JP3678279B2 - Power supply device, discharge lamp lighting device and lighting fixture - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は放電灯を点灯するための電源を供給する電源装置の起動回路の構成と、この電源装置を用いた放電点灯装置及びこの放電点灯装置を用いた照明器具に関する。
【従来の技術】
図1は従来の電源装置(ハーフブリッジ方式)を用いた放電灯点灯装置の第1の従来構成例を示した回路図である。電源がオンされると、商用電源1から高周波漏洩防止用のフィルタ2を介して整流回路3に交流電源が供給される。これにより、交流電源は整流回路3により整流され、コンデンサCにより平滑されて直流電源になり、抵抗R1、R2及びトランジスタTr1に印加される。
【0002】
当初、抵抗R2を介して主回路のコンデンサC1、C2に充電電流が流れると共に、抵抗R1を介して、コンデンサC3に充電電流が流れる。コンデンサC3の電位が上昇すると、トリガダイオードTDがオンになって、トランジスタTr2のゲートに電圧が発生して、このトランジスタTr2がオンになる。トランジスタTr2がオンになると、コンデンサC1、C2の放電電流がインダクタL、過飽和トランスCT、トランジスタTr2を流れ、この時、過飽和トランスCTの2次側CT22に発生する電圧で、トランジスタTr2がオン状態を維持し、上記電流が流れ続ける。しかし、しばらくすると、過飽和トランスCTが飽和して、2次側CT22に電圧が発生しなくなり、トランジスタTr2がオフになる。
【0003】
トランジスタTr2がオフになると、インダクタLからコンデンサC1、C2側に流れる電流が発生し、過飽和トランスCTをリセットすると共に、その2次側CT21に電圧を発生して、トランジスタTr1をオンにする。これにより、トランジスタTr1を通して直流電流が過飽和トランスCT、インダクタL、コンデンサC1側に流れる。この電流により、過飽和トランスCTの2次側CT21は電圧を発生し続けて、トランジスタTr1のオン状態を維持する。
【0004】
その後、過飽和トランスCTが飽和すると、前記2次側CT21の発生電圧がなくなるので、トランジスタTr1がオフする。次にコンデンサC1、C2からインダクタL、過飽和トランスCT側に電流が流れるので、過飽和トランスCTをリセットすると共に、その2次側CT22に電圧を発生して、トランジスタTr2をオンにする。以降、上記動作の繰り返しで、トランジスタTr1、Tr2がスイッチングし、高圧の高周波電圧が放電灯4に印加されて、この放電灯4を点灯する。
【0005】
上記したように従来の回路では、電源オン時に、Tr2を起動するのに、トリガダイオードTDからトランジスタTr2のゲートに電流を供給して、このトランジスタTr2をオンしているが、これでは、トリガダイオードTD等の高価な素子を使用するため、回路のコストが高くなってしまうという不具合があった。
【0006】
図2は従来の電源装置(フルブリッジ方式)を用いた放電灯点灯装置の第2の構成例を示した回路図である。
【0007】
図3は従来の電源装置(一石自励式)を用いた放電灯点灯装置の第3の構成例を示した回路図である。
【0008】
上記図2および図3の従来例も、電源オン時に、トランジスタTr2を起動するのに、トリガダイオードTDからトランジスタTr2のゲートに電流を供給して、このトランジスタTr2をオンしているが、これでは、トリガダイオードTD等の高価な素子を使用するため、回路のコストが高くなってしまうという不具合があった。
【発明が解決しようとする課題】
上記のように従来の電源装置を用いた放電灯点灯装置では、前記起動対象トランジスタを起動するのに、トリガダイオード等の高価な素子を使用するため、回路のコストが高くなってしまうという不具合があった。
【0009】
本発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、回路のコストを低減できる電源装置、この電源装置を用いた放電灯点灯装置またはこの放電灯点灯装置を組み込んだ照明器具を提供することを目的としている。
【0010】
【課題を解決するための手段】
本発明の電源装置は、直流電源と;この直流電源と並列的に直列接続された1組のMOS・FETを有し、直流電源からの出力を高周波でスイッチングして高周波電圧を出力するスイッチング回路と;このスイッチング回路から出力されるスイッチング電流を共振させて高電圧を発生するための共振回路と;1次側で高周波出力を検出し、スイッチング回路を構成する各MOS・FETの制御端子に2次側からMOS・FETをオン・オフさせるための正帰還制御信号を供給する帰還手段と;前記直流電源の一端と前記1組のMOS・FETのうち一方のMOS・FETのゲートとの間に接続され、前記直流電源から直流電流が供給される第1の起動用インピーダンスと;前記一方のMOS・FETのゲート・ソース間に接続され、前記第1の起動用インピーダンスから供給される直流電流によって充電される起動用コンデンサと;前記直流電源の他端と前記一方のMOS・FETのソースとの間に前記共振回路を介することなく接続された第2の起動用インピーダンスと;を具備したことを特徴とする。
