JP3732824B2 - 通信装置 - Google Patents
通信装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3732824B2 JP3732824B2 JP2002328276A JP2002328276A JP3732824B2 JP 3732824 B2 JP3732824 B2 JP 3732824B2 JP 2002328276 A JP2002328276 A JP 2002328276A JP 2002328276 A JP2002328276 A JP 2002328276A JP 3732824 B2 JP3732824 B2 JP 3732824B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- unit
- compensation
- converter
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、線形変調方式による通信装置に係り、特に送信側の電力増幅部に前置歪補償方式を適用した通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
有線通信、或いは無線通信に線形変調方式を用いた通信装置の場合、送信側にある電力増幅器の非線形特性により各種の信号歪が発生し、このため、伝送しようとする信号に品質劣化を生じたり、隣接する他の信号に妨害を生じたりしてしまう虞れがある。
【０００３】
このとき、特に相互変調歪が発生すると、信号帯域を中心に３倍から５倍の帯域にわたって高調波が広がってしまうので、特に無線通信では、このような非線型性により生じる不要な信号に対し厳しい規制がかけられており、電力増幅部の非線形特性を補償する手段が必要となる。
【０００４】
そこで、伝送に線形変調方式を用いる場合、従来から、電力増幅部(電力増幅器)の非線形特性による歪成分を、電力増幅部の入力部の前置補償部によって補償するようにした前置歪補償方式(プリディストーション型補償方式：以下、ＰＤ方式と記す)が使用されている(例えば特許文献１参照。)。
【０００５】
図８は、このＰＤ方式が適用された従来技術による通信装置の一例で、上記したように、電力増幅部の非線形特性による歪成分を、電力増幅部の入力部の前置補償部によって補償するものであり、以下、この従来技術について説明する。
【０００６】
図８において、入力端子１には中間周波信号が供給される。そして、これが分岐回路として機能する方向性結合器２５により２経路に分けられ、一方は遅延素子５０から前置補償部６に供給され、他方は検波部２６に入力される。
【０００７】
このとき前置補償部６の出力は、アップコンバージョン用の周波数変換器１７と電力増幅部２０を介して方向性結合器２３に供給され、他方、検波部２６の出力は、Ａ／Ｄ変換器２７を介して補償テーブル(補償データ用ＲＡＭ)３３、３４に供給される。
【０００８】
そして、方向性結合器２３で分岐された一方の出力は、そのまま出力端子２４に供給され、図示してない有線又は無線の伝送系に送出されるが、他方はダウンコンバージョン用の周波数変換器１９に供給され、ここからＡ／Ｄ変換器２８を介して演算・制御部２９に供給される。
【０００９】
このとき、周波数変換器１７、１９には局部発振器１８から局部発信信号が供給される。そして、演算・制御部２９では補償テーブル３３、３４に書き込むべき補償データが生成され、補償テーブル３３、３４から読出された補償データがＤＡ変換器３０、３１を介して前置補償部６に供給されるようになっている。
【００１０】
次に、この従来技術における前置歪補償動作について説明すると、まず電力増幅器２０の非線形特性はＡＭ−ＡＭ変換特性やＡＭ−ＰＭ変換特性により生じることが知られている。ここで、周知のように、ＡＭとは振幅変調のことで、ＰＭは位相変調のことである。
【００１１】
そして、このＰＤ方式では、電力増幅器２０のＡＭ−ＡＭ変換特性やＡＭ−ＰＭ変換特性の逆特性を前置補償部６に予め設定しておき、これにより電力増幅器２０の非線形特性を相殺し、歪を補償するのである。
【００１２】
そこで、このときの非線形特性相殺の原理について、図９により説明する。ここで、この図９は、電力増幅器２０の入力電力Ｐin に対する出力電力Ｐo と出力位相Ｐh の特性を示したもので、このとき、一点鎖線の特性は各々の理想特性を示し、この理想特性が実現されていれば、電力増幅器２０で歪が発生することはなく、補償の必要はない。
【００１３】
ここで、図９の実線が電力増幅器２０の実際の特性で、これによると、出力電力Ｐo は、入力電力Ｐin が小さいときには入力電力Ｐin の増減に比例して変化するが、電力増幅器２０の非線形特性のため、入力電力Ｐin が増加するに従っ利得が圧縮される。
【００１４】
また、出力位相Ｐh も同様で、小信号時には変化が少ないが、電力増幅器２０の非線形特性によって入力電力Ｐin の増加に伴い徐々に位相の変化量が増大していく。
【００１５】
従って、これらの特性を相殺するためには、電力増幅器２０の前段に、図９に破線の特性で示すように、電力に対しては特性Ｐoc となり、位相に対しては特性Ｐhc となるように、入出力特性が逆になっている特性(逆特性)を前置補償部６に持たせればよく、これにより、実線で示す非線形特性が補償される。
【００１６】
このため、まず方向性結合器２５で分配された信号を検波部２６で検波することにより、瞬時包絡線レベルを検出し、これをＡ／Ｄ変換器２７でデジタル信号に変換する。
【００１７】
このとき、ＲＡＭ３３、３４には、演算・制御部２９で予め生成しておいた図９の逆特性Ｐoc、Ｐhc に対応する特性が補償テーブルとして格納してあり、この補償テーブルを検波部２６から供給される包絡線レベル情報により検索して読出し、ＤＡ変換器３０、３１を介して前置補償部６に供給する。
【００１８】
この結果、この前置補償部６により、入力端子１から入力された信号の包絡線レベルに従った歪補償が与えられ、ＰＤ方式による動作が得られることになるのである。
【００１９】
次に、この図８の従来技術では、上記したように、電力増幅器２０の出力信号を方向性結合器２３により分岐し、分配された信号を周波数変換部１９で中間周波帯に変換した後、検波器３２で検波し、Ａ／Ｄ変換器２８を介して演算・制御部２９に入力し、いわゆる適応型の動作が得られるようにしている。
【００２０】
これは、電力増幅器２０の周囲温度変化や経時変化に対応するためで、演算・制御部２９では、検波した信号の歪レベルを監視しながら、検出した歪レベルがより少なくなるように補償データを生成し、ＲＡＭ３３、３４に格納し、補償テーブルを更新するようになっている。
【００２１】
ここで、この補償データを更新するための別の方法として、検波部３２で検波部２６と同様の包絡線検波を行い、電力増幅器２０を通過する前、すなわち無歪の信号と、歪を受けた後の信号を直接比較し、その誤差成分から補償データを求める方法もある。
【００２２】
図１０は、この前置補償部６の一例で、遅延素子５０の出力に接続した入力端子６０１と、アップコンバージョン用の周波数変換器１７の入力に接続した出力端子６０４の間に可変ＡＴＴ(減衰器)６０２と可変位相器６０３を直列に接続したものである。
【００２３】
そして、可変ＡＴＴ６０２には、端子６０５を介して、ＤＡ変換器３１から振幅補償データＰoc を供給し、可変位相器６０３には、端子６０６を介して、ＤＡ変換器３０から位相補償データＰhc を供給し、これにより、入力された信号の包絡線レベルに従った歪補償が与えられるようにしてある。
【００２４】
更に図１１は、前置補償部６の他の一例で、この図の例は、入力端子６０１と出力端子６０４の間に、分配器６０７とπ／２(＝９０°)位相器６０８、乗算器６０９、６１０、それに加算器６１１を設けたものである。
【００２５】
そして、遅延素子５０(図８)から入力端子６０１を介して入力された高周波信号は、まず分配器６０７で２分配される。そして、一方の信号はπ／２位相器６０８、乗算器６０９、加算器６１１を介して出力端子６０４に出力され、他方の信号は乗算器６１０、加算器６１１を介して出力端子６０４に出力される。
【００２６】
このとき、乗算器６０９には、端子６０５を介して、ＤＡ変換器３１から振幅補償データＰoc が供給され、乗算器６１０には、端子６０６を介して、ＤＡ変換器３０から位相補償データＰhc が供給される。
【００２７】
次に、この図１１の前置補償部６による歪補償動作について、図１２を用いて説明する。ここで、この図１２に示すベクトルのうち、まずＡは無歪信号のベクトルで、このベクトルＡが歪を受けた結果、Ａ’で示すベクトルになってしまったものとする。
【００２８】
ここで、歪が発生する理由は、前述のように、電力増幅器２０に利得変化や位相変化が存在するためである。そこで、実軸上のベクトルＡ’とベクトルＡの写像ベクトルの差と、虚軸上のベクトルＡ’とベクトルＡの写像ベクトルの差をそれぞれ求め、前置補償部６で予め求めた差分を加えれば良い。
【００２９】
この動作は、図１２のベクトル図から明らかなように、前置補償部６に入力された信号に対して、求めた誤差信号ＡcI 、ＡcQ により直交変調を掛けることと等価となる。従って、図１１に示す構成により前置補償部６としての機能が得られるのである。
【００３０】
ここで、上記した図８において、前置補償部６の前に遅延素子５が設けてあるのは、検波部２６と演算・制御部２９で遅延時間が与えられてしまうので、主信号経路にも同じ遅延時間を与えることにより、適正な歪補償が得られるようにするためであり、遅延ケーブルやフィルタなどで構成されるのが通例である。
【００３１】
【特許文献１】
特許２７４６１３０号公報
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、装置構成にアナログ回路を含む点に配慮がされておらず、高安定化と高精度化に問題があった。
【００３３】
従来技術では、歪補償データを与えるための基準信号の作成に、アナログ回路構成の検波部や前置補償部を用いているため、高安定化と高精度化に限界が生じてしまう。
【００３４】
また、アナログ構成された部分は無調整化が困難で、特に遅延素子はケーブル長による調整が必要となるため、製作時における調整時間の減少や装置の小型化が困難になってしまう。
【００３５】
本発明の目的は、無調整化又は自動調整化が可能で、これにより高精度で高安定の小型化された前置歪補償方式の通信装置を提供することにある。
【００３６】
【問題を解決するための手段】
