JP3698583B2

JP3698583B2 - Sensorless motor driver

Info

Publication number: JP3698583B2
Application number: JP03413599A
Authority: JP
Inventors: 一彦西村
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 1998-02-16
Filing date: 1999-02-12
Publication date: 2005-09-21
Anticipated expiration: 2019-02-12
Also published as: JPH11299283A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はビデオテープレコーダのシリンダやフロッピーディスクドライブのスピンドル等の回転用に用いられるブラシレスモータを駆動するセンサレスモータドライバに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のセンサレスモータドライバは、図６に示すように、例えばパワートランジスタＴ１〜Ｔ６で構成された電流供給手段４で、パワートランジスタＴ１〜Ｔ６をドライブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷＬによってオン／オフ制御することにより３相の駆動電流を端子３３〜３５より出力する。ブラシレスモータ８は各相に前記駆動電流が供給されることによって駆動される。
【０００３】
そして、センサレスモータドライバはブラシレスモータ８の各相のコイルで発生する逆起電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W及び各相に共通の中点電圧Ｖ_Nをコンパレータ回路１で比較し、矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wを生成する。矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wには後述のようにノイズが含まれているので、マスク回路２でノイズマスク信号Ｖ_MASKに基づいてノイズの除去を行う。ノイズマスク信号Ｖ_MASKはマスク信号生成回路５０で生成される。矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wに基づいてドライブ信号合成回路３でドライブ信号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬを形成し、電流供給手段４に出力する。
【０００４】
なお、ＦＧ回路６は信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’によってブラシレスモータ８での回転速度を示すＦＧ信号を生成し、端子３０より出力する。ＦＧ信号の波形は図７に示すようになっている。ＦＧ信号はブラシレスモータ８での回転速度を安定に保つためのサーボ機構（図示せず）等で利用される。
【０００５】
図７は上記従来のセンサレスモータドライバの動作を示す逆起電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W、中点電圧Ｖ_N、矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_W等の波形図である。図６を参照しながら説明すると、電流供給手段４では、各トランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフの切り替わり時にブラシレスモータ８の各相に設けられているコイルの逆起電力によってノイズ８０が発生する。このノイズは図７の波形Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wに示すようにトランジスタオン／オフの切り替わり時に必ずいずれかの相で発生するため、コンパレータ回路１より出力される矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wはノイズ８１のようにノイズを含む信号となっている。
【０００６】
そこで、かかるノイズを除去するためノイズマスク信号Ｖ_MASKがマスク信号生成回路５０で生成され、マスク回路２に供給される。マスク回路２には矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wのそれぞれについてゲート回路１０〜１２が設けられてあり、ノイズマスク信号Ｖ_MASKがローレベルであるときには信号のマスクが行われ、ノイズが通過しないようにしている。これにより、矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wはノイズを含まない信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’となる。
【０００７】
ドライブ信号合成回路３ではノイズを含まない信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’によってドライブ信号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬが形成されているので、ブラシレスモータ８を安定して駆動することができる。ノイズ発生のタイミングはドライブ信号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬによって特定できるので、マスク信号生成回路５０は例えば一定電流でコンデンサを充放電する構成を用いてそのコンデンサでの充放電に要する時間を利用することによりノイズマスク信号に一定のノイズマスク期間が設けられる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ブラシレスモータ８の起動時やブラシレスモータ８にかかる負荷が重くなった時等には、前記サーボ機構によってブラシレスモータ８に大きな電流が流される。そのため、ブラシレスモータ８での逆起電力が大きくなるので、トランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフ切り替わり時に発生するノイズも大きくなり、図８に示すノイズ８５のようにノイズ自体の時間も長くなる。
【０００９】
ノイズの時間がノイズマスク信号Ｖ_MASKに含まれるノイズマスク期間より長くなると、ノイズが完全に除去されなくなり、信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’及びＦＧ信号にもノイズ８６、８７のようにノイズが現れてしまう。こうなると、従来のセンサレスモータドライバではブラシレスモータ８の安定した回転特性が得られなくなってしまう。
【００１０】
その対策として、前記マスク期間を長く設定することにより、ノイズの除去を完全とすることが考えられるが、図９に示すようにノイズマスク信号Ｖ_MASKがローレベルであるマスク期間Ｔ１が長くなることによって、ブラシレスモータ８の回転子の回転位置の検出するための検出期間Ｔ２が短縮されてしまう。
【００１１】
そのため、ブラシレスモータ８の回転速度が高速になると、検出期間Ｔ２がなくなってしまうので、センサレスモータドライバは回転位置を検出することができず、ブラシレスモータ８を駆動することができなくなっていた。したがって、ノイズマスク期間Ｔ１が長く設定されると、ブラシレスモータ８の回転周波数の帯域が落ち込み、高速でブラシレスモータ８を駆動することができなくなるという問題があった。
【００１２】
本発明は上記課題を解決するもので、ブラシレスモータの回転周波数の帯域を落とすことなく、ブラシレスモータの起動時や負荷が重くなった時等のように、ブラシレスモータに流れる電流が増大したために出力切り替わり時のノイズの現れる時間が長くなっても、確実にノイズをマスクできるようにすることによりブラシレスモータの回転特性の安定化を図ったセンサレスモータドライバを提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明では、ブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有するノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段と、前記駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変するノイズマスク可変手段と、を備えたセンサレスモータドライバにおいて、前記ノイズマスク可変手段は、充放電用コンデンサと、該コンデンサの出力電圧を基準電圧と比較する比較器とを備えており、前記電流検出手段の出力によって前記充放電用コンデンサを充電し、該コンデンサの充電開始から該コンデンサの電圧が前記基準電圧を超えて前記比較器の出力が反転するまでの期間をノイズマスク期間としたことを特徴とする。
、前記電流また、ブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有するノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段と、前記駆動電流を検出する電流検出手段と検出手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変するノイズマスク可変手段と、を備えたセンサレスモータドライバにおいて、前記ノイズマスク可変手段は、差動接続された一対のトランジスタと定電流源用トランジスタとを備える差動増幅回路と、該差動増幅器からの出力電流により充放電されるコンデンサと、電圧ＶＤよりＶ１高いＶＤ＋Ｖ１を第１閾値とする第１コンパレータと電圧ＶＤよりＶ１低いＶＤ−Ｖ１を第２閾値とする第２コンパレータとを有し、前記コンデンサの電圧が第１、第２閾値外に存するとき第１レベルの電圧を出力し、第１、第２閾値内に存するとき前記ノイズマスク用の第２レベルの電圧を出力するようになっており、且つ前記差動増幅回路の定電流源用トランジスタを前記電流検出手段の出力により制御して前記駆動電流に応じて前記差動増幅回路の定電流を可変し前記第２レベルの電圧幅を可変するようにしたことを特徴とする。
