ｂ・ｓｉｎ（θ＋π／２）
となる。そして、この式は次のように変形される。
（Ａ²＋Ｂ²）^1/2・ｓｉｎ（θ＋α）
ただし、α＝ｔａｎ^-1（Ｂ／Ａ）
そして、正弦波信号は振幅が一定であるから、積分信号∫ＶＭＮｄｔの大きさにより加算された信号の位相進み量が異なることになる（図２および図３参照）。また、上記変形された式中のα（補正量）は図４に示すとおりであり、積分信号レベルが小さくなるほど補正量（進み位相量）が大きくなっていることが分かる。
【００３３】
したがって、例えば、図７に示す従来のブラシレスＤＣモータ制御装置に示されているような積分信号レベル検出回路（コンパレータ３７）を採用して積分信号レベルを検出し（積分信号が所定の基準信号よりも大きいか否かを判定し）、検出結果を入力として積分信号レベル−補正量特性から補正量を得、得られた補正量に対応する進み位相量の正弦波信号をマイコン４から出力することにより、積分信号∫ＶＭＮｄｔの遅れ位相方向へのシフトの補償精度を高めることが好ましい。
【００３４】
さらに、図４から、モータトルクが大きくなるほど補正量（進み位相量）が大きくなっていることも分かる。
したがって、例えば、モータ電流などからモータトルク（負荷トルク）を検出し、検出したモータトルクを入力として積分信号レベル−補正量特性から補正量を得、得られた補正量に対応する振幅の正弦波信号をマイコン４から出力することにより、積分信号∫ＶＭＮｄｔの遅れ位相方向へのシフトの補償精度を高めることが好ましい。
【００３５】
図５は、この発明の同期モータの回転子の回転位置検出装置の他の実施態様を示す電気回路図である。
この回転位置検出装置が前記の回転位置検出装置と異なる点は、周期信号をマイコンにより発生させる代わりに、周期信号発生回路を採用した点のみである。
この周期信号発生回路８は、非反転入力端子がアースと接続され、反転入力端子が抵抗８ｂを介してオペアンプ１ａの出力端子と接続されたオペアンプ８ａと、オペアンプ８ａの反転入力端子と出力端子との間に互いに並列接続された抵抗８ｃおよびコンデンサ８ｄと、オペアンプ８ａの出力端子とアースとの間に互いに直列接続された抵抗８ｅ、逆接続のツェナーダイオード８ｆ、順接続のダイオード８ｇと、逆接続のツェナーダイオード８ｆ、順接続のダイオード８ｇの直列接続回路と並列に、かつ互いに直列接続された順接続のツェナーダイオード８ｈ、逆接続のダイオード８ｉと、順接続のツェナーダイオード８ｈ、逆接続のダイオード８ｉの直列接続回路と並列に、かつ互いに直列接続された抵抗８ｊ、コンデンサ８ｋとを有しており、抵抗８ｊとコンデンサ８ｋとの接続点の電圧を抵抗２ｄを介してオペアンプ２ａの反転入力端子に印加している。
【００３６】
前記オペアンプ８ａと抵抗８ｃとコンデンサ８ｄとで構成される回路は、ゲインを十分に大きく設定することにより、出力を飽和させるようにしている。また、逆接続のツェナーダイオード８ｆ、順接続のダイオード８ｇの直列接続回路と順接続のツェナーダイオード８ｈ、順接続のダイオード８ｉの直列接続回路とで振幅制限回路を構成している。さらに、抵抗８ｊとコンデンサ８ｋとで充放電回路を構成している。
【００３７】
したがって、図６中（Ａ）に示すように積分信号∫ＶＭＮｄｔが与えられた場合に、オペアンプ８ａと抵抗８ｃとコンデンサ８ｄとで構成される回路により出力を飽和させ、逆接続のツェナーダイオード８ｆ、順接続のダイオード８ｇの直列接続回路と順接続のツェナーダイオード８ｈ、順接続のダイオード８ｉの直列接続回路とで構成される振幅制限回路により振幅を制限することによって、図６中（Ｂ）に示すように、積分信号∫ＶＭＮｄｔよりも位相が所定角度（ほぼ９０度）進んだ振幅一定の矩形波信号を得る。そして、この矩形波信号を抵抗８ｊとコンデンサ８ｋとで構成される充放電回路に供給することにより、充放電が行われ、図６中（Ｃ）に示すように、擬似正弦波信号を発生することができる。
【００３８】
この結果、この擬似正弦波信号を用いることにより、図１の回転位置検出装置と同様に、角度誤差が低減された回転位置信号を得ることができる。
そして、回転位置信号の角度誤差に起因する前記の不都合の発生を大幅に抑制し、もしくは解消させることができ、ひいては、モータ最大効率点近傍での負荷変動などに対する安定なモータ駆動が可能になる。
【００３９】
【発明の効果】
請求項１の発明は、遅れ位相方向にシフトする積分信号を周期信号により補償して、回転位置信号の角度誤差を低減することができるという特有の効果を奏する。
請求項２の発明は、請求項１と同様の効果に加え、より確実に角度誤差を低減できるという特有の効果を奏する。
【００４０】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の効果に加え、周期信号による過補償を防止することができるという特有の効果を奏する。