【0011】
本発明の放電灯点灯装置は、請求項1記載の電源装置と;この電源装置より出力される高周波電圧により点灯する放電灯と;を具備したことを特徴としている。
【0012】
本発明の照明器具は、請求項2記載の放電灯点灯装置と;照明器具本体と;を具備したことを特徴とする。
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【0013】
図4は本発明の第1の実施の形態の構成を示した回路図である。1は商用電源、2は商用電源1側に高周波が漏洩しないようにする高周波成分漏洩防止用のフィルタ、3はダイオードブリッジから成る整流回路、4は例えば蛍光ランプのような放電灯、Cは整流電流平滑用コンデンサ、C1、C2は主回路の共振回路を構成するコンデンサ(第1のコンデンサ)、トランジスタTr1側のC8は起動時に直流電流を充電するコンデンサ、トランジスタTr2側のC8は過飽和トランスCTの2次側のインピーダンスを高くするためのコンデンサ(第2のコンデンサ)、CTはトランジスタTr1、Tr2をスイッチングするための過飽和トランス、CT21はトランジスタTr1のゲート(制御端子)に制御電圧を供給する過飽和トランスCTの2次側、CT22はトランジスタTr2のゲート(制御端子)に制御電圧を供給する過飽和トランスCTの2次側、Lは主回路の共振回路を構成するインダクタ、R6、R7は起動補助用抵抗(第1、第2の抵抗)、トランジスタTr1、Tr2は整流回路3から供給される直流電流をスイッチングするトランジスタ(スイッチング素子又は第1、第2のトランジスタ)で、通常MOS・FETなどが使用される。尚、放電灯4を除いた残りの部分は本発明の電源装置を構成している。ここで、整流回路3、コンデンサCは直流電源を構成し、トランジスタTr1、Tr2はスイッチング回路を構成し、過飽和トランスCT、インダクタL、コンデンサC1、C2は共振回路を構成する。又、コンデンサC8は抵抗などのインピーダンスを与える素子であれば何でもよい。
【0014】
次に本実施の形態の動作について説明する。電源がオンされると、整流回路2からの直流電流がトランジスタTr1及び抵抗R6に供給される。過飽和トランスCTの2次側CT21に直列にコンデンサC8が挿入されているため、2次側CT21のインピーダンスが高いので、トランジスタTr1のゲートに抵抗R6を通って制御電圧が印加される。これにより、トランジスタTr1のドレイン・ソース間が多少導通し、直流電流がトランジスタTr1、過飽和トランスCTの1次側、インダクタLを通って、コンデンサC1、C2を充電する。コンデンサC1、C2の電位が上昇すると、図中A点の電位が図5の(A)に示すように上昇する。ここで、過飽和トランスCTの2次側CT22に直列にコンデンサC8が挿入されているため、2次側CT22のインピーダンスが高く、上記A点の電位が上昇するに伴い、トランジスタTr2のゲートに抵抗R7を通って制御電圧が印加されることになる。
【0015】
このため、抵抗R7を通してトランジスタTr2のゲート電位が上昇し、飽和電位まで上昇すると、トランジスタTr2がオンし、コンデンサC1、C2の放電電流が過飽和トランスCTの1次側、インダクタLを通って、トランジスタTr2に流れる。この時、過飽和トランスCTの2次側のCT22に電圧が発生し、トランジスタTr2のゲート電位を保持するため、トランジスタTr2はオン状態を維持し、上記電流が流れ続ける。又、図5(B)は上記A点の電位変化に対するトランジスタTr2のドレイン電流波形である。
【0016】
しかし、しばらくすると、過飽和トランスCTが飽和して、2次側のCT22に電圧が発生しなくなり、トランジスタTr2がオフになる。トランジスタTr2がオフになると、インダクタLからコンデンサC1、C2側に流れる電流が発生し、過飽和トランスCTをリセットすると共に、その2次側のCT22に電圧を発生して、トランジスタTr1をオンにする。これにより、トランジスタTr1を通して直流電流が過飽和トランスCT、インダクタL、コンデンサC1側に流れる。この電流により、過飽和トランスCTの2次側CT21は電圧を発生し続けて、トランジスタTr1のオン状態を維持する。
【0017】
その後、過飽和トランスCTが飽和すると、前記2次側のCT21の発生電圧がなくなるので、トランジスタTr1がオフする。次にコンデンサC1、C2からインダクタL、過飽和トランスCTの1次側に放電電流が流れるので、過飽和トランスCTをリセットすると共に、その2次側のCT22に電圧を発生して、トランジスタTr2をオンにする。以降、上記動作の繰り返しで、トランジスタTr1、トランジスタTr2がスイッチングし、高圧の高周波電圧が放電灯4に印加されて、この放電灯4が点灯する。
【0018】