上記目的は、送信側の電力増幅部に前置歪補償方式が適用された通信装置において、前記電力増幅部に供給すべき中間周波帯と高周波帯の一方の信号を入力信号とする第１のＡ／Ｄ変換器と、前記電力増幅部の出力の一部を入力とする第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力をベースバンド帯に変換するための第１の復調部と、前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力をベースバンド帯に周波数変換するための第２の復調部と、前記第１の復調部の出力と前記第２の復調部の出力の間に生じる時間差を補償する遅延部と、前記第１の復調部の出力と前記第２の復調部の出力から前置補償に必要な補償値を演算するための演算部と、前記補償値により前記遅延部の出力に歪補償データを付加するための前置補償部と、前置補償部の出力を前記中間周波帯と前記高周波帯の一方に変換するための変調部と、前記変調部の出力に接続されたＤ／Ａ変換器とを備え、前記Ｄ／Ａ変換器の出力が前記電力増幅部に供給されるようにして達成される。
【００３７】
このとき、前記第１の復調部の出力と前記第２の復調部の出力の間に生じる時間差と位相差の少なくとも一方を補償する補償部と、前記第１の復調部の出力信号と前記第２の復調部の出力信号の相関関数に基づいて、前記補償部による遅延量と移相量の少なくとも一方を制御する制御手段が設けられているようにしても上記目的が達成される。
【００３８】
また、このとき、前記演算部が、前記入力信号成分に対する統計値から、前記電力増幅部で発生する振幅誤差、と位相誤差の少なくとも一方を２Ｎ＋１次相互変調歪(Ｎ：自然数)として各々個別に求める手段と、前記振幅誤差と位相誤差の少なくとも一方を用い、前記第１のＡ／Ｄ変換器により量子化される各データ毎に各次数の相互変調歪について、各々独立にその補償量を制御する手段とを備えているようにしても上記目的が達成される。
【００３９】
更に、このとき、前記第１のＡ／Ｄ変換器と第２のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数と、前記入力信号の中心周波数の比が４：３に設定され、前記第１の復調部と第２の復調部が、入力信号を同相成分と直交成分に直交分離するための直交復調器で構成されていることによっても、上記目的が達成される。
【００４０】
また、このとき、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力と、前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力のレベル差を補正するための振幅補償手段が設けられているようにしてもよく、第１のＡ／Ｄ変換器出力と第２のＡ／Ｄ変換器出力との比較結果から電力増幅部における歪量を求め、求めた歪量が規定値以下のとき、その歪量に対応した補償データの算出に必要な係数と状態の少なくと一方を記憶する手段を設け、当該通信装置の起動時、記憶してある係数と状態の少なくとも一方が初期値として用いられるるようにしてもよい。
【００４１】
更に、このとき、前記電力増幅部の温度を検出する手段を備え、前記補償値に前記電力増幅部の温度を加味した重み付けが行なわれるようにしてもよい。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による通信装置について、図示の実施の形態により詳細に説明すると、ここで、図１が本発明の一実施形態である。
【００４３】
そして、まず入力端子１は、第１のＡ／Ｄ変換器２とＡＧＣ回路３を介して第１の直交復調部４の入力に接続され、この直交復調部４の出力が遅延回路５の入力と入力レベル算出部１３の入力、それに遅延補償部１６４の入力にそれぞれ接続されている。
【００４４】
このとき、この図１の実施形態では、補償制御部１６１と振幅補償部１６２、誤差抽出部１６３、遅延補償部１６４、それに位相補償部１６５からなる部分を等化部１６としている。
【００４５】
そして、まず遅延回路５の出力は前置補償部６に入力され、この前置補償部６の出力が変調部７とＤ／Ａ変換器８を介して出力端子９に接続され、次に入力レベル算出部１３の出力は、補償データ算出部１５の一方の入力に接続され、更に遅延補償部１６４の出力は、位相補償部１６５を介して誤差抽出部１６３の一方の入力に接続される。
【００４６】
一方、他の入力端子１０は、第２のＡ／Ｄ変換器１１と第２の直交復調部１２を介して振幅補償部１６２の入力に接続され、該振幅補償部１６２の出力が誤差抽出部１６３の他方の入力に接続される。そして、この誤差抽出部１６３の出力が、補償制御部１６１の入力と係数更新演算部１４の入力にそれぞれ接続されている。
【００４７】
ここで、まず補償制御部１６１の出力は、それぞれ振幅補償部１６２と遅延補償部１６４、それに位相補償部１６５の各制御入力に接続され、次に係数更新演算部１４の出力は、補償データ算出部１５の他方の入力に接続される。
【００４８】
そして、この補償データ算出部１５の出力は前置補償部６に接続され、この前置補償部６の出力は、上記したように、変調部７とＤ／Ａ変換器８を介して出力端子９に接続されている。
【００４９】
次に、この実施形態の動作について説明する。まず入力端子１には、ＱＡＭ、ＯＦＤＭなどの線形変調方式で変調された中間周波帯、或いは高周波帯の搬送波による信号が入力される。以下、この実施形態では、一例として、入力信号が中間周波帯の信号の場合について説明する。
【００５０】
入力端子１から入力された中間周波信号は、まずＡ／Ｄ変換器２により、サンプリング周波数ｆs で量子化され、デジタル信号に変換される。ここで以降の処理においては、入力信号の平均レベルが基準信号となる。そこで直交復調部４の平均入力レベルが一定になるように、ＡＧＣ回路３によりレベル制御する。
【００５１】
ＡＧＣ回路３の出力は直交復調部４に入力され、ここでデジタル信号処理により直交分離され、複素ベースバンド信号に復調されるが、ここで、このようにデジタル信号処理により直交復調する場合は、入力信号の搬送波周波数ｆc に対して、サンプリング周波数ｆs を(４×ｆc)とすることにより、直交復調部の構成が簡易化できることが知られている。
【００５２】
そこで、このようにサンプリング周波数ｆs を(４×ｆc)にした場合の直交復調部の動作について説明すると、まず、図３は直交復調器の一般的な構成を示したもので、この場合、入力端子１０１から入力された信号は２経路に分配され、各々乗算器１０２、乗算器１０３に入力される。
【００５３】
このとき局部発振器１０５では、入力信号の搬送波と同じ周波数ｆc の局部発振信号を発生し、それを一方の乗算器１０２にはそのまま入力し、他方の乗算器１０３には、９０°位相器１０４を介して入力する。そうすると各々の乗算結果が同相成分Ｉout、直交成分Ｑout として出力される。
【００５４】
ここで、サンプリング周波数ｆs が４×ｆc であることを考えると、局部発振信号は図４で示されるようなデータ列となる。すなわち、同相成分は入力データのＩ軸上への写像投影となり、直交成分はＱ軸上への写像投影となる。
【００５５】
そこで、実際の直交復調に必要な動作は、図４に示す４種のデータ(１、１、−１、−１)を順次掛けていって、１サンプル毎に同相成分Ｉと直交成分Ｑに振り分けれてやれば良いことになる。
【００５６】
この結果、直交復調部４は、図５に示すように簡易化された構成にすることができる。すなわち、切換スイッチ１０７と符号反転部１０６により２サンプルに１回、データの符号を反転させ、切換スイッチ１０８で各サンプル毎にＩout、Ｑout として取り出すように構成すれば良い。
【００５７】
ここで、このＡ／Ｄ変換後のスペクトルを見れぱ、サンプリング周波数ｆs のは更に低い周波数に低減可能なことが判り、例えばｆs ＝４×ｆc／３となるサンプリング周波数であっても、同様の処理が可能になる。
【００５８】
次に、図６は、Ａ／Ｄ変換後の信号の周波数成分を示したもので、周波数ｆs ＝４×ｆc でサンプリングした場合、その出力にはね折り返し成分として周波数が３×ｆs／４になる位置に、入力信号を位相反転した信号として現れる。
【００５９】
これは、搬送波周波数がｆc で、サンプリング周波数ｆs がｆc ＝３×ｆs／４なる関係にあるとき、前述したｆs ＝４×ｆc という周波数関係にあるときと同様な構成で直交復調が可能となることを示している。ここで必要なら、この後の信号処理の過程で、反転した位相を元に戻せはよく、これも容易に行えることである。
【００６０】
図１に戻り、入力端子１とは別の入力端子１０には、図示してない電力増幅部の出力を方向性結合器などで分岐させた信号が入力される。この場合もＡ／Ｄ変換器１１のサンプリング周波数ｆs と、入力される搬送波の中心周波数ｆc との関係、及び第２の直交復調部１２の構成も第１のＡ／Ｄ変換器２、第１の直交復調部４と同様に構成できる。
【００６１】
次に、等化部１６では、これら第１の直交復調部４の出力と第２の直交復調部１２の出力を比較し、誤差抽出部１６３で誤差を抽出するのであるが、このとき入力端子１０から供給される信号は、入力端子１に供給された信号が出力端子９から出力され、電力増幅部を経由した後、その出力から供給されていので、入力端子１の信号に対して遅延時間差をもっている。
【００６２】
従って、この遅延時間差を相殺した後、場合によっては伝送ケーブルの特性などで生じるレベル変動も補正した後で比較する必要があり、このため、第１の直交復調器４の出力に遅延補償部１６４を挿入し、更に、この実施形態では、微小な位相差も吸収し相殺するための位相補償部１６５を経た後、誤差抽出部１６３に入力されるようになっている。
【００６３】
また、この実施形態では、第２の直交復調部１２の出力に振幅補償部１６２を挿入し、この振幅補償部１６２の出力を誤差抽出部１６３に入力するようになっている。
【００６４】
そこで、誤差抽出部１６３は入力された２経路の信号を比較し、それらの相互相関関数を求める。この相互相関関数の演算結果は、比較すべき２種の信号が一致したとき最大値を示す。
【００６５】
そこで、補償制御部１６１は、遅延補償部１６４と位相補償部１６５に遅延制御信号と位相制御信号を供給し、誤差抽出部１６３から出力される相互相関演算結果が最大になるように、遅延量と位相量を調整する。
【００６６】
また、振幅補償部１６２にも制御信号を供給し、伝送ケーブル等の影響によるレベル変動を除去した信号が誤差抽出部１６３に供給されるように制御する。
【００６７】
そうすると、これらの結果、それでも誤差抽出部１６３から出力される信号に誤差が残ったら、それが電力増幅部で発生する歪による誤差とみなすことができる。
【００６８】
そこで、この誤差を表わす信号を係数更新演算部１４に供給し、ここで補償データを算出するための係数α３、α５、β３、β５(夫々後述)の最適化と更新を行なう。
【００６９】
そして、補償データ算出部１５で補償データＰhc、Ｐoc を算出し、得られた補償データを前置補償部６に供給し、歪補償を行う。このとき、この前置補償部６としては、従来技術の場合と同じく、例えば図１０に示した構成と図１１に示した構成の何れかでもよい。
【００７０】
