JP3710570B2 - 医療用モニタ方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、サンプルまたは材料内に電磁波を照射することによって患者の医療パラメータを測定し、前記サンプルまたは材料を通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための装置、及び、関連方法に関するものである。とりわけ特定の実施例の１つにおいて、本発明は、パルス酸素飽和度測定の分野に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
患者の医療パラメータを測定するための光学的方法は、当該技術において周知のところである。これらには、例えば、血流測定、灌流測定、血液ガス分析、赤外ガス分析器等、及び、とりわけ、パルス酸素飽和度測定が含まれる。これらの方法の全てに共通するのは、患者の組織、患者から採取されたサンプル（血液サンプルのような）、または、患者の吸気または呼気に対して、可視スペクトルまたは隣接スペクトル（赤外のような）の光、または、他の電磁波を照射することである。こうしたサンプルまたは材料を透過した、または、これらによって反射された光は、次に、問題となる医療パラメータを計測するため、吸光度、波長等のような特性の変化に関して分析を受ける。言うまでもないことではあるが、こうした方法は、光学特性を備えた（すなわち、可視スペクトルの）電磁波の利用に限定されるものではなく 他の電磁スペクトルの波を利用することも可能である。さらに、こうした方法は、生体内並びに生体外アプローチを利用することが可能である、すなわち、患者（例えば、その組織）または患者から採取したサンプルの分析に焦点を絞ることが可能である。
【０００３】
次に、この解説の明瞭性及び理解のしやすさを高めるため、特定の例の１つ、すなわち、パルス酸素飽和度測定によって、基本となる問題点について説明を加えることにする。言うまでもなく、これは、決して本発明の範囲を制限するものではなく、実際のところ、本発明は、他の医療パラメータの測定にも適用可能である。
【０００４】
パルス酸素飽和度測定は、患者の状態を評価するための非侵入的技法である。通常、センサまたはプローブは、発光ダイオード（「ＬＥＤ」）のような発光手段から構成される。波長の異なるこれらＬＥＤを２つ以上用いることが可能である（例えば、赤色と赤外）。放射される光は、患者の組織に向けられ、フォトダイオードまたはフォトトランジスタのような受光手段が、透過光または反射光の量を測定する。透過測定の場合、送光ダイオード及び受光ダイオードが、人体組織に対して、互いに反対側に配置され、反射測定の場合、組織の同じ側に配置される。
【０００５】
少なくとも２つの波長で測定される場合、測定される強度を利用して、患者の動脈血の酸素飽和度が計算される。ランベルト・ベールの法則を利用したその数学的背景については、これまで多くの出版物において十分に詳述されている。例えば、この理論のかなり優れた分析を収めた欧州特許第２６２７７８号明細書を参照されたい。
【０００６】
通常、パルス・オキシメータに取り外し可能に接続されたセンサは、例えば、６６０ｎｍ（ナノメートル）の波長、すなわち、赤色の光と、９００ｎｍの波長、すなわち、赤外の光を放射する少なくとも２つのＬＥＤを備えている。放射光の強度は、ＬＥＤの励起電流が変動するので、オキシメータによって変調することが可能である。受光素子によって受け止められる光電流は、オキシメータによって測定され、動脈血の酸素飽和度を計算するために利用される。
【０００７】
今日のオキシメータの場合、適合するモニタのフロント・エンド部分に含まれるハードウェア回路には、ＬＥＤが次々にオン・オフされる時間多重化アプローチが利用されている（米国特許第４、４０７、２９０号、同第４、５２３、２７９号、同第３、８４７、４８３号公報）。パルス列は、通常、最低限３つの位相、すなわち、活性赤色相、活性赤外相、及び、暗相から構成され、周囲光は、この最後の相の間に測定される。実際には、１つの多重化時間フレームまたは追加暗相においてより多くのＬＥＤに電力供給できるように、４つ以上の相を設けることも可能である。位相は、同様の持続時間である場合が多い。変調周波数（全フレームの繰り返し率）は、例えば、２００Ｈｚ〜２ｋＨｚの範囲である。この周波数とＬＥＤによって放射される光の周波数を混同してはならない。実際、一般的な変調方法では、矩形のパルスによるパルス列を利用して、ＬＥＤを励起するが、この場合、第１のパルスによって赤色ＬＥＤを励起し、第２のパルスによって赤外ＬＥＤを励起し、励起の行われない時間間隔を利用して、周囲光（これに関しては「暗相」と呼ばれる）の測定が行われる。
【０００８】
しかし、こうした既知のオキシメータは、今日、臨床の実践において広く用いられているが（非侵入的テクノロジであると言うだけの理由で）、制限された性能しか得られないということ、とりわけ、測定精度が制限されるということが分かった。これは、主として、ネオン・ランプ、ＵＶランプ、及び、他の発光体といった干渉源が、ＬＥＤと受光器との間の光路に影響を及ぼす場合に生じる。先行技術のオキシメータのこうした干渉源に対する妨害感受性は、当該技術の熟練者にとって既知のところであったが、これまで、その理由を評価しようとする試みはなされていない。実際、下記の考察（酸素飽和度測定信号の歪みのメカニズムを明らかにする）は、既に、この問題に関する発明者の考えを反映しており、さらに、発明者を本発明へと導くことになったものであるが、その限りにおいて、既に、本発明の一部、または、ある程度は、本発明の基礎をなすものとみなすことが可能である。
【０００９】
受光フォトダイオードにおける時間多重化信号（既述）の周波数スペクトルは、１対の要素から構成される。第１の要素は、もちろん、ＬＥＤ変調周波数のスペクトル線である。パルス・シーケンスのスペクトルには、パルス繰り返し周波数の倍数にあたるスペクトル線が含まれているため、振幅を小さい他のスペクトル線が、基本変調周波数の高調波に生じることになる。有効振幅のこうした高調波は、数十次まで生じることになる。
【００１０】
さらに、全てのスペクトル線が鮮鋭なラインというわけではなく、ある程度幅広のため、狭い帯域のスペクトルを占有する。これは、信号が、脈動の変動（約１０ヘルツまでの成分が含まれている）によって、さらに変調されるという事実によるものである。この脈動の変動は、実際に医療モニタにとって重要である。その周波数は、患者の心拍数を導き出すために利用することが可能であり、その振幅は、実際に、酸素飽和度の計算に必要とされる。
【００１１】
脈動は、従って、変調周波数及びその約±１０ヘルツの高調波のスペクトル線の幅を広げることになる。これは、その原因が生理的信号によるものであるため、「生理的帯域幅」とも呼ばれる。
【００１２】
次に、図面に関連して、先行技術によるテクノロジの詳細及び欠点について述べることにする。
【００１３】
図９には、先行技術によるオキシメータの基本的な機能ブロックが示されている。マイクロプロセッサ１は、酸素飽和度パラメータの作用を制御する。該マイクロプロセッサは、ＬＥＤの励起に関するデジタル表現のパルスを発生する。これらは、ライン２を介してデジタル・アナログ変換器３に送られ、該変換器によって、矩形のアナログ信号が出力され、ライン４を介して増幅器５に送られる。
【００１４】
点線６は、モニタとセンサの間のインターフェイスを略示している。すなわち、ライン７は、センサとモニタを接続する物理的にはケーブルであり、点線６の左側の全ての構成要素は、実際にはセンサに組み込まれている。る。センサには、患者の組織、この場合は、指１０に光を送り込む少なくとも２つのＬＥＤ８及び９が含まれている。指１０を透過する光は、フォトダイオード１１に達し、ライン１２を介しても１つの増幅器１３に送られる。増幅器１３によって生じる増幅されたアナログ信号は、復調及びフィルタ・セクション１４に送られる（ライン１４）。この復調セクションは、そのタイム・スロットに応じて、それぞれ、低域通過／サンプル及びホールド機能を実施する３つの異なる経路１４ｂ〜１４ｄに増幅された信号を送るデマルチプレクサ１４ａから構成される。デマルチプレクサ１４ａは、制御を受けて、ＬＥＤ８の動作中に受信する信号が経路１４ｂに送られ、ＬＥＤ９の動作中に受信する信号が経路１４ｃに送られ、暗または周囲相（ＬＥＤ８及び９がオフ状態）の間に受信する信号が経路１４ｄに送られるようにする。
【００１５】
