JP3688241B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング回路方式で出力電圧を制御して負荷に電源を供給するスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、半導体装置に採用される回路技術がアナログ回路からディジタル回路へと移行するに伴って、ＣＭＯＳやＢｉ−ＣＭＯＳを用いたロジックＩＣが多用されるようになってきた。このようなロジックＩＣは、定常動作の消費電流が小さい利点がある一方で、スイッチング動作の度に消費電流が瞬間的に変動するという特徴がある。
【０００３】
そのため、それらの電源電圧を供給するスイッチング電源回路には、負荷電流の変動に対しても追従し、出力電圧を安定化できる機能が要求されるようになってきた。
【０００４】
以上のような従来のスイッチング電源回路について、図面を用いて以下に説明する。
図５は従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路ブロック図である。図５において、１はスイッチング電源回路、１−１はスイッチング電源回路１内のスイッチング制御部、１−２はコイル、１−３は平滑用のコンデンサ、１−４はダイオード、８はその出力に接続された負荷である。
【０００５】
そして、スイッチング電源回路１は、スイッチング制御部１−１のスイッチング動作によってコイル１−２に電磁エネルギーを発生させて、基の電源供給電源電圧からそれとは異なる電源出力電圧を出力する。
【０００６】
即ち、最初のサイクルでは、スイッチング制御部１−１の導通電流によってコイル１−２に電磁エネルギーを蓄積させ、次のサイクルではスイッチング制御部１−１の電流をオフさせ、ダイオード１−４を導通させてコイル１−２に回生電流を流し込み、これらの動作を繰り返して脈流電流を発生させる。
【０００７】
その脈流電流をコンデンサ１−３で平滑して直流出力電圧Ｖｏを発生させ、その直流出力電圧Ｖｏを負荷８に供給している。
以上のように構成された従来のスイッチング電源回路１について、その負荷変動時の回路動作を以下に説明する。
【０００８】
図６は従来のスイッチング電源回路１の動作を示すタイミングチャートである。図６において、時間Ｔ０からＴ１の期間は、スイッチング電源回路１の出力には負荷電流Ｉａの変動が無いため、所定の出力電圧Ｖｏを出力している。そして次のＴ１からＴ２の期間に、図６（ａ）に示すように、負荷８の大きさが変動して負荷電流Ｉａが急激に増加した場合、図６（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏが変動する。これは、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路（図示せず）の応答性の遅れにより生じる現象である。
【０００９】
通常、負荷電流Ｉａが急増すると、コンデンサ１−３から負荷８側に電流が供給される。このため、コンデンサ１−３に蓄積された電荷が減少して、出力電圧Ｖｏは一旦は下がる。やがて、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路の動作が応答すると、予め設定された目標電圧に戻りはじめ、当初に安定化していた出力電圧レベルまで戻ってくる。このような動作によって、負極性のリップル成分が生じる。
【００１０】
次に、Ｔ２時点で、図６（ａ）に示すように、スイッチング電源回路１の負荷電流Ｉａが急激に小さくなる方向に変動すると、Ｔ１からＴ２までの期間とは逆向きの出力電圧の変動が起きる。これは、負荷８の大きさが軽くなったために、コンデンサ１−３への充電が素早くなされ、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路の応答性が悪いために、コンデンサ１−３の端子間電圧が一旦は大きくなる。
【００１１】
しかし、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路が応答し始めると、コンデンサ１−３の端子間電圧（出力電圧Ｖｏ）が下がり始め、設定された出力電圧に達するまでの間、出力電圧は収束するのに時間を要するため、出力電圧Ｖｏが予め設定された目標電圧まで戻ると、出力電圧Ｖｏは安定な状態に戻る。このような動作によって、正極性のリップル成分が生じる。
【００１２】
この出力電圧の変動（リップル成分）は負荷電流の変化が急峻であるほど大きくなる傾向があり、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路の動作によって、平均出力電圧を安定化することはできても、負荷電流Ｉａの変動に起因する出力電圧のリップル成分は残存する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来のスイッチング電源回路においては、負荷電流の大きさにも依るが、急激な負荷電流Ｉａの変動によって、その出力電圧に０．１〜０．５Ｖのリップル成分が生じてしまうという問題点を有していた。
【００１４】
また、図６（ｂ）に示す出力電圧Ｖｏの波形図は、スイッチング制御部１−１のスイッチング制御によって、コイル１−２に誘起する誘起電圧の影響を無視して図示しているが、実際には、そのスイッチング制御によっても、リップル成分の電圧が定常的に生じるという問題点を有していた。
【００１５】