そこで、この前置補償部６で歪補償データが付加された複素ベースバンド信号を変調部７に供給し、ここで搬送波を乗じた後、Ｄ／Ａ変換器８によりアナログ信号に変換し、出力端子９に供給するのである。
【００７１】
ところで、従来技術では、リアルタイム(実時間)で入力信号レベルを算出し、歪補償データを算出するのは困難なため、上記したように、予め必要とされるダイナミックレンジ全体にわたって、各入力レベルに対応した補償データを求めてＲＡＭ３３、３４にテーブル化しておき、Ａ／Ｄ変換器２７から供給される入力信号レベルをアドレスとして補償データを出力する方法が取られていた。
【００７２】
しかし、この実施形態では、３次の相互変調歪は勿論、５次の相互変調歪まで比較的簡易な多項式で記述でき、入力信号の各サンプル毎に歪補償データをリアルタイムで算出することができるようになっていることを前提として、上記した補償データテーブルを持たずに、補償データ算出部１５でリアルタイムで補償データを算出するようにしている。
【００７３】
そこで、以下、この実施形態における歪補償データの算出方法について説明する。
【００７４】
まず、ここでは、一例として、入力信号がＯＦＤＭ信号であるとし、ＯＦＤＭ信号の瞬時振幅をＡ(t)、瞬時位相をｊθ(t)とする。そうすると、入力信号の包絡線Ｖin(t)は、以下の式で表わすことができる。
【００７５】
Ｖin(t)＝Ａ(t)・exp(ｊθ(t))
【００７６】
次に、電力増幅部で発生する相互変調歪は３次歪だけであると仮定し、３次相互変調歪の発生量のうち、振幅量を表す係数(以下、３次歪振幅係数)をα３、３次相互変調歪の発生量のうち、位相量を表す係数(以下、３次歪位相係数)をβ３とする。
【００７７】
そうすると、電力増幅部の出力Ｐo(t)は、等価的に以下の式で表すことができる。
【００７８】
Ｐo(t)＝Ａ(t)・ exp(Ｊθ(t))・［(α３＋ｊβ３)・ｆ3(Ａ)＋１］
【００７９】
次に、入力レベルＡ(t)に対する３次歪の関数ｆ3(Ａ(t))を求めることを考えると、ここで、まず、ＯＦＤＭ信号では、Ａ(t)(簡単のため、以下、単にＡと記す)の確率密度関数ｆ(Ａ)はレイリー分布となる。そこで、信号の分散値をσとすると、以下の(１)式で表わせる。
【００８０】
【数１】
ここで、信号の分散値σを１とおくと、(１)式は次の(２)式のように簡略化される。
【００８１】
【数２】
そして、この(２)式から、Ａの平均値とＡ2 の平均値を求めると、それぞれ以下の(３)式と(４)式の通りになる。
【００８２】
【数３】
【数４】
同様にＡ4 とＡ6 の平均値を求めると、各々Ａ4の平均値＝２、Ａ6 の平均値＝６として求まる。
【００８３】
次に、入力信号の包絡線Ｖin(t)の振幅値Ａ(t)を３乗した信号Ｖin3(t)についてみると、これには３次歪に相当する成分だけでなく、原信号Ｖin(t)も含まれている。そこで、この信号Ｖin3(t)から原信号Ｖin(t)の大きさを求めるため、次の(数５)式により相関係数η１を求める。
【００８４】
【数５】
そうすると、
相関係数η１＝Ａ4(t)の平均値
となり、これは上記したように、数値２であるから、信号Ｖin3(t)には大きさ２の原信号が含まれていることが判り、このことから、次の式により表わされる信号ｙ３が３次歪信号を表わすことになる。
【００８５】
ｙ３＝［Ａ3(t)−２Ａ(t)］・exp(ｊθ(t))
【００８６】
そこで、更に、この３次歪信号ｙ３の分散値を求めると、
ｙ３2(平均値)＝［Ａ3−２Ａ2］(平均値)＝Ａ6−４Ａ4＋４Ａ2＝６−４×２＋４＝２
∴ｙ３(平均値)＝√２
となり、従って、分散１の信号における３次歪成分ｆ3(Ａ)は、次の(６)式で与えられる。
【００８７】
【数６】
また、５次歪の場合も、この３次歪の場合と同じ考え方に基づいて、入力レベルＡ(t)に関する関数ｆ5(Ａ)として、次の(７)式で与えられる。
【００８８】
【数７】
そして、これら(６)式と(７)式に基づいて、歪の振幅成分の生成に必要な補償データ算出部１５のハードウェア構成を導き出すと、図７に示すように、３次歪振幅係数α３と５次歪振幅係数α５を制御するだけの極めて簡単な構成で、補償すべき歪量を求めることができる。
【００８９】
また、位相成分についても同じ構成になり、この場合は、図７における３次歪振幅係数α３と５次歪振幅係数α５を、３次歪位相係数β３と５次歪位相係数β５に置き換え、これらを制御してやれば良い。ここで、係数α３と係数α５は歪の振幅成分を生成する場合で、係数β３と係数β５は歪の位相成分を生成する場合のものである。
【００９０】
具体的に説明すると、この図７の補償データ算出部１５の場合、まず、入力端子２０１には、入力レベル算出部１３からＯＦＤＭ信号の瞬時振幅(包絡線信号)Ａが供給される。
【００９１】
そこで、この信号Ａは、まず乗算器２０２で構成された自乗回路により２乗され、２乗信号Ａ2 が３次歪生成系の加算器２０３と、５次歪生成系の乗算器２１０、２１３に夫々供給される。
【００９２】
ここで、３次歪補償データ生成系と５次歪補償データ生成系に分かれる。そして、３次歪補償データ生成系の係数入力部２０３には、係数更新演算部１４から係数α３(又は係数β３)が供給され、５次歪補償データ生成系の係数入力部２１９には、係数更新演算部１４から係数α５(又は係数β５)が供給される。
【００９３】
そして、これら係数入力部２０３、２１９では、係数更新演算部１４から係数が入力される毎に記憶してある係数の更新を行い、常に最新の係数α３(又は係数β３)、係数α５(又は係数β５)を出力するようになっている。
【００９４】
しかも、このとき、これら係数入力部２０３、２１９は、この回路の電源が切られても記憶保持が可能なメモリを備え、これに係数α３(又は係数β３)、係数α５(又は係数β５)が記憶されるようになっている。
【００９５】
従って、この実施形態では、一旦、回路の電源が落とされた後、再度、電源が投入されたときは、前回、最後に記憶された最新の係数が初期値として与えられるようになっている。
【００９６】
そこで、まず、図７の３次歪補償データ生成系について説明すると、これは、上記した(数６)式に従って処理を進めるもので、まず加算器２０３では、定数器２０４から２乗信号Ａ2 に定数−２が加算され、次に乗算器２０６で、定数器２０５から２の平方根の逆数が定数として乗算される。
【００９７】
更に乗算器２０７では、入力端子２０１の原信号Ａが乗算され、この後で更に乗算器２０９で、係数入力部２０８から係数α３が乗算されるので、この結果、加算器２２１の一方の入力に、(６)式で表わされる３次歪補償データｆ3(Ａ)が得られる。
【００９８】
次に、５次歪補償データ生成系について説明すると、これは、上記の(７)式に従って処理されるもので、まず乗算器２１０では、２乗信号Ａ2 が再び自乗されて４次項Ａ4 が生成される。一方、乗算器２１３では、定数器２１４から定数−６が乗算された後、続いて加算器２１２で、定数器２１５から定数６が加算される。
【００９９】
この後、加算器２１１で、乗算器２１０の出力と加算器２１２の出力が加算され、次いで乗算器２１６で、定数器２１７から１２の平方根の逆数が定数として乗算され、更に乗算器２１８では、入力端子２０１の原信号Ａが乗算され、この後で更に乗算器２２０で、係数入力部２１９から係数α５が出力され、これが乗算されるので、この結果、加算器２２１の他方の入力に、同じく(７)式で表わされる５次歪補償データｆ5(Ａ)が得られる。
【０１００】
そこで、最後に、加算器２２１で、これらのデータｆ3(Ａ)とデータｆ5(Ａ)を加算してやれば、補償データＰhc、Ｐoc を得ることができ、これを前置補償部６でを用いて複素乗算を行うことにより、補償信号を付加することができる。
【０１０１】
この実施形態によれば、入力信号である中間周波信号或いは高周波信号と電力増幅部の出力から取り出した信号を、比較的低い動作速度のデジタル信号とし、歪補償データの算出と歪補償をデジタル信号処理で行うようにしたので、アナログ回路構成による動作の不安定性が除去できると共に、調整箇所が少なくでき、より高精度で高安定の歪補償付送信機が安価に提供できる。
【０１０２】
ところで、上記した補償データ算出部１５における係数入力部２０８、２１９は、係数更新演算部１４
次に、本発明の他の実施形態について、図２により説明する。ここで、この図２の実施形態は、既に図１で説明した実施形態において、更に電力増幅部の温度変化による特性の変化も補償するようにした場合の一実施形態で、ここで、図１と同一の部分については、同じ符号が付してある。
【０１０３】
この図２の実施形態でも、まず、入力端子１は第１のＡ／Ｄ変換器２とＡＧＣ回路３を介して第１の直交復調部４に接続される。そして、この直交復調部４の出力は遅延回路５と入力レベル算出部１３の双方に接続され、このあと、遅延回路５は前置補償部６に接続されるが、入力レベル算出部１３は補償データ算出部１５に接続される。
【０１０４】
一方、第２のＡ／Ｄ変換器１１は、第２の直交復調部１２を介して等化部１６に接続され、等化部１６の出力は、係数更新演算部１４を介して補償データ算出部１５に接続される。そして、この補償データ算出部１５から出力される補償データが前置補償部６に供給される。
【０１０５】
前置補償部６の出力は変調部７とＤＡ変換器８、第１の周波数変換器１７、電力増幅器２０、それに方向性結合器２３を介して出力端子２４に接続され、図示してない送信系に電力増幅器２０の出力が供給されるようになっている。
【０１０６】
そして、このとき、方向性結合器２３で分岐された出力の一部が、第２の周波数変換器１９を介して第２のＡ／Ｄ変換器１１に供給されるが、ここで、これら第１の周波数変換部１７と第２の周波数変換部１９には、局部発振器１８から局部発振信号が供給されている。
【０１０７】
なお、図１では省略して説明したが、これら周波数変換器１７、局部発振器１８、周波数変換器１９、電力増幅器２０、方向性結合器２３、それに出力端子２４は、図１の実施形態でも同じく備えられているものである。
【０１０８】
従って、この図２の実施形態においても、以上の構成は図１の実施形態と同じであるが、ここで、この図２の実施形態では、更に温度検出部２１と温度補償部２２が設けられ、これにより、係数更新演算部１４に、更に温度補償部２２の出力が供給されるようになっているものである。
【０１０９】
ここで、等化部１６も、図１に示した遅延補償部１６４位相補償部１６５、振幅補償部１６２、誤差抽出部１６３および補償制御部１６１を包含するものであり、同一の構成である。
【０１１０】
次に、この図２の実施形態の動作について説明すると、まず、入力端子１から遅延回路５、前置補償部６を経由してＤＡ変換器８に至る系と、第２のＡ／Ｄ変換器１１から等化部１６係数更新演算部１４、補償データ算出部１５を介して前置補償部６に至る系、それに入力レベル算出部１３、歪算出部１５、等化部１６における動作は、図１で説明した実施形態と同様であるので、ここでは説明は割愛する。