経路１４ｂ〜１４ｄのそれぞれが、独立した低域フィルタの働きをし（例えば、経路１４ｂにおける抵抗器１４ｅ及びコンデンサ１４ｆ参照）、その限りにおいて、コンデンサは、サンプル及びホールド装置の働きもする。３つの経路１４ｂ〜１４ｄは、次に、マルチプレクサ１４ｇ（デマルチプレクサ１４ａと同期。点線１４ｈ参照）によって再び組み合わせられ、その信号はアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）１５に送られる。このＡＤＣは、普通、チャネル毎に１回入力信号のサンプリングを行うが、サンプリング・レートを高めることも可能である。換言すれば、パルスが赤色ＬＥＤ８に送られると、ＡＤＣ１５が、それを１回検知して、その振幅を判定し、後続パルス列における振幅の変動は、動脈血の脈動変化を反映する。
【００１６】
デジタル化信号は、ライン１６を介してマイクロプロセッサ１に到達し、マイクロプロセッサは酸素飽和度を求めるのに必要な計算を実施する。その結果は、次に、ディスプレイ１７に表示される。
【００１７】
図１０は、ＬＥＤ８及び９の励起に用いられるパルス列のタイミング図である。第１のパルス１８は、赤色ＬＥＤ８（図９）を制御し、第２のパルス１９は、赤外ＬＥＤ９を制御する。両方のＬＥＤが順次励起されると、受信側において周囲光量の測定に用いられる暗相２０が生じる。ｔ＝Ｔ_LEDにおいて、全パターンが、再び初めから開始される。従って、変調周波数は、次のように定義される。
ｆ_LED＝１／Ｔ_LED …（１）
【００１８】
図１１（ａ）〜（ｃ）は、経路１４ｂ〜１４ｄ（図９）に従って分離された、すなわち、パルスが人体組織を通った場合の、受信側における同じパターンが示されている。図１１（ａ）には、赤色ＬＥＤ８（経路１４）のパルスが示され、図１１（ｂ）には、赤外ＬＥＤ９（経路１４ｃ）のパルスが示され、図１１（ｃ）には、経路１４ｄにおいて検出される信号（周囲光）が示されている。赤色及び赤外パルス（図１１（ａ）及び（ｂ））について、下記の点が注目される。
１．非脈動組織によってほぼ固定量の減衰を被り（ＤＣ減衰）、
２．赤色パルス２１及び赤外パルス２２の異なる振幅によって示されるように、赤色チャネル及び赤外チャネルにおいて異なる減衰を生じるいう点、
３．その振幅が、点線２３ａ及び２３ｂによって示された低周波数で変調される（この周波数は、実のところ、例示のため、図１１（ａ）及び（ｂ）において誇張されている）、すなわち、その振幅は時間の経過につれてゆっくりと変動する。この低周波数（１〜１０ヘルツの範囲）は、ＬＥＤ８及び９が放射した光が当たる血管における脈動を反映しており、酸素飽和度の計算に必要な生理的情報を伝える。従って、それは、「生理的信号」と呼ばれ、関連する周波数帯域は、「生理的帯域幅」と呼ばれる。重畳される生理的信号の振幅が、受信パルスの振幅全体と比べて極めて小さいというも注目される。
【００１９】
これに対し、周囲光を表した図１１（ｃ）のパルスは、脈動組織（参照番号２３ｃ）によって変調されることはない。
【００２０】
図１１（ａ）〜（ｃ）に示すパルス列は、マルチプレクサ１４ｇ（図９）を介してＡＤＣ１５の入力に送られる。先行技術のアプローチによれば、ＡＤＣ１５は、ｔ＝Ｔ₁、ｔ＝Ｔ₂、及び、ｔ＝Ｔ₃において受信パルスのサンプルの少なくとも１つを受け取る。これらのサンプルは、それぞれ、赤色パルス、赤外パルス、及び、周囲光の振幅を表している。ここに述べる技法は、矩形波または方形波に関する復調に相当する。
【００２１】
次に、周波数領域において何が起こるかについて考察する。図１２には、患者の組織を透過し、増幅された、ただし、復調及びサンプリング前の、すなわち、ライン１４に生じる（図９）信号のスペクトルが示されている。基本ＬＥＤ変調周波数ｆ_LEDが、スペクトル線２４として示されている。これは、「鮮鋭な」スペクトル線ではない。代わりに、さらにＬＥＤ信号を変調することになる生理的信号（上述の）のため、わずかに幅広である。この影響によって、ＬＥＤ変調スペクトル線は、実際のところ、その基本周波数の中心付近において約±１０ヘルツの帯域幅を備えた狭帯域のスペクトルの様相を呈することになる。
【００２２】
参照番号２４ａ及び２４ｂは、基本ＬＥＤ変調周波数の高調波、すなわち、２^*ｆ_LED及び３^*ｆ_LEDを表している。これらの高調波は、やはり、生理的帯域幅によって幅広の様相を呈する、すなわち、対応する高調波周波数付近の±１０ヘルツに集中する。
【００２３】
これに対し、参照番号２５は、一般に、５０ヘルツ（欧州）または６０ヘルツ（米国）の、主たる干渉源である商用電源（電力線）のスペクトル線ｆ_Lineを表している。もちろん、電力線は、常に特定の周波数を備えているが、この周波数は、商用電源の周波数変動（ただし、小さく、緩やかな）を被ることになる。この変動性または許容帯域が点線で描いた矩形領域２５´で示されている。
【００２４】
このスペクトルには、商用電源の基本周波数ｆ_Lineも含まれている。これらは、図１２において２５ａ〜２５ｇで表示されており、２^* ｆ_Line〜８^* ｆ_Lineの周波数を表している（もちろん、偶数次の高調波も存在するが、図１２には描かれていない）。商用電源の基本周波数と同様に、その高調波も拡散している（矩形領域２５´ａ〜２５ｇ´参照）。この図から明らかなように、高調波の次数が増すにつれて、可能性のある周波数の変動も大きくなる。
【００２５】
図１２には、もう１つの効果も明らかにされている。すなわち、ＬＥＤ変調周波数ｆ_LED及び商用電源周波数ｆ_Lineの高調波の一部は、互いに極めて接近している。典型的な例が、参照番号２６で示されている。ＬＥＤ変調周波数の３次高調波２４ｂ、及び、商用電源周波数の７次高調波２５ｆは、互いに極めて接近している（３^*ｆ_LED＝７^*ｆ_Line）。これは、とりわけ、商用電源周波数の７次高調波２５ｆに関連した広い許容帯域２５ｆ´を考慮すると、関連帯域に頻繁に干渉が生じることを表している。しかし、点線の円２７によって示すように、他の疑わしいケースも存在する。実際、ＬＥＤ変調周波数の２次高調波２４ａと商用電源周波数の５次高調波２５ｄの間にはある程度の距離があるが、５^*ｆ_Lineに関連した許容帯域全体２５ｄ´を検討すると、重なる部分も存在する。換言すれば、電力線の周波数がその公称値からわずかに偏差を生じる場合、その５次高調波は、ＬＥＤ変調周波数の２次高調波に接近するので、少なくとも、散発的な干渉を生じる可能性がある。より高次の高調波について言えば、商用電源周波数の高調波に関連した許容帯域がますます広くなるため、関連スペクトルが重なることになるので、干渉の恐れが常に存在することになる。これが、スペクトル２５ｅ´、２５ｆ´、及び、２５ｇ´によって示されている。こうした高周波数の場合、ＬＥＤ変調周波数の高調波は、必然的に、商用電源周波数の高調波の少なくとも１つの帯域幅内に含まれることになるのは明らかである。
【００２６】
ところで、高調波のこうした干渉がベース・バンドに対してどのように影響を及ぼすかについて、従って、酸素飽和度測定の結果について質問があるかもしれない。この基本的なメカニズムについては、図１３に明らかにされている。
【００２７】
先行技術のアプローチによれば、受信信号は、デマルチプレクサ１４ａによって復調される。（この種の復調は、例えば米国特許第４、８９７、６３０号明細書に解説があり、正弦波に関する同期ＡＭ復調に相当する）。方形波に関する復調には、あらゆる種類の差周波数と和周波数（とりわけ、高調波の）が、問題となる信号に近いベース・バンドに生じる、すなわち、高調波がベース・バンドに折り返されるという効果がある。この効果については、図１３に例示されている。この図は、ＬＥＤサンプリング周波数が、ＬＥＤ周波数に等しいという了承に基づくものである。（全てのチャネル（赤色、赤外、暗）は、別個にサンプリングを受け、復調される）。しかし、商用電源周波数の高調波は、酸素飽和度を求めるのに有効な信号に歪みを生じさせる可能性のある干渉源の１つにすぎない。臨床環境において、パルス酸素飽和度測定センサは、周囲光及び各種電磁ノイズを捕捉する。主たる周囲光源は、一般に、５０ヘルツまたは６０ヘルツの電力線周波数の高調波にあたる高調波を伴う、広いスペクトル・バンドを生じる天井蛍光灯による室内照明である。しかし、電気的ノイズは、電力線から侵入する場合も極めて多く、商用電源周波数の高調波として現れる。かなりの干渉を生じる電気ノイズの他の周知の発生源に、手術室で用いられる電気手術装置がある。これらは、帯域幅が極めて広く、あらゆる周波数の可能性がある。
【００２８】