この定常的なリップル成分電圧は、負荷電流Ｉａが大きくなると振幅が大きくなり、負荷電流Ｉａが小さくなると振幅が小さくなる傾向を持ち、そのリップル成分電圧のレベルは０．０５〜０．２Ｖの振幅になる。
【００１６】
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、出力負荷の変動による出力電圧の変化を少なくすることができるとともに、定常的なリップル成分電圧も小さくなるように抑制することができるスイッチング電源装置を提供する。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明のスイッチング電源装置は、出力電圧が上昇側に変動すると出力の電流を引き込み、逆に出力電圧が下降側に変動すると電流を出力に向けて吐き出すようにして、負荷電流の変動による出力電圧の変化として現れる供給電流の不足分を補い、負荷変動に対して補足するとともに、スイッチング制御により定常的に発生するリップル成分による出力電圧の変化も吸収することを特徴とする。
【００１８】
以上により、出力負荷の変動による出力電圧の変化を少なくすることができるとともに、スイッチング制御による定常的なリップル成分電圧も小さくなるように抑制することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、スイッチング電源回路の出力電圧を平滑する積分回路と、前記積分回路の出力電圧を基に発生させた上下２つの基準電圧のそれぞれを、前記スイッチング電源回路の出力電圧と比較して、前記出力電圧のリップル成分を検出し、前記リップル成分を減じる方向の比較出力を前記スイッチング電源回路の出力電圧に加算する手段とを備え、その加算により前記スイッチング電源回路の出力電圧を制御して負荷に供給するよう構成する。
【００２０】
請求項２に記載のスイッチング電源装置は、スイッチング電源回路と、前記スイッチング電源回路の出力電圧を平滑する積分回路と、前記積分回路の出力電圧を基準に上下２つの基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、前記基準電圧発生回路からの２つの基準電圧のうち一方と前記スイッチング電源回路の出力電圧とを比較する第１のコンパレータと、前記基準電圧発生回路からの２つの基準電圧のうち他方と前記スイッチング電源回路の出力電圧とを比較する第２のコンパレータと、前記第１，第２のコンパレータの前記出力電圧のリップル成分を検出し、前記リップル成分を減じる方向の比較出力を前記スイッチング電源回路の出力電圧に加算する加算手段とを備え、前記比較出力の加算により、前記スイッチング電源回路の出力電圧を制御して、負荷に供給するよう構成する。
【００２１】
これらの構成によると、出力電圧が上昇側に変動すると出力の電流を引き込み、逆に出力電圧が下降側に変動すると電流を出力に向けて吐き出すようにして、負荷電流の変動による出力電圧の変化として現れる供給電流の不足分を補い、負荷変動に対して補足するとともに、スイッチング制御により定常的に発生するリップル成分による出力電圧の変化も吸収する。
【００２２】
以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
図１は本実施の形態のスイッチング電源装置の構成例を示す回路ブロック図である。図１において、１はスイッチング電源回路、１−１はスイッチング電源回路１内のスイッチング制御部、１−２はコイル、１−３は平滑用のコンデンサ、１−４はダイオード、３は積分回路、４は基準電圧発生回路、５、６はコンパレータ、７は加算回路、８は負荷、９、１０は電流源、１１，１２は抵抗、１３はバッファアンプである。
【００２３】
そして、スイッチング電源回路１は、スイッチング制御部１−１のスイッチング動作によってコイル１−２に電磁エネルギーを発生させて、基の電源供給電源電圧からそれとは異なる電源出力電圧を出力する。
【００２４】
即ち、最初のサイクルでは、スイッチング制御部１−１の導通電流によってコイル１−２に電磁エネルギーを蓄積させ、次のサイクルではスイッチング制御部１−１の電流をオフさせ、ダイオード１−４を導通させてコイル１−２に回生電流を流し込み、これらの動作を繰り返して脈流電流を発生させる。その脈流電流をコンデンサ１−３で平滑して直流出力電圧Ｖｏを発生させ、その直流出力電圧Ｖｏを負荷８に供給している。
【００２５】
なお、ここでは、スイッチング電源回路１として、出力電圧をモニターしてその出力電圧が所定の目標電圧になるように制御することができるフィードバック系回路（図示せず）を有した事例で説明するが、フィードバック系回路の無いスイッチング電源回路であっても構わない。
【００２６】
積分回路３は、例えば、コンデンサと抵抗との組み合わせで構成するのが一般的であるが、インダクタンスと抵抗との組み合わせ回路、又はコンデンサ、インダクタンス及び抵抗の組み合わせ回路で構成しても構わない。この積分回路３は、スイッチング電源回路１のリップル成分等を含む出力電圧を積分して、その平均電圧ＶMを出力する。
【００２７】
基準電圧発生回路４は、図１に示すように、スイッチング電源回路１からの出力電圧Ｖｏを基にその平均値として積分回路３から出力された平均電圧ＶMを中心にして、上下２つの基準電圧を発生するための回路であり、出力電圧Ｖｏの平均電圧ＶMに基づいて、バッファアンプ１３の出力端に接続された抵抗１１及び１２にそれぞれ電流源９及び１０からの電流を供給して、それらの抵抗１１、１２の端子間に電圧降下を発生させて、上側の基準電圧ＶHおよび下側の基準電圧ＶLを発生させる。