また、ブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有するノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段と、前記駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変するノイズマスク可変手段と、を備えたセンサレスモータドライバにおいて、
ＦＧ信号の立ち上がりに同期したエッジ信号によってクロックのカウントを開始するカウンタと、前記電流検出手段の出力に基づいてカウント値を設定するカウント値設定手段とを有し、前記カウンタがカウントを開始して前記設定されたカウント値までカウントする期間をノイズマスク期間としたことを特徴とする。
【００１４】
このような構成によると、センサレスモータドライバはコンパレータ回路でブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と各相の中点電圧をそれぞれ比較して矩形波信号を生成する。コンパレータ回路より出力される矩形波信号には、出力の切り替わり時に発生するノイズを含み、かかるノイズをマスクするためにマスク信号生成回路でノイズマスク信号を生成する。そして、センサレスモータドライバはマスク回路で前記矩形波信号のマスクを行い、このマスクされた矩形波信号によってドライブ信号合成回路では、電流供給手段へのドライブ信号を生成する。
【００１５】
センサレスモータドライバは電流供給手段で例えばパワートランジスタ等を前記ドライブ信号によってオン／オフ制御し、これによって得られた駆動電流をブラシレスモータに供給することによってブラシレスモータを駆動する。例えばサーボ機構でモータの回転速度の制御用にブラシレスモータに流れる電流を検出する抵抗を設けている場合があり、この抵抗を電流検出手段で兼用することにより、センサレスモータドライバは駆動電流の検出を行う。
【００１６】
起動時等のように負荷が重くなるときには駆動電流が増大するので、パワートランジスタ等のオン／オフの切り替わり時に発生するノイズ時間も長くなる。そこで、ノイズマスク期間を可変する手段でノイズマスク期間を長くしたノイズマスク信号を生成する。ノイズマスク期間を可変する手段は例えば駆動電流に応じてコンデンサの充放電電流を変化させ、コンデンサに充放電する時間を変化させることによりノイズマスク期間を可変する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態について説明する。図１は本発明の一実施形態であるセンサレスモータドライバのブロック図である。センサレスモータドライバはコンパレータ回路１でブラシレスモータ８の各相に設けられているコイルで発生する逆起電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wを中点電圧Ｖ_Nとそれぞれ比較することによって矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wを生成する。これにより、ブラシレスモータ８の回転子の回転位置を検出する。
【００１８】
次に、マスク回路２で、ノイズマスク信号Ｖ_MASKによって矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wにマスクを行い、信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’とする。マスク回路２には矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wのそれぞれに対応してゲート回路１０〜１２が設けられてあり、ノイズマスク信号Ｖ_MASKがローレベルであるときに矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wのマスクを行い、ノイズマスク信号Ｖ_MASKがハイレベルであるときに信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wを通過させる。なお、ノイズマスク信号Ｖ_MASKはマスク信号生成回路５で生成される。
【００１９】
ドライブ信号合成回路３では、マスクされた信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’に基づいてドライブ信号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬを生成する。次に、電流供給手段４には、ドライブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷＬによってそれぞれオン／オフ制御されるパワートランジスタＴ１〜Ｔ６が設けられている。
【００２０】
また、ＦＧ回路６では信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’に基づいてブラシレスモータ８の回転速度を示すＦＧ信号を生成し、センサレスモータドライバの端子３０より出力する。ＦＧ信号は回転の状況をモニターするためのモニター装置又は回転速度を安定に保つために設けられているサーボ機構（図示せず）等で使用される。
【００２１】
ＮＰＮ型パワートランジスタＴ１のコレクタは端子３１に接続され、エミッタはＮＰＮ型パワートランジスタＴ２のコレクタに接続される。パワートランジスタＴ１のベースにはドライブ信号ＤＵＵが入力される。パワートランジスタＴ２のエミッタは端子３２に接続され、ベースにはドライブ信号ＤＵＬが入力される。そして、パワートランジスタＴ１、Ｔ２の接続中点は電流供給手段４の端子３３を介してブラシレスモータ８のＵ相に接続されている。
【００２２】
同様に、ＮＰＮ型パワートランジスタＴ３のコレクタは端子３１に接続され、エミッタはＮＰＮ型パワートランジスタＴ４のコレクタに接続される。パワートランジスタＴ３のベースにはドライブ信号ＤＶＵが入力される。パワートランジスタＴ４のエミッタは端子３２に接続され、ベースにはドライブ信号ＤＶＬが入力される。そして、パワートランジスタＴ３、Ｔ４の接続中点は電流供給手段４の端子３４を介してブラシレスモータ８のＶ相に接続されている。
【００２３】
同様に、ＮＰＮ型パワートランジスタＴ５のコレクタは端子３１に接続され、エミッタはＮＰＮ型パワートランジスタＴ６のコレクタに接続される。パワートランジスタＴ５のベースにはドライブ信号ＤＷＵが入力される。パワートランジスタＴ６のエミッタは端子３２に接続され、ベースにはドライブ信号ＤＷＬが入力される。そして、パワートランジスタＴ５、Ｔ６の接続中点は電流供給手段４の端子３５を介してブラシレスモータ８のＷ相に接続されている。
【００２４】
端子３２とグランド間に抵抗ＲＮＦが接続される。この抵抗ＲＮＦにはブラシレスモータ８の各相に流れる駆動電流を合計した電流が流れる。そして、抵抗ＲＮＦに流れる電流の大きさに応じて抵抗ＲＮＦの両端の電圧が変化するので、抵抗ＲＮＦの電圧が電流供給手段４から電圧／電流変換回路７に入力されるようにしている。電圧／電流変換回路７は単に電圧を電流に変換するだけでなく、電圧が大きいとき電流を小さくし、電圧が小さいとき電流を大きくする。
【００２５】
なお、抵抗ＲＮＦは前記サーボ機構（図示せず）でブラシレスモータ８の流れる電流の監視用としても用いられているもので、前記サーボ機構は駆動電流及びＦＧ信号の監視を行い、例えば、ブラシレスモータ８の回転速度が低下した場合には、ブラシレスモータ８に流れる電流を大きくして回転速度を一定に保つような制御をする。また、抵抗ＲＮＦは電流供給手段４のグランドレベル側の端子３２に設けられているが、電源電圧９と電流供給手段４の電源側の端子３１に挿入されている場合でも同様に駆動電流を検出することができる。
【００２６】
このセンサレスモータドライバでは、電流／電圧変換回路７が電流供給手段４から入力される電圧に応じて変化する電流をマスク信号生成回路５へ出力する。マスク信号生成回路５は電圧／電流変換回路７からの電流に応じてノイズマスク期間を可変する。
【００２７】
例えば、ブラシレスモータ８の起動時や負荷が重くなった時等のように駆動電流が増大した場合には、トランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフ切り替え時に発生するノイズの期間が上述のように長くなるが、ノイズマスク期間も長くなる。これにより、センサレスモータドライバではノイズの除去が確実に行われるようになる。また、ノイズマスク期間はブラシレスモータ８の特性等に基づいて設定される。
【００２８】
電圧／電流変換回路７及びマスク信号生成回路５におけるノイズマスク期間を可変する手段のいくつかの回路例を図２、図３、図１０に例示する。図２はコンデンサ１６３の充放電に要する時間を利用してノイズマスク期間を設ける回路例である。電流供給手段４の抵抗ＲＮＦから出力される電圧は電圧／電流変換回路７において変換器６０で電流に変換され、マスク信号生成回路５に出力される。なお、変換器６０は、減算回路等を利用したものであり、入力される電圧が低いほど出力される電流は大きくなり、逆に入力される電圧が高いほど出力される電流は小さくなる。マスク信号生成回路５では、ノイズマスク期間の計測開始時にはスイッチ１６１をオンするとともにスイッチ１６５をオフする。スイッチ１６１、１６４のオン／オフ制御はＦＧ信号の立ち上がりから所定時間遅れた信号によって行われる。
【００２９】
これにより、電圧／電流変換回路７からの出力電流は抵抗１６２を介してコンデンサ１６３に入力される。コンデンサ１６３の他端は接地されているので、コンデンサ６３は充電される。コンデンサ１６３で充電された電圧は比較器１６６で基準電圧１６７と比較される。コンデンサ１６３の充電にともなってコンデンサ１６３の電圧が上昇し、基準電圧１６７を超えたときに比較器１６６の出力が反転する。
【００３０】
この反転するタイミングを遅延信号として取り出し、充電開始時から遅延信号の間の期間をノイズマスク期間とする。そして、スイッチ１６１をオフしてスイッチ１６４をオンする。これにより、コンデンサ１６３はスイッチ１６４及び抵抗１６５を介して放電される。このように、マスク信号生成回路５では、連続的にノイズマスク期間を可変し、駆動電流が増大した場合にはコンデンサ１６３の充電電流が小さくなってノイズマスク期間を延長させることができる。
【００３１】
マスク信号生成回路５の他の一例を図３に示す。図３において、端子６１に抵抗ＲＮＦで発生した電圧Ｖ_RNFが入力される。抵抗ＲＮＦは通常低抵抗値のものが用いられるので、抵抗ＲＮＦに発生する電圧は小さいので、レベルシフト回路６２を通してＮＰＮ型のトランジスタＱ１のベースに与えるようになっている。トランジスタＱ１のエミッタはグランドに接続され、コレクタはＮＰＮ型のトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。
【００３２】
トランジスタＱ２のコレクタには、そのベースが接続されるとともに定電流源６３が接続されている。トランジスタＱ２のエミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ２のベースはＮＰＮ型のトランジスタＱ３のベースに接続されている。トランジスタＱ３のエミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ２とＱ３は第１のカレントミラー回路を構成している。また、レベルシフト回路６２と定電流源６３、トランジスタＱ１、Ｑ２は電圧／電流変換回路７を構成している。
【００３３】
トランジスタＱ３のコレクタは差動接続されたＮＰＮ型のトランジスタＱ４、Ｑ５のエミッタに接続され、差動増幅器６４の電流源として機能している。トランジスタＱ４のコレクタはＰＮＰ型のトランジスタＱ６のコレクタとベースに接続され、トランジスタＱ５のコレクタはＰＮＰ型のトランジスタＱ７のコレクタとベースに接続されている。トランジスタＱ６とＰＮＰ型のトランジスタＱ１１は第２のカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱ７とＰＮＰ型のトランジスタＱ８は第３のカレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ６、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ１１のエミッタは電源電圧Ｖccに接続されている。
【００３４】
トランジスタＱ８のコレクタはＮＰＮ型のトランジスタＱ９のコレクタとベースに接続されている。ＮＰＮ型のトランジスタＱ１０はトランジスタＱ９と共に第４のカレントミラー回路を構成しており、そのコレクタはトランジスタＱ１１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ９とＱ１０のエミッタはグランドに接続されている。
【００３５】
トランジスタＱ１０とＱ１１のコレクタの接続点にコンデンサＣ₁の一端が接続されており、このコンデンサＣ₁の他端はグランドに接続されている。６５はクランプ回路であり、その入力側がコンデンサＣ₁に接続され、出力側がトランジスタＱ２とＱ３のベースに接続されている。クランプ回路６５は２つのコンパレータ６６、６７を有しており、その一方のコンパレータ６６の非反転端子（＋）にコンデンサＣ₁の電圧が与えられ、反転端子（−）に電圧Ｖａが与えられる。他方のコンパレータ６７の非反転端子（＋）には電圧Ｖｂが与えられ、反転端子（−）にコンデンサＣ₁の電圧が与えられるようになっている。電圧Ｖａ、Ｖｂは図４（ｄ）に示される。
【００３６】
コンデンサＣ₁の電圧は、また、コンパレータ６８の非反転端子（＋）とコンパレータ６９の反転端子（−）にも与えられている。コンパレータ６８の反転端子（−）には電圧Ｖ_D＋Ｖ₁が与えられ、コンパレータ６９の非反転端子（＋）には電圧Ｖ_D−Ｖ₁が与えられている。コンパレータ６８、６９の出力はＯＲ回路７０を通して出力端子７１にマスク信号として導出される。このマスク信号は出力端子７１に接続されるマルチプレクサ（not shown）を介して図１に示すゲート回路１０、１１、１２へ時系列に振り分けられる。
【００３７】
次に図３の回路の動作を説明する。差動増幅器６４のトランジスタＱ４、Ｑ５のベースにはＦＧ回路６で形成され端子３０から出力されるＦＧ信号（図５参照）と同期したパルスＰ₁、Ｐ₂が印加される。パルスＰ₁とＰ₂は互いに逆極性の関係になっている。図４において、（ａ）はＦＧ信号を示し、（ｂ）はパルスＰ₁を、また（ｃ）はパルスＰ₂を示している。トランジスタＱ４、Ｑ５はそれぞれのベースに印加されるパルスがハイレベルのときＯＮし、ローレベルのときＯＦＦする。従って、差動増幅器６４におけるトランジスタＱ４、Ｑ５は交互にＯＮ、ＯＦＦする。
【００３８】
図４に示すＴ１の期間はトランジスタＱ５、Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９、Ｑ１０がＯＮし、トランジスタＱ４、Ｑ６、Ｑ１１がＯＦＦとなる。そのため、トランジスタＱ５を流れる電流に応じた電流がトランジスタＱ１０を流れる。トランジスタＱ１０のコレクタ電流はコンデンサＣ₁を放電する。次のＴ２の期間はトランジスタＱ４〜Ｑ１１の状態が前記期間Ｔ１の場合と逆になるので、トランジスタＱ４に流れる電流に応じた電流がトランジスタＱ１１に流れる。このためコンデンサＣ₁はトランジスタＱ１０を通して充電される。
【００３９】
このようにしてコンデンサＣ₁は充電と放電を交互に繰り返す。その結果、コンデンサＣ₁の電圧波形は図４の（ｄ）に示すように三角波となる。ただし、三角波の頂点はクランプ回路６５の働きによって図４の（ｄ）に示される如くスライスされた形となる。
【００４０】
このコンデンサＣ₁の電圧はコンパレータ６８と６９に入力される。コンパレータ６８の出力はコンデンサＣ₁の電圧がＶ_D＋Ｖ₁より高いときハイレベルで、その他のときローレベルとなる。一方、コンパレータ６９の出力はコンデンサＣ₁の電圧がＶ_D−Ｖ₁より低いときハイレベルで、その他のときローレベルとなる。従って、これらのコンパレータの出力をＯＲ回路７０を介して取り出すと、図４（ｅ）に示すようになる。電圧Ｖ_DとＶ₁は図４の（ｄ）に示す。Ｖ_Dを中心とする±Ｖ₁の範囲において、ＯＲ回路７０の出力はローレベルになる。このローレベルの期間Ａ１、Ａ２、・・・がマスク期間となる。この期間は前記三角波の傾斜によって変わる。換言すると、コンデンサの充放電電流の値によって変わる。そして、図２の回路において、コンデンサＣ₁の充放電電流はトランジスタＱ３の電流値に依る。
【００４１】
定電流源６３の出力電流はトランジスタＱ１、Ｑ２を通してグランドへ流れる。端子６１に入力される電圧Ｖ_RNFが高いとき（従って、モータの駆動電流が大きいとき）はトランジスタＱ１の導通度が高くなって定電流源６３からトランジスタＱ１を通して流れる電流が多くなり、その分、トランジスタＱ２を流れる電流が小さくなる。そのためトランジスタＱ３の電流も小さくなる。このようにして、トランジスタＱ３の電流が小さくなると、コンデンサＣ₁の充放電電流も小さくなり、図４の（ｄ）の三角波の傾斜が緩やかになり、マスク期間Ａ１、Ａ２、・・・が広がる。つまり、モータの駆動電流が大きくなって電圧Ｖ_RNFが高くなると、マスク期間は広くなる。逆に、モータの駆動電流が小さくなって電圧Ｖ_RNFが低くなると、マスク期間は狭くなる。
【００４２】
モータの負荷が大きくなってモータの駆動電流が大きくなると、三相駆動電流の切り換えに伴って生じるノイズの幅が広くなるが、本実施例によれば、駆動電流を検出し、その駆動電流が大きくなったときはノイズをマスクするためのマスク期間も広くなるので、ノイズを確実に除去できる。
【００４３】
次に、図１０はデジタル回路によりマスク期間を形成するように構成したマスク信号生成回路を示している。端子９１を通して与えられる電圧Ｖ_RNFによってカウント値設定回路９２でカウント値が設定される。カウンタ９３は図１１に示すＦＧ信号の立ち上がりに同期したエッジ信号Ｅによってカウント（クロックＣＬＫのカウント）を開始する。カウントがカウント値設定回路９２から与えられる設定値に至ると、カウンタ９３はリセットする。これを図１１を参照して説明すると、カウンタ９３は最初のエッジ信号Ｅ₁の入力時点ｔ１からカウントを開始し、そのカウントが前記設定値に至ったｔ２でリセットされる。カウンタ９３の出力はカウント中はローレベルで、それ以外はハイレベルである。
【００４４】
次にエッジ信号Ｅ₂が入力されると再びカウントを行い（ｔ３）、設定値までカウントしてリセットされる。カウンタ９３の出力がローレベルの期間がマスク期間になる。マスク信号は出力端子９４へ導出される。この実施例では、マスク期間（ローレベル期間）はカウントの設定値によって決まる。この設定値は、モータの駆動電流を検出して得られる電圧Ｖ_RNFの値に応じて変化する。
【００４５】
図５は図１のセンサレスモータドライバの動作を示す信号の波形図である。図１のセンサレスモータドライバにおいて、ドライブ信号合成回路３はドライブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷＬを出力する。そして、電流供給回路４ではドライブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷＬがハイレベルであるときにパワートランジスタＴ１〜Ｔ６がオンし、ローレベルであるときにオフする。これにより、３相の駆動電流がブラシレスモータ８に供給され、ブラシレスモータ８は駆動される。
【００４６】
ブラシレスモータ８では各相のコイルで逆起電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wが発生する。Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wは図示するように互いに１２０゜ずつ位相がずれている。また、点線４０で囲まれた時点に注目すると、ドライブ信号ＤＷＵがハイレベルの状態で、ドライブ信号ＤＵＬがハイレベルからローレベルとなり、ドライブ信号ＤＶＬがローレベルからハイレベルとなっている。したがって、パワートランジスタＴ５がオン状態を継続し、パワートランジスタＴ２がオン状態からオフし、パワートランジスタＴ４がオフ状態からオンする。
【００４７】
そのため、ブラシレスモータ８のＵ相のコイルでは逆起電圧Ｖ_Uにノイズ４１が発生する。これはＶ相、Ｗ相についても同様である。このように、パワートランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフの切り替え時には常にノイズが発生することとなる。なお、中点電圧Ｖ_Nも振動波形となっているが、これは各相で生ずる回路の非対称性が原因である。