【０１１１】
まず、ＤＡ変換器８の出力は中間周波帯の信号であるため、第１の周波数変換器１７により、局部発振器１８から供給される局部発振信号を用いて所望の送信周波数である高周波信号に変換(アップコンバージョン)され、電力増幅器２０に入力される。
【０１１２】
そして、この電力増幅器２０で必要な送信電力まで増幅され、方向性結合器２３を経て出力端子２４から出力されるが、このとき、電力増幅器２０の出力電力の一部を方向性結合器２３で分岐し、周波数変換器１９で周波数変換する。
【０１１３】
ここで、このとき、第１の周波数変換器１７と同じ局部発振信号を用いることにより、入力端子１から入力されている信号と同じ中間周波帯に変換(ダウンコンバージョン)されることになり、従って、この実施形態では、第１のＡ／Ｄ変換器２と第２のＡ／Ｄ変換器１１、第１の直交復調部４と第２の直交復調部１２は、それぞれ同一の素子、同一の回路構成にすることができる。
【０１１４】
そして、この実施形態でも、係数更新演算部１４は、第２のＡ／Ｄ変換器１１から入力される電力増幅器２０の出力信号の状態から、随時、係数の更新・最適化を行うが、ここでこの実施形態の場合、更に温度検出部２１が設けてあり、これにより、電力増幅器２０と、その周辺回路の温度変化を検出し、これを温度補償部２２に入力し、温度補償情報が係数更新演算部１４に供給されるようにしてある。
【０１１５】
そこで、係数更新演算部１４では、この温度補償情報を等化部１６から供給される誤差を表わす信号に加味し、これにより、更に高精度で係数の更新が得られるようにし、より良い最適化が得られるようにするのである。
【０１１６】
従って、この図２の実施形態によれば、図１の実施形態と同様、アナログ回路構成による動作の不安定性の除去と、調整箇所の低減が得られると共に、更に温度補償も含めた補償のもとで、より一層高精度で高安定の歪補償付送信機を安価に提供することができる。
【０１１７】
【発明の効果】
本発明によれば、入力信号である中間周波信号或いは高周波信号と、電力増幅部の出力の一部を取り出した信号を比較的低い動作速度でデジタル信号化し、歪補償データの算出、及び歪補償をデジタル処理化したので、アナログ回路構成による不安定性が除去できると共に、調整箇所を低減することができる。
【０１１８】
そこて、この結果、本発明によれば、より高精度で高安定の歪補償装置付送信機を、より安価に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による通信装置の一実施形態を示すブロック構成図である。
【図２】本発明による通信装置の他の一実施形態を示すブロック構成図である。
【図３】直交検波部の一例を示すブロック構成図である。
【図４】デジタル化された直交検波部の動作の一例を示す説明図である。
【図５】本発明の一実施形態における直交検波部の一例を示す回路図である。
【図６】本発明の一実施形態におけるＡ／Ｄ変換後の信号の周波数関係を説明するためのスペクトル図である。
【図７】本発明の一実施形態における補償データ算出部の一例を示すブロック構成図である。
【図８】従来技術による通信装置の一例を示すブロック構成図である。
【図９】歪の態様と補償動作を説明するための特性図である。
【図１０】前置補償部の一例を示す構成図である。
【図１１】前置補償部の他の一例を示す構成図である。
【図１２】前置歪補償動作を説明するためのベクトル図である。
【符号の説明】
１ 入力端子(高周波信号或いは中間周波信号)
２ Ａ／Ｄ変換器(第１の)
３ ＡＧＣ回路
４ 直交復調部(第１の)
５ 遅延回路
６ 前置補償部
７ 直交変調部
８ ＤＡ変換器
９ 出力端子
１０ 入力端子(電力増幅部の分配信号入力用)
１１ Ａ／Ｄ変換器(第２の)
１２ 直交復調部(第２の)
１３ 入力レベル算出部
１４ 係数更新演算部
１５ 補償データ算出部
１６ 等化部
１７ 周波数変換部(第１の)
１８ 局部発振器
１９ 周波数変換部(第２の)
２０ 電力増幅器
２１ 温度検出部
２２ 温度補償部
２３ 方向性結合器
２４ 出力端子２５方向性結合器２６包絡線検波部
２７ Ａ／Ｄ変換器
２８ Ａ／Ｄ変換器
２９ 演算制御部
３０、３１ ＤＡ変換器
３２ 検波部
３３、３４ 補償データテーブルメモリ
１０１ 直交検波器入力端子
１０２、１０３ 乗算器
１０４ ９０°位相器
１０５ 局部発振器
１０６ 符号反転器
１０７、１０８ スイッチ
１０９ ２分周器
１６１ 補償制御部
１６２ 振幅補償部
１６３ 誤差抽出部
１６４ 遅延補償部
１６５ 位相補償部
２０１ 入力端子
２０２、２０６、２０７、２０９、２１０、２１３、２１６、２１８、２２０乗算器
２０３、２１１、２２１ 加算器
２０４、２０５、２１４、２１５、２１７ 定数設定部
２０８、２１９ 係数入力部
２２２ 出力端子
６０１ 前置補償部入力端子
６０２ 可変利得回路
６０３ 可変位相器
６０４ 前置補償部出力端子
６０５、６０６ 前置補償部制御信号入力端子
６０７ 分配器
６０８ ９０°位相器
６０９、６１０ 乗算器
６１１ 加算器
【発明の属する技術分野】
本発明は、線形変調方式による通信装置に係り、特に送信側の電力増幅部に前置歪補償方式を適用した通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
有線通信、或いは無線通信に線形変調方式を用いた通信装置の場合、送信側にある電力増幅器の非線形特性により各種の信号歪が発生し、このため、伝送しようとする信号に品質劣化を生じたり、隣接する他の信号に妨害を生じたりしてしまう虞れがある。
【０００３】
このとき、特に相互変調歪が発生すると、信号帯域を中心に３倍から５倍の帯域にわたって高調波が広がってしまうので、特に無線通信では、このような非線型性により生じる不要な信号に対し厳しい規制がかけられており、電力増幅部の非線形特性を補償する手段が必要となる。
【０００４】
そこで、伝送に線形変調方式を用いる場合、従来から、電力増幅部(電力増幅器)の非線形特性による歪成分を、電力増幅部の入力部の前置補償部によって補償するようにした前置歪補償方式(プリディストーション型補償方式：以下、ＰＤ方式と記す)が使用されている(例えば特許文献１参照。)。
【０００５】
図８は、このＰＤ方式が適用された従来技術による通信装置の一例で、上記したように、電力増幅部の非線形特性による歪成分を、電力増幅部の入力部の前置補償部によって補償するものであり、以下、この従来技術について説明する。
【０００６】
図８において、入力端子１には中間周波信号が供給される。そして、これが分岐回路として機能する方向性結合器２５により２経路に分けられ、一方は遅延素子５０から前置補償部６に供給され、他方は検波部２６に入力される。
【０００７】
このとき前置補償部６の出力は、アップコンバージョン用の周波数変換器１７と電力増幅部２０を介して方向性結合器２３に供給され、他方、検波部２６の出力は、Ａ／Ｄ変換器２７を介して補償テーブル(補償データ用ＲＡＭ)３３、３４に供給される。
【０００８】
そして、方向性結合器２３で分岐された一方の出力は、そのまま出力端子２４に供給され、図示してない有線又は無線の伝送系に送出されるが、他方はダウンコンバージョン用の周波数変換器１９に供給され、ここからＡ／Ｄ変換器２８を介して演算・制御部２９に供給される。
【０００９】
このとき、周波数変換器１７、１９には局部発振器１８から局部発信信号が供給される。そして、演算・制御部２９では補償テーブル３３、３４に書き込むべき補償データが生成され、補償テーブル３３、３４から読出された補償データがＤＡ変換器３０、３１を介して前置補償部６に供給されるようになっている。
【００１０】
次に、この従来技術における前置歪補償動作について説明すると、まず電力増幅器２０の非線形特性はＡＭ−ＡＭ変換特性やＡＭ−ＰＭ変換特性により生じることが知られている。ここで、周知のように、ＡＭとは振幅変調のことで、ＰＭは位相変調のことである。
【００１１】
そして、このＰＤ方式では、電力増幅器２０のＡＭ−ＡＭ変換特性やＡＭ−ＰＭ変換特性の逆特性を前置補償部６に予め設定しておき、これにより電力増幅器２０の非線形特性を相殺し、歪を補償するのである。
【００１２】
そこで、このときの非線形特性相殺の原理について、図９により説明する。ここで、この図９は、電力増幅器２０の入力電力Ｐin に対する出力電力Ｐo と出力位相Ｐh の特性を示したもので、このとき、一点鎖線の特性は各々の理想特性を示し、この理想特性が実現されていれば、電力増幅器２０で歪が発生することはなく、補償の必要はない。
【００１３】
ここで、図９の実線が電力増幅器２０の実際の特性で、これによると、出力電力Ｐo は、入力電力Ｐin が小さいときには入力電力Ｐin の増減に比例して変化するが、電力増幅器２０の非線形特性のため、入力電力Ｐin が増加するに従っ利得が圧縮される。
【００１４】
また、出力位相Ｐh も同様で、小信号時には変化が少ないが、電力増幅器２０の非線形特性によって入力電力Ｐin の増加に伴い徐々に位相の変化量が増大していく。
【００１５】
従って、これらの特性を相殺するためには、電力増幅器２０の前段に、図９に破線の特性で示すように、電力に対しては特性Ｐoc となり、位相に対しては特性Ｐhc となるように、入出力特性が逆になっている特性(逆特性)を前置補償部６に持たせればよく、これにより、実線で示す非線形特性が補償される。
【００１６】
このため、まず方向性結合器２５で分配された信号を検波部２６で検波することにより、瞬時包絡線レベルを検出し、これをＡ／Ｄ変換器２７でデジタル信号に変換する。
【００１７】
このとき、ＲＡＭ３３、３４には、演算・制御部２９で予め生成しておいた図９の逆特性Ｐoc、Ｐhc に対応する特性が補償テーブルとして格納してあり、この補償テーブルを検波部２６から供給される包絡線レベル情報により検索して読出し、ＤＡ変換器３０、３１を介して前置補償部６に供給する。
【００１８】
この結果、この前置補償部６により、入力端子１から入力された信号の包絡線レベルに従った歪補償が与えられ、ＰＤ方式による動作が得られることになるのである。
【００１９】
次に、この図８の従来技術では、上記したように、電力増幅器２０の出力信号を方向性結合器２３により分岐し、分配された信号を周波数変換部１９で中間周波帯に変換した後、検波器３２で検波し、Ａ／Ｄ変換器２８を介して演算・制御部２９に入力し、いわゆる適応型の動作が得られるようにしている。
【００２０】
これは、電力増幅器２０の周囲温度変化や経時変化に対応するためで、演算・制御部２９では、検波した信号の歪レベルを監視しながら、検出した歪レベルがより少なくなるように補償データを生成し、ＲＡＭ３３、３４に格納し、補償テーブルを更新するようになっている。
【００２１】