本実施の形態によれば、トランジスタTr2を起動するためのトリガダイオードやコンデンサ、電流供給用ダイオード等を省略しても、抵抗R6、R7を用いた簡単な回路構成によりトランジスタTr2を起動して、トランジスタTr1、Tr2のスイッチングを開始することができる。これにより、回路のコストを低減させることができると共に、回路規模が小さくなる分、実装を容易とすることができる。
【0019】
尚、図6に示すように抵抗R7を抵抗R6に接続して、トランジスタTr2のゲート制御電圧を抵抗R6を通して供給する構成でも、図4に示した第1の実施の形態と同様の動作を得ることができ、同様の効果がある。
【0020】
図7は本発明の第2の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は、図4に示した第1の実施の形態の構成に対して、主回路の上下の位置が異なるだけであり、動作及び効果は第1の実施の形態と同様である。
【0021】
図8は本発明の第3の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は高調波対策を施したクリーンブリッジと言われる回路構成であるが、トランジスタTr1の起動に関する構成及び動作は図4に示した第1の実施の形態と同様で、同様の効果を得ることができる。尚、本例ではコンデンサC9に整流回路3側から充電電流を流すことにより、整流回路3から出力される整流電圧が低い周期にも、回路への入力電流を確保して、入力電流の高調波成分を減少させることができる。
【0022】
図9は本発明の第4の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は、図4に示した第1の実施の形態の構成に対して、過飽和トランスCTの代わりに、バラストチョークBchを用いた回路構成を採っているが、トランジスタTr1の起動に関する構成及び動作は第1の実施の形態と同様で、同様の効果を得ることができる。
【0023】
図10は本発明の第5の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は、図9に示した第4の実施の形態の構成に対して、主回路の上下の位置が異なるだけであり、動作及び効果は第10の実施の形態と同様である。
【0024】
図11は本発明の第6の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は高調波対策を施したクリーンブリッジと言われる回路構成であるが、トランジスタTr1の起動に関する構成及び動作は図9に示した第4の実施の形態と同様で、同様の効果を得ることができる。
【0025】
図12は本発明の第7の実施の形態の構成を示した回路図である。本例では、トランジスタTr1、Tr2のゲート回路にツェナーダイオードZD、ダイオードD1、及び抵抗R9から成る回路を有し、この回路により、バラストチョークBchの2次側Bch21、22からゲートに印加される電圧の立上がりと立ち下がりを急峻にし、且つその幅を広くして、トランジスタTr1、Tr2のオン時間を長くして、スイッチング周波数を低くすることにより、放電灯4に供給するパワーを上げるようにしてあるが、他の回路構成及びその動作は図4に示した第1の実施の態様と同様で同様の効果がある。
【0026】
図13は本発明の第8の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は、図12に示した第7の実施の形態の構成に対して、主回路の上下の位置が異なるだけであり、動作及び効果は第7の実施の形態と同様である。
【0027】
図14は本発明の第9の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は高調波対策を施したクリーンブリッジと言われる回路構成であるが、トランジスタTr1の起動に関する構成及び動作は図12に示した第7の実施の形態と同様で、同様の効果を得ることができる。
【0028】
図15は本発明の第10の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は電源装置を構成するインバータ回路がフルブリッジで構成されている。トランジスタTr1のゲートと直流電源ラインとの間にインピーダンスZ1が接続され、トランジスタTr2のゲートと過飽和トランスCTのトランジスタTr2側との間にインピーダンスZ2が接続されている。これにより、電源がオンされると、トランジスタTr1のゲートにインピーダンスZ1を通って制御電圧が印加されるため、トランジスタTr1のドレイン・ソース間が多少導通し、直流電流がトランジスタTr1、過飽和トランスCT、インダクタL、コンデンサC2、抵抗R4を通って、コンデンサC2を充電する。コンデンサC2の電位が上昇すると、インピーダンスZ2を通してトランジスタTr2のゲート電位が上昇し、飽和電位まで上昇すると、トランジスタTr2がオンし、トランジスタTr1〜Tr4がスイッチングを開始する。本例も、トランジスタTr2の起動用にトリガダイオードTDのような高価な部品を使用しないため、回路のコストを低減させることができると共に、回路規模が小さくなる分、実装を容易とすることができる。