【００２８】
バッファアンプ１３は、出力側が低インピーダンスで電圧を出力するための回路であり、入力に与えられる平均電圧ＶMをそのまま出力する。このバッファアンプ１３を設けることにより、電流源９と１０の電流値にアンバランスが生じても、そのアンバランスにより積分回路３からの平均電圧ＶMがうける影響を抑制し（バッファ効果）、バッファアンプ１３の出力端の電圧が、入力側の平均電圧ＶMからシフトしないようにするために設けられている。
【００２９】
コンパレータ５は、図１に示すように、反転入力端がスイッチング電源回路１の出力端に接続され、非反転入力端（＋端子側）が抵抗１１に接続されている。そして、出力電圧Ｖｏが上側の基準電圧ＶHより小さい時にはコンパレータ５の出力電流はゼロであるが、出力電圧Ｖｏが基準電圧ＶHより大きくなると、出力電流を引き込むように動作する。
【００３０】
具体的な回路構成としては、図３に示すように構成する。即ち、ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタを共通接続した点に電流源の電流を供給して差動回路を構成し、それらのコレクタ間をＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４で構成されたミラー回路で結合する。そして、ＰＮＰトランジスタＱ２とＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタ共通接続点にベースを接続したエミッタ接地のＮＰＮトランジスタＱ５のコレクタ（ＯＵＴＡ）を、加算回路７に結合している。
【００３１】
そして、非反転入力端（ＩＮ２Ａ）であるＰＮＰトランジスタＱ２のベースに抵抗１１の一端を接続して上側の基準電圧ＶHを与え、反転入力端（ＩＮ１Ａ）であるＰＮＰトランジスタＱ１のベースに、スイッチング電源回路１の出力端を接続して出力電圧Ｖｏを与えている。
【００３２】
コンパレータ６は、反転入力端がスイッチング電源回路１の出力端に接続され、非反転入力端（＋端子側）が抵抗１２に接続されている。そして、出力電圧Ｖｏが下側の基準電圧ＶLより大きい時にはコンパレータ６の出力電流はゼロであるが、出力電圧Ｖｏが下側の基準電圧ＶLより下がると、電流を吐き出すように動作する。
【００３３】
具体的な回路構成としては、図４に示すように構成する。即ち、ＮＰＮトランジスタＱ６，Ｑ７のエミッタを共通接続した点に電流源の電流を供給して差動回路を構成し、それらのコレクタ間をＮＰＮトランジスタＱ８，Ｑ９で構成されたミラー回路で結合する。
【００３４】
そして、ＰＮＰトランジスタＱ９とＮＰＮトランジスタＱ７のコレクタ共通接続点にベースを接続したエミッタ接地のＰＮＰトランジスタＱ１０のコレクタ（ＯＵＴＢ）を、加算回路７に結合している。
【００３５】
そして、非反転入力端（ＩＮ２Ｂ）であるＮＰＮトランジスタＱ７のベースを抵抗１２の一端に接続して下側の基準電圧ＶLを与え、反転入力端（ＩＮ１Ｂ）であるＮＰＮトランジスタＱ６のベースに、スイッチング電源回路１の出力端を接続して出力電圧Ｖｏを与えている。
【００３６】
なお、上述した図３および図４に示されるコンパレータは、バイポーラトランジスタで構成した事例で説明したが、それに特定されるものではなく、ＮＰＮトランジスタをＮチャンネルＭＯＳトランジスタに置き換え、ＰＮＰトランジスタをＰチャンネルＭＯＳトランジスタに置き換えれば、ＭＯＳトランジスタによってもコンパレータを構成することができ、上述の実施の形態と同様に機能する。
【００３７】
次に、加算回路７は、必ずしもトランジスタを使って加算用の回路を構成する必要はなく、単に配線を接続するだけで構成することが可能であり、図１の回路構成図では、回路機能が理解しやすいように標記しているだけである。
【００３８】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を以下に説明する。
図２は本実施の形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。まず、図１において、スイッチング電源回路１は、スイッチング制御部１−１のスイッチング動作によって、コイル１−２に電磁エネルギーを発生させる動作と、ダイオード１−４の導通によってコイル１−２の電流を回生させる回生動作とを繰り返し、コイル１−２で発生する誘起電圧を平滑用のコンデンサ１−３で平滑して、基の電源供給電源電圧からそれとは異なる電源出力電圧を出力する。
【００３９】
そして、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路（図示せず）では、予め設定された目標電圧と出力電圧Ｖｏとを誤差比較して、出力電圧がその目標電圧に近づくように制御され、最終的に所定の出力電圧Ｖｏを出力する。従って、負荷電流Ｉａが変動していない図２中のＴ０時点からＴ１時点までの期間は、図２（ｂ）に示すように、スイッチング電源回路１の出力には所定の出力電圧Ｖｏが出力される。
【００４０】
しかし、図２（ａ）に示すように、スイッチング電源回路１に接続された負荷８のインピーダンスが変動し、それに応じて負荷電流Ｉａが変動した場合、負荷電流Ｉａが急激に増大するＴ１時点では、図２（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏに負極性のリップル成分が重畳する。