ここで、この補償データを更新するための別の方法として、検波部３２で検波部２６と同様の包絡線検波を行い、電力増幅器２０を通過する前、すなわち無歪の信号と、歪を受けた後の信号を直接比較し、その誤差成分から補償データを求める方法もある。
【００２２】
図１０は、この前置補償部６の一例で、遅延素子５０の出力に接続した入力端子６０１と、アップコンバージョン用の周波数変換器１７の入力に接続した出力端子６０４の間に可変ＡＴＴ(減衰器)６０２と可変位相器６０３を直列に接続したものである。
【００２３】
そして、可変ＡＴＴ６０２には、端子６０５を介して、ＤＡ変換器３１から振幅補償データＰoc を供給し、可変位相器６０３には、端子６０６を介して、ＤＡ変換器３０から位相補償データＰhc を供給し、これにより、入力された信号の包絡線レベルに従った歪補償が与えられるようにしてある。
【００２４】
更に図１１は、前置補償部６の他の一例で、この図の例は、入力端子６０１と出力端子６０４の間に、分配器６０７とπ／２(＝９０°)位相器６０８、乗算器６０９、６１０、それに加算器６１１を設けたものである。
【００２５】
そして、遅延素子５０(図８)から入力端子６０１を介して入力された高周波信号は、まず分配器６０７で２分配される。そして、一方の信号はπ／２位相器６０８、乗算器６０９、加算器６１１を介して出力端子６０４に出力され、他方の信号は乗算器６１０、加算器６１１を介して出力端子６０４に出力される。
【００２６】
このとき、乗算器６０９には、端子６０５を介して、ＤＡ変換器３１から振幅補償データＰoc が供給され、乗算器６１０には、端子６０６を介して、ＤＡ変換器３０から位相補償データＰhc が供給される。
【００２７】
次に、この図１１の前置補償部６による歪補償動作について、図１２を用いて説明する。ここで、この図１２に示すベクトルのうち、まずＡは無歪信号のベクトルで、このベクトルＡが歪を受けた結果、Ａ’で示すベクトルになってしまったものとする。
【００２８】
ここで、歪が発生する理由は、前述のように、電力増幅器２０に利得変化や位相変化が存在するためである。そこで、実軸上のベクトルＡ’とベクトルＡの写像ベクトルの差と、虚軸上のベクトルＡ’とベクトルＡの写像ベクトルの差をそれぞれ求め、前置補償部６で予め求めた差分を加えれば良い。
【００２９】
この動作は、図１２のベクトル図から明らかなように、前置補償部６に入力された信号に対して、求めた誤差信号ＡcI 、ＡcQ により直交変調を掛けることと等価となる。従って、図１１に示す構成により前置補償部６としての機能が得られるのである。
【００３０】
ここで、上記した図８において、前置補償部６の前に遅延素子５が設けてあるのは、検波部２６と演算・制御部２９で遅延時間が与えられてしまうので、主信号経路にも同じ遅延時間を与えることにより、適正な歪補償が得られるようにするためであり、遅延ケーブルやフィルタなどで構成されるのが通例である。
【００３１】
【特許文献１】
特許２７４６１３０号公報
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、装置構成にアナログ回路を含む点に配慮がされておらず、高安定化と高精度化に問題があった。
【００３３】
従来技術では、歪補償データを与えるための基準信号の作成に、アナログ回路構成の検波部や前置補償部を用いているため、高安定化と高精度化に限界が生じてしまう。
【００３４】
また、アナログ構成された部分は無調整化が困難で、特に遅延素子はケーブル長による調整が必要となるため、製作時における調整時間の減少や装置の小型化が困難になってしまう。
【００３５】
本発明の目的は、無調整化又は自動調整化が可能で、これにより高精度で高安定の小型化された前置歪補償方式の通信装置を提供することにある。
【００３６】
【問題を解決するための手段】
上記目的は、送信側の電力増幅部に前置歪補償方式が適用された通信装置において、前記電力増幅部に供給すべき中間周波帯と高周波帯の一方の信号を入力信号とする第１のＡ／Ｄ変換器と、前記電力増幅部の出力の一部を入力とする第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力をベースバンド帯に変換するための第１の復調部と、前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力をベースバンド帯に周波数変換するための第２の復調部と、前記第１の復調部の出力と前記第２の復調部の出力の間に生じる時間差を補償する遅延部と、前記第１の復調部の出力と前記第２の復調部の出力から前置補償に必要な補償値を演算するための演算部と、前記補償値により前記遅延部の出力に歪補償データを付加するための前置補償部と、前置補償部の出力を前記中間周波帯と前記高周波帯の一方に変換するための変調部と、前記変調部の出力に接続されたＤ／Ａ変換器とを備え、前記Ｄ／Ａ変換器の出力が前記電力増幅部に供給されるようにして達成される。
【００３７】
このとき、前記第１の復調部の出力と前記第２の復調部の出力の間に生じる時間差と位相差の少なくとも一方を補償する補償部と、前記第１の復調部の出力信号と前記第２の復調部の出力信号の相関関数に基づいて、前記補償部による遅延量と移相量の少なくとも一方を制御する制御手段が設けられているようにしても上記目的が達成される。
【００３８】
また、このとき、前記演算部が、前記入力信号成分に対する統計値から、前記電力増幅部で発生する振幅誤差、と位相誤差の少なくとも一方を２Ｎ＋１次相互変調歪(Ｎ：自然数)として各々個別に求める手段と、前記振幅誤差と位相誤差の少なくとも一方を用い、前記第１のＡ／Ｄ変換器により量子化される各データ毎に各次数の相互変調歪について、各々独立にその補償量を制御する手段とを備えているようにしても上記目的が達成される。
【００３９】
更に、このとき、前記第１のＡ／Ｄ変換器と第２のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数と、前記入力信号の中心周波数の比が４：３に設定され、前記第１の復調部と第２の復調部が、入力信号を同相成分と直交成分に直交分離するための直交復調器で構成されていることによっても、上記目的が達成される。
【００４０】
また、このとき、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力と、前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力のレベル差を補正するための振幅補償手段が設けられているようにしてもよく、第１のＡ／Ｄ変換器出力と第２のＡ／Ｄ変換器出力との比較結果から電力増幅部における歪量を求め、求めた歪量が規定値以下のとき、その歪量に対応した補償データの算出に必要な係数と状態の少なくと一方を記憶する手段を設け、当該通信装置の起動時、記憶してある係数と状態の少なくとも一方が初期値として用いられるるようにしてもよい。
【００４１】
更に、このとき、前記電力増幅部の温度を検出する手段を備え、前記補償値に前記電力増幅部の温度を加味した重み付けが行なわれるようにしてもよい。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による通信装置について、図示の実施の形態により詳細に説明すると、ここで、図１が本発明の一実施形態である。
【００４３】
そして、まず入力端子１は、第１のＡ／Ｄ変換器２とＡＧＣ回路３を介して第１の直交復調部４の入力に接続され、この直交復調部４の出力が遅延回路５の入力と入力レベル算出部１３の入力、それに遅延補償部１６４の入力にそれぞれ接続されている。
【００４４】
このとき、この図１の実施形態では、補償制御部１６１と振幅補償部１６２、誤差抽出部１６３、遅延補償部１６４、それに位相補償部１６５からなる部分を等化部１６としている。
【００４５】
そして、まず遅延回路５の出力は前置補償部６に入力され、この前置補償部６の出力が変調部７とＤ／Ａ変換器８を介して出力端子９に接続され、次に入力レベル算出部１３の出力は、補償データ算出部１５の一方の入力に接続され、更に遅延補償部１６４の出力は、位相補償部１６５を介して誤差抽出部１６３の一方の入力に接続される。
【００４６】
一方、他の入力端子１０は、第２のＡ／Ｄ変換器１１と第２の直交復調部１２を介して振幅補償部１６２の入力に接続され、該振幅補償部１６２の出力が誤差抽出部１６３の他方の入力に接続される。そして、この誤差抽出部１６３の出力が、補償制御部１６１の入力と係数更新演算部１４の入力にそれぞれ接続されている。
【００４７】
ここで、まず補償制御部１６１の出力は、それぞれ振幅補償部１６２と遅延補償部１６４、それに位相補償部１６５の各制御入力に接続され、次に係数更新演算部１４の出力は、補償データ算出部１５の他方の入力に接続される。
【００４８】
そして、この補償データ算出部１５の出力は前置補償部６に接続され、この前置補償部６の出力は、上記したように、変調部７とＤ／Ａ変換器８を介して出力端子９に接続されている。
【００４９】
次に、この実施形態の動作について説明する。まず入力端子１には、ＱＡＭ、ＯＦＤＭなどの線形変調方式で変調された中間周波帯、或いは高周波帯の搬送波による信号が入力される。以下、この実施形態では、一例として、入力信号が中間周波帯の信号の場合について説明する。
【００５０】
入力端子１から入力された中間周波信号は、まずＡ／Ｄ変換器２により、サンプリング周波数ｆs で量子化され、デジタル信号に変換される。ここで以降の処理においては、入力信号の平均レベルが基準信号となる。そこで直交復調部４の平均入力レベルが一定になるように、ＡＧＣ回路３によりレベル制御する。
【００５１】
ＡＧＣ回路３の出力は直交復調部４に入力され、ここでデジタル信号処理により直交分離され、複素ベースバンド信号に復調されるが、ここで、このようにデジタル信号処理により直交復調する場合は、入力信号の搬送波周波数ｆc に対して、サンプリング周波数ｆs を(４×ｆc)とすることにより、直交復調部の構成が簡易化できることが知られている。
【００５２】
そこで、このようにサンプリング周波数ｆs を(４×ｆc)にした場合の直交復調部の動作について説明すると、まず、図３は直交復調器の一般的な構成を示したもので、この場合、入力端子１０１から入力された信号は２経路に分配され、各々乗算器１０２、乗算器１０３に入力される。
【００５３】
このとき局部発振器１０５では、入力信号の搬送波と同じ周波数ｆc の局部発振信号を発生し、それを一方の乗算器１０２にはそのまま入力し、他方の乗算器１０３には、９０°位相器１０４を介して入力する。そうすると各々の乗算結果が同相成分Ｉout、直交成分Ｑout として出力される。
【００５４】
ここで、サンプリング周波数ｆs が４×ｆc であることを考えると、局部発振信号は図４で示されるようなデータ列となる。すなわち、同相成分は入力データのＩ軸上への写像投影となり、直交成分はＱ軸上への写像投影となる。
【００５５】