【００４８】
コンパレータ回路１では、逆起電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wを中点電圧Ｖ_Nとそれぞれ比較することによって矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wが生成される。したがって、逆起電圧Ｖ_Uに生じるノイズ４１も矩形波信号Ｐ_Uにノイズ４２のように現れることになる。矩形波信号Ｐ_V、Ｐ_Wについても同様の理由でノイズが現れる。
【００４９】
これらのノイズを除去するために、マスク信号生成回路５はノイズマスク信号Ｖ_MASKを生成し、マスク回路２に出力する。ノイズマスク信号Ｖ_MASKはローレベルのときにノイズをマスクし、ハイレベルのときに信号を通過させる。これにより、矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wはマスクされた矩形波信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’となる。ノイズ発生のタイミングはドライブ信号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬの出力の切り替え時で特定できるので、上述したように図２や図３、図１０に示す回路によってノイズ幅の長短に拘らずノイズを除去しうるのに十分なノイズマスク期間が得られる。
【００５０】
また、ＦＧ回路６では、信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’に基づいて回転速度を示すＦＧ信号が生成される。駆動中にブラシレスモータ８の負荷が重くなり、前記サーボ機構によってブラシレスモータ８に流れる電流が大きくなると、それにともなって点線４３で囲まれた部分のように、ノイズの現れる時間も長くなる。そのため、矩形波信号Ｐ_Vにも点線４４で示すように時間の長いノイズが現れる。
【００５１】
そのため、上記従来のセンサレスドライバではノイズマスク期間が例えば期間Ｋ１で固定されているので、ノイズの除去を完全に行うことができず、信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’にノイズが現れることとなるが、本発明では、マスク信号生成回路５から出力されるノイズマスク期間がＫ２に示すように広くなるので、信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’にはノイズが現れないようになっている。これにより、負荷が重くなってもＦＧ信号及びドライブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷＬには影響せず、ブラシレスモータ８の安定した回転特性が得られる。
【００５２】
以上説明したように、本実施例のセンサレスモータドライバでは、起動時やブラシレスモータ８への負荷が重くなった場合のように、ブラシレスモータ８に流れる電流が大きくなってもノイズマスク期間が広くなるので、ノイズの除去を完全に行うことができる。そして、駆動電流が小さい場合には、ノイズマスク期間が短縮されるので、高速運転でもブラシレスモータ８の回転子の回転位置を検出することができ、ブラシレスモータ８の回転周波数の帯域を落とすことなく安定した回転特性が得られる。
【００５３】
例えば、ブラシレスモータ８がビデオテープレコーダのシリンダを回転させるために用いられる場合のように、ブラシレスモータ８が大型でコイルのインダクタンス成分が大きく、かつモータ８に流れる電流が大きい場合には、トランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフの切り替えで生ずるノイズも大きくノイズの時間が長くなるが、ノイズの除去を確実にすることができる。また、ビデオテープの走行不良等のためにブラシレスモータ８への負荷が重くなる状況が発生しやすいが、このときでもセンサレスモータドライバはブラシレスモータ８の駆動の安定化を図ることができる。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ブラシレスモータに供給する駆動電流を検出し、その検出信号に基づいてノイズマスク期間を可変するので、例えばブラシレスモータの起動時や負荷が重い時等のように駆動電流が大きくなっているために、パワートランジスタ等のオン／オフの切り替わり時に発生するノイズの期間が長くなっている場合でも、電流検出手段からの信号に基づいてノイズマスク期間を長くすることによって確実にノイズを除去することが可能となる。また、負荷が重くない場合には、ノイズマスク期間を短くすることによってモータの回転位置の検出が可能であるのでモータを高速回転させることができる。そのため、モータの回転周波数帯域を落とすことなく安定した回転特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態のセンサレスモータドライバのブロック図。
【図２】そのノイズマスク期間を可変する手段の一例の回路図。
【図３】そのノイズマスク期間を可変する手段の別例の回路図。
【図４】図３の手段の動作を示す波形図。
【図５】図１のセンサレスモータドライバの動作を示す波形図。
【図６】従来のセンサレスモータドライバの回路図。
【図７】その従来のセンサレスモータドライバの動作を示す波形図。
【図８】その従来のセンサレスモータドライバの動作を示す波形図。
【図９】その従来のセンサレスモータドライバのノイズマスク信号を示す図。
【図１０】本発明のノイズマスク期間を可変する手段の他の別例の回路図。
【図１１】図１０の手段の動作を示す波形図。
【符号の説明】
１コンパレータ回路
２マスク回路
３ドライブ信号合成回路
４電流供給手段
５マスク信号生成回路
６ＦＧ回路
７電圧／電流変換回路
８ブラシレスモータ
９電源電圧
１０〜１２ゲート回路
ＲＮＦ抵抗
Ｔ１〜Ｔ６パワートランジスタ
Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_W 矩形波信号
ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬドライブ信号
Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W 逆起電圧
Ｖ_MASK ノイズマスク信号[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a sensorless motor driver for driving a brushless motor used for rotating a cylinder of a video tape recorder or a spindle of a floppy disk drive.
[0002]
[Prior art]
As shown in FIG. 6, the conventional sensorless motor driver includes, for example, a current supply unit 4 configured by power transistors T1 to T6. The power transistors T1 to T6 are driven by drive signals DUU, DUL, DVU, DVL, DWU, and DWL. By performing on / off control, a three-phase drive current is output from the terminals 33 to 35. The brushless motor 8 is driven by supplying the driving current to each phase.
[0003]
The sensorless motor driver is a counter electromotive voltage V generated by the coil of each phase of the brushless motor 8._U, V_V, V_WAnd the midpoint voltage V common to each phase_NAre compared by the comparator circuit 1 and the rectangular wave signal P_U, P_V, P_WIs generated. Square wave signal P_U, P_V, P_WIncludes noise as will be described later, the noise mask signal V is generated by the mask circuit 2._MASKThe noise is removed based on the above. Noise mask signal V_MASKIs generated by the mask signal generation circuit 50. Square wave signal P_U, P_V, P_WBased on the above, the drive signal synthesis circuit 3 forms drive signals DUU, DVU, DWU, DUL, DVL, DWL and outputs them to the current supply means 4.
[0004]
The FG circuit 6 is connected to the signal P_U', P_V', P_WThe FG signal indicating the rotation speed of the brushless motor 8 is generated by 'and output from the terminal 30. The waveform of the FG signal is as shown in FIG. The FG signal is used by a servo mechanism (not shown) for keeping the rotation speed of the brushless motor 8 stable.
[0005]
FIG. 7 shows the back electromotive voltage V showing the operation of the conventional sensorless motor driver._U, V_V, V_W, Midpoint voltage V_N, Rectangular wave signal P_U, P_V, P_WFIG. Referring to FIG. 6, in the current supply unit 4, noise 80 is generated by the back electromotive force of the coil provided in each phase of the brushless motor 8 when the transistors T <b> 1 to T <b> 6 are switched on / off. This noise is the waveform V in FIG._U, V_V, V_WAs shown in FIG. 4, since the signal is always generated in any phase when the transistor is switched on / off, the rectangular wave signal P output from the comparator circuit 1_U, P_V, P_WIs a signal including noise such as noise 81.
[0006]
Therefore, in order to remove such noise, the noise mask signal V_MASKIs generated by the mask signal generation circuit 50 and supplied to the mask circuit 2. The mask circuit 2 has a rectangular wave signal P_U, P_V, P_WAre provided with gate circuits 10 to 12, respectively, and a noise mask signal V_MASKWhen the signal is at a low level, a signal is masked to prevent noise from passing therethrough. Thereby, the rectangular wave signal P_U, P_V, P_WIs a noise-free signal P_U', P_V', P_W'.
[0007]
In the drive signal synthesis circuit 3, the signal P that does not contain noise_U', P_V', P_WSince the drive signals DUU, DVU, DWU, DUL, DVL, DWL are formed by ', the brushless motor 8 can be driven stably. Since the timing of noise generation can be specified by the drive signals DUU, DVU, DWU, DUL, DVL, DWL, the mask signal generation circuit 50 is required for charging / discharging the capacitor using a configuration that charges / discharges the capacitor with a constant current, for example. By using time, a certain noise mask period is provided in the noise mask signal.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the brushless motor 8 is started or when a load applied to the brushless motor 8 becomes heavy, a large current is passed through the brushless motor 8 by the servo mechanism. Therefore, since the back electromotive force in the brushless motor 8 is increased, the noise generated when the transistors T1 to T6 are switched on / off is increased, and the time of the noise itself is increased as the noise 85 shown in FIG.
[0009]
The noise time is the noise mask signal V_MASKIs longer than the noise mask period included in the signal P, the noise is not completely removed, and the signal P_U', P_V', P_WNoise also appears in the 'and FG signals as noise 86 and 87. In this case, a stable rotation characteristic of the brushless motor 8 cannot be obtained with the conventional sensorless motor driver.
[0010]
As a countermeasure against this, it is conceivable that noise removal is completed by setting the mask period longer, but as shown in FIG._MASKThe detection period T2 for detecting the rotational position of the rotor of the brushless motor 8 is shortened by increasing the mask period T1 when is low level.
[0011]
For this reason, when the rotational speed of the brushless motor 8 becomes high, the detection period T2 is lost, so that the sensorless motor driver cannot detect the rotational position and cannot drive the brushless motor 8. Therefore, when the noise mask period T1 is set to be long, the rotational frequency band of the brushless motor 8 drops, and there is a problem that the brushless motor 8 cannot be driven at high speed.
[0012]
The present invention solves the above-mentioned problem, and since the current flowing through the brushless motor is increased, such as when the brushless motor starts up or when the load becomes heavy, without reducing the rotational frequency band of the brushless motor. It is an object of the present invention to provide a sensorless motor driver that stabilizes the rotational characteristics of a brushless motor by reliably masking the noise even when the noise appears at the time of switching.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention compares a counter electromotive voltage generated in each phase of a brushless motor with a midpoint voltage of each phase to generate a rectangular wave signal, and a noise mask period. A mask circuit for masking the rectangular wave signal with a noise mask signal having a mask signal generating circuit for generating the noise mask signal, and a drive signal based on the rectangular wave signal masked by the mask circuit Drive signal forming means; current supply means for supplying drive current to the brushless motor based on the drive signal; and current detection means for detecting the drive currentA sensorless motor driver comprising: a noise mask variable means for varying the noise mask period based on an output signal of the current detection means; wherein the noise mask variable means includes a charge / discharge capacitor and an output voltage of the capacitor And a comparator for comparing the charge / discharge capacitor with the output of the current detection means, and the voltage of the capacitor exceeds the reference voltage from the start of charging of the capacitor, and the comparator The period until the output is inverted is a noise mask period.
  The currentA comparator circuit that generates a rectangular wave signal by comparing the back electromotive voltage generated in each phase of the brushless motor with the midpoint voltage of each phase, and the rectangular wave signal by a noise mask signal having a noise mask period. A mask circuit that performs masking, a mask signal generation circuit that generates the noise mask signal, a drive signal forming unit that forms a drive signal based on the rectangular wave signal masked by the mask circuit, and a drive signal based on the drive signal A sensorless circuit comprising: current supply means for supplying drive current to the brushless motor; current detection means for detecting the drive current; and noise mask variable means for varying the noise mask period based on an output signal of the detection means. In the motor driver, the noise mask variable means includes a pair of differentially connected transistors. A differential amplifier circuit including a constant current source transistor, a capacitor charged and discharged by an output current from the differential amplifier, a first comparator having VD + V1 higher than the voltage VD as V1 + V1 as a first threshold, and V1 from the voltage VD A second comparator having a low VD-V1 as a second threshold value, and outputs a first level voltage when the voltage of the capacitor is outside the first and second threshold values, and falls within the first and second threshold values. The second level voltage for the noise mask is output when the current is present, and the constant current source transistor of the differential amplifier circuit is controlled by the output of the current detection means according to the drive current. The constant current of the differential amplifier circuit is varied to vary the voltage width of the second level.
A comparator circuit that generates a rectangular wave signal by comparing the back electromotive voltage generated in each phase of the brushless motor with the midpoint voltage of each phase, and the rectangular wave signal by a noise mask signal having a noise mask period. A mask circuit that performs masking, a mask signal generation circuit that generates the noise mask signal, a drive signal forming unit that forms a drive signal based on the rectangular wave signal masked by the mask circuit, and a drive signal based on the drive signal Current supply means for supplying drive current to the brushless motor, current detection means for detecting the drive current, and noise mask variable means for changing the noise mask period based on an output signal of the current detection means, In the sensorless motor driver with
A counter that starts clock counting by an edge signal synchronized with the rising edge of the FG signal; and a count value setting unit that sets a count value based on an output of the current detection unit, and the counter starts counting The period for counting up to the set count value is a noise mask period.
[0014]
According to such a configuration, the sensorless motor driver compares the back electromotive voltage generated in each phase of the brushless motor with the midpoint voltage of each phase by the comparator circuit to generate a rectangular wave signal. The rectangular wave signal output from the comparator circuit includes noise generated when the output is switched, and a mask signal generation circuit generates a noise mask signal in order to mask such noise. The sensorless motor driver masks the rectangular wave signal with a mask circuit, and the drive signal synthesizing circuit generates a drive signal to the current supply means based on the masked rectangular wave signal.
[0015]
The sensorless motor driver is a current supply means that controls on / off of a power transistor, for example, by the drive signal, and drives the brushless motor by supplying the drive current obtained thereby to the brushless motor. For example, a servo mechanism may be provided with a resistor that detects the current flowing through the brushless motor for controlling the rotation speed of the motor. By using this resistor also as the current detection means, the sensorless motor driver detects the drive current. Do.
[0016]
Since the drive current increases when the load becomes heavier, such as during startup, the noise time that occurs when the power transistor or the like is switched on / off also increases. Therefore, a noise mask signal having a longer noise mask period is generated by means for varying the noise mask period. The means for changing the noise mask period changes the charge / discharge current of the capacitor in accordance with, for example, the drive current, and changes the noise mask period by changing the charge / discharge time of the capacitor.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a block diagram of a sensorless motor driver according to an embodiment of the present invention. The sensorless motor driver is a counter electromotive voltage V generated by a coil provided in each phase of the brushless motor 8 in the comparator circuit 1._U, V_V, V_WIs the midpoint voltage V_NBy comparing each with a rectangular wave signal P_U, P_V, P_WIs generated. Thereby, the rotational position of the rotor of the brushless motor 8 is detected.
[0018]
Next, in the mask circuit 2, the noise mask signal V_MASKBy the rectangular wave signal P_U, P_V, P_WAnd mask the signal P_U', P_V', P_W'. The mask circuit 2 has a rectangular wave signal P_U, P_V, P_WCorresponding to each of the gate circuits 10 to 12, and the noise mask signal V is provided._MASKSquare wave signal P when is at low level_U, P_V, P_WAnd mask the noise mask signal V_MASKWhen the signal is high, the signal P_U, P_V, P_WPass through. Noise mask signal V_MASKIs generated by the mask signal generation circuit 5.
[0019]
In the drive signal synthesis circuit 3, the masked signal P_U', P_V', P_WThe drive signals DUU, DVU, DWU, DUL, DVL, DWL are generated based on '. Next, the current supply means 4 is provided with power transistors T1 to T6 that are on / off controlled by drive signals DUU, DUL, DVU, DVL, DWU, and DWL, respectively.
[0020]
In the FG circuit 6, the signal P_U', P_V', P_WAn FG signal indicating the rotation speed of the brushless motor 8 is generated based on 'and output from the terminal 30 of the sensorless motor driver. The FG signal is used in a monitor device for monitoring the rotation state or a servo mechanism (not shown) provided to keep the rotation speed stable.
[0021]
The collector of the NPN type power transistor T1 is connected to the terminal 31, and the emitter is connected to the collector of the NPN type power transistor T2. A drive signal DUU is input to the base of the power transistor T1. The emitter of the power transistor T2 is connected to the terminal 32, and the drive signal DUL is input to the base. The midpoint of connection between the power transistors T 1 and T 2 is connected to the U phase of the brushless motor 8 via the terminal 33 of the current supply means 4.
[0022]
Similarly, the collector of the NPN type power transistor T3 is connected to the terminal 31, and the emitter is connected to the collector of the NPN type power transistor T4. A drive signal DVU is input to the base of the power transistor T3. The emitter of the power transistor T4 is connected to the terminal 32, and the drive signal DVL is input to the base. The midpoint of connection between the power transistors T 3 and T 4 is connected to the V phase of the brushless motor 8 via the terminal 34 of the current supply means 4.
[0023]
Similarly, the collector of the NPN type power transistor T5 is connected to the terminal 31, and the emitter is connected to the collector of the NPN type power transistor T6. A drive signal DWU is input to the base of the power transistor T5. The emitter of the power transistor T6 is connected to the terminal 32, and the drive signal DWL is input to the base. The midpoint of connection between the power transistors T5 and T6 is connected to the W phase of the brushless motor 8 via the terminal 35 of the current supply means 4.
[0024]
A resistor RNF is connected between the terminal 32 and the ground. A current obtained by summing the drive currents flowing in the respective phases of the brushless motor 8 flows through the resistor RNF. Since the voltage across the resistor RNF changes according to the magnitude of the current flowing through the resistor RNF, the voltage of the resistor RNF is input from the current supply means 4 to the voltage / current conversion circuit 7. The voltage / current conversion circuit 7 not only simply converts a voltage into a current but also reduces the current when the voltage is large and increases the current when the voltage is small.
[0025]
The resistor RNF is also used for monitoring the current flowing through the brushless motor 8 in the servo mechanism (not shown). The servo mechanism monitors the drive current and the FG signal, for example, a brushless motor. When the rotational speed of FIG. 8 decreases, control is performed to keep the rotational speed constant by increasing the current flowing through the brushless motor 8. The resistor RNF is provided at the ground level side terminal 32 of the current supply means 4, but the drive current is similarly detected even when the power supply voltage 9 and the power supply side terminal 31 of the current supply means 4 are inserted. can do.
[0026]
In this sensorless motor driver, the current / voltage conversion circuit 7 outputs a current that changes in accordance with the voltage input from the current supply means 4 to the mask signal generation circuit 5. The mask signal generation circuit 5 varies the noise mask period according to the current from the voltage / current conversion circuit 7.
[0027]
For example, when the drive current increases such as when the brushless motor 8 is started or when the load becomes heavy, the period of noise generated when the transistors T1 to T6 are switched on / off becomes longer as described above. However, the noise mask period also becomes longer. As a result, noise is reliably removed in the sensorless motor driver. The noise mask period is set based on the characteristics of the brushless motor 8 and the like.
[0028]
Some circuit examples of means for varying the noise mask period in the voltage / current conversion circuit 7 and the mask signal generation circuit 5 are illustrated in FIGS. FIG. 2 is a circuit example in which a noise mask period is provided using the time required for charging and discharging the capacitor 163. The voltage output from the resistor RNF of the current supply means 4 is converted into a current by the converter 60 in the voltage / current conversion circuit 7 and output to the mask signal generation circuit 5. The converter 60 uses a subtraction circuit or the like. The lower the input voltage, the larger the output current. Conversely, the higher the input voltage, the smaller the output current. In the mask signal generation circuit 5, the switch 161 is turned on and the switch 165 is turned off at the start of measurement of the noise mask period. The on / off control of the switches 161 and 164 is performed by a signal delayed by a predetermined time from the rising edge of the FG signal.
[0029]
As a result, the output current from the voltage / current conversion circuit 7 is input to the capacitor 163 via the resistor 162. Since the other end of the capacitor 163 is grounded, the capacitor 63 is charged. The voltage charged by the capacitor 163 is compared with the reference voltage 167 by the comparator 166. As the capacitor 163 is charged, the voltage of the capacitor 163 increases, and when the reference voltage 167 is exceeded, the output of the comparator 166 is inverted.
[0030]
This inversion timing is taken out as a delay signal, and a period between the start of charging and the delay signal is defined as a noise mask period. Then, the switch 161 is turned off and the switch 164 is turned on. As a result, the capacitor 163 is discharged via the switch 164 and the resistor 165. Thus, in the mask signal generation circuit 5, the noise mask period can be continuously varied, and when the drive current increases, the charging current of the capacitor 163 can be reduced and the noise mask period can be extended.
[0031]
Another example of the mask signal generation circuit 5 is shown in FIG. In FIG. 3, the voltage V generated by the resistor RNF at the terminal 61._RNFIs entered. Since the resistor RNF having a low resistance value is usually used, the voltage generated in the resistor RNF is small, so that the resistor RNF is applied to the base of the NPN transistor Q1 through the level shift circuit 62. The emitter of the transistor Q1 is connected to the ground, and the collector is connected to the collector of the NPN transistor Q2.
[0032]
A base of the transistor Q2 is connected to the collector of the transistor Q2 and a constant current source 63 is connected to the collector of the transistor Q2. The emitter of the transistor Q2 is connected to the ground. The base of the transistor Q2 is connected to the base of an NPN transistor Q3. The emitter of the transistor Q3 is connected to the ground. Transistors Q2 and Q3 form a first current mirror circuit. Further, the level shift circuit 62, the constant current source 63, and the transistors Q1 and Q2 constitute a voltage / current conversion circuit 7.
[0033]
The collector of the transistor Q3 is connected to the emitters of differentially connected NPN transistors Q4 and Q5, and functions as a current source for the differential amplifier 64. The collector of transistor Q4 is connected to the collector and base of PNP transistor Q6, and the collector of transistor Q5 is connected to the collector and base of PNP transistor Q7. The transistor Q6 and the PNP transistor Q11 constitute a second current mirror circuit, and the transistor Q7 and the PNP transistor Q8 constitute a third current mirror circuit. The emitters of the transistors Q6, Q7, Q8, and Q11 are connected to the power supply voltage Vcc.
[0034]
The collector of the transistor Q8 is connected to the collector and base of an NPN transistor Q9. The NPN transistor Q10 forms a fourth current mirror circuit together with the transistor Q9, and its collector is connected to the collector of the transistor Q11. The emitters of the transistors Q9 and Q10 are connected to the ground.
[0035]
Capacitor C at the junction of the collectors of transistors Q10 and Q11₁Is connected to one end of this capacitor C₁The other end of is connected to the ground. 65 is a clamp circuit, the input side of which is a capacitor C₁The output side is connected to the bases of the transistors Q2 and Q3. The clamp circuit 65 has two comparators 66 and 67, and a capacitor C is connected to the non-inverting terminal (+) of one of the comparators 66.₁The voltage Va is applied to the inverting terminal (−). The voltage Vb is applied to the non-inverting terminal (+) of the other comparator 67, and the capacitor C is connected to the inverting terminal (−).₁The voltage of is given. The voltages Va and Vb are shown in FIG.
[0036]
Capacitor C₁Is also supplied to the non-inverting terminal (+) of the comparator 68 and the inverting terminal (−) of the comparator 69. The voltage V is applied to the inverting terminal (−) of the comparator 68._D+ V₁And the voltage V is applied to the non-inverting terminal (+) of the comparator 69._D-V₁Is given. The outputs of the comparators 68 and 69 are derived as mask signals to the output terminal 71 through the OR circuit 70. The mask signal is distributed in time series to the gate circuits 10, 11, and 12 shown in FIG. 1 through a multiplexer (not shown) connected to the output terminal 71.
[0037]
Next, the operation of the circuit of FIG. 3 will be described. The bases of the transistors Q4 and Q5 of the differential amplifier 64 have a pulse P formed by the FG circuit 6 and synchronized with the FG signal (see FIG. 5) output from the terminal 30.₁, P₂Is applied. Pulse P₁And P₂Are in opposite polarities. 4A shows an FG signal, and FIG. 4B shows a pulse P.₁And (c) is the pulse P₂Is shown. The transistors Q4 and Q5 are turned on when the pulse applied to each base is at a high level and turned off when the pulse is at a low level. Accordingly, the transistors Q4 and Q5 in the differential amplifier 64 are alternately turned ON and OFF.
[0038]
During the period T1 shown in FIG. 4, the transistors Q5, Q7, Q8, Q9, and Q10 are turned on, and the transistors Q4, Q6, and Q11 are turned off. Therefore, a current corresponding to the current flowing through transistor Q5 flows through transistor Q10. The collector current of transistor Q10 is the capacitor C₁To discharge. In the next period T2, the state of the transistors Q4 to Q11 is opposite to that in the period T1, so that a current corresponding to the current flowing through the transistor Q4 flows through the transistor Q11. For this reason, the capacitor C₁Is charged through transistor Q10.
[0039]
In this way, the capacitor C₁Repeats charging and discharging alternately. As a result, capacitor C₁The voltage waveform becomes a triangular wave as shown in FIG. However, the apex of the triangular wave is sliced as shown in FIG.
[0040]
This capacitor C₁Is input to comparators 68 and 69. The output of the comparator 68 is the capacitor C₁Voltage is V_D+ V₁High level when higher, low level at other times. On the other hand, the output of the comparator 69 is a capacitor C.₁Voltage is V_D-V₁High level when lower, low level at other times. Therefore, when the outputs of these comparators are taken out via the OR circuit 70, the result is as shown in FIG. Voltage V_DAnd V₁Is shown in FIG. V_D± V centered on₁In this range, the output of the OR circuit 70 is at a low level. The low level periods A1, A2,... Are mask periods. This period varies depending on the slope of the triangular wave. In other words, it varies depending on the value of the charge / discharge current of the capacitor. In the circuit of FIG.₁Charge / discharge current depends on the current value of the transistor Q3.
[0041]
The output current of the constant current source 63 flows to the ground through the transistors Q1 and Q2. Voltage V input to terminal 61_RNFIs high (therefore, when the motor drive current is large), the conductivity of the transistor Q1 becomes high and the current flowing from the constant current source 63 through the transistor Q1 increases, and the current flowing through the transistor Q2 decreases accordingly. Therefore, the current of transistor Q3 is also reduced. Thus, when the current of the transistor Q3 is reduced, the capacitor C3₁The charging / discharging current is also reduced, and the slope of the triangular wave in FIG. 4D becomes gentle, and the mask periods A1, A2,. In other words, the motor drive current increases and the voltage V_RNFAs the value becomes higher, the mask period becomes wider. Conversely, the motor drive current is reduced and the voltage V_RNFAs the value becomes lower, the mask period becomes narrower.
[0042]
When the motor load is increased and the motor drive current is increased, the width of noise generated with the switching of the three-phase drive current is widened. According to this embodiment, the drive current is detected and the drive current is When it becomes larger, the mask period for masking the noise becomes wider, so that the noise can be surely removed.
[0043]
Next, FIG. 10 shows a mask signal generation circuit configured to form a mask period by a digital circuit. Voltage V applied through terminal 91_RNFThus, the count value is set by the count value setting circuit 92. The counter 93 starts counting (counting of the clock CLK) by the edge signal E synchronized with the rising edge of the FG signal shown in FIG. When the count reaches the set value given from the count value setting circuit 92, the counter 93 is reset. This will be described with reference to FIG.₁The count is started from the input time t1, and is reset at t2 when the count reaches the set value. The output of the counter 93 is at a low level during counting, and is at a high level otherwise.
[0044]
Next, the edge signal E₂Is input again (t3), counts up to the set value and is reset. A period in which the output of the counter 93 is at a low level is a mask period. The mask signal is derived to the output terminal 94. In this embodiment, the mask period (low level period) is determined by the set value of the count. This set value is the voltage V obtained by detecting the motor drive current._RNFIt changes according to the value of.
[0045]
FIG. 5 is a waveform diagram of signals showing the operation of the sensorless motor driver of FIG. In the sensorless motor driver of FIG. 1, the drive signal synthesis circuit 3 outputs drive signals DUU, DUL, DVU, DVL, DWU, DWL. In the current supply circuit 4, the power transistors T1 to T6 are turned on when the drive signals DUU, DUL, DVU, DVL, DWU, and DWL are at the high level, and turned off when the drive signals are at the low level. As a result, a three-phase drive current is supplied to the brushless motor 8, and the brushless motor 8 is driven.
[0046]
In the brushless motor 8, the back electromotive force V is generated by the coil of each phase._U, V_V, V_WWill occur. V_U, V_V, V_WAre out of phase with each other by 120 ° as shown. When attention is paid to the time point surrounded by the dotted line 40, the drive signal DUL is changed from the high level to the low level and the drive signal DVL is changed from the low level to the high level in the state where the drive signal DWU is at the high level. Therefore, the power transistor T5 continues to be on, the power transistor T2 is turned off from the on state, and the power transistor T4 is turned on from the off state.
[0047]
Therefore, in the U-phase coil of the brushless motor 8, the counter electromotive voltage V_UNoise 41 is generated. The same applies to the V phase and the W phase. Thus, noise is always generated when the power transistors T1 to T6 are switched on / off. The midpoint voltage V_NHowever, this is due to the circuit asymmetry that occurs in each phase.
[0048]
In the comparator circuit 1, the back electromotive voltage V_U, V_V, V_WIs the midpoint voltage V_NBy comparing each with a rectangular wave signal P_U, P_V, P_WIs generated. Therefore, the back electromotive voltage V_UThe noise 41 generated in the rectangular wave signal P_UWill appear like noise 42. Square wave signal P_V, P_WThe noise appears for the same reason.
[0049]
In order to remove these noises, the mask signal generation circuit 5 generates a noise mask signal V._MASKIs output to the mask circuit 2. Noise mask signal V_MASKMasks noise when it is low and passes signals when it is high. Thereby, the rectangular wave signal P_U, P_V, P_WIs a masked rectangular wave signal P_U', P_V', P_W'. Since the timing of noise generation can be specified at the time of switching the output of the drive signals DUU, DVU, DWU, DUL, DVL, DWL, as described above, the circuit shown in FIG. 2, FIG. 3, or FIG. Therefore, a noise mask period sufficient to remove noise can be obtained.
[0050]
In the FG circuit 6, the signal P_U', P_V', P_WAn FG signal indicating the rotation speed is generated based on '. When the load of the brushless motor 8 becomes heavy during driving and the current flowing to the brushless motor 8 is increased by the servo mechanism, the time during which noise appears as in the portion surrounded by the dotted line 43 increases accordingly. Therefore, the rectangular wave signal P_VAlso, as indicated by the dotted line 44, long-time noise appears.
[0051]
For this reason, in the conventional sensorless driver, the noise mask period is fixed at, for example, the period K1, and therefore noise cannot be completely removed._U', P_V', P_WHowever, in the present invention, the noise mask period output from the mask signal generation circuit 5 becomes wider as indicated by K2, so that the signal P_U', P_V', P_WNoise does not appear in '. As a result, even if the load becomes heavy, the FG signal and the drive signals DUU, DUL, DVU, DVL, DWU, and DWL are not affected, and a stable rotation characteristic of the brushless motor 8 can be obtained.
[0052]
As described above, in the sensorless motor driver of the present embodiment, the noise mask period is widened even when the current flowing through the brushless motor 8 increases, such as when the load is applied to the brushless motor 8 at the time of start-up. Therefore, noise can be completely removed. When the drive current is small, the noise mask period is shortened, so that the rotational position of the rotor of the brushless motor 8 can be detected even at high speed operation, and without reducing the rotational frequency band of the brushless motor 8. Stable rotation characteristics can be obtained.
[0053]
For example, when the brushless motor 8 is large, has a large coil inductance component, and has a large current flowing through the motor 8, as in the case where the brushless motor 8 is used to rotate a cylinder of a video tape recorder, the transistor T1 Although the noise generated by the on / off switching of .about.T6 is large and the time of the noise is long, the removal of the noise can be ensured. In addition, a situation in which the load on the brushless motor 8 becomes heavy due to poor running of the video tape or the like is likely to occur, but even at this time, the sensorless motor driver can stabilize the driving of the brushless motor 8.
[0054]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, since the drive current supplied to the brushless motor is detected and the noise mask period is varied based on the detection signal, for example, when the brushless motor is started or when the load is heavy. Since the drive current is increased, the noise mask period is lengthened based on the signal from the current detection means even when the period of noise generated when the power transistor or the like is switched on / off is long. This makes it possible to reliably remove noise. When the load is not heavy, the rotational position of the motor can be detected by shortening the noise mask period, so that the motor can be rotated at high speed. Therefore, stable rotation characteristics can be obtained without reducing the rotation frequency band of the motor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a sensorless motor driver according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of means for changing the noise mask period.
FIG. 3 is a circuit diagram of another example of means for varying the noise mask period.
4 is a waveform diagram showing the operation of the means of FIG. 3. FIG.
FIG. 5 is a waveform diagram showing an operation of the sensorless motor driver of FIG. 1;
FIG. 6 is a circuit diagram of a conventional sensorless motor driver.
FIG. 7 is a waveform diagram showing the operation of the conventional sensorless motor driver.
FIG. 8 is a waveform diagram showing the operation of the conventional sensorless motor driver.
FIG. 9 is a diagram showing a noise mask signal of the conventional sensorless motor driver.
FIG. 10 is a circuit diagram of another example of the means for varying the noise mask period of the present invention.
11 is a waveform diagram showing the operation of the means of FIG.
[Explanation of symbols]
1 Comparator circuit
2 Mask circuit
3 Drive signal synthesis circuit
4 Current supply means
5 Mask signal generation circuit
6 FG circuit
7 Voltage / current conversion circuit
8 Brushless motor
9 Power supply voltage
10-12 gate circuit
RNF resistance
T1-T6 power transistors
P_U, P_V, P_W    Square wave signal
DUU, DVU, DWU, DUL, DVL, DWL Drive signal
V_U, V_V, V_W    Back electromotive force
V_MASK    Noise mask signal

Claims

ブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有するノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段と、前記駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変するノイズマスク可変手段と、を備えたセンサレスモータドライバにおいて、
前記ノイズマスク可変手段は、充放電用コンデンサと、該コンデンサの出力電圧を基準電圧と比較する比較器とを備えており、前記電流検出手段の出力によって前記充放電用コンデンサを充電し、該コンデンサの充電開始から該コンデンサの電圧が前記基準電圧を超えて前記比較器の出力が反転するまでの期間をノイズマスク期間としたことを特徴とするセンサレスモータドライバ。A comparator circuit that generates a square wave signal by comparing the back electromotive voltage generated in each phase of the brushless motor and the midpoint voltage of each phase, and masks the rectangular wave signal by a noise mask signal having a noise mask period. A mask circuit for performing, a mask signal generating circuit for generating the noise mask signal, drive signal forming means for forming a drive signal based on the rectangular wave signal masked by the mask circuit, and the drive signal forming means based on the drive signal A current supply unit that supplies a drive current to the brushless motor; a current detection unit that detects the drive current; and a noise mask variable unit that varies the noise mask period based on an output signal of the current detection unit. In sensorless motor driver,
The noise mask variable means includes a charge / discharge capacitor and a comparator that compares an output voltage of the capacitor with a reference voltage, and charges the charge / discharge capacitor by an output of the current detection means, A sensorless motor driver characterized in that a period from the start of charging until the voltage of the capacitor exceeds the reference voltage and the output of the comparator is inverted is defined as a noise mask period .

ブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有するノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段と、前記駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変するノイズマスク可変手段と、を備えたセンサレスモータドライバにおいて、A comparator circuit that generates a square wave signal by comparing the back electromotive voltage generated in each phase of the brushless motor and the midpoint voltage of each phase, and masks the rectangular wave signal by a noise mask signal having a noise mask period. A mask circuit for performing, a mask signal generating circuit for generating the noise mask signal, drive signal forming means for forming a drive signal based on the rectangular wave signal masked by the mask circuit, and the drive signal forming means based on the drive signal A current supply unit that supplies a drive current to the brushless motor; a current detection unit that detects the drive current; and a noise mask variable unit that varies the noise mask period based on an output signal of the current detection unit. In sensorless motor driver,
前記ノイズマスク可変手段は、差動接続された一対のトランジスタと定電流源用トランジスタとを備える差動増幅回路と、該差動増幅器からの出力電流により充放電されるコンデンサと、電圧ＶＤよりＶ１高いＶＤ＋Ｖ１を第１閾値とする第１コンパレータと電圧ＶＤよりＶ１低いＶＤ−Ｖ１を第２閾値とする第２コンパレータとを有し、前記コンデンサの電圧が第１、第２閾値外に存するとき第１レベルの電圧を出力し、第１、第２閾値内に存するとき前記ノイズマスク用の第２レベルの電圧を出力するようになっており、且つ前記差動増幅回路の定電流源用トランジスタを前記電流検出手段の出力により制御して前記駆動電流に応じて前記差動増幅回路の定電流を可変し前記第２レベルの電圧幅を可変するようにしたことを特徴とするセンサレスモータドライバ。 The noise mask variable means includes a differential amplifier circuit including a pair of differentially connected transistors and a constant current source transistor, a capacitor charged and discharged by an output current from the differential amplifier, and V1 from a voltage VD. A first comparator having a higher threshold VD + V1 as a first threshold and a second comparator having a second threshold VD−V1 lower than the voltage VD by V1−V1, and when the voltage of the capacitor is outside the first and second thresholds, A voltage of one level is output, and when it is within the first and second thresholds, a voltage of the second level for the noise mask is output, and a constant current source transistor of the differential amplifier circuit is output. Controlled by the output of the current detection means, the constant current of the differential amplifier circuit is varied according to the drive current, and the voltage width of the second level is varied. Support motor driver.

ブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有するノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段と、前記駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変するノイズマスク可変手段と、を備えたセンサレスモータドライバにおいて、A comparator circuit that generates a square wave signal by comparing the back electromotive voltage generated in each phase of the brushless motor and the midpoint voltage of each phase, and masks the rectangular wave signal by a noise mask signal having a noise mask period. A mask circuit for performing, a mask signal generating circuit for generating the noise mask signal, drive signal forming means for forming a drive signal based on the rectangular wave signal masked by the mask circuit, and the drive signal forming means based on the drive signal A current supply unit that supplies a drive current to the brushless motor; a current detection unit that detects the drive current; and a noise mask variable unit that varies the noise mask period based on an output signal of the current detection unit. In sensorless motor driver,
ＦＧ信号の立ち上がりに同期したエッジ信号によってクロックのカウントを開始するカウンタと、前記電流検出手段の出力に基づいてカウント値を設定するカウント値設定手段とを有し、前記カウンタがカウントを開始して前記設定されたカウント値までカウントする期間をノイズマスク期間としたことを特徴とするセンサレスモータドライバ。A counter that starts clock counting by an edge signal synchronized with the rising edge of the FG signal; and a count value setting unit that sets a count value based on an output of the current detection unit, and the counter starts counting A sensorless motor driver characterized in that a period for counting up to the set count value is a noise mask period.