請求項４の発明は、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果に加え、周期信号による過補償を防止することができるという特有の効果を奏する。
請求項５の発明は、請求項１から請求項４の何れかと同様の効果を奏する。
【００４１】
請求項６の発明は、遅れ位相方向にシフトする積分信号を周期信号により補償して、回転位置信号の角度誤差を低減することができるという特有の効果を奏する。
請求項７の発明は、請求項６と同様の効果に加え、より確実に角度誤差を低減できるという特有の効果を奏する。
【００４２】
請求項８の発明は、請求項６または請求項７の効果に加え、周期信号による過補償を防止することができるという特有の効果を奏する。
請求項９の発明は、請求項６から請求項８の何れかと同様の効果に加え、周期信号による過補償を防止することができるという特有の効果を奏する。
請求項１０の発明は、請求項６から請求項９の何れかと同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の同期モータの回転子の回転位置検出装置の一実施態様を示す電気回路図である。
【図２】図１の装置の各部の信号波形の一例を示す図である。
【図３】図１の装置の各部の信号波形の他の例を示す図である。
【図４】積分信号レベル−補正量特性を示す図である。
【図５】この発明の同期モータの回転子の回転位置検出装置の他の実施態様を示す電気回路図である。
【図６】周期信号発生回路の各部の信号波形を示す図である。
【図７】従来の同期モータの回転子の回転位置検出装置を示す電気回路図である。
【図８】図７の装置の各部の信号波形を示す図である。
【図９】図７の装置の問題点を説明するための各部の信号波形を示す図である。
【図１０】積分信号レベルと、Ｚ信号に対する回転位置信号の位相差との関係を示す図である。
【符号の説明】
１積分装置２加算装置
３ゼロクロスコンパレータ５ブラシレスＤＣモータ
５ａ，５ｂ，５ｃ固定子巻線５ｄ回転子
６ａ，６ｂ，６ｃ抵抗

Claims

同期モータ（５）の固定子巻線（５ａ）（５ｂ）（５ｃ）の第１中性点電圧と、同期モータ（５）の固定子巻線（５ａ）（５ｂ）（５ｃ）と互いに並列接続された抵抗（６ａ）（６ｂ）（６ｃ）の第２中性点電圧とに基づいて同期モータ（５）の回転子（５ｄ）の回転位置を検出する方法であって、
第１中性点電圧と第２中性点電圧との差電圧を積分し、振幅が一定で位置信号に同期し、かつ積分信号に対して所定位相だけ進められた周期信号を積分信号に加算し、加算された信号のゼロクロスを検出して同期モータ（５）の回転子（５ｄ）の回転位置を検出することを特徴とする同期モータの回転子の回転位置検出方法。
周期信号は正弦波信号である請求項１に記載の同期モータの回転子の回転位置検出方法。
周期信号の進み位相は、積分信号レベルの減少に対応させて増加させられ、積分信号レベルの増加に対応させて減少させられるものである請求項１または請求項２に記載の同期モータの回転子の回転位置検出方法。
周期信号の振幅は、負荷トルクの増加に対応させて増加させられ、負荷トルクの減少に対応させて減少させられるものである請求項１から請求項３の何れかに記載の同期モータの回転子の回転位置検出方法。
同期モータ（５）は、ブラシレスＤＣモータ（５）である請求項１から請求項４の何れかに記載の同期モータの回転子の回転位置検出方法。
同期モータ（５）の固定子巻線（５ａ）（５ｂ）（５ｃ）の第１中性点電圧と、同期モータ（５）の固定子巻線（５ａ）（５ｂ）（５ｃ）と互いに並列接続された抵抗（６ａ）（６ｂ）（６ｃ）の第２中性点電圧とに基づいて同期モータ（５）の回転子（５ｄ）の回転位置を検出する装置であって、
第１中性点電圧と第２中性点電圧との差電圧を積分する積分手段（１）と、振幅が一定で位置信号に同期し、かつ積分信号に対して所定位相だけ進められた周期信号を積分信号に加算する加算手段（２）と、加算された信号のゼロクロスを検出して同期モータ（５）の回転子（５ｄ）の回転位置を検出する回転位置検出手段（３）とを含むことを特徴とする同期モータの回転子の回転位置検出装置。
周期信号は正弦波信号である請求項６に記載の同期モータの回転子の回転位置検出装置。
周期信号の進み位相は、積分信号レベルの減少に対応させて増加させられ、積分信号レベルの増加に対応させて減少させられるものである請求項６または請求項７に記載の同期モータの回転子の回転位置検出装置。
周期信号の振幅は、負荷トルクの増加に対応させて増加させられ、負荷トルクの減少に対応させて減少させられるものである請求項６から請求項８の何れかに記載の同期モータの回転子の回転位置検出装置。
同期モータ（５）は、ブラシレスＤＣモータ（５）である請求項６から請求項９の何れかに記載の同期モータの回転子の回転位置検出装置。