そこで、実際の直交復調に必要な動作は、図４に示す４種のデータ(１、１、−１、−１)を順次掛けていって、１サンプル毎に同相成分Ｉと直交成分Ｑに振り分けれてやれば良いことになる。
【００５６】
この結果、直交復調部４は、図５に示すように簡易化された構成にすることができる。すなわち、切換スイッチ１０７と符号反転部１０６により２サンプルに１回、データの符号を反転させ、切換スイッチ１０８で各サンプル毎にＩout、Ｑout として取り出すように構成すれば良い。
【００５７】
ここで、このＡ／Ｄ変換後のスペクトルを見れぱ、サンプリング周波数ｆs のは更に低い周波数に低減可能なことが判り、例えばｆs ＝４×ｆc／３となるサンプリング周波数であっても、同様の処理が可能になる。
【００５８】
次に、図６は、Ａ／Ｄ変換後の信号の周波数成分を示したもので、周波数ｆs ＝４×ｆc でサンプリングした場合、その出力にはね折り返し成分として周波数が３×ｆs／４になる位置に、入力信号を位相反転した信号として現れる。
【００５９】
これは、搬送波周波数がｆc で、サンプリング周波数ｆs がｆc ＝３×ｆs／４なる関係にあるとき、前述したｆs ＝４×ｆc という周波数関係にあるときと同様な構成で直交復調が可能となることを示している。ここで必要なら、この後の信号処理の過程で、反転した位相を元に戻せはよく、これも容易に行えることである。
【００６０】
図１に戻り、入力端子１とは別の入力端子１０には、図示してない電力増幅部の出力を方向性結合器などで分岐させた信号が入力される。この場合もＡ／Ｄ変換器１１のサンプリング周波数ｆs と、入力される搬送波の中心周波数ｆc との関係、及び第２の直交復調部１２の構成も第１のＡ／Ｄ変換器２、第１の直交復調部４と同様に構成できる。
【００６１】
次に、等化部１６では、これら第１の直交復調部４の出力と第２の直交復調部１２の出力を比較し、誤差抽出部１６３で誤差を抽出するのであるが、このとき入力端子１０から供給される信号は、入力端子１に供給された信号が出力端子９から出力され、電力増幅部を経由した後、その出力から供給されていので、入力端子１の信号に対して遅延時間差をもっている。
【００６２】
従って、この遅延時間差を相殺した後、場合によっては伝送ケーブルの特性などで生じるレベル変動も補正した後で比較する必要があり、このため、第１の直交復調器４の出力に遅延補償部１６４を挿入し、更に、この実施形態では、微小な位相差も吸収し相殺するための位相補償部１６５を経た後、誤差抽出部１６３に入力されるようになっている。
【００６３】
また、この実施形態では、第２の直交復調部１２の出力に振幅補償部１６２を挿入し、この振幅補償部１６２の出力を誤差抽出部１６３に入力するようになっている。
【００６４】
そこで、誤差抽出部１６３は入力された２経路の信号を比較し、それらの相互相関関数を求める。この相互相関関数の演算結果は、比較すべき２種の信号が一致したとき最大値を示す。
【００６５】
そこで、補償制御部１６１は、遅延補償部１６４と位相補償部１６５に遅延制御信号と位相制御信号を供給し、誤差抽出部１６３から出力される相互相関演算結果が最大になるように、遅延量と位相量を調整する。
【００６６】
また、振幅補償部１６２にも制御信号を供給し、伝送ケーブル等の影響によるレベル変動を除去した信号が誤差抽出部１６３に供給されるように制御する。
【００６７】
そうすると、これらの結果、それでも誤差抽出部１６３から出力される信号に誤差が残ったら、それが電力増幅部で発生する歪による誤差とみなすことができる。
【００６８】
そこで、この誤差を表わす信号を係数更新演算部１４に供給し、ここで補償データを算出するための係数α３、α５、β３、β５(夫々後述)の最適化と更新を行なう。
【００６９】
そして、補償データ算出部１５で補償データＰhc、Ｐoc を算出し、得られた補償データを前置補償部６に供給し、歪補償を行う。このとき、この前置補償部６としては、従来技術の場合と同じく、例えば図１０に示した構成と図１１に示した構成の何れかでもよい。
【００７０】
そこで、この前置補償部６で歪補償データが付加された複素ベースバンド信号を変調部７に供給し、ここで搬送波を乗じた後、Ｄ／Ａ変換器８によりアナログ信号に変換し、出力端子９に供給するのである。
【００７１】
ところで、従来技術では、リアルタイム(実時間)で入力信号レベルを算出し、歪補償データを算出するのは困難なため、上記したように、予め必要とされるダイナミックレンジ全体にわたって、各入力レベルに対応した補償データを求めてＲＡＭ３３、３４にテーブル化しておき、Ａ／Ｄ変換器２７から供給される入力信号レベルをアドレスとして補償データを出力する方法が取られていた。
【００７２】
しかし、この実施形態では、３次の相互変調歪は勿論、５次の相互変調歪まで比較的簡易な多項式で記述でき、入力信号の各サンプル毎に歪補償データをリアルタイムで算出することができるようになっていることを前提として、上記した補償データテーブルを持たずに、補償データ算出部１５でリアルタイムで補償データを算出するようにしている。
【００７３】
そこで、以下、この実施形態における歪補償データの算出方法について説明する。
【００７４】
まず、ここでは、一例として、入力信号がＯＦＤＭ信号であるとし、ＯＦＤＭ信号の瞬時振幅をＡ(t)、瞬時位相をｊθ(t)とする。そうすると、入力信号の包絡線Ｖin(t)は、以下の式で表わすことができる。
【００７５】
Ｖin(t)＝Ａ(t)・exp(ｊθ(t))
【００７６】
次に、電力増幅部で発生する相互変調歪は３次歪だけであると仮定し、３次相互変調歪の発生量のうち、振幅量を表す係数(以下、３次歪振幅係数)をα３、３次相互変調歪の発生量のうち、位相量を表す係数(以下、３次歪位相係数)をβ３とする。
【００７７】
そうすると、電力増幅部の出力Ｐo(t)は、等価的に以下の式で表すことができる。
【００７８】
Ｐo(t)＝Ａ(t)・ exp(Ｊθ(t))・［(α３＋ｊβ３)・ｆ3(Ａ)＋１］
【００７９】
次に、入力レベルＡ(t)に対する３次歪の関数ｆ3(Ａ(t))を求めることを考えると、ここで、まず、ＯＦＤＭ信号では、Ａ(t)(簡単のため、以下、単にＡと記す)の確率密度関数ｆ(Ａ)はレイリー分布となる。そこで、信号の分散値をσとすると、以下の(１)式で表わせる。
【００８０】
【数１】
【００８１】
【数２】
【００８２】
【数３】
【００８３】
次に、入力信号の包絡線Ｖin(t)の振幅値Ａ(t)を３乗した信号Ｖin3(t)についてみると、これには３次歪に相当する成分だけでなく、原信号Ｖin(t)も含まれている。そこで、この信号Ｖin3(t)から原信号Ｖin(t)の大きさを求めるため、次の(数５)式により相関係数η１を求める。
【００８４】
【数５】
相関係数η１＝Ａ4(t)の平均値
となり、これは上記したように、数値２であるから、信号Ｖin3(t)には大きさ２の原信号が含まれていることが判り、このことから、次の式により表わされる信号ｙ３が３次歪信号を表わすことになる。
【００８５】
ｙ３＝［Ａ3(t)−２Ａ(t)］・exp(ｊθ(t))
【００８６】
そこで、更に、この３次歪信号ｙ３の分散値を求めると、
ｙ３2(平均値)＝［Ａ3−２Ａ2］(平均値)＝Ａ6−４Ａ4＋４Ａ2＝６−４×２＋４＝２
∴ｙ３(平均値)＝√２
となり、従って、分散１の信号における３次歪成分ｆ3(Ａ)は、次の(６)式で与えられる。
【００８７】
【数６】
【００８８】
【数７】
【００８９】
また、位相成分についても同じ構成になり、この場合は、図７における３次歪振幅係数α３と５次歪振幅係数α５を、３次歪位相係数β３と５次歪位相係数β５に置き換え、これらを制御してやれば良い。ここで、係数α３と係数α５は歪の振幅成分を生成する場合で、係数β３と係数β５は歪の位相成分を生成する場合のものである。
【００９０】
具体的に説明すると、この図７の補償データ算出部１５の場合、まず、入力端子２０１には、入力レベル算出部１３からＯＦＤＭ信号の瞬時振幅(包絡線信号)Ａが供給される。
【００９１】
そこで、この信号Ａは、まず乗算器２０２で構成された自乗回路により２乗され、２乗信号Ａ2 が３次歪生成系の加算器２０３と、５次歪生成系の乗算器２１０、２１３に夫々供給される。
【００９２】
ここで、３次歪補償データ生成系と５次歪補償データ生成系に分かれる。そして、３次歪補償データ生成系の係数入力部２０３には、係数更新演算部１４から係数α３(又は係数β３)が供給され、５次歪補償データ生成系の係数入力部２１９には、係数更新演算部１４から係数α５(又は係数β５)が供給される。
【００９３】
そして、これら係数入力部２０３、２１９では、係数更新演算部１４から係数が入力される毎に記憶してある係数の更新を行い、常に最新の係数α３(又は係数β３)、係数α５(又は係数β５)を出力するようになっている。
【００９４】
しかも、このとき、これら係数入力部２０３、２１９は、この回路の電源が切られても記憶保持が可能なメモリを備え、これに係数α３(又は係数β３)、係数α５(又は係数β５)が記憶されるようになっている。
【００９５】
従って、この実施形態では、一旦、回路の電源が落とされた後、再度、電源が投入されたときは、前回、最後に記憶された最新の係数が初期値として与えられるようになっている。
【００９６】
そこで、まず、図７の３次歪補償データ生成系について説明すると、これは、上記した(数６)式に従って処理を進めるもので、まず加算器２０３では、定数器２０４から２乗信号Ａ2 に定数−２が加算され、次に乗算器２０６で、定数器２０５から２の平方根の逆数が定数として乗算される。
【００９７】
更に乗算器２０７では、入力端子２０１の原信号Ａが乗算され、この後で更に乗算器２０９で、係数入力部２０８から係数α３が乗算されるので、この結果、加算器２２１の一方の入力に、(６)式で表わされる３次歪補償データｆ3(Ａ)が得られる。
【００９８】
次に、５次歪補償データ生成系について説明すると、これは、上記の(７)式に従って処理されるもので、まず乗算器２１０では、２乗信号Ａ2 が再び自乗されて４次項Ａ4 が生成される。一方、乗算器２１３では、定数器２１４から定数−６が乗算された後、続いて加算器２１２で、定数器２１５から定数６が加算される。
【００９９】
この後、加算器２１１で、乗算器２１０の出力と加算器２１２の出力が加算され、次いで乗算器２１６で、定数器２１７から１２の平方根の逆数が定数として乗算され、更に乗算器２１８では、入力端子２０１の原信号Ａが乗算され、この後で更に乗算器２２０で、係数入力部２１９から係数α５が出力され、これが乗算されるので、この結果、加算器２２１の他方の入力に、同じく(７)式で表わされる５次歪補償データｆ5(Ａ)が得られる。
【０１００】
そこで、最後に、加算器２２１で、これらのデータｆ3(Ａ)とデータｆ5(Ａ)を加算してやれば、補償データＰhc、Ｐoc を得ることができ、これを前置補償部６でを用いて複素乗算を行うことにより、補償信号を付加することができる。