【００４１】
また、負荷電流Ｉａが急激に減少するＴ２の時点では出力電圧Ｖｏに正極性のリップル成分が重畳する。リップル成分が生じる原因は、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路が動作する応答性が要因となっていることは、上述の従来例で説明した通りである。
【００４２】
図２（ｂ）に示すように、負極性のリップル成分電圧が大きくなって、出力電圧波形Ｖｏが基準電圧ＶLより低下すると、コンパレータ６が動作して、コンパレータ６から吐き出す電流がスイッチング電源装置の出力に加算され、これによって出力電位の低下が抑制される。
【００４３】
逆に、正極性のリップル成分電圧が大きくなって、出力電圧波形Ｖｏが基準電圧ＶHより高くなると、コンパレータ５が動作して、コンパレータ５が引き込む電流がスイッチング電源装置の出力に加算され、これによって出力電位の上昇が抑制される。その結果、スイッチング電源装置全体の出力電圧Ｖｏｕｔは、図２（ｃ）に示されるようにリップル成分が小さくなる。
【００４４】
即ち、本実施の形態は、スイッチング電源回路１の出力電圧波形を２つのコンパレータ５及び６で検出し、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路の応答性が負荷変動に追従しなくても、コンパレータ６の動作電流（吐き出し電流）又は、コンパレータ５の動作電流（吸い込み電流）を電源出力端に加算して補充することにより、リップル成分を小さくすることができる。
【００４５】
なお、上述の実施の形態では、負荷電流の変動時に生じる出力電圧のリップル成分に対する効果を説明したが、コイル１−２をスイッチング制御する際に定常的に生じるリップル成分電圧に対しても効果がある。
【００４６】
また、上側の基準電圧ＶHと下側の基準電圧ＶLとの差電圧を小さくすればするほど出力電圧のリップル成分を抑制することができ、その差電圧をゼロに設定しても構わない。その場合には、２つのコンパレータによる負帰還ループが常に機能して、回路全体が発振し易くなるが、２つのコンパレータに位相補償を施せばリップル成分電圧を極めて小さくすることができる。
【００４７】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、スイッチング電源回路の平均出力電圧を中心に生成した上下２つの基準電圧のうち、一方と出力電圧とを第１のコンパレータで比較し、他方と出力電圧を第２のコンパレータで比較し、それらの比較出力をスイッチング電源回路の出力に加算することにより、出力電圧が上昇側に変動すると出力の電流を引き込み、逆に出力電圧が下降側に変動すると電流を出力に向けて吐き出すようにして、負荷電流の変動による出力電圧の変化として現れる供給電流の不足分を補い、負荷変動に対して補足するとともに、スイッチング制御により定常的に発生するリップル成分による出力電圧の変化も吸収することができる。
【００４８】
そのため、出力負荷の変動による出力電圧の変化を少なくすることができるとともに、スイッチング制御による定常的なリップル成分電圧も小さくなるように抑制することができる。
【００４９】
また、平均出力電圧を中心に正と負の基準電圧を相対的に設定することを可能とすることができる。
そのため、基準電圧の絶対値とスイッチング電源回路の出力電圧の絶対値を合わせ込む必要がなく、しきい値電圧を小さな値に設定することができる。
【００５０】
以上の結果、負荷変動に強く、かつリップル成分の少ない出力電圧を供給可能なスイッチング電源装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図
【図２】同実施の形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャート
【図３】同実施の形態のスイッチング電源装置におけるコンパレータ５の具体的な構成例を示す回路図
【図４】同実施の形態のスイッチング電源装置におけるコンパレータ６の具体的な構成例を示す回路図
【図５】従来のスイッチング電源装置であるスイッチング電源回路の構成を示す回路ブロック図
【図６】同従来例のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャート
【符号の説明】
１ スイッチング電源回路
１−１ スイッチング制御部
１−２ コイル
１−３ コンデンサ
１−４ ダイオード
３ 積分回路
４ 基準電圧発生回路
５、６ コンパレータ
７ 加算回路
８ 負荷
９、１０ 電流源
１１、１２ 抵抗
１３ バッファアンプ
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング回路方式で出力電圧を制御して負荷に電源を供給するスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、半導体装置に採用される回路技術がアナログ回路からディジタル回路へと移行するに伴って、ＣＭＯＳやＢｉ−ＣＭＯＳを用いたロジックＩＣが多用されるようになってきた。このようなロジックＩＣは、定常動作の消費電流が小さい利点がある一方で、スイッチング動作の度に消費電流が瞬間的に変動するという特徴がある。
【０００３】
そのため、それらの電源電圧を供給するスイッチング電源回路には、負荷電流の変動に対しても追従し、出力電圧を安定化できる機能が要求されるようになってきた。
【０００４】
以上のような従来のスイッチング電源回路について、図面を用いて以下に説明する。
図５は従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路ブロック図である。図５において、１はスイッチング電源回路、１−１はスイッチング電源回路１内のスイッチング制御部、１−２はコイル、１−３は平滑用のコンデンサ、１−４はダイオード、８はその出力に接続された負荷である。
【０００５】
そして、スイッチング電源回路１は、スイッチング制御部１−１のスイッチング動作によってコイル１−２に電磁エネルギーを発生させて、基の電源供給電源電圧からそれとは異なる電源出力電圧を出力する。
【０００６】
即ち、最初のサイクルでは、スイッチング制御部１−１の導通電流によってコイル１−２に電磁エネルギーを蓄積させ、次のサイクルではスイッチング制御部１−１の電流をオフさせ、ダイオード１−４を導通させてコイル１−２に回生電流を流し込み、これらの動作を繰り返して脈流電流を発生させる。
【０００７】
その脈流電流をコンデンサ１−３で平滑して直流出力電圧Ｖｏを発生させ、その直流出力電圧Ｖｏを負荷８に供給している。
以上のように構成された従来のスイッチング電源回路１について、その負荷変動時の回路動作を以下に説明する。
【０００８】
図６は従来のスイッチング電源回路１の動作を示すタイミングチャートである。図６において、時間Ｔ０からＴ１の期間は、スイッチング電源回路１の出力には負荷電流Ｉａの変動が無いため、所定の出力電圧Ｖｏを出力している。そして次のＴ１からＴ２の期間に、図６（ａ）に示すように、負荷８の大きさが変動して負荷電流Ｉａが急激に増加した場合、図６（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏが変動する。これは、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路（図示せず）の応答性の遅れにより生じる現象である。
【０００９】
通常、負荷電流Ｉａが急増すると、コンデンサ１−３から負荷８側に電流が供給される。このため、コンデンサ１−３に蓄積された電荷が減少して、出力電圧Ｖｏは一旦は下がる。やがて、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路の動作が応答すると、予め設定された目標電圧に戻りはじめ、当初に安定化していた出力電圧レベルまで戻ってくる。このような動作によって、負極性のリップル成分が生じる。
【００１０】
次に、Ｔ２時点で、図６（ａ）に示すように、スイッチング電源回路１の負荷電流Ｉａが急激に小さくなる方向に変動すると、Ｔ１からＴ２までの期間とは逆向きの出力電圧の変動が起きる。これは、負荷８の大きさが軽くなったために、コンデンサ１−３への充電が素早くなされ、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路の応答性が悪いために、コンデンサ１−３の端子間電圧が一旦は大きくなる。
【００１１】
しかし、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路が応答し始めると、コンデンサ１−３の端子間電圧（出力電圧Ｖｏ）が下がり始め、設定された出力電圧に達するまでの間、出力電圧は収束するのに時間を要するため、出力電圧Ｖｏが予め設定された目標電圧まで戻ると、出力電圧Ｖｏは安定な状態に戻る。このような動作によって、正極性のリップル成分が生じる。
【００１２】
この出力電圧の変動（リップル成分）は負荷電流の変化が急峻であるほど大きくなる傾向があり、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路の動作によって、平均出力電圧を安定化することはできても、負荷電流Ｉａの変動に起因する出力電圧のリップル成分は残存する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来のスイッチング電源回路においては、負荷電流の大きさにも依るが、急激な負荷電流Ｉａの変動によって、その出力電圧に０．１〜０．５Ｖのリップル成分が生じてしまうという問題点を有していた。
【００１４】
また、図６（ｂ）に示す出力電圧Ｖｏの波形図は、スイッチング制御部１−１のスイッチング制御によって、コイル１−２に誘起する誘起電圧の影響を無視して図示しているが、実際には、そのスイッチング制御によっても、リップル成分の電圧が定常的に生じるという問題点を有していた。
【００１５】
この定常的なリップル成分電圧は、負荷電流Ｉａが大きくなると振幅が大きくなり、負荷電流Ｉａが小さくなると振幅が小さくなる傾向を持ち、そのリップル成分電圧のレベルは０．０５〜０．２Ｖの振幅になる。
【００１６】
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、出力負荷の変動による出力電圧の変化を少なくすることができるとともに、定常的なリップル成分電圧も小さくなるように抑制することができるスイッチング電源装置を提供する。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明のスイッチング電源装置は、出力電圧が上昇側に変動すると出力の電流を引き込み、逆に出力電圧が下降側に変動すると電流を出力に向けて吐き出すようにして、負荷電流の変動による出力電圧の変化として現れる供給電流の不足分を補い、負荷変動に対して補足するとともに、スイッチング制御により定常的に発生するリップル成分による出力電圧の変化も吸収することを特徴とする。
【００１８】
以上により、出力負荷の変動による出力電圧の変化を少なくすることができるとともに、スイッチング制御による定常的なリップル成分電圧も小さくなるように抑制することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、スイッチング電源回路の出力電圧を平滑する積分回路と、前記積分回路の出力電圧を基に発生させた上下２つの基準電圧のそれぞれを、前記スイッチング電源回路の出力電圧と比較して、前記出力電圧のリップル成分を検出し、前記リップル成分を減じる方向の比較出力を前記スイッチング電源回路の出力電圧に加算する手段とを備え、その加算により前記スイッチング電源回路の出力電圧を制御して負荷に供給するよう構成する。
【００２０】
請求項２に記載のスイッチング電源装置は、スイッチング電源回路と、前記スイッチング電源回路の出力電圧を平滑する積分回路と、前記積分回路の出力電圧を基準に上下２つの基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、前記基準電圧発生回路からの２つの基準電圧のうち一方と前記スイッチング電源回路の出力電圧とを比較する第１のコンパレータと、前記基準電圧発生回路からの２つの基準電圧のうち他方と前記スイッチング電源回路の出力電圧とを比較する第２のコンパレータと、前記第１，第２のコンパレータの前記出力電圧のリップル成分を検出し、前記リップル成分を減じる方向の比較出力を前記スイッチング電源回路の出力電圧に加算する加算手段とを備え、前記比較出力の加算により、前記スイッチング電源回路の出力電圧を制御して、負荷に供給するよう構成する。
【００２１】
これらの構成によると、出力電圧が上昇側に変動すると出力の電流を引き込み、逆に出力電圧が下降側に変動すると電流を出力に向けて吐き出すようにして、負荷電流の変動による出力電圧の変化として現れる供給電流の不足分を補い、負荷変動に対して補足するとともに、スイッチング制御により定常的に発生するリップル成分による出力電圧の変化も吸収する。
【００２２】
以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
図１は本実施の形態のスイッチング電源装置の構成例を示す回路ブロック図である。図１において、１はスイッチング電源回路、１−１はスイッチング電源回路１内のスイッチング制御部、１−２はコイル、１−３は平滑用のコンデンサ、１−４はダイオード、３は積分回路、４は基準電圧発生回路、５、６はコンパレータ、７は加算回路、８は負荷、９、１０は電流源、１１，１２は抵抗、１３はバッファアンプである。
【００２３】
そして、スイッチング電源回路１は、スイッチング制御部１−１のスイッチング動作によってコイル１−２に電磁エネルギーを発生させて、基の電源供給電源電圧からそれとは異なる電源出力電圧を出力する。
【００２４】
即ち、最初のサイクルでは、スイッチング制御部１−１の導通電流によってコイル１−２に電磁エネルギーを蓄積させ、次のサイクルではスイッチング制御部１−１の電流をオフさせ、ダイオード１−４を導通させてコイル１−２に回生電流を流し込み、これらの動作を繰り返して脈流電流を発生させる。その脈流電流をコンデンサ１−３で平滑して直流出力電圧Ｖｏを発生させ、その直流出力電圧Ｖｏを負荷８に供給している。
【００２５】
なお、ここでは、スイッチング電源回路１として、出力電圧をモニターしてその出力電圧が所定の目標電圧になるように制御することができるフィードバック系回路（図示せず）を有した事例で説明するが、フィードバック系回路の無いスイッチング電源回路であっても構わない。
【００２６】
積分回路３は、例えば、コンデンサと抵抗との組み合わせで構成するのが一般的であるが、インダクタンスと抵抗との組み合わせ回路、又はコンデンサ、インダクタンス及び抵抗の組み合わせ回路で構成しても構わない。この積分回路３は、スイッチング電源回路１のリップル成分等を含む出力電圧を積分して、その平均電圧ＶMを出力する。
【００２７】
基準電圧発生回路４は、図１に示すように、スイッチング電源回路１からの出力電圧Ｖｏを基にその平均値として積分回路３から出力された平均電圧ＶMを中心にして、上下２つの基準電圧を発生するための回路であり、出力電圧Ｖｏの平均電圧ＶMに基づいて、バッファアンプ１３の出力端に接続された抵抗１１及び１２にそれぞれ電流源９及び１０からの電流を供給して、それらの抵抗１１、１２の端子間に電圧降下を発生させて、上側の基準電圧ＶHおよび下側の基準電圧ＶLを発生させる。
【００２８】
バッファアンプ１３は、出力側が低インピーダンスで電圧を出力するための回路であり、入力に与えられる平均電圧ＶMをそのまま出力する。このバッファアンプ１３を設けることにより、電流源９と１０の電流値にアンバランスが生じても、そのアンバランスにより積分回路３からの平均電圧ＶMがうける影響を抑制し（バッファ効果）、バッファアンプ１３の出力端の電圧が、入力側の平均電圧ＶMからシフトしないようにするために設けられている。
【００２９】
コンパレータ５は、図１に示すように、反転入力端がスイッチング電源回路１の出力端に接続され、非反転入力端（＋端子側）が抵抗１１に接続されている。そして、出力電圧Ｖｏが上側の基準電圧ＶHより小さい時にはコンパレータ５の出力電流はゼロであるが、出力電圧Ｖｏが基準電圧ＶHより大きくなると、出力電流を引き込むように動作する。
【００３０】
具体的な回路構成としては、図３に示すように構成する。即ち、ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタを共通接続した点に電流源の電流を供給して差動回路を構成し、それらのコレクタ間をＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４で構成されたミラー回路で結合する。そして、ＰＮＰトランジスタＱ２とＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタ共通接続点にベースを接続したエミッタ接地のＮＰＮトランジスタＱ５のコレクタ（ＯＵＴＡ）を、加算回路７に結合している。
【００３１】
そして、非反転入力端（ＩＮ２Ａ）であるＰＮＰトランジスタＱ２のベースに抵抗１１の一端を接続して上側の基準電圧ＶHを与え、反転入力端（ＩＮ１Ａ）であるＰＮＰトランジスタＱ１のベースに、スイッチング電源回路１の出力端を接続して出力電圧Ｖｏを与えている。
【００３２】
コンパレータ６は、反転入力端がスイッチング電源回路１の出力端に接続され、非反転入力端（＋端子側）が抵抗１２に接続されている。そして、出力電圧Ｖｏが下側の基準電圧ＶLより大きい時にはコンパレータ６の出力電流はゼロであるが、出力電圧Ｖｏが下側の基準電圧ＶLより下がると、電流を吐き出すように動作する。
【００３３】
具体的な回路構成としては、図４に示すように構成する。即ち、ＮＰＮトランジスタＱ６，Ｑ７のエミッタを共通接続した点に電流源の電流を供給して差動回路を構成し、それらのコレクタ間をＮＰＮトランジスタＱ８，Ｑ９で構成されたミラー回路で結合する。
【００３４】
そして、ＰＮＰトランジスタＱ９とＮＰＮトランジスタＱ７のコレクタ共通接続点にベースを接続したエミッタ接地のＰＮＰトランジスタＱ１０のコレクタ（ＯＵＴＢ）を、加算回路７に結合している。
【００３５】
そして、非反転入力端（ＩＮ２Ｂ）であるＮＰＮトランジスタＱ７のベースを抵抗１２の一端に接続して下側の基準電圧ＶLを与え、反転入力端（ＩＮ１Ｂ）であるＮＰＮトランジスタＱ６のベースに、スイッチング電源回路１の出力端を接続して出力電圧Ｖｏを与えている。
【００３６】
なお、上述した図３および図４に示されるコンパレータは、バイポーラトランジスタで構成した事例で説明したが、それに特定されるものではなく、ＮＰＮトランジスタをＮチャンネルＭＯＳトランジスタに置き換え、ＰＮＰトランジスタをＰチャンネルＭＯＳトランジスタに置き換えれば、ＭＯＳトランジスタによってもコンパレータを構成することができ、上述の実施の形態と同様に機能する。
【００３７】
次に、加算回路７は、必ずしもトランジスタを使って加算用の回路を構成する必要はなく、単に配線を接続するだけで構成することが可能であり、図１の回路構成図では、回路機能が理解しやすいように標記しているだけである。
【００３８】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を以下に説明する。
図２は本実施の形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。まず、図１において、スイッチング電源回路１は、スイッチング制御部１−１のスイッチング動作によって、コイル１−２に電磁エネルギーを発生させる動作と、ダイオード１−４の導通によってコイル１−２の電流を回生させる回生動作とを繰り返し、コイル１−２で発生する誘起電圧を平滑用のコンデンサ１−３で平滑して、基の電源供給電源電圧からそれとは異なる電源出力電圧を出力する。
【００３９】
そして、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路（図示せず）では、予め設定された目標電圧と出力電圧Ｖｏとを誤差比較して、出力電圧がその目標電圧に近づくように制御され、最終的に所定の出力電圧Ｖｏを出力する。従って、負荷電流Ｉａが変動していない図２中のＴ０時点からＴ１時点までの期間は、図２（ｂ）に示すように、スイッチング電源回路１の出力には所定の出力電圧Ｖｏが出力される。
【００４０】
しかし、図２（ａ）に示すように、スイッチング電源回路１に接続された負荷８のインピーダンスが変動し、それに応じて負荷電流Ｉａが変動した場合、負荷電流Ｉａが急激に増大するＴ１時点では、図２（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏに負極性のリップル成分が重畳する。
【００４１】
また、負荷電流Ｉａが急激に減少するＴ２の時点では出力電圧Ｖｏに正極性のリップル成分が重畳する。リップル成分が生じる原因は、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路が動作する応答性が要因となっていることは、上述の従来例で説明した通りである。
【００４２】
図２（ｂ）に示すように、負極性のリップル成分電圧が大きくなって、出力電圧波形Ｖｏが基準電圧ＶLより低下すると、コンパレータ６が動作して、コンパレータ６から吐き出す電流がスイッチング電源装置の出力に加算され、これによって出力電位の低下が抑制される。
【００４３】
逆に、正極性のリップル成分電圧が大きくなって、出力電圧波形Ｖｏが基準電圧ＶHより高くなると、コンパレータ５が動作して、コンパレータ５が引き込む電流がスイッチング電源装置の出力に加算され、これによって出力電位の上昇が抑制される。その結果、スイッチング電源装置全体の出力電圧Ｖｏｕｔは、図２（ｃ）に示されるようにリップル成分が小さくなる。
【００４４】
即ち、本実施の形態は、スイッチング電源回路１の出力電圧波形を２つのコンパレータ５及び６で検出し、スイッチング電源回路１内のフィードバック系回路の応答性が負荷変動に追従しなくても、コンパレータ６の動作電流（吐き出し電流）又は、コンパレータ５の動作電流（吸い込み電流）を電源出力端に加算して補充することにより、リップル成分を小さくすることができる。
【００４５】
なお、上述の実施の形態では、負荷電流の変動時に生じる出力電圧のリップル成分に対する効果を説明したが、コイル１−２をスイッチング制御する際に定常的に生じるリップル成分電圧に対しても効果がある。
【００４６】
また、上側の基準電圧ＶHと下側の基準電圧ＶLとの差電圧を小さくすればするほど出力電圧のリップル成分を抑制することができ、その差電圧をゼロに設定しても構わない。その場合には、２つのコンパレータによる負帰還ループが常に機能して、回路全体が発振し易くなるが、２つのコンパレータに位相補償を施せばリップル成分電圧を極めて小さくすることができる。
【００４７】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、スイッチング電源回路の平均出力電圧を中心に生成した上下２つの基準電圧のうち、一方と出力電圧とを第１のコンパレータで比較し、他方と出力電圧を第２のコンパレータで比較し、それらの比較出力をスイッチング電源回路の出力に加算することにより、出力電圧が上昇側に変動すると出力の電流を引き込み、逆に出力電圧が下降側に変動すると電流を出力に向けて吐き出すようにして、負荷電流の変動による出力電圧の変化として現れる供給電流の不足分を補い、負荷変動に対して補足するとともに、スイッチング制御により定常的に発生するリップル成分による出力電圧の変化も吸収することができる。
【００４８】
そのため、出力負荷の変動による出力電圧の変化を少なくすることができるとともに、スイッチング制御による定常的なリップル成分電圧も小さくなるように抑制することができる。
【００４９】
また、平均出力電圧を中心に正と負の基準電圧を相対的に設定することを可能とすることができる。
そのため、基準電圧の絶対値とスイッチング電源回路の出力電圧の絶対値を合わせ込む必要がなく、しきい値電圧を小さな値に設定することができる。
【００５０】
以上の結果、負荷変動に強く、かつリップル成分の少ない出力電圧を供給可能なスイッチング電源装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図
【図２】同実施の形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャート
【図３】同実施の形態のスイッチング電源装置におけるコンパレータ５の具体的な構成例を示す回路図
【図４】同実施の形態のスイッチング電源装置におけるコンパレータ６の具体的な構成例を示す回路図
【図５】従来のスイッチング電源装置であるスイッチング電源回路の構成を示す回路ブロック図
【図６】同従来例のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャート
【符号の説明】
１ スイッチング電源回路
１−１ スイッチング制御部
１−２ コイル
１−３ コンデンサ
１−４ ダイオード
３ 積分回路
４ 基準電圧発生回路
５、６ コンパレータ
７ 加算回路
８ 負荷
９、１０ 電流源
１１、１２ 抵抗
１３ バッファアンプ
Claims (2)
- スイッチング電源回路の出力電圧を平滑する積分回路と、前記積分回路の出力電圧を基に発生させた上下２つの基準電圧のそれぞれを、前記スイッチング電源回路の出力電圧と比較して、前記出力電圧のリップル成分を検出し、前記リップル成分を減じる方向の比較出力を前記スイッチング電源回路の出力電圧に加算する手段とを備え、その加算により前記スイッチング電源回路の出力電圧を制御して負荷に供給するよう構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
- スイッチング電源回路と、前記スイッチング電源回路の出力電圧を平滑する積分回路と、前記積分回路の出力電圧を基準に上下２つの基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、前記基準電圧発生回路からの２つの基準電圧のうち一方と前記スイッチング電源回路の出力電圧とを比較する第１のコンパレータと、前記基準電圧発生回路からの２つの基準電圧のうち他方と前記スイッチング電源回路の出力電圧とを比較する第２のコンパレータと、前記第１，第２のコンパレータの前記出力電圧のリップル成分を検出し、前記リップル成分を減じる方向の比較出力を前記スイッチング電源回路の出力電圧に加算する加算手段とを備え、前記比較出力の加算により、前記スイッチング電源回路の出力電圧を制御して、負荷に供給するよう構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
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