【0029】
図16は本発明の第11の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は電源装置を構成するインバータ回路がフルブリッジで構成されている。トランジスタTr3のゲートと直流電源ラインとの間にインピーダンスZ1(第1のインピーダンス)が接続され、トランジスタTr4のゲートとトランジスタTr3のソースとの間にインピーダンスZ2(第2のインピーダンス)が接続されている。これにより、電源がオンされると、トランジスタTr3のゲートにインピーダンスZ1を通って制御電圧が印加されるため、トランジスタTr3のドレイン・ソース間が多少導通し、直流電流がトランジスタTr3、コンデンサC2、インダクタL、過飽和トランスCT、抵抗R4を通って、コンデンサC2を充電する。コンデンサC1の電位が上昇すると、インピーダンスZ2を通してトランジスタTr4のゲート電位が上昇し、飽和電位まで上昇すると、トランジスタTr4がオンし、トランジスタTr1〜Tr4がスイッチングを開始する。本例も、トランジスタTr4の起動用にトリガダイオードTDのような高価な部品を使用しないため、回路のコストを低減させることができると共に、回路規模化が小さくなる分、実装を容易とすることができる。
【0030】
図17は本発明の照明器具の一実施の形態を示した一部破砕断面図である。11は口金、12は器具本体を形成するカバー、13は放電灯4(発光管)を覆うグローブ、14はプリント基板で、ここに、図4〜図16で説明した放電灯点灯用電源回路が搭載されている。口金11を図示されないソケットにねじ込んで、商用電源をオンにすると、電源装置が動作して、放電灯4に高電圧を供給して、これを点灯する。
【0031】
【発明の効果】
以上記述した如く本発明の請求項1記載の電源装置によれば、直列接続された2個のスイッチング素子のゲート・ソース間に直流電源からインピーダンスを介して充電される起動用コンデンサを設けるだけで、トリガダイオード等の高価な部品を使用せずに、スイッチング素子の起動を行うことができ、回路のコストを低減することができる。
【0032】
請求項2記載の放電灯点灯装置によれば、放電灯を確実に始動でき、或いは装置のコストを低減することができる。
【0033】
請求項3記載の照明器具によれば、放電灯を確実に始動でき、或いは器具のコストを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来の放電灯点灯装置の第1の従来構成例を示した回路図。
【図2】従来の放電灯点灯装置の第2の従来構成例を示した回路図。
【図3】従来の放電灯点灯装置の第3の従来構成例を示した回路図。
【図4】本発明の第1の実施の形態の構成を示した回路図。
【図5】図4に示したA点の電圧波形及び電位をトランジスタTr2のドレイン電流波形例を示した波形図。
【図6】本発明の第1実施の形態の実施例を示した回路図。
【図7】本発明の第2の実施の形態の構成を示した回路図。
【図8】本発明の第3の実施の形態の構成を示した回路図。
【図9】本発明の第4の実施の形態の構成を示した回路図。
【図10】本発明の第5の実施の形態の構成を示した回路図。
【図11】本発明の第6の実施の形態の構成を示した回路図。
【図12】本発明の第7の実施の形態の構成を示した回路図。
【図13】本発明の第8の実施の形態の構成を示した回路図。
【図14】本発明の第9の実施の形態の構成を示した回路図。
【図15】本発明の第10の実施の形態の構成を示した回路図。
【図16】本発明の第11の実施の形態の構成を示した回路図。
【図17】本発明の照明器具の一実施の形態を示した破砕断面図。
【符号の説明】
1…商用電源
2…高周波漏洩防止用フィルタ
3…整流回路(直流電源)
4…放電灯(放電灯点灯装置)
12…カバー(照明器具本体)
13…グローブ(照明器具本体)
14…プリント基板、
Bch…バラストチョーク
C…整流電流平滑用コンデンサ(直流電源)
C1、C2、…コンデンサ(共振回路)
C8…コンデンサ(起動用コンデンサ)
C4…コンデンサ
CT…可飽和トランス
D…ダイオード
L…インダクタ(共振回路)
R1…電流導入抵抗
R2…起動補助用抵抗
R5…抵抗
R6、R7…起動用抵抗(第1、第2の抵抗)
TD…トリガダイオード(トリガ素子)
Tr1、Tr2…トランジスタ(スイッチング素子又は第1、第2のトランジスタ)
Z1、Z2…インピーダンス[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a configuration of a startup circuit of a power supply device that supplies power for lighting a discharge lamp, a discharge lighting device using the power supply device, and a lighting fixture using the discharge lighting device.
[Prior art]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first conventional configuration example of a discharge lamp lighting device using a conventional power supply device (half-bridge method). When the power is turned on, AC power is supplied from the
[0002]
Initially, a charging current flows through the capacitors C1 and C2 of the main circuit via the resistor R2, and a charging current flows through the capacitor C3 via the resistor R1. When the potential of the capacitor C3 rises, the trigger diode TD is turned on, a voltage is generated at the gate of the transistor Tr2, and the transistor Tr2 is turned on. When the transistor Tr2 is turned on, the discharge currents of the capacitors C1 and C2 flow through the inductor L, the supersaturated transformer CT, and the transistor Tr2. At this time, the transistor Tr2 is turned on by the voltage generated at the secondary side CT22 of the supersaturated transformer CT. The current continues to flow. However, after a while, the supersaturated transformer CT is saturated, no voltage is generated on the secondary side CT22, and the transistor Tr2 is turned off.
[0003]
When the transistor Tr2 is turned off, a current flowing from the inductor L to the capacitors C1 and C2 is generated, resetting the supersaturated transformer CT and generating a voltage at the secondary CT21 to turn on the transistor Tr1. Thereby, a direct current flows through the transistor Tr1 to the supersaturated transformer CT, the inductor L, and the capacitor C1 side. Due to this current, the secondary side CT21 of the supersaturated transformer CT continues to generate voltage, and the transistor Tr1 is kept on.
[0004]
After that, when the supersaturated transformer CT is saturated, the generated voltage of the secondary side CT21 disappears, so that the transistor Tr1 is turned off. Next, since a current flows from the capacitors C1 and C2 to the inductor L and the supersaturated transformer CT, the supersaturated transformer CT is reset and a voltage is generated at the secondary CT22 to turn on the transistor Tr2. Thereafter, by repeating the above operation, the transistors Tr1 and Tr2 are switched, and a high-frequency high-frequency voltage is applied to the
[0005]
In the conventional circuit, as noted above, when the power is turned on, to start the Tr2, by supplying current from the trigger diode TD to the gate of the transistor Tr2, but are on the transistor Tr2, which in the trigger Since expensive elements such as the diode TD are used, there is a problem that the cost of the circuit becomes high.
[0006]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a second configuration example of a discharge lamp lighting device using a conventional power supply device (full bridge method) .
[0007]
FIG. 3 is a circuit diagram showing a third configuration example of a discharge lamp lighting device using a conventional power supply device (one-stone self-excited type).
[0008]
2 and FIG. 3, the transistor Tr2 is turned on by supplying current from the trigger diode TD to the gate of the transistor Tr2 to start the transistor Tr2 when the power is turned on. Since expensive elements such as the trigger diode TD are used, there is a problem that the cost of the circuit becomes high.
[Problems to be solved by the invention]
In the discharge lamp lighting apparatus using a conventional power supply device as described above, to boot the boot target transistor due to the use of expensive elements such as trigger diode, it is a disadvantage that the cost of the circuit is increased there were.
[0009]
The present invention has been made to solve the above problems, and provides a power supply device capable of reducing the cost of a circuit, a discharge lamp lighting device using the power supply device , or a lighting fixture incorporating the discharge lamp lighting device. The purpose is to do.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
A power supply device of the present invention includes a DC power supply; a switching circuit that has a set of MOS-FETs connected in series with the DC power supply in parallel and switches the output from the DC power supply at a high frequency to output a high-frequency voltage. A resonance circuit for generating a high voltage by resonating the switching current output from the switching circuit; detecting a high-frequency output on the primary side, and applying 2 to the control terminal of each MOS • FET constituting the switching circuit Feedback means for supplying a positive feedback control signal for turning on / off the MOS FET from the secondary side; between one end of the DC power supply and the gate of one of the MOS FETs in the set of MOS FETs A first starting impedance connected to and supplied with a direct current from the direct current power source; connected between a gate and a source of the one MOS • FET, A starting capacitor that is charged by the direct current supplied from the start-impedance; second connected without passing through the resonant circuit between the DC power supply and the other end to the source of the one MOS · FET of And a starting impedance.
[0011]
A discharge lamp lighting device according to the present invention includes the power supply device according to
[0012]
A lighting fixture of the present invention comprises the discharge lamp lighting device according to
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings .
[0013]
FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of the first embodiment of the present invention. 1 is a commercial power source, 2 is a filter for preventing high frequency components from leaking to the
[0014]
Next, the operation of the present embodiment will be described. When the power is turned on, the direct current from the
[0015]
Therefore, when the gate potential of the transistor Tr2 rises through the resistor R7 and rises to the saturation potential, the transistor Tr2 is turned on, and the discharge current of the capacitors C1 and C2 passes through the primary side of the supersaturated transformer CT and the inductor L to It flows to Tr2. At this time, a voltage is generated at CT22 on the secondary side of the supersaturated transformer CT and the gate potential of the transistor Tr2 is maintained, so that the transistor Tr2 is kept on and the current continues to flow. Further, FIG. 5 (B) is a drain current waveforms of the transistor Tr2 with respect to the potential change of the point A.
[0016]
However, after a while, the supersaturated transformer CT is saturated, no voltage is generated in the CT22 on the secondary side, and the transistor Tr2 is turned off. When the transistor Tr2 is turned off, a current flowing from the inductor L to the capacitors C1 and C2 is generated, resetting the supersaturated transformer CT and generating a voltage at the secondary CT22 to turn on the transistor Tr1. Thereby, a direct current flows through the transistor Tr1 to the supersaturated transformer CT, the inductor L, and the capacitor C1 side. Due to this current, the secondary side CT21 of the supersaturated transformer CT continues to generate voltage, and the transistor Tr1 is kept on.
[0017]
After that, when the supersaturated transformer CT is saturated, the voltage generated by the CT21 on the secondary side disappears, so that the transistor Tr1 is turned off. Next, since a discharge current flows from the capacitors C1 and C2 to the primary side of the inductor L and the supersaturated transformer CT, the supersaturated transformer CT is reset and a voltage is generated at the secondary side CT22 to turn on the transistor Tr2. To do. Thereafter, by repeating the above operation, the transistor Tr1 and the transistor Tr2 are switched, a high-frequency high-frequency voltage is applied to the
[0018]
According to the present embodiment, even if a trigger diode, a capacitor, a current supply diode, and the like for starting the transistor Tr2 are omitted, the transistor Tr2 is started with a simple circuit configuration using the resistors R6 and R7. Switching of the transistors Tr1 and Tr2 can be started. As a result, the cost of the circuit can be reduced, and the mounting can be facilitated as the circuit scale is reduced.
[0019]
As shown in FIG. 6 , even when the resistor R7 is connected to the resistor R6 and the gate control voltage of the transistor Tr2 is supplied through the resistor R6, the same operation as that of the first embodiment shown in FIG. 4 is obtained. Can have a similar effect.
[0020]
FIG. 7 is a circuit diagram showing the configuration of the second embodiment of the present invention. This example differs from the configuration of the first embodiment shown in FIG. 4 only in the vertical position of the main circuit, and the operation and effect are the same as those of the first embodiment.
[0021]
FIG. 8 is a circuit diagram showing the configuration of the third embodiment of the present invention. This example is a circuit construction called a clean bridge subjected to harmonic countermeasure, the configuration and operation related to starting of the transistor Tr1 is the same as the first embodiment shown in FIG. 4, to obtain the same effect Can do. In this example, a charging current is supplied to the capacitor C9 from the
[0022]
FIG. 9 is a circuit diagram showing the configuration of the fourth embodiment of the present invention. This example is the configuration of the first embodiment shown in FIG. 4, in place of the supersaturation transformer CT, but adopts a circuit configuration using a ballast choke Bch, configuration and operation related to starting of the transistor Tr1 Is the same as in the first embodiment, and the same effect can be obtained.
[0023]
FIG. 10 is a circuit diagram showing the configuration of the fifth embodiment of the present invention. This example differs from the configuration of the fourth embodiment shown in FIG. 9 only in the vertical position of the main circuit, and the operation and effect are the same as those of the tenth embodiment.
[0024]
FIG. 11 is a circuit diagram showing the configuration of the sixth embodiment of the present invention. This example is a circuit construction called a clean bridge subjected to harmonic countermeasure, the configuration and operation related to starting of the transistor Tr1 is the same as in the fourth embodiment shown in FIG. 9, to obtain the same effect Can do.
[0025]
FIG. 12 is a circuit diagram showing the configuration of the seventh embodiment of the present invention. In this example, the gate circuits of the transistors Tr1 and Tr2 have a circuit composed of a Zener diode ZD, a diode D1, and a resistor R9, and the voltage applied to the gate from the secondary side Bch21, 22 of the ballast choke Bch by this circuit. The power supplied to the
[0026]
FIG. 13 is a circuit diagram showing the configuration of the eighth embodiment of the present invention. This example differs from the configuration of the seventh embodiment shown in FIG. 12 only in the upper and lower positions of the main circuit, and the operation and effect are the same as those of the seventh embodiment.
[0027]
FIG. 14 is a circuit diagram showing the configuration of the ninth embodiment of the present invention. This example has a circuit configuration called a clean bridge with a countermeasure against harmonics, but the configuration and operation related to activation of the transistor Tr1 are the same as those of the seventh embodiment shown in FIG. Can do.
[0028]
FIG. 15 is a circuit diagram showing the configuration of the tenth embodiment of the present invention. In this example, the inverter circuit constituting the power supply device is configured by a full bridge. An impedance Z1 is connected between the gate of the transistor Tr1 and the DC power supply line, and an impedance Z2 is connected between the gate of the transistor Tr2 and the transistor Tr2 side of the supersaturated transformer CT. As a result, when the power is turned on, a control voltage is applied to the gate of the transistor Tr1 through the impedance Z1, so that the drain and source of the transistor Tr1 are somewhat conductive, and a direct current is applied to the transistor Tr1, the supersaturated transformer CT, The capacitor C2 is charged through the inductor L, the capacitor C2, and the resistor R4. When the potential of the capacitor C2 rises, the gate potential of the transistor Tr2 rises through the impedance Z2, and when it rises to the saturation potential, the transistor Tr2 is turned on and the transistors Tr1 to Tr4 start switching. Also in this example, since expensive components such as the trigger diode TD are not used for starting the transistor Tr2, the cost of the circuit can be reduced, and the mounting can be facilitated as the circuit scale is reduced. .
[0029]
FIG. 16 is a circuit diagram showing the configuration of the eleventh embodiment of the present invention. In this example, the inverter circuit constituting the power supply device is configured by a full bridge. An impedance Z1 (first impedance) is connected between the gate of the transistor Tr3 and the DC power supply line, and an impedance Z2 (second impedance) is connected between the gate of the transistor Tr4 and the source of the transistor Tr3. . Thus, when the power supply is turned on, a control voltage is applied to the gate of the transistor Tr3 through the impedance Z1, so that the drain and source of the transistor Tr3 are somewhat conductive, and a direct current is applied to the transistor Tr3, the capacitor C2, and the inductor. The capacitor C2 is charged through L, the supersaturated transformer CT, and the resistor R4. When the potential of the capacitor C1 rises, the gate potential of the transistor Tr4 rises through the impedance Z2, and when it rises to the saturation potential, the transistor Tr4 is turned on and the transistors Tr1 to Tr4 start switching. In this example as well, since expensive components such as the trigger diode TD are not used for starting the transistor Tr4, the cost of the circuit can be reduced, and the mounting can be facilitated as the circuit scale is reduced. it can.
[0030]
FIG. 17 is a partially broken sectional view showing an embodiment of a lighting fixture of the present invention. 11 mouthpiece 12 cover forming the fixture body, the
[0031]
【The invention's effect】
As described above, according to the power supply device of the first aspect of the present invention, it is only necessary to provide a start-up capacitor charged via an impedance from a DC power source between the gate and source of two switching elements connected in series. The switching element can be started up without using expensive parts such as a trigger diode, and the cost of the circuit can be reduced.
[0032]
According to the discharge lamp lighting device of the second aspect, the discharge lamp can be reliably started or the cost of the device can be reduced.
[0033]
According to the lighting fixture of
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first conventional configuration example of a conventional discharge lamp lighting device.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a second conventional configuration example of a conventional discharge lamp lighting device.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a third conventional configuration example of a conventional discharge lamp lighting device .
FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of the first embodiment of the present invention.
5 is a waveform diagram showing a voltage waveform and a potential at a point A shown in FIG. 4 and an example of a drain current waveform of a transistor Tr2.
FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration of a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration of a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration of a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a circuit diagram showing a configuration of an eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a fragmentary cross-sectional view showing an embodiment of a lighting fixture of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
4. Discharge lamp (discharge lamp lighting device)
12 ... Cover (lighting fixture body)
13 ... Glove (lighting fixture body)
14 ... printed circuit board,
Bch ... Ballast choke C ... Rectifier current smoothing capacitor (DC power supply)
C1, C2, ... capacitors (resonance circuit)
C4 ... Capacitor CT ... Saturable transformer D ... Diode L ... Inductor (resonant circuit)
R1 ... Current introduction resistor R2 ... Start-up auxiliary resistor R5 ... Resistance R6, R7 ... Start-up resistor (first and second resistors)
TD: Trigger diode (trigger element)
Tr1, Tr2 ... transistors (switching elements or first and second transistors)
Z1, Z2 ... impedance
Claims (3)
この直流電源と並列的に直列接続された1組のMOS・FETを有し、直流電源からの出力を高周波でスイッチングして高周波電圧を出力するスイッチング回路と;
このスイッチング回路から出力されるスイッチング電流を共振させて高電圧を発生するための共振回路と;
1次側で高周波出力を検出し、スイッチング回路を構成する各MOS・FETの制御端子に2次側からMOS・FETをオン・オフさせるための正帰還制御信号を供給する帰還手段と;
前記直流電源の一端と前記1組のMOS・FETのうち一方のMOS・FETのゲートとの間に接続され、前記直流電源から直流電流が供給される第1の起動用インピーダンスと;
前記一方のMOS・FETのゲート・ソース間に接続され、前記第1の起動用インピーダンスから供給される直流電流によって充電される起動用コンデンサと;
前記直流電源の他端と前記一方のMOS・FETのソースとの間に前記共振回路を介することなく接続された第2の起動用インピーダンスと;
を具備したことを特徴とする電源装置。DC power supply;
A switching circuit having a set of MOS FETs connected in series with the DC power supply in parallel, and switching the output from the DC power supply at a high frequency to output a high frequency voltage;
A resonance circuit for generating a high voltage by resonating the switching current output from the switching circuit;
Feedback means for detecting a high-frequency output on the primary side and supplying a positive feedback control signal for turning on / off the MOS • FET from the secondary side to the control terminal of each MOS • FET constituting the switching circuit;
A first starting impedance connected between one end of the DC power source and the gate of one of the pair of MOS • FETs and supplied with a DC current from the DC power source;
A starting capacitor connected between the gate and source of the one MOS-FET and charged by a direct current supplied from the first starting impedance;
A second starting impedance connected between the other end of the DC power source and the source of the one MOS • FET without passing through the resonance circuit ;
A power supply device comprising:
この電源装置より出力される高周波電圧により点灯する放電灯と;
を具備したことを特徴とする放電灯点灯装置。A power supply device according to claim 1;
A discharge lamp that is lit by a high-frequency voltage output from the power supply device;
A discharge lamp lighting device comprising:
照明器具本体と;
を具備したことを特徴とする照明器具。A discharge lamp lighting device according to claim 2;
A lighting fixture body;
The lighting fixture characterized by comprising.
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