【０１０１】
この実施形態によれば、入力信号である中間周波信号或いは高周波信号と電力増幅部の出力から取り出した信号を、比較的低い動作速度のデジタル信号とし、歪補償データの算出と歪補償をデジタル信号処理で行うようにしたので、アナログ回路構成による動作の不安定性が除去できると共に、調整箇所が少なくでき、より高精度で高安定の歪補償付送信機が安価に提供できる。
【０１０２】
ところで、上記した補償データ算出部１５における係数入力部２０８、２１９は、係数更新演算部１４
次に、本発明の他の実施形態について、図２により説明する。ここで、この図２の実施形態は、既に図１で説明した実施形態において、更に電力増幅部の温度変化による特性の変化も補償するようにした場合の一実施形態で、ここで、図１と同一の部分については、同じ符号が付してある。
【０１０３】
この図２の実施形態でも、まず、入力端子１は第１のＡ／Ｄ変換器２とＡＧＣ回路３を介して第１の直交復調部４に接続される。そして、この直交復調部４の出力は遅延回路５と入力レベル算出部１３の双方に接続され、このあと、遅延回路５は前置補償部６に接続されるが、入力レベル算出部１３は補償データ算出部１５に接続される。
【０１０４】
一方、第２のＡ／Ｄ変換器１１は、第２の直交復調部１２を介して等化部１６に接続され、等化部１６の出力は、係数更新演算部１４を介して補償データ算出部１５に接続される。そして、この補償データ算出部１５から出力される補償データが前置補償部６に供給される。
【０１０５】
前置補償部６の出力は変調部７とＤＡ変換器８、第１の周波数変換器１７、電力増幅器２０、それに方向性結合器２３を介して出力端子２４に接続され、図示してない送信系に電力増幅器２０の出力が供給されるようになっている。
【０１０６】
そして、このとき、方向性結合器２３で分岐された出力の一部が、第２の周波数変換器１９を介して第２のＡ／Ｄ変換器１１に供給されるが、ここで、これら第１の周波数変換部１７と第２の周波数変換部１９には、局部発振器１８から局部発振信号が供給されている。
【０１０７】
なお、図１では省略して説明したが、これら周波数変換器１７、局部発振器１８、周波数変換器１９、電力増幅器２０、方向性結合器２３、それに出力端子２４は、図１の実施形態でも同じく備えられているものである。
【０１０８】
従って、この図２の実施形態においても、以上の構成は図１の実施形態と同じであるが、ここで、この図２の実施形態では、更に温度検出部２１と温度補償部２２が設けられ、これにより、係数更新演算部１４に、更に温度補償部２２の出力が供給されるようになっているものである。
【０１０９】
ここで、等化部１６も、図１に示した遅延補償部１６４位相補償部１６５、振幅補償部１６２、誤差抽出部１６３および補償制御部１６１を包含するものであり、同一の構成である。
【０１１０】
次に、この図２の実施形態の動作について説明すると、まず、入力端子１から遅延回路５、前置補償部６を経由してＤＡ変換器８に至る系と、第２のＡ／Ｄ変換器１１から等化部１６係数更新演算部１４、補償データ算出部１５を介して前置補償部６に至る系、それに入力レベル算出部１３、歪算出部１５、等化部１６における動作は、図１で説明した実施形態と同様であるので、ここでは説明は割愛する。
【０１１１】
まず、ＤＡ変換器８の出力は中間周波帯の信号であるため、第１の周波数変換器１７により、局部発振器１８から供給される局部発振信号を用いて所望の送信周波数である高周波信号に変換(アップコンバージョン)され、電力増幅器２０に入力される。
【０１１２】
そして、この電力増幅器２０で必要な送信電力まで増幅され、方向性結合器２３を経て出力端子２４から出力されるが、このとき、電力増幅器２０の出力電力の一部を方向性結合器２３で分岐し、周波数変換器１９で周波数変換する。
【０１１３】
ここで、このとき、第１の周波数変換器１７と同じ局部発振信号を用いることにより、入力端子１から入力されている信号と同じ中間周波帯に変換(ダウンコンバージョン)されることになり、従って、この実施形態では、第１のＡ／Ｄ変換器２と第２のＡ／Ｄ変換器１１、第１の直交復調部４と第２の直交復調部１２は、それぞれ同一の素子、同一の回路構成にすることができる。
【０１１４】
そして、この実施形態でも、係数更新演算部１４は、第２のＡ／Ｄ変換器１１から入力される電力増幅器２０の出力信号の状態から、随時、係数の更新・最適化を行うが、ここでこの実施形態の場合、更に温度検出部２１が設けてあり、これにより、電力増幅器２０と、その周辺回路の温度変化を検出し、これを温度補償部２２に入力し、温度補償情報が係数更新演算部１４に供給されるようにしてある。
【０１１５】
そこで、係数更新演算部１４では、この温度補償情報を等化部１６から供給される誤差を表わす信号に加味し、これにより、更に高精度で係数の更新が得られるようにし、より良い最適化が得られるようにするのである。
【０１１６】
従って、この図２の実施形態によれば、図１の実施形態と同様、アナログ回路構成による動作の不安定性の除去と、調整箇所の低減が得られると共に、更に温度補償も含めた補償のもとで、より一層高精度で高安定の歪補償付送信機を安価に提供することができる。
【０１１７】
【発明の効果】
本発明によれば、入力信号である中間周波信号或いは高周波信号と、電力増幅部の出力の一部を取り出した信号を比較的低い動作速度でデジタル信号化し、歪補償データの算出、及び歪補償をデジタル処理化したので、アナログ回路構成による不安定性が除去できると共に、調整箇所を低減することができる。
【０１１８】
そこて、この結果、本発明によれば、より高精度で高安定の歪補償装置付送信機を、より安価に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による通信装置の一実施形態を示すブロック構成図である。
【図２】本発明による通信装置の他の一実施形態を示すブロック構成図である。
【図３】直交検波部の一例を示すブロック構成図である。
【図４】デジタル化された直交検波部の動作の一例を示す説明図である。
【図５】本発明の一実施形態における直交検波部の一例を示す回路図である。
【図６】本発明の一実施形態におけるＡ／Ｄ変換後の信号の周波数関係を説明するためのスペクトル図である。
【図７】本発明の一実施形態における補償データ算出部の一例を示すブロック構成図である。
【図８】従来技術による通信装置の一例を示すブロック構成図である。
【図９】歪の態様と補償動作を説明するための特性図である。
【図１０】前置補償部の一例を示す構成図である。
【図１１】前置補償部の他の一例を示す構成図である。
【図１２】前置歪補償動作を説明するためのベクトル図である。
【符号の説明】
１ 入力端子(高周波信号或いは中間周波信号)
２ Ａ／Ｄ変換器(第１の)
３ ＡＧＣ回路
４ 直交復調部(第１の)
５ 遅延回路
６ 前置補償部
７ 直交変調部
８ ＤＡ変換器
９ 出力端子
１０ 入力端子(電力増幅部の分配信号入力用)
１１ Ａ／Ｄ変換器(第２の)
１２ 直交復調部(第２の)
１３ 入力レベル算出部
１４ 係数更新演算部
１５ 補償データ算出部
１６ 等化部
１７ 周波数変換部(第１の)
１８ 局部発振器
１９ 周波数変換部(第２の)
２０ 電力増幅器
２１ 温度検出部
２２ 温度補償部
２３ 方向性結合器
２４ 出力端子２５方向性結合器２６包絡線検波部
２７ Ａ／Ｄ変換器
２８ Ａ／Ｄ変換器
２９ 演算制御部
３０、３１ ＤＡ変換器
３２ 検波部
３３、３４ 補償データテーブルメモリ
１０１ 直交検波器入力端子
１０２、１０３ 乗算器
１０４ ９０°位相器
１０５ 局部発振器
１０６ 符号反転器
１０７、１０８ スイッチ
１０９ ２分周器
１６１ 補償制御部
１６２ 振幅補償部
１６３ 誤差抽出部
１６４ 遅延補償部
１６５ 位相補償部
２０１ 入力端子
２０２、２０６、２０７、２０９、２１０、２１３、２１６、２１８、２２０乗算器
２０３、２１１、２２１ 加算器
２０４、２０５、２１４、２１５、２１７ 定数設定部
２０８、２１９ 係数入力部
２２２ 出力端子
６０１ 前置補償部入力端子
６０２ 可変利得回路
６０３ 可変位相器
６０４ 前置補償部出力端子
６０５、６０６ 前置補償部制御信号入力端子
６０７ 分配器
６０８ ９０°位相器
６０９、６１０ 乗算器
６１１ 加算器
Claims (7)
- 送信側の電力増幅部に前置歪補償方式が適用された通信装置において、
前記電力増幅部に供給すべき中間周波帯と高周波帯の一方の信号を入力信号とする第１のＡ／Ｄ変換器と、
前記電力増幅部の出力の一部を入力とする第２のＡ／Ｄ変換器と、
前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力をベースバンド帯に変換するための第１の復調部と、
前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力をベースバンド帯に周波数変換するための第２の復調部と、
前記第１の復調部の出力と前記第２の復調部の出力の間に生じる時間差を補償する遅延部と、
前記第１の復調部の出力と前記第２の復調部の出力から前置補償に必要な補償値を演算するための演算部と、
前記補償値により前記遅延部の出力に歪補償データを付加するための前置補償部と、
前置補償部の出力を前記中間周波帯と前記高周波帯の一方に変換するための変調部と、
前記変調部の出力に接続されたＤ／Ａ変換器とを備え、
前記Ｄ／Ａ変換器の出力が前記電力増幅部に供給されるように構成されていることを特徴とする通信装置。 - 請求項１に記載の通信装置において、
前記第１の復調部の出力と前記第２の復調部の出力の間に生じる時間差と位相差の少なくとも一方を補償する補償部と、
前記第１の復調部の出力信号と前記第２の復調部の出力信号の相関関数に基づいて、前記補償部による遅延量と移相量の少なくとも一方を制御する制御手段が設けられていることを特徴とする通信装置。 - 請求項１又は請求項２に記載の通信装置において、
前記演算部が、
前記入力信号成分に対する統計値から、前記電力増幅部で発生する振幅誤差、と位相誤差の少なくとも一方を２Ｎ＋１次相互変調歪(Ｎ：自然数)として各々個別に求める手段と、
前記振幅誤差と位相誤差の少なくとも一方を用い、前記第１のＡ／Ｄ変換器により量子化される各データ毎に各次数の相互変調歪について、各々独立にその補償量を制御する手段とを備えていることを特徴とする通信装置。 - 請求項１〜請求項３に記載の通信装置の何れかにおいて、
前記第１のＡ／Ｄ変換器と第２のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数と、前記入力信号の中心周波数の比が４：３に設定され、
前記第１の復調部と第２の復調部が、入力信号を同相成分と直交成分に直交分離するための直交復調器で構成されていることを特徴とする通信装置。 - 請求項１〜請求項４に記載の通信装置の何れかにおいて、