上述のように、ＬＥＤ変調周波数の倍数にあたる信号のスペクトルは、光学的または電気的ノイズ成分のスペクトルに重なる可能性が極めて高い。ＬＥＤ変調帯域の１つにおけるノイズ線は、復調されて、本質的にベース・バンドに折り返されることになり、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を悪くする。新生児をモニタする場合には、患者にとって極めて危険な状況が生じる可能性がある。これらの処理は、ビリルビン光線療法用の非常に明るい紫外線ランプを用いて実施される場合が多い。不完全な注入固定法のため、それらの発する信号は弱いので、周囲光量によって、Ｓ／Ｎ比＜１の状況さえ生じることになる。こうした状況では、パルス・オキシメータに誤りを生じさせる可能性が極めて高い。患者の信号の代わりに、ノイズが入力信号の主体になっているので、パルス・オキシメータは、脈拍数、酸素飽和度、及び、灌流指数に関して間違った値を導き出す可能性がある。
【００２９】
欧州特許第０５０２７１７号明細書には、２つの波長の光の透過を測定することによって、物体における構成要素の濃度を評価するための手段及び方法が開示されている。第１と第２の発光体が、それぞれ、第１と第２の異なる波長の光を放射する。変調器／ドライバが、時間の関数として変化する、それぞれの第１と第２の搬送波で発光体を駆動する。該搬送波は、位相差が０以外で、かつ、１８０゜の整数倍以外の同じ搬送周波数を有している。検出器は、第１と第２の発光体からの光が物体を通過すると、前記光を受け、結果得られる、両方の波長における物体の透過に関する情報を備えた検出器信号を発生する。第１の波長における物体の透過に比例した成分と１つ以上の搬送波変調成分との和である第１の復調信号が、第１のチャネルにおける検出器信号から復調器によって発生し、第２の波長における物体の透過に比例した成分と１つ以上の搬送波変調成分との和である第２の復調信号が、第２のチャネルにおける検出器信号から復調器によって発生する。信号の搬送波変調成分は、復調信号フィルタによって、第１と第２のチャネルから除去される。
【００３０】
復調器は、第１のチャネルの検出器信号に第１の搬送波と同相の正弦波信号をかけて、第１の復調信号を発生し、第２のチャネルの検出器信号に第２の搬送波と同相の正弦波信号をかけて、第２の復調信号を発生する。従って、欧州特許第０５０２７１７号明細書の開示によれば、第１と第２のチャネルにおける検出器信号を復調するための正弦波信号は、それぞれ、第１の搬送波及び第２の搬送波と同相である。この復調方法には、あいにく、第１と第２のチャネル間にクロス・トークを生じる効果があり、従って、物体の構成要素の濃度を正確に評価することができない。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
先行技術を端緒とする本発明の目的は、波長の異なる受信電磁波の分析が行われるチャネル間のクロス・トークが低減される、異なる波長を備えた少なくとも２つの異なる電磁波を用いて、医療パラメータを正確に測定し、分析するための装置を提供することにある。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
この目的は、請求項１ないし１９に記載の医療パラメータを測定するための装置によって実現される。
【００３３】
本発明は、例えば、欧州特許第０５０２７１７号明細書に開示のシステムのような、医療パラメータを測定するための先行技術による分析システムでは、サンプルの照射に用いられる電磁波と分析に用いられる電磁波との間に該システムによって導入される移相のため、医療パラメータの正確な測定及び後続のその正確な分析が不可能であるという認識に基づくものである。従って、本発明によれば、システム移相の補償が受信電磁波の分析中に行われる、サンプルに電磁波を照射することによって患者の医療パラメータを測定し、前記サンプルを通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための方法及び装置が得られる。
【００３４】
本発明の第１の態様によれば、
サンプル内に電磁波を照射することによって医療パラメータを測定し、前記サンプルを通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための医療用モニタ装置において、
周波数が同じで、ほぼ９０°の第１の位相差を有する第１と第２の変調信号を発生するための手段と、
前記第１の変調信号の制御下において、前記サンプル内に第１の波長を有する第１の電磁波を照射するための手段と、
前記第２の変調信号の制御下において、前記サンプル内に第１の波長とは異なる第２の波長を有する第２の電磁波を照射するための手段と、
前記サンプルを通った両方の波長の電磁波（Ａ（ｔ））を受信するための手段と、
受信した電磁波（Ａ（ｔ））を表す信号に、前記第１と第２の変調信号と同じ周波数で、前記第１と第２の変調信号に対する位相差（σ）がシステム移相（ψ）に相当する、第１の正弦波復調信号と前記第１の正弦波復調信号に対して第１の位相差を有する第２の正弦波復調信号をかけることによって、前記電磁波を表す信号を復調し、第１と第２の復調信号（Ｄ_Ｒ（ｔ）、Ｄ_ＩＲ（ｔ））を発生するための手段と、
前記復調信号を分析するための手段と、
を備える。
【００３５】
本発明の第１の態様によれば、第１と第２の正弦波復調信号は、システム移相に対応する第１と第２の変調信号に対する位相差を有しており、このため、分析結果に対するシステム移相の影響が排除され、従って、チャネル間のクロス・トークが軽減される。
【００３８】
本発明の第２の態様によれば、
サンプル内に電磁波を照射することによって医療パラメータを測定し、前記サンプルを通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための装置において、
周波数が同じで、ほぼ９０°の第１の位相差を有する第１と第２の変調信号を発生するための手段と、
前記第１の変調信号の制御下において、前記サンプル内に第１の波長を有する第１の電磁波を照射するための手段と、
前記第２の変調信号の制御下において、前記サンプル内に第１の波長とは異なる第２の波長を有する第２の電磁波を照射するための手段と、
前記サンプルを通った両方の波長の電磁波（Ａ（ｔ））を受信するための手段と、
受信した電磁波に、システム移相（ψ）と共に、ほぼ３６０°の整数倍にあたる、第１と第２の電磁波に対する受信電磁波の全移相を生じることになる移相（σ）を加えることによって、遅延受信電磁波を発生するための手段と、
遅延受信電磁波を表す信号に、前記第１と第２の変調信号と同じ周波数を備えた、第１の正弦波復調信号と前記第１の正弦波復調信号に対して第１の位相差を有する第２の正弦波復調信号をかけることによって、前記遅延受信電磁波を表す信号を復調し、第１と第２の復調信号（Ｄ_Ｒ（ｔ）、Ｄ_ＩＲ（ｔ））を発生するための手段と、
前記復調信号（Ｄ_Ｒ（ｔ）、Ｄ_ＩＲ（ｔ））を分析するための手段と、
を備える。
【００３９】
本発明の第２の態様によれば、分析結果に対するシステム移相の影響が、受信した電磁波に移相を加えて、送信電磁波に対する受信電磁波の全移相が、ほぼ３６０°の整数倍になるようにすることによって排除される。この３６０°の整数倍の全移相によって、受信電磁波のチャネル間におけるクロス・トークの軽減が確実なものになる。
【００４３】
本発明の望ましい実施例によれば、変調信号の周波数は、約ｆ＝２７５ヘルツに決定される。この選択によって、商用電源周波数に変動が生じても、あるいは、それが不安定であったとしても、変調周波数の主たるスペクトル線は、５０ヘルツ及び６０ヘルツの商用電源周波数に関するノイズ帯域の高調波間に位置するのが最適であるという保証が得られる。（詳細な説明を参照されたい）。従って、変調周波数の選択は、ノイズのない信頼できる測定に寄与することになる。
【００４４】
変調信号自体は、正弦波とすることが可能であり、この場合、数学理論は特に容易になる。一方、方形波または矩形波を用いることも可能である。方形波は、発生しやすく、もう１つの関連利点を備えている。すなわち、個々のチャネルにおける信号強度に対処するために、基本周波数を変更しなくても、デューティ・サイクルを簡単に変更することが可能である。（変調信号の形状と復調に用いられる信号の形状を混同してはならない。本発明によれば、後者は常に正弦波信号でなければならない）。
【００４５】
本発明の望ましい実施例の場合、乗算器の出力信号がそれに通して送られる、低域フィルタが設けられる。同様に、電磁波の受信器と復調器の間に接続された帯域フィルタを利用するのが有効である。この帯域フィルタは、高調波、及び、ノイズの基本周波数さえブロックし、さらに、後続のアナログ・デジタル変換のために折り返しノイズ除去フィルタとして機能する。
【００４６】
前述のように、本発明の主たる用途は、パルス酸素飽和度測定である。この場合、生体内で検査される生体材料は、患者の組織である。電磁波は、光の可視スペクトル及びその隣接スペクトル、とりわけ、赤色光及び／または赤外光から選択された波が望ましい。発光体は、小サイズで、センサに組み込みやすい発光ダイオードが有効である。
【００４７】
【発明の実施の形態】
次に、添付の図面を参照し、非制限例によって、本発明の望ましい実施例の説明を行うことにする。
【００４８】
図１には、本発明による２波長パルス・オキシメータのブロック図が示されている。マイクロコントローラまたはＣＰＵ（中央演算処理装置）２８は、オキシメータの動作全体を制御する。すなわち、ＣＰＵは、測定を開始させ、利得を調整し、ＬＥＤ励起のタイミングを制御する。さらに、信号処理の大部分、すなわち、パルス酸素飽和度測定値、脈拍数、潅流指標、及び、プレチスモグラフ波形の計算が、ＣＰＵ２８によって実施される。こうした算法については、例えば、米国特許第５、２９９、１２０号明細書に記載がある。ＣＰＵ２８は、さらに、デジタル・リンク３０を介して、ホスト・モニタ２９のような他の装置との通信も可能である。ホスト・モニタ２９には、データ及び波形表示能力が備わっており、警報限界等の制御を行う。ただし、言うまでもないことではあるが、データ表示、手動入力等を局所的に実施することも可能である。さらに、ＣＰＵ２８は、病院情報システムまたは中央ステーションのような大規模システムとの通信さえ可能である。
【００４９】
ＬＥＤを駆動、すなわち、スイッチするための制御信号が、ライン３１を介してＣＰＵ２８からＬＥＤ駆動回路３２に送られる（デジタル・アナログ変換器は、ここには示されていないが、ＣＰＵ２８に組み込むことが可能である）。ＬＥＤ駆動回路３２には、スイッチ・モードで発光ダイオード（ＬＥＤ）３３及び３４を作動させる電流源が含まれている。
【００５０】
図１において、赤色ＬＥＤは３３で表示され、赤外ＬＥＤは３４で表示されている。両方のＬＥＤ並びにフォトダイオード３５は、適合するセンサに組み込まれている。こうしたセンサは、当該技術において周知のところであり、ここで詳述する必要はない。例えば、独国特許第３７０３４５８号明細書を参照されたい。図１に示す構成要素の残りは、センサには組み込まれず、適合するモニタ、信号ピック・アップ・ボックス等に組み込まれる。
【００５１】
ＬＥＤ駆動回路３２は、逆並行モードでＬＥＤ３３及び３４を作動させる。すなわち、赤色ＬＥＤ３３は、ある極性のパルスによって作動し、赤外ＬＥＤ３４は、逆の極性のパルスによって作動する。この設計には、センサと関連モニタとの間の接続を少なくすることが必要になるが、本発明の実施に必要な前提条件ではない。
【００５２】
次に、図２を参照して、ＬＥＤ駆動回路３２によって発生するパルスのタイミングについて解説することにする。図示例の場合、これらのパルスは、矩形であるが、正弦波の形状にすることもできるし、あるいは、適合する他の任意の形状を取り入れることも可能である。
【００５３】
赤色ＬＥＤ３３の駆動パルスが３６で表示されている。もう１つのパルス３７（図２には示されていない、逆極性の）が、赤外ＬＥＤ３４を駆動する。パターン全体がｔ＝Ｔ_LEDから再開され、Ｔ_LEDの時間間隔によって、３６０゜の完全なサイクルが決まる。本発明によるパルス・オキシメータにおいて選択されたタイミングに関する重要な設計上の特徴は、赤色ＬＥＤ及び赤外ＬＥＤのパルスが
、それぞれ、９０゜オフセットしているという点である。参照番号３８参照。（タイミングに関して、この移相はＴ_LED／４に対応する。）９０゜の移相に関する基準線は、それぞれ、赤色パルスと赤外パルスの中心である。赤色信号と赤外信号のバランスをとるのに、デューティ・サイクルの調整が必要または望ましい場合、これが重要になる。こうしたデューティ・サイクルの調整は、矢印３９ａ〜３９ｄによって示すパルスの一方または両方のパルス長を適合させることを意味している。
【００５４】
次に図１に戻ると、ＬＥＤ３３及び３４によって発生する光パルスが、指４０で表示のような人体組織を通り、フォトダイオード３５に受信される。フォトダイオードの出力信号は、光増幅器４１に送られる。この光増幅器は、フォトダイオードの光電流を電圧に変換する。先行技術による多重化システムとは対照的に、本発明の場合、その帯域幅はｆ_LEDに制限することが可能である。その利得は、できるだけ高くなるように、ただし、予測される最大光電流の限界内において選択される。
【００５５】
参照番号４２は、帯域フィルタを表している。該ステージの主たる目的は、帯域外ノイズをブロックし、アナログ／デジタル変換のための折り返しノイズ除去フィルタとして機能することにある。通過帯域は、中心周波数ｆ_LED付近においてできるだけ狭くなるように指定される。その帯域幅は、生理的脈拍信号の帯域幅よりわずかに広いだけである。復調信号に影響がないので、ＬＥＤサンプリング周波数の任意の高調波をブロックすることが可能である。
【００５６】
プログラマブル利得増幅器４３（ＣＰＵ２８によってライン４４を通じて制御される）によって、フィルタリングを施された信号がアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）４５の入力範囲内に納まるという保証が得られる。従って、それは、光電信号の大きい動的変動性に適合するために用いられる。パルス酸素飽和度測定センサは、身体の全く異なる位置に用いられるので、発光体と受光体との間におけるさまざまな組織のタイプ及び厚さによって、光の強度が大幅に異なることになる。増幅器の利得は、ＣＰＵの制御を受け、その出力振幅が、良好な量子化のため、アナログ・デジタル変換器のフル・スケールの入力範囲に相応するように適合させられる。
【００５７】
デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）４６は、ある程度、本発明の「核心」をなすものである。該ＤＳＰは、受信した、フィルタリングを施され、デジタル化されたパルスを正弦波関数によって復調する。図示実施例の場合、この復調は、デジタル領域において、すなわち、デジタル・プロセッサによって実施されるが、実際のところ、ＤＳＰ４６の機能性は、ＣＰＵ２８によって得ることも可能である。しかし、これは必要な要件ではなく、ＤＳＰ４６は、デジタル・テクノロジまたはアナログ・テクノロジによる独立した信号プロセッサとすることも可能である。ＤＳＰ４６の主たる機能は、復調、低域フィルタリング、及び、ダウン・サンプリングである。
【００５８】
ＤＳＰ４６によって得られる機能性を説明するため、次に図３を参照する。ＡＤＣ４５の出力信号Ａ（ｔ）が、２つの乗算器４７及び４８に送られ、それぞれ、正弦波関数ｓｉｎ（ω_LEDｔ）及びｃｏｓ（ω_LEDｔ）との乗算が実施される。熟練者にはすぐ分かるように、ｓｉｎ（９０゜＋α）＝ｃｏｓ（α）のため、サイン関数及びコサイン関数の利用は、９０゜の移相に相当する。復調信号は、次に、ライン４９及び５０を介して、それぞれのデジタル低域フィルタ５１及び５２に送られる。その機能性については、さらに詳細に後述する。
【００５９】
数学理論に関する以下の論考について、ＬＥＤは、その発光が、例えば、サイン関数に関する赤色ＬＥＤとコサイン関数に関する赤外ＬＥＤといったように、９０゜だけ位相のずれた純粋な正弦波になるように駆動されるものと仮定する。実際の実施例の場合、上述のように、これはあてはまらないが、正弦波駆動を仮定することによって、数学的背景の説明をより容易に行うことが可能になる。
【００６０】
ＡＤＣ４５の出力、すなわち、ＤＳＰ４６に対する入力は、
Ａ（ｔ）＝Ａ_R（ｔ）＋Ａ_IR（ｔ） …（２）
であり、
Ａ_R（ｔ）＝Ａ_R ^*ｓｉｎ（２π^*ｆ_LED ^*ｔ＋ψ） …（３ａ）
Ａ_IR（ｔ）＝Ａ_IR ^*ｃｏｓ（２π^*ｆ_LED ^*ｔ＋ψ） …（３ｂ）
ここで、ψは、本書においてシステム移相とも呼ばれる、ＬＥＤ光信号とＡＤＣ出力におけるデジタル化受光器信号との間の移相であり、ω_LED＝２π^*ｆ_LEDである。
【００６１】
Ａ_R及びＡ_IR自体は、患者の脈拍にによって変調される。
Ａ_R＝Ｓ_R（ｔ） …（４ａ）
Ａ_IR＝Ｓ_IR（ｔ） …（４ｂ）
ここで、Ｓ_R及びＳ_IRは、直流成分と交流成分から構成される。（直流成分は、定組織吸光度をあらわし、交流成分は、脈動性血量変化による可変吸光度に関するものである）。
【００６２】
正弦波に関する乗算としての復調は、乗算器４７及び４８の出力において、
Ｄ_R（ｔ）＝Ａ（ｔ）^*Ｍ_R（ｔ） …（５ａ）
Ｄ_IR（ｔ）＝Ａ（ｔ）^*Ｍ_IR（ｔ） …（５ｂ）
となり、
Ｍ_R（ｔ）＝ｓｉｎ（ω_LED ^*ｔ＋σ） …（５ｃ）
Ｄ_IR（ｔ）＝ｃｏｓ（ω_LED ^*ｔ＋σ） …（５ｄ）
【００６３】
さらに詳細に後述するように、ＣＰＵは、復調器移相σがシステム移相ψに等しくなるように、システム移相ψを決定するプログラミングが施されている。
【００６４】
復調器移相σがシステム移相ψに等しい（σ＝ψ）ものと仮定し、方程式を解くと下記の方程式が得られる。

【００６５】
これまで、復調信号には、和周波数と差周波数の両方が含まれている。これらの信号は、次に、カット・オフ周波数が脈拍の生理的帯域幅をちょうど超えるデジタル低域フィルタ５１及び５２を介して送られる。理想の低域フィルタの場合、この働きによって、変調周波数ｆ_LEDの全高調波が遮断される。
【００６６】
この場合、低域フィルタ５１及び５２の出力は、
Ｌ_R（ｔ）＝1/2Ａ_R …（７ａ）
Ｌ_IR（ｔ）＝1/2Ａ_IR …（７ｂ）
【００６７】
これらの信号は、フォトダイオードにおける赤色及び赤外信号の吸光度に対応するのが理想である。信号Ａ_R及びＡ_IRは一定ではなく、脈拍それ自体によって変調されるという点に留意されたい。
【００６８】
この場合、信号Ｌ_R（ｔ）及びＬ_IR（ｔ）は狭帯域信号であるが、これは、データ転送速度が標準的なダウン・サンプリング技法にとって望ましいレベルまで低下することを表している。さらに言うまでもないことではあるが、電気的干渉または光学的干渉のように、受信信号における他の全ての周波数が、本発明による方法によって完全にブロックされる。この結果、極めて純粋な、ノイズのない信号が再構成されることになる。従って、最低周波数であっても、干渉のない変調帯域を選択することが可能になる。本発明の望ましい実施例の場合、ＬＥＤ変調周波数は、ｆ_LED＝２７５ヘルツとなるように選択される。
【００６９】
先行技術による時間多重化アプローチと比較した本発明の利点、とりわけ、できれば位相を９０゜オフセットさせた、正弦波に関する復調の利点について説明するため、次に、図４を参照する。この図には、図１２と同様の表現によって典型的なスペクトルが示されている。ただし、図４には、ＬＥＤ変調周波数の高調波の一部、及び、商用電源周波数の高調波の一部が一致するため、いっそう微妙なケースが示されている。参照番号５３及び５４がこうしたケースに関連する。
２^*ｆ_LED＝３^* _Line（参照番号５３） …（８ａ）
４^*ｆ_LED＝６^* _Line（参照番号５４） …（８ｂ）
【００７０】
一方、本発明による復調技法は、次に図５によって明らかにするように、商用電源周波数の高調波をフィルタリングによって除去することも可能である。
【００７１】
本発明による直交復調技法とサンプリングを組み合わせることによって、和周波数及び差周波数が発生すると共に、関連スペクトルのシフトが生じることになる。周波数のシフト量は、ｆ_demod、すなわち、この場合、ＬＥＤ変調周波数ｆ_LEDと同じである、復調に用いられるサイン関数の周波数である。図５には、シフトしたスペクトル（全部で２つ）、すなわち、＋ｆ_demodだけシフトしたスペクトル（上方のグラフ）、及び、−ｆ_demodだけシフトしたスペクトル（上から２番目のグラフ）が示されている。（周波数の表示は、シフトを除けば、両グラフとも同じであるため、上方のグラフにだけにしか示されていない）。
【００７２】
結果得られるスペクトルが、下方のグラフに示されている。低域フィルタが、ベース・バンドをフィルタリングによって除去し、それより高い全ての周波数をブロックする（その減衰特性が参照番号５５によって示されている）。すぐに分かるように、ベース・バンド信号には、電力線または他の干渉源の高調波から結果として生じるノイズが含まれていないので、先行技術のアプローチに対して本発明を大いに有利にしている。
【００７３】
以下は、分析結果からシステム移相ψの影響を排除するのに有効な、本発明の望ましい実施例に関する詳細な説明である。
【００７４】
第１の実施例によれば、例えば図１に示すシステムのシステム移相ψが求められ、求められたシステム移相ψに基づいて、第１と第２の変調信号に対する正弦波復調信号の移相σが調整される。
【００７５】
重要な機能は、システムの移相ψを測定する能力である。この移相ψは、各ＬＥＤを駆動する励起信号とＡ／Ｄ変換器によってサンプリングされる受信信号との間の位相差と定義される。
【００７６】
ＣＰＵにおけるソフトウェア・ルーチンは、パワー・アップ時に決まってその測定を実施し、通常動作中、選択された事象を実施する。事象は、プログラムされた時間間隔、接続されるセンサの変更、プログラマブル利得増幅器の利得、従って、そのフィルタ特性の変更等とすることが可能である。
【００７７】
引き続き、システム移相ψを求める手順に関する特定の実施例について説明を行うことにする。
【００７８】
まず、通常の動作モードが中断される。赤色ＬＥＤが使用禁止になり、赤外ＬＥＤはその通常モードで駆動される。次に、望ましい実施例の場合、省略時位相σ＝σ_DEFが、復調器に加えられる。低域フィルタが整定するまでの数ミリ秒の待機時間が経過すると、赤色チャネルＬ_R´及び赤外チャネルＬ_IR´における実時間値が記憶される。この記憶された実時間値に基づいて、復調器に加えられる正確な移相σが計算される（下記の方程式を参照されたい）。後で、正確な移相σが復調器に加えられる。
【００７９】
引き続き、赤色ＬＥＤが再び使用可能になる。低域フィルタが整定するまで待った後、通常の動作モードが再開される。
【００８０】
正確な移相σの計算は、下記の方程式によって実施される。
σ＝σ_DEF ＋ε …（１３）
なお、ε＝ａｒｃｔａｎ（Ｌ´_R／Ｌ´_IR）
【００８１】
図６に示すベクトル図によって、位相測定中の状況が明らかにされている。Ｌ´_Rによって表示の矢印は、赤色復調ベクトルを表している。Ｌ´_IRによって表示の矢印は、赤外復調ベクトルを表している。これらの矢印の間に配置された矢印は、受信電磁波Ａ（ｔ）を表している。すなわち、位相測定中はＡ_R（ｔ）＝０のため、Ａ（ｔ）＝Ａ_IR（ｔ）。この位相調整ベクトル図は、調整前の状況を表している。
【００８２】
省略時位相（σ_DEF）が既に正確であれば、赤色チャネルにおける復調信号の値は、０に近くなる。一般に、省略時位相（または先行調整による位相）が正確な値に近いだけであるため、すなわち、補正角度ε≠０のため、赤外励起によるクロス・トークＬ_R´が存在する。
【００８３】
図７に示すベクトル図は、位相調整を施した後の状況を明らかにしている。左側の矢印Ｌ_Rは、調整済みの赤色復調ベクトルを表している。右側の矢印Ｌ_IRは、調整済みの赤外復調ベクトルを表している。中間の矢印は、電磁波Ａ_R（ｔ）（赤色励起）と電磁波Ａ_IR（ｔ）（赤外励起）を結合した受信電磁波Ａ（ｔ）を表している。図７から分かるように、復調器に加えるべき正確な移相σは、システム移相ψに一致する。
【００８４】
この自動位相調整の利点は、それによって、温度、劣化、及び、コンポーネントの許容のために生じる可能性のある移相及びドリフトが補償されるということである。それは、また、センサ特性の変化にも適応する。自動調整のこの実施例のもう１つの利点は、プレチスモグラフ信号が赤外ＬＥＤから導き出される場合、連続プレチスモグラフ波形を中断することなく、該調整を施すことができるということである。
【００８５】
もちろん、基本概念を変えることなく、赤色及び赤外の役割を交換することが可能である。
【００８６】
復調移相を調整して、システム移相と一致させる（σ＝ψ）もう１つの利点は、復調され、フィルタリングを施された信号Ｌ_R及びＬ_IRが正だけであるということである。これによって、符号付き整数値を見込んで、数値範囲が２の係数によって制限されるのが回避される。
【００８７】
以下は、本発明に基づいてシステム移相ψを補償するもう１つの方法の望ましい実施例である。下記の方法は、やはり、上述のようにシステム移相を求めるが、後で補償を加えるものではない。それどころか、補正計算において、求められたまたは測定された移相ψを利用する。
【００８８】
最初に、復調器は任意の固定位相で働いている。下記例の場合、方程式を単純化するため、σ＝σ_DEF＝０に設定されている。
【００８９】
方程式（１）を（５ｄ）に用いると、

σ＝０に設定すると、

低域フィルタリングを施すと、出力信号は、

方程式（１６）及び方程式（１７）に基づき、行列は次のように定義することができる。
【００９０】
【数１】

【００９１】
フォトダイオード３５が受信する電磁波は、入力ベクトルとして次のように書くことができる。
【００９２】
【数２】

【００９３】
ＤＳＰ４６による復調後、出力ベクトルは次のように定義することができる。
【００９４】
【数３】

【００９５】
行列［Ｃ］、入力ベクトル［Ａ］、及び、出力ベクトル［Ｌ］に基づき、下記の行列補正の計算を行うことによって、もとの信号（Ａ_R 及びＡ_IR）を絶えず回復することが可能である。
［Ａ］＝［Ｃ］^-1・［Ｌ］ …（２１）
［Ｃ］^-1は、［Ｃ］の逆行列である。
【００９６】
位相測定手順は、下記の通りである。
【００９７】
まず、通常動作モードが中断され、赤色ＬＥＤが使用禁止になり、赤外ＬＥＤが通常モードで連続駆動される。低域フィルタが整定するまで数ミリ秒待った後、「赤色」チャネルＬ_R´及び「赤外」チャネルＬ_IRにおける実時間値が記憶される。引き続き、方程式（１３）に基づいて、システム移相ψの計算が行われる。赤色ＬＥＤが再び使用可能になり、低域フィルタが整定するまでの待機時間が経過すると、通常動作モードが再開される。
【００９８】
この場合の通常動作モードは、あらかじめ求められた移相ψに関して方程式（２１）を適用することである。上述の補正計算は、例えば、ＣＰＵ２８によって実施可能である。
【００９９】
本発明に従って「赤色」チャネルと「赤外」チャネルとの間における信号の相互結合を克服するためのもう１つの方法は、受光器と復調器との間の信号経路における任意の場所に全通過フィルタを利用することである。全通過フィルタは、移相器の機能を備えている。この全通過フィルタは、励起基本周波数ｆ_LEDにおける移相がδであることが望ましく、これによって、次のようになる。
δ＋ψ＝ｎ^*３６０゜ …（２２）
（ｎ＝１、２、．．．）
【０１００】
こうしたフィルタは、プログラマブル・フィルタ定数によってデジタル領域で実現されるのが理想である。こうしたデジタル領域における全域通過フィルタの位相特性は、測定されたまたは求められたシステム移相に基づいて調整することが可能である。この場合、位相測定手順は、下記の通りである。
【０１０１】
最初に、通常動作モードが中断され、赤色ＬＥＤが使用禁止になり、赤外ＬＥＤが連続駆動され、全通過機能がオフになる（バイパスされる等）。次に、低域フィルタが整定するまで、数ミリ秒にわたって待機する。この待機時間が経過すると、「赤色」チャネルＬ_Rと「赤外」チャネルＬ_IRにおける実時間値が記憶される。これら記憶された値と方程式（１３）に基づいて、システム移相ψが計算される。
【０１０２】
引き続き、全域通過フィルタによって生じるのが望ましい移相δが、方程式（２２）に基づいて求められる。この求められた移相フィルタに基づいて、このタイプの全域通過フィルタに適合するフィルタ定数が選択される。赤色ＬＥＤを再び使用可能にし、低域フィルタが整定するまで待機させた後、通常動作モードが再開される。この場合の通常動作モードは、受光器と変調器の間の信号経路において受光電磁波の移相δが生じるように、求められた特性によって信号流における全域通過機能を起動することである。
【０１０３】
上述のようにして透過電磁波に対する入力信号の位相を測定する方法以外に、この位相を測定する別の方法も存在する。共通するステップは、必ず、ＬＥＤの強度の少なくとも一方をある既知の量だけ変化させることである。上述の手順は、赤色ＬＥＤの強度が０に設定される特殊なケースである。これによって、最良の測定分解能が得られ、計算が容易になる。
【０１０４】
しかし、言うまでもないことではあるが、２つのＬＥＤの強度の一方または組み合わせの既知の変化を用いることによって、位相を求めることが可能になる。強度を０．５といった低下レベルにスイッチするだけの利点は、中断を伴わずに、通常のＳｐＯ₂測定を続行することができるということである。
【０１０５】
図８を参照すると、移相ψを求めるもう１つの方法が示されている。この測定の場合、低域フィルタ側における入力信号の振幅を測定するのではなく、復調前に、入力信号Ａ（ｔ）とＬＥＤ駆動信号Ｊ_R（ｔ）の間における零交叉の差が測定される。図８には、入力信号が正弦波の形態で示されている。「赤外」励起波は、方形波の形態Ｊ_IR（ｔ）で示されている。図８から明らかなように、システム移相ψに一致するこの２つの波形の位相差ψは、これら両方の信号の負の零交叉に基づいて求められる。この方法によって求められた移相は、方程式（１３）に基づいて求められた移相と同じように利用することが可能である。
【０１０６】
当該技術の熟練者には明らかなように、本書に開示の正弦波復調の原理は、多波長酸素飽和度測定にも適用可能である。第３及び第４のＬＥＤが用いられる場合、もう１つのＬＥＤ周波数を選択しなければならない。一般に、ｎ個のＬＥＤの場合、ｎ／２の変調周波数を利用しなければならないが、これは、ただ単に、直交位相モードにおいては、各周波数チャネル毎に２つの独立した情報データを納めることが可能であるという理由によるものである。これらの異なる変調周波数に関する唯一の条件は、それらが脈拍の生理的帯域幅よりも大きくオフセットしているということである。
【０１０７】
もちろん、直交位相の概念は用いず、正弦波復調だけを用いる２つのＬＥＤパルス・オキシメータに、正弦波復調を適用することも可能である。
【０１０８】
このシステムの干渉イミュニティの多大の利点は、医療計測だけでなく、周囲ノイズが問題となる他のセンサ測定にも適用可能である。励起が刺激に用いられる場合には常に可能である。例えば、チョップ電源を備えた圧力歪み計または分光装置のようなブリッジにおけるインピーダンス測定がある。
【０１０９】
以下、上記実施の形態を段階的に述べる。
【０１１０】
１．サンプル（４０）内に電磁波を照射することによって患者の医療パラメータを測定し、前記サンプル（４０）を通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための医療用モニタ方法において、
（１．１）周波数が同じで、ほぼ９０゜の第１の位相差を有する第１と第２の変調信号を発生するステップと、
（１．２）前記第１の変調信号の制御下において、前記サンプル（４０）内に第１の波長を有する第１の電磁波を照射するステップと、
（１．３）前記第２の変調信号の制御下において、前記サンプル（４０）内に第１の波長とは異なる第２の波長を有する第２の電磁波を照射するステップと、
（１．４）前記サンプル（４０）を通った両方の波長の電磁波（Ａ（ｔ））を受信するステップと、
（１．５）受信した電磁波（Ａ（ｔ））を表す信号に、前記第１と第２の変調信号と同じ周波数で、前記第１と第２の変調信号に対する位相差（σ）がシステム移相（ψ）に相当する、第１の正弦波復調信号と前記第１の正弦波復調信号に対して第１の位相差を有する第２の正弦波復調信号をかけることによって、前記電磁波を表す信号を復調し、第１と第２の復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））を発生するステップと、
（１．６）前記復調信号を分析するステップと、
から成る医療用モニタ方法。
【０１１１】
２．前記システム移相（ψ）を求めるステップと、前記求められたシステム移相（ψ）に基づいて、第１と第２の変調信号に対して第１と第２の正弦波信号の前記移相（ψ）を調整するステップとが含まれることを特徴とする上記１に記載の方法。
【０１１２】
３．サンプル（４０）内に電磁波を照射することによって患者の医療パラメータを測定し、前記サンプル（４０）を通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための方法において、
（３．１）周波数が同じで、ほぼ９０゜の第１の位相差を有する第１と第２の変調信号を発生するステップと、
（３．２）前記第１の変調信号の制御下において、前記サンプル（４０）内に第１の波長を有する第１の電磁波を照射するステップと、
（３．３）前記第２の変調信号の制御下において、前記サンプル（４０）内に第１の波長とは異なる第２の波長を有する第２の電磁波を照射するステップと、
（３．４）前記サンプル（４０）を通った両方の波長の電磁波（Ａ（ｔ））を受信するステップと、
（３．５）受信した電磁波を表す信号に、前記第１と第２の変調信号と同じ周波数を備えた、第１の正弦波復調信号と前記第１の正弦波復調信号に対して第１の位相差を有する第２の正弦波復調信号をかけることによって、前記電磁波を表す信号を復調し、第１と第２の復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））を発生するステップと、
（３．６）システム移相（ψ）を考慮して、前記復調信号を分析するステップと、
から成る方法。
【０１１３】
４．前記分析ステップが、
前記システム移相（ψ）を求めるステップと、
前記求められたシステム移相（ψ）に基づいて前記復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））を補正するステップと、
から成ることを特徴とする上記３に記載の方法。
【０１１４】
５．前記分析ステップが、
前記システム移相（ψ）を求めるステップと、
【０１１５】
【数４】

【０１１６】
に従ってシステム移相に基づく行列［Ｃ］を計算するステップと、
行列［Ｃ］に基づいて逆行列［Ｃ］^-1を計算するステップと、
復調信号の振幅Ｌ_R、Ｌ_IRに基づいて、
【０１１７】
【数５】

【０１１８】
を求めるステップと、
補正出力ベクトル［Ａ］＝［Ｃ］^-1・［Ｌ］を計算するステップと、
から成ることを特徴とする上記３または４に記載の方法。
【０１１９】
６．前記システム移相（ψ）を求める前記ステップに、
第１と第２の電磁波の一方の振幅を縮小するステップと、
第１と第２の復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））の振幅を測定するステップと、
第１と第２の復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））の測定された振幅に基づいてシステム移相（ψ）を求めるステップと、
が含まれることを特徴とする上記２、４または５に記載の方法。
【０１２０】
７．前記システム移相（ψ）を求める前記ステップに、
第１と第２の電磁波の一方の振幅を縮小するステップと、
受信電磁波と第１と第２の電磁波のもう一方との間の零交叉の差を求めるステップと、
が含まれることを特徴とする上記２、４または５に記載の方法。
【０１２１】
８．サンプル（４０）内に電磁波を照射することによって患者の医療パラメータを測定し、前記サンプル（４０）を通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための方法において、
（８．１）周波数が同じで、ほぼ９０゜の第１の位相差を有する第１と第２の変調信号を発生するステップと、
（８．２）前記第１の変調信号の制御下において、前記サンプル（４０）内に第１の波長を有する第１の電磁波を照射するステップと、
（８．３）前記第２の変調信号の制御下において、前記サンプル（４０）内に第１の波長とは異なる第２の波長を有する第２の電磁波を照射するステップと、
（８．４）前記サンプル（４０）を通った両方の波長の電磁波（Ａ（ｔ））を受信するステップと、
（８．５）受信した電磁波に、システム移相（ψ）と共に、ほぼ３６０゜の整数倍にあたる、第１と第２の電磁波に対する受信電磁波の全移相を生じることになる移相（σ）を加えることによって、遅延受信電磁波を発生するステップと、
（８．６）遅延受信電磁波を表す信号に、前記第１と第２の変調信号と同じ周波数を備えた、第１の正弦波復調信号と前記第１の正弦波復調信号に対して第１の位相差を有する第２の正弦波復調信号をかけることによって、前記遅延受信電磁波を表す信号を復調し、第１と第２の復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））を発生するステップと、
（８．７）前記復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））を分析するステップと、から成る方法。
【０１２２】
９．前記移相（σ）が、プログラマブル・フィルタ定数を備えるデジタル全域通過フィルタによって、受信電磁波に加えられることを特徴とする上記８に記載の方法。
【０１２３】
１０．前記移相（σ）が、
第１と第２の電磁波の一方の振幅を縮小するステップと、
第１と第２の復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））の振幅を測定するステップと、
第１と第２の復調信号の測定された振幅に基づいて、システム移相（ψ）を求めるステップと、
移相（σ）を調整し、システム移相（ψ）と共に、３６０゜の整数倍の移相を生じるようにするステップと、
に従って調整されることを特徴とする上記８または９に記載の方法。
【０１２４】
１１．第１と第２の電磁波の一方の振幅を縮小するステップが、この電磁波の振幅をオフにすることから成ることを特徴とする上記６、７または１０に記載の方法。
【０１２５】
１２．前記第１と第２の変調信号の周波数が、基本的にｆ＝２７５ヘルツであることを特徴とする上記１乃至１１の何れか１つに記載の方法。
【０１２６】
１３．前記第１と第２の変調信号が正弦波信号であることを特徴とする上記１乃至１２の何れか１つに記載の方法。
【０１２７】
１４．前記第１と第２の変調信号が正弦波信号であることを特徴とする上記１乃至１１の何れか１つに記載の方法。
【０１２８】
１５．復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））に低域フィルタリングを施すステップが含まれることを特徴とする上記１乃至１４の何れか１つに記載の方法。
【０１２９】
１６．復調ステップの前に、受信した電磁波に帯域フィルタリングを施すステップが含まれることを特徴とする上記１乃至１５の何れか１つに記載の方法。
【０１３０】
１７．前記電磁波が、赤色光及び／または赤外光が望ましい、光の可視スペクトル及び／または隣接スペクトルから選択された波であることを特徴とする上記１乃至１６の何れか１つに記載の方法。
【０１３１】
１８．前記医療パラメータが、酸素飽和度であることを特徴とする上記１乃至１７の何れか１つに記載の方法。
【０１３２】
１９．サンプル（４０）内に電磁波を照射することによって患者の医療パラメータを測定し、前記サンプル（４０）を通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための医療用モニタ装置において、
周波数が同じで、ほぼ９０゜の第１の位相差を有する第１と第２の変調信号を発生するための手段（３２）と、
前記第１の変調信号の制御下において、前記サンプル（４０）内に第１の波長を有する第１の電磁波を照射するための手段（３３）と、
前記第２の変調信号の制御下において、前記サンプル（４０）内に第１の波長とは異なる第２の波長を有する第２の電磁波を照射するための手段（３４）と、
前記サンプル（４０）を通った両方の波長の電磁波（Ａ（ｔ））を受信するための手段（３５）と、
受信した電磁波（Ａ（ｔ））を表す信号に、前記第１と第２の変調信号と同じ周波数で、前記第１と第２の変調信号に対する位相差（σ）がシステム移相（ψ）に相当する、第１の正弦波復調信号と前記第１の正弦波復調信号に対して第１の位相差を有する第２の正弦波復調信号をかけることによって、前記電磁波を表す信号を復調し、第１と第２の復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））を発生するための手段（４６）と、
前記復調信号を分析するための手段（２８）と、
を備える医療用モニタ装置。
【０１３３】
２０．さらに、前記システム移相（ψ）を求め、前記求められたシステム移相（ψ）に基づいて、第１と第２の変調信号に対して第１と第２の正弦波信号の前記移相（ψ）を調整するための手段（２８）を備えることを特徴とする上記１９に記載の装置。
【０１３４】
２１．サンプル（４０）内に電磁波を照射することによって患者の医療パラメータを測定し、前記サンプル（４０）を通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための装置において、
周波数が同じで、ほぼ９０゜の第１の位相差を有する第１と第２の変調信号を発生するための手段（３２）と、
前記第１の変調信号の制御下において、前記サンプル（４０）内に第１の波長を有する第１の電磁波を照射するための手段（３３）と、
前記第２の変調信号の制御下において、前記サンプル（４０）内に第１の波長とは異なる第２の波長を有する第２の電磁波を照射するための手段（３４）と、
前記サンプル（４０）を通った両方の波長の電磁波（Ａ（ｔ））を受信するための手段（３５）と、
受信した電磁波を表す信号に、前記第１と第２の変調信号と同じ周波数を備えた、第１の正弦波復調信号と前記第１の正弦波復調信号に対して第１の位相差を有する第２の正弦波復調信号をかけることによって、前記電磁波を表す信号を復調し、第１と第２の復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））を発生するための手段（４６）と、
システム移相（ψ）を考慮して、前記復調信号を分析するための手段（２８）と、
を備える装置。
【０１３５】
２２．前記分析手段（２８）が、
前記システム移相（ψ）を求めるための手段と、
前記求められたシステム移相（ψ）に基づいて前記復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））を補正するための手段と、
を備えることを特徴とする上記２１に記載の装置。
【０１３６】
２３．前記分析手段（２８）が、
前記システム移相（ψ）を求めるための手段と、
【０１３７】
【数６】

【０１３８】
に従ってシステム移相に基づく行列［Ｃ］を計算するための手段と、
行列［Ｃ］に基づいて逆行列［Ｃ］^-1を計算するための手段と、
復調信号の振幅Ｌ_R、Ｌ_IRに基づいて、
【０１３９】
【数７】

【０１４０】
を求めるための手段と、
補正出力ベクトル［Ａ］＝［Ｃ］^-1・［Ｌ］を計算するための手段と、
を備えることを特徴とする上記２１または２２に記載の装置。
【０１４１】
２４．前記システム移相（ψ）を求めるための前記手段が、
第１と第２の電磁波の一方の振幅を縮小するための手段と、
第１と第２の復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））の振幅を測定するための手段と、
第１と第２の復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））の測定された振幅に基づいてシステム移相（ψ）を求めるための手段と、
を備えることを特徴とする上記２１、２２、または、２３に記載の方法。
【０１４２】
２４．前記システム移相（ψ）を求めるための前記手段が、
第１と第２の電磁波の一方の振幅を縮小するための手段と、
受信電磁波と第１と第２の電磁波のもう一方との間の零交叉の差を求めるための手段と、
を備えることを特徴とする上記２１、２２、または、２３に記載の方法。
【０１４３】
２６．サンプル（４０）内に電磁波を照射することによって患者の医療パラメータを測定し、前記サンプル（４０）を通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための装置において、
周波数が同じで、ほぼ９０゜の第１の位相差を有する第１と第２の変調信号を発生するための手段（３２）と、
前記第１の変調信号の制御下において、前記サンプル（４０）内に第１の波長を有する第１の電磁波を照射するための手段（３３）と、
前記第２の変調信号の制御下において、前記サンプル（４０）内に第１の波長とは異なる第２の波長を有する第２の電磁波を照射するための手段（３４）と、
前記サンプル（４０）を通った両方の波長の電磁波（Ａ（ｔ））を受信するための手段（３５）と、
受信した電磁波に、システム移相（ψ）と共に、ほぼ３６０゜の整数倍にあたる、第１と第２の電磁波に対する受信電磁波の全移相を生じることになる移相（σ）を加えることによって、遅延受信電磁波を発生するための手段と、
遅延受信電磁波を表す信号に、前記第１と第２の変調信号と同じ周波数を備えた、第１の正弦波復調信号と前記第１の正弦波復調信号に対して第１の位相差を有する第２の正弦波復調信号をかけることによって、前記遅延受信電磁波を表す信号を復調し、第１と第２の復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））を発生するための手段（４６）と、
前記復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））を分析するための手段（２８）と、を備える装置。
【０１４４】
２７．前記移相（σ）を受信電磁波に加えるための、プログラマブル・フィルタ定数を有するデジタル全域通過フィルタを備えることを特徴とする上記２６に記載の装置。
【０１４５】
２８．さらに、
第１と第２の電磁波の一方の振幅を縮小するための手段と、
第１と第２の復調信号（Ｄ_R（ｔ）、Ｄ_IR（ｔ））の振幅を測定するための手段と、
第１と第２の復調信号の測定された振幅に基づいて、システム移相（ψ）を求めるための手段と、
移相（σ）を調整し、システム移相（ψ）と共に、３６０゜の整数倍の移相を生じるようにするための手段と、
を備えることを特徴とする上記２６または２７に記載の装置。
【０１４６】
２９．第１と第２の電磁波の一方の振幅を縮小するための手段が、この電磁波の振幅をオフにするための手段から成ることを特徴とする上記２４、２５または２８に記載の装置。
【０１４７】
３０．前記第１と第２の変調信号の周波数が、基本的にｆ＝２７５ヘルツであることを特徴とする上記１９乃至２９の何れか１つに記載の装置。
【０１４８】
３１．前記第１と第２の変調信号が、方形波信号であることを特徴とする上記１９乃至３０の何れか１つに記載の装置。
【０１４９】
３２．前記第１と第２の変調信号が、正弦波信号であることを特徴とする上記１９乃至３０の何れか１つに記載の装置。
【０１５０】
３３．変調信号がそれに通して送られることになる低域フィルタを備えることを特徴とする上記１９乃至３２の何れか１つに記載の装置。
【０１５１】
３４．前記電磁波を受ける手段と前記復調手段との間に接続された帯域フィルタを備えることを特徴とする上記１９乃至３３の何れか１つに記載の装置。
【０１５２】
３５．前記電磁波が、赤色光及び／または赤外光が望ましい、光の可視スペクトル及び／または隣接スペクトルから選択された波であることを特徴とする上記１９乃至３４の何れか１つに記載の装置。
【０１５３】
３６．前記装置が、パルス・オキシメータであることと、前記医療パラメータが、酸素飽和度であることを特徴とする上記１９乃至３５の何れか１つに記載の装置。
【０１５４】
３７．前記照射手段（３３、３４）が発光ダイオードであることを特徴とする上記１９乃至３６の何れか１つに記載の装置。
【０１５５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、電磁波の干渉の影響を受け難く、雑音環境下、例えば、臨床環境における電磁波発生源の影響下においても、優れた測定精度をもたらす医療用モニタ装置を実現することができる。
【０１５６】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるパルス・オキシメータのブロック図である。
【図２】発光ダイオードの制御に用いられるパルスの形状及びタイミングを示す図である。
【図３】デジタル信号プロセッサのブロック図である。
【図４】本発明による装置によって処理されるスペクトルの一例を示す図である。
【図５】Ｓ／Ｎ比の向上に対する本発明による直交変調技法の効果を示す図である。
【図６】移相測定を例示するためのベクトル図である。
【図７】移相測定を例示するためのベクトル図である。
【図８】フィルタリングを施していない信号に対する直接位相測定を例示するための略図である。
【図９】先行技術によるオキシメータのブロック図である。
【図１０】先行技術によるオキシメータによって放射されるパルス列のタイミング図である。
【図１１】先行技術によるオキシメータによって受信されるパルス列のタイミング図である。
【図１２】復調前の先行技術による時間多重化オキシメータのスペクトルを示す図である。
【図１３】先行技術によるオキシメータにおけるスペクトルに対する復調の効果を示す図である。
【符号の説明】
２８ ＣＰＵ
２９ ホスト・モニタ
３０ デジタル・リンク
３２ ＬＥＤ駆動回路
３３ 赤色ＬＥＤ
３４ 赤外ＬＥＤ
３５ フォトダイオード
４０ 指
４１ 光増幅器
４２ 帯域フィルタ
４３ プログラマブル利得増幅器
４５ アナログ・デジタル変換器
４６ デジタル信号プロセッサ
４７、４８ 乗算器
５１、５２ デジタル低域フィルタ

Claims (19)

1. サンプル内に電磁波を照射することによって医療パラメータを測定し、前記サンプルを通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための医療用モニタ装置において、
   周波数が同じで、ほぼ９０°の第１の位相差を有する第１と第２の変調信号を発生するための手段と、
   前記第１の変調信号の制御下において、前記サンプル内に第１の波長を有する第１の電磁波を照射するための手段と、
   前記第２の変調信号の制御下において、前記サンプル内に第１の波長とは異なる第２の波長を有する第２の電磁波を照射するための手段と、
   前記サンプルを通った両方の波長の電磁波（Ａ（ｔ））を受信するための手段と、
   受信した電磁波（Ａ（ｔ））を表す信号に、前記第１と第２の変調信号と同じ周波数で、前記第１と第２の変調信号に対する位相差（σ）がシステム移相（ψ）に相当する、第１の正弦波復調信号と前記第１の正弦波復調信号に対して第１の位相差を有する第２の正弦波復調信号をかけることによって、前記電磁波を表す信号を復調し、第１と第２の復調信号（Ｄ_Ｒ（ｔ）、Ｄ_ＩＲ（ｔ））を発生するための手段と、
   前記復調信号を分析するための手段と、
   を備えた医療用モニタ装置。
2. 前記システム移相（ψ）を求め、前記求められたシステム移相（ψ）に基づいて、第１と第２の変調信号に対して第１と第２の正弦波信号の前記移相（ψ）を調整するための手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の医療用モニタ装置。
3. サンプル内に電磁波を照射することによって医療パラメータを測定し、前記サンプルを通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための装置において、
   周波数が同じで、ほぼ９０°の第１の位相差を有する第１と第２の変調信号を発生するための手段と、
   前記第１の変調信号の制御下において、前記サンプル内に第１の波長を有する第１の電磁波を照射するための手段と、
   前記第２の変調信号の制御下において、前記サンプル内に第１の波長とは異なる第２の波長を有する第２の電磁波を照射するための手段と、
   前記サンプルを通った両方の波長の電磁波（Ａ（ｔ）〉を受信するための手段と、
   受信した電磁波を表す信号に、前記第１と第２の変調信号と同じ周波数を備えた、第１の正弦波復調信号と前記第１の正弦波復調信号に対して第１の位相差を有する第２の正弦波復調信号をかけることによって、前記電磁波を表す信号を復調し、第１と第２の復調信号（Ｄ_Ｒ（ｔ〉、Ｄ_ＩＲ（ｔ））を発生するための手段と、
   システム移相（ψ）を考慮して、前記復調信号を分析するための手段と、
   を備えた装置。
4. 前記分析手段が、
   前記システム移相（ψ〉を求めるための手段と、
   前記求められたシステム移相（ψ〉に基づいて前記復調信号（Ｄ_Ｒ（ｔ〉、Ｄ_ＩＲ（ｔ））を補正するための手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項３に記載の装置。
5. 前記分析手段が、
   前記システム移相（ψ〉を求めるための手段と、
   

   

   に従ってシステム移相に基づく行列［Ｃ］を計算するための手段と、
   行列［Ｃ］に基づいて逆行列［Ｃ］^−１を計算するための手段と、
   復調信号の振幅Ｌ_Ｒ、Ｌ_ＩＲに基づいて、
   

   

   を求めるための手段と、
   補正出力ベクトル［Ａ］＝［Ｃ］^−１・［Ｌ］を計算するための手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項３または４に記載の装置。
6. 前記システム移相（ψ）を求めるための前記手段が、
   第１と第２の電磁波の一方の振幅を縮小するための手段と、
   第１と第２の復調信号（Ｄ_Ｒ（ｔ）、Ｄ_ＩＲ（ｔ）〉の振幅を測定するための手段と、
   第１と第２の復調信号（Ｄ_Ｒ（ｔ）、Ｄ_ＩＲ（ｔ））の測定された振幅に基づいてシステム移相（ψ）を求めるための手段と、
   を備えることを特徴とする請求項３ないし５のいずれかに記載の装置。
7. 前記システム移相（ψ）を求めるための前記手段が、
   第１と第２の電磁波の一方の振幅を縮小するための手段と、
   受信電磁波と第１と第２の電磁波のもう一方との間の零交叉の差を求めるための手段と、
   を備えることを特徴とする請求項３ないし５のいずれかに記載の装置。
8. サンプル内に電磁波を照射することによって医療パラメータを測定し、前記サンプルを通った電磁波の測定及び後続の分析を行うための装置において、
   周波数が同じで、ほぼ９０°の第１の位相差を有する第１と第２の変調信号を発生するための手段と、
   前記第１の変調信号の制御下において、前記サンプル内に第１の波長を有する第１の電磁波を照射するための手段と、
   前記第２の変調信号の制御下において、前記サンプル内に第１の波長とは異なる第２の波長を有する第２の電磁波を照射するための手段と、
   前記サンプルを通った両方の波長の電磁波（Ａ（ｔ））を受信するための手段と、
   受信した電磁波に、システム移相（ψ）と共に、ほぼ３６０°の整数倍にあたる、第１と第２の電磁波に対する受信電磁波の全移相を生じることになる移相（σ）を加えることによって、遅延受信電磁波を発生するための手段と、
   遅延受信電磁波を表す信号に、前記第１と第２の変調信号と同じ周波数を備えた、第１の正弦波復調信号と前記第１の正弦波復調信号に対して第１の位相差を有する第２の正弦波復調信号をかけることによって、前記遅延受信電磁波を表す信号を復調し、第１と第２の復調信号（Ｄ_Ｒ（ｔ）、Ｄ_ＩＲ（ｔ））を発生するための手段と、
   前記復調信号（Ｄ_Ｒ（ｔ）、Ｄ_ＩＲ（ｔ））を分析するための手段と、
   を備えた装置。
9. 前記移相（σ〉を受信電磁波に加えるための、プログラマブル・フィルタ定数を有するデジタル全域通過フィルタを備えたことを特徴とする請求項８に記載の装置。
10. 第１と第２の電磁波の一方の振幅を縮小するための手段と、
    第１と第２の復調信号（Ｄ_Ｒ（ｔ〉、Ｄ_ＩＲ（ｔ）〉の振幅を測定するための手段と、
    第１と第２の復調信号の測定された振幅に基づいて、システム移相（ψ）を求めるための手段と、
    移相（σ）を調整し、システム移相（ψ）と共に、３６０°の整数倍の移相を生じるようにするための手段と、
    をさらに備えたことを特徴とする請求項８または９に記載の装置。
11. 第１と第２の電磁波の一方の振幅を縮小するための手段が、この電磁波の振幅をオフにするための手段から成ることを特徴とする請求項６、７、９のいずれかに記載の装置。
12. 前記第１と第２の変調信号の周波数が、基本的にｆ＝２７５ヘルツであることを特徴とする請求項１ないし１１のいずれかに記載の装置。
13. 前記第１と第２の変調信号が、方形波信号であることを特徴とする請求項１ないし１２のいずれかに記載の装置。
14. 前記第１と第２の変調信号が、正弦波信号であることを特徴とする請求項１ないし１２のいずれかに記載の装置。
15. 変調信号がそれに通して送られることになる低域フィルタを備えることを特徴とする請求項１ないし１４のいずれかに記載の装置。
16. 前記電磁波を受ける手段と前記復調手段との間に接続された帯域フィルタを備えることを特徴とする請求項１ないし１５のいずれかに記載の装置。
17. 前記電磁波が、赤色光及び／または赤外光が望ましい、光の可視スペクトル及び／または隣接スペクトルから選択された波であることを特徴とする請求項１ないし１６のいずれかに記載の装置。
18. 前記装置が、パルス・オキシメータであることと、前記医療パラメータが、酸素飽和度であることを特徴とする請求項１ないし１７のいずれかに記載の装置。
19. 前記照射手段が発光ダイオードであることを特徴とする請求項１ないし１８のいずれかに記載の装置。

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