前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力と、前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力のレベル差を補正するための振幅補償手段が設けられていること特徴とする通信装置。 - 請求項１〜請求項５に記載の通信装置の何れかにおいて、
第１のＡ／Ｄ変換器出力と第２のＡ／Ｄ変換器出力との比較結果から電力増幅部における歪量を求め、求めた歪量が規定値以下のとき、その歪量に対応した補償データの算出に必要な係数と状態の少なくと一方を記憶する手段を設け、
当該通信装置の起動時、記憶してある係数と状態の少なくとも一方が初期値として用いられるるように構成されていることを特徴とする通信装置。 - 請求項１〜請求項６に記載の通信装置の何れかにおいて、
前記電力増幅部の温度を検出する手段を備え、
前記補償値に前記電力増幅部の温度を加味した重み付けが行なわれるように構成したことをを特徴とする通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002328276A JP3732824B2 (ja) | 2002-11-12 | 2002-11-12 | 通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002328276A JP3732824B2 (ja) | 2002-11-12 | 2002-11-12 | 通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004165900A JP2004165900A (ja) | 2004-06-10 |
| JP3732824B2 true JP3732824B2 (ja) | 2006-01-11 |
Family
ID=32806618
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002328276A Expired - Fee Related JP3732824B2 (ja) | 2002-11-12 | 2002-11-12 | 通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3732824B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4758696B2 (ja) * | 2005-06-30 | 2011-08-31 | 株式会社日立国際電気 | 伝送装置 |
| CN101228690B (zh) * | 2005-07-29 | 2010-08-18 | 富士通株式会社 | 延迟调整装置 |
| JP4755651B2 (ja) * | 2005-10-17 | 2011-08-24 | 株式会社日立国際電気 | 非線形歪検出方法及び歪補償増幅装置 |
| JP4720468B2 (ja) * | 2005-12-07 | 2011-07-13 | 日本電気株式会社 | 非線形歪み補償回路及びその方法並びにそれを用いた無線送信システム |
| JP5242024B2 (ja) * | 2006-06-08 | 2013-07-24 | 株式会社東芝 | 歪補償装置、増幅装置、送信装置、歪補償方法 |
| WO2010046957A1 (ja) * | 2008-10-24 | 2010-04-29 | 株式会社アドバンテスト | 直交振幅復調器、復調方法およびそれらを利用した半導体装置および試験装置 |
| US8542768B2 (en) | 2009-12-21 | 2013-09-24 | Dali Systems Co. Ltd. | High efficiency, remotely reconfigurable remote radio head unit system and method for wireless communications |
| EP3068047A3 (en) | 2009-12-21 | 2017-03-01 | Dali Systems Co. Ltd. | Modulation agnostic digital hybrid mode power amplifier system and method |
| KR101763970B1 (ko) * | 2009-12-21 | 2017-08-14 | 달리 시스템즈 씨오. 엘티디. | 무선 통신을 위한 고효율의 원격으로 구성 가능한 원격 무선 헤드 유닛 시스템 |
| US9184771B2 (en) * | 2011-10-12 | 2015-11-10 | Optis Cellular Technology, Llc | Digital down conversion and demodulation |
-
2002
- 2002-11-12 JP JP2002328276A patent/JP3732824B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004165900A (ja) | 2004-06-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100959032B1 (ko) | 통신 네트워크들에서의 스퓨리어스 방사들을 감소시키기위한 주파수 의존적 크기 전치 왜곡 | |
| US7139327B2 (en) | Digital pre-distortion of input signals for reducing spurious emissions in communication networks | |
| JP3875707B2 (ja) | 歪補償装置 | |
| KR100739356B1 (ko) | 무선 통신 시스템에서 인접 채널 파워를 감소시키는 방법및 장치 | |
| JP3534414B2 (ja) | 適応型前置補償器においてベースバンド・デジタル誤差信号を与える装置および方法 | |
| JP3171157B2 (ja) | 非線形歪補償装置 | |
| US7251293B2 (en) | Digital pre-distortion for the linearization of power amplifiers with asymmetrical characteristics | |
| JP4183364B2 (ja) | 歪補償装置 | |
| US7020447B2 (en) | Method and apparatus for compensating for distortion in radio apparatus | |
| US8259843B2 (en) | Dynamic digital pre-distortion system | |
| US20110096865A1 (en) | Digital predistortion transmitter | |
| KR20000005012A (ko) | 적응형 증폭기 왜곡 보상회로 | |
| US6711217B1 (en) | Apparatus and method for linearized power amplification | |
| JP2003513498A (ja) | 電力増幅器の適応線形化 | |
| JP2002522989A (ja) | 移動通信システムの電力増幅線形化装置及び方法 | |
| JP2010183633A (ja) | 歪み補償回路、歪み補償信号生成方法、及び電力増幅器 | |
| US7266159B2 (en) | Frequency-dependent magnitude pre-distortion on non-baseband input signals for reducing spurious emissions in communication networks | |
| JP5056490B2 (ja) | 歪み補償係数更新装置および歪み補償増幅器 | |
| US7248642B1 (en) | Frequency-dependent phase pre-distortion for reducing spurious emissions in communication networks | |
| JP2006246398A (ja) | 歪補償装置 | |
| JP3732824B2 (ja) | 通信装置 | |
| US20090251211A1 (en) | Feedforward linearization of rf power amplifiers | |
| US20040264596A1 (en) | Digital pre-distortion for the linearization of power amplifiers with asymmetrical characteristics | |
| JP2001060883A (ja) | 送信機及びデータ伝送装置 | |
| JP2008028746A (ja) | 歪み補償装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050225 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20051004 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20051013 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091021 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091021 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101021 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111021 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111021 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121021 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121021 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131021 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |