JP3666447B2 - Bandgap reference voltage circuit - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度変化が生じても定電圧を出力できるバンドギャップ基準電圧回路に関するもので、特に車両に搭載されるような広い温度範囲に適用されるものに適用して好適である。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
従来、集積回路において、定電圧を出力する役割を果たすバンドギャップ基準電圧回路がある。このバンドギャップ基準電圧回路は、温度変化が生じても定電圧を出力できるようにするのが好ましい。
【０００３】
しかしながら、バンドギャップ基準電圧回路に備えられるトランジスタ等が温度特性を有していることから、実際にはバンドギャップ基準電圧回路は、温度に対する２次係数を持ったものとなっている。このバンドギャップ基準電圧回路の温度に対する出力電圧特性は図５のように表され、温度変化に対して上に凸の特性を示す。高精度電源などの基準電圧としてバンドギャップ基準電圧回路を用いる場合、上述のような２次係数が問題となり、より温度に対する出力電圧の変化が少ないバンドギャップ基準電圧回路が要求されることになる。
【０００４】
本発明は上記点に鑑みて、温度に対する出力電圧の変化が少ないバンドギャップ基準電圧回路を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、定電圧を出力するバンドギャップ基準電圧回路であって、定電圧を形成する第１バンドギャップ基準電圧形成部（１）と、定電圧を形成する第２バンドギャップ基準電圧形成部（２）と、温度に対する第２バンドギャップ基準電圧形成部の出力電圧の変化の極大値が、第１バンドギャップ基準電圧形成部の出力電圧の極大値からずれるようにシフトさせるレベルシフト回路部（３）とを備え、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部の出力電圧のうち高い方の電圧を出力することにより、定電圧を出力するように構成されていることを特徴としている。
【０００６】
このような構成とすれば、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部それぞれの出力電圧のうち高い方が出力電圧として出力されることになる。例えば、低温〜室温領域では第１バンドギャップ基準電圧形成部の出力電圧、室温〜高温領域では第２バンドギャップ基準電圧形成部の出力電圧がバンドギャップ基準電圧回路の出力電圧として出力される。従って、広い温度範囲においてバンドギャップ基準電圧回路の出力電圧がほぼ一定の電圧となり、温度に対する出力電圧の変化が少ないバンドギャップ基準電圧回路とすることができる。
【０００７】
この場合、請求項２に示すように、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部の出力電圧のうち、高い方の電圧を出力する選択部（４）を備えることもできる。
【０００８】
例えば、請求項３に示すように、第１バンドギャップ基準電圧形成部は、電流密度の異なる電流が流される第１、第２のトランジスタ（Ｔ１１、Ｔ１２）と、第１、第２のトランジスタそれぞれに流れる電流の変動に応じて電位が変動する第１、第２電位点（Ａ、Ｂ）の電位が入力される第１オペアンプ（５ａ、６ａ、７ａ、８ａ、９ａ）とを有して構成され、第１オペアンプの出力に基づいて第１、第２のトランジスタに流される電流が調整されるようになっており、第２バンドギャップ基準電圧形成部は、電流密度の異なる電流が流される第３、第４のトランジスタ（Ｔ２１、Ｔ２２）と、第３、第４のトランジスタそれぞれに流れる電流の変動に応じて電位が変動する第３、第４電位点の電位が入力される第２オペアンプ（５ｂ、６ｂ、７ｂ、８ｂ、９ｂ）とを有して構成され、第２オペアンプの出力に基づいて第３、第４のトランジスタに流される電流が調整されるようになっており、レベルシフト回路部は、第３、第４トランジスタに直列接続された抵抗（Ｒ２０）によって構成されているような回路構成を採用することができる。
【０００９】
また、請求項４に示すように、第１バンドギャップ基準電圧形成部は、電流密度の異なる電流が流される第１、第２のトランジスタ（Ｔ３１、Ｔ３２）と、第１、第２のトランジスタそれぞれに流れる電流の変動に応じて電位が変動する第１、第２電位点（Ａ’、Ｂ’）の電位が入力される第１オペアンプ（５２ａ）と、第１、第２トランジスタに直列接続された第１の抵抗（Ｒ３４）とを有して構成され、第１オペアンプの出力に基づいて第１、第２のトランジスタに流される電流が調整されるようになっており、第２バンドギャップ基準電圧形成部は、電流密度の異なる電流が流される第３、第４のトランジスタ（Ｔ４１、Ｔ４２）と、第３、第４のトランジスタそれぞれに流れる電流の変動に応じて電位が変動する第３、第４電位点の電位が入力される第２オペアンプ（５２ｂ）と、第３、第４トランジスタに直列接続された第２の抵抗（Ｒ４４）とを有して構成され、第２オペアンプの出力に基づいて第３、第４のトランジスタに流される電流が調整されるようになっており、第２の抵抗はレベルシフト回路部の役割も果たし、該第２の抵抗の抵抗値が第１の抵抗の抵抗値と異なったものとされているような回路構成でも良い。
【００１０】
なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１に、本発明の一実施形態を適用したバンドギャップ基準電圧回路のブロック構成を示す。図１に示されるように、本実施形態に示すバンドギャップ基準電圧回路は、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２、レベルシフト回路部３および選択部に相当するＯＲ回路部４を備えた構成となっている。
【００１２】
第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２は、基本的には同様の構成となっており、共に所定の定電圧を出力電圧として発生させる回路を構成している。レベルシフト回路部３は、第２バンドギャップ基準電圧形成部２の出力電圧の温度特性をシフトさせるものである。このレベルシフト回路部３および第２バンドギャップ基準電圧形成部２の定数を適切に設定することにより、第２バンドギャップ基準電圧形成部２の出力電圧が極大値をとる時の温度が、第１バンドギャップ基準電圧形成部１の出力電圧が極大値をとる時の温度からシフトされる。例えば、低温〜室温領域に第１バンドギャップ基準電圧形成部１の出力電圧の極大値が位置し、室温〜高温領域に第２バンドギャップ基準電圧形成部２の出力電圧の極大値が位置するように設定する。
【００１３】
そして、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２の各出力電圧がＯＲ回路部４に入力され、ＯＲ回路部４からバンドギャップ基準電圧回路の出力電圧Ｖｏｕｔが出力されるようになっている。
【００１４】
このような回路構成によれば、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２それぞれの出力電圧のうち高い方の出力電圧がＯＲ回路部４から出力されることになる。このため、例えば、低温〜室温領域では第１バンドギャップ基準電圧形成部１の出力電圧、室温〜高温領域では第２バンドギャップ基準電圧形成部２の出力電圧がバンドギャップ基準電圧回路の出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。
【００１５】
従って、低温〜室温および室温〜高温の範囲において、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２の出力電圧が合成されて出力電圧Ｖｏｕｔが形成されることになり、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を小さくすることができる。これにより、広い温度範囲において出力電圧Ｖｏｕｔがほぼ一定の電圧となり、温度に対する出力電圧の変化が少ないバンドギャップ基準電圧回路とすることができる。
【００１６】
なお、ここで示したＯＲ回路部４は、必要に応じて備えられるものであり、回路構成によってはＯＲ回路部４を備えなくても、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２の出力電圧のうち高い方が選択されるような構成とすることが可能である。
【００１７】
図２に、図１に示したバンドギャップ基準電圧回路の具体的な回路構成例を示す。図２に示すバンドギャップ基準電圧回路のうち、紙面右側が第１バンドギャップ基準電圧形成部１を構成し、紙面左側が第２バンドギャップ基準電圧形成部２およびレベルシフト回路部３を構成している。なお、ここで示す回路構成では、図１に示したＯＲ回路部４を備えなくても第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２の出力電圧のうち高い方が選択されるため、ＯＲ回路部４を備えていない。
【００１８】
第１バンドギャップ基準電圧形成部１は、調整部５ａ、差動対６ａ、カレントミラー回路部７ａ、ゲイン形成部８ａおよびエミッタホロワ回路部９ａとを有して構成されている。
【００１９】
調整部５ａは、抵抗Ｒ１１及びトランジスタＴ１１と抵抗Ｒ１２、Ｒ１３及びトランジスタＴ１２とが並列接続され、各トランジスタＴ１１、Ｔ１２のベース同士が接続された構成となっている。そして、抵抗Ｒ１１及びトランジスタＴ１１と抵抗Ｒ１２、Ｒ１３及びトランジスタＴ１２それぞれに異なった電流密度の電流を供給することにより、出力電圧の温度に対する特性変化を調整する役割を果たす。なお、本実施形態では、トランジスタＴ１１、Ｔ１２が本発明でいう第１、第２トランジスタに相当する。
【００２０】
差動対６ａは、抵抗Ｒ１１とトランジスタＴ１１との接続点（第１電位点）Ａがベース電圧として入力されるトランジスタＴ１３と、抵抗Ｒ１２とトランジスタＴ１１との接続点（第２電位点）Ｂがベース電圧として入力されるトランジスタＴ１４と、各トランジスタＴ１３、Ｔ１４のエミッタに接続された抵抗Ｒ１４とを有して構成されている。
【００２１】
カレントミラー回路部７ａは、差動対６ａの取り出し口となるもので、互いのベースが接続されたトランジスタＴ１５、Ｔ１６とを有して構成され、各トランジスタＴ１５、Ｔ１６に同等の電流を流すようになっている。
【００２２】
ゲイン形成部８ａは、差動対６ａに設けられたトランジスタＴ１４への電流供給を行なうトランジスタＴ１７と、トランジスタＴ１４に直接接続された抵抗Ｒ１５と、トランジスタＴ１７の電流供給の変動を増幅することによってゲインを稼ぐトランジスタＴ１８とを有して構成されている。
【００２３】
また、エミッタホロワ回路部９ａは、トランジスタＴ１９と、トランジスタＴ１９のベース−コレクタ間に接続された抵抗Ｒ１６とにより構成されている。
【００２４】
これら、差動対６ａ、カレントミラー回路部７ａ、ゲイン形成部８ａおよびエミッタホロワ回路部９ａにより、オペアンプ（第１オペアンプ）が構成されている。なお、コンデンサＣ１は、これらによって構成されるオペアンプの位相補償による発振を防止するために設けられている。
【００２５】
このように構成された第１バンドギャップ基準電圧形成部１は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２それぞれに接続されたトランジスタＴ１１およびトランジスタＴ１２に電流密度の異なる電流を流すことにより、以下のような動作を行なう。
【００２６】
トランジスタＴ１１とトランジスタＴ１２とは互いのベースが接続された状態になっている。このため、トランジスタＴ１１のコレクタ電流をＩｃ１、ベース−エミッタ電圧をＶＢＥ１１、トランジスタＴ１２のコレクタ電流をＩｃ２、ベース−エミッタ電圧をＶＢＥ１２とすると、抵抗Ｒ１３に流れるＩｃ２は各ベース−エミッタ電圧ＶＢＥ１１、ＶＢＥ１２の差電圧に応じた電流値となる。すなわち、次式のように表される。
【００２７】
【数１】
Ｉｃ２＝（ＶＢＥ１１−ＶＢＥ１２）／Ｒ１３
また、トランジスタＴ１１のベース電流をＩｂ１、エミッタ電流をＩｅ１、トランジスタＴ１２のベース電流をＩｂ２、エミッタ電流をＩｅ２とすると、各ベース電流Ｉｂ１、Ｉｂ２が各コレクタ電流Ｉｃ１、Ｉｃ２よりも十分に小さく無視できる程度であることから、各エミッタ電流Ｉｅ１、Ｉｅ２が各コレクタ電流Ｉｃ１、Ｉｃ２と同等であると言える。このため、各トランジスタＴ１１、Ｔ１２の特性変化に起因して各ベース−エミッタ電圧ＶＢＥ１１、ＶＢＥ１２が変化すると、それに伴って抵抗２３に流れるコレクタ電流Ｉｃ２が変化し、接続点Ａ、Ｂの電位の関係が変化する。そして、これら各接続点Ａ、Ｂの電位が差動対６ａを構成する２つのトランジスタＴ１３、Ｔ１４のベース電圧としてフィードバックされる。
【００２８】
ここで、各トランジスタＴ１３、Ｔ１４のコレクタ電流をＩ１、Ｉ２、これら各トランジスタＴ１３、Ｔ１４のコレクタに接続された抵抗Ｒ１４に流れる電流をＩとすると、両トランジスタＴ１３、Ｔ１４それぞれに接続されている取り出し用のトランジスタＴ１５、Ｔ１６がカレントミラー接続されており、各トランジスタＴ１５、Ｔ１６のコレクタ電流Ｉ３、Ｉ４が等しくなることから、電流Ｉ１、Ｉ２は基本的にはＩ／２となる。
【００２９】
しかしながら、上述したように接続点Ａ、Ｂの電位の関係が変化すると、トランジスタＴ１３、Ｔ１４に流れるコレクタ電流Ｉ１、Ｉ２の値が変動する。このため、例えば、トランジスタＴ１４に流れる電流Ｉ２がＩ／２より大きくなろうとすると、カレントミラー接続された各トランジスタＴ１５、Ｔ１６のコレクタ電流Ｉ３、Ｉ４が等しい値しか取れないため、不足電流分がトランジスタＴ１７のベース電流で補われる。すると、トランジスタＴ１７のコレクタ電流Ｉ５、言い換えれば抵抗Ｒ１５に流れる電流の値が大きくなり、これに伴ってトランジスタＴ１８のコレクタ電流Ｉ６の値も大きくなる。
【００３０】
そして、コレクタ電流Ｉ６は、抵抗Ｒ１６に流れる電流Ｉ７に相当することから、コレクタ電流Ｉ６の増加、すなわち電流Ｉ７の増加によってトランジスタＴ１９のベース電位およびエミッタ電位が低下する。これにより、接続点Ａ、Ｂの電位が調整され、出力電圧Ｖｏｕｔが帰還されて定電位となる。
【００３１】
一方、第２バンドギャップ基準電圧形成部２は、調整部５ｂ、差動対６ｂ、カレントミラー回路部７ｂ、ゲイン形成部８ｂおよびエミッタホロワ回路部９ｂを有して構成されている。このうち、調整部５ｂ、差動対６ｂ、カレントミラー回路部７ｂ、ゲイン形成部８ｂおよびエミッタホロワ回路部９ｂにてオペアンプ（第２オペアンプ）が構成されている。そして、この第２バンドギャップ基準電圧形成部２に、レベルシフト回路部３に相当する抵抗Ｒ２０が接続されている。
【００３２】
調整部５ｂ、差動対６ｂ、カレントミラー回路部７ｂ、ゲイン形成部８ｂおよびエミッタホロワ回路部９ｂの構成は第１バンドギャップ基準電圧形成部１と同様であり、それぞれが同様の役割を果たす。具体的には、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２６がそれぞれ抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６に相応し、トランジスタＴ２１〜Ｔ２９がトランジスタＴ１１〜Ｔ１９に相応し、コンデンサＣ２がコンデンサＣ１に相応する。なお、本実施形態では、トランジスタＴ２１、Ｔ２２が本発明でいう第３、第４トランジスタに相当する。また、抵抗Ｒ２１とトランジスタＴ２１との接続点および抵抗Ｒ２２とトランジスタＴ２２との接続点が第３、第４電位点に相当する。
【００３３】
また、レベルシフト回路部３に相当する抵抗Ｒ２０は、並列接続された抵抗Ｒ２１及びトランジスタＴ２１と抵抗Ｒ２２及びトランジスタＴ２２それぞれに直接接続されている。この抵抗Ｒ２０により、第２バンドギャップ基準電圧形成部２の温度に対する出力電圧特性の関係が第１バンドギャップ基準電圧形成部１のそれと異なったものとなるようにされる。
【００３４】
例えば、図２に示す構成の場合、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２それぞれの温度−出力電圧特性は、次式のように表される。なお、Ｔは温度、ｋはボルツマン定数、ｑは電荷量、Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２は第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２それぞれの出力電圧である。また、ＶＢＥ２１はトランジスタＴ２１のベース−エミッタ電圧である。
【００３５】
【数２】

【００３６】
【数３】

【００３７】
第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２の各出力電圧は共に温度Ｔの変化に伴って変化するが、温度Ｔに掛けられる係数が異なっていることから、これらが極大値をとるときの温度Ｔを異なったものに設定できる。
【００３８】
シミュレーションにより、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２の温度に対する出力電圧特性を調べたところ、図３（ａ）のような結果が得られた。この図は、図３（ｂ）に示されるように、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２それぞれでの出力電圧を求め、これらを合成したものである。このシミュレーション結果からも、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２の各出力電圧が極大値を採る時の温度が異なっていることが確認できる。
【００３９】
そして、第１、第２バンドギャップ電圧形成部１、２の各出力電圧のうち高い方が出力電圧Ｖｏｕｔとなることから、第１、第２バンドギャップ電圧形成部１、２の各出力電圧の極大値となる温度がずれると、図３（ａ）で表されるように、低温〜高温の範囲内において出力電圧Ｖｏｕｔの変動が小さくなることが分かる。
【００４０】
（第２実施形態）
上記第１実施形態では、図１に示すバンドギャップ基準電圧回路の一例として図２の回路構成を示したが、図４に示すような回路構成とすることも可能である。
【００４１】
図４に示すように、本実施形態では、第１バンドギャップ基準電圧形成部１が調整部５１ａおよびオペアンプ（第１オペアンプ）５２ａにて構成されており、第２バンドギャップ基準電圧形成部２およびレベルシフト回路部３も調整部５１ｂとオペアンプ（第２オペアンプ）５２ｂとを有して構成されている。
【００４２】
調整部５１ａは、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２及びトランジスタＴ３１と抵抗Ｒ３３及びトランジスタＴ３２とが並列接続され、各トランジスタＴ３１、Ｔ３２のエミッタ側に抵抗Ｒ３４が接続されて構成されている。なお、抵抗Ｒ３２を介して抵抗Ｒ３４がトランジスタＴ３１のエミッタに接続される。抵抗Ｒ３１と抵抗Ｒ３３は等しい抵抗値とされている。また、トランジスタＴ３１、Ｔ３２は、半導体基板上に形成されている面積が異なるものとされ、トランジスタＴ３１がトランジスタＴ３２よりも大面積とされている。そして、抵抗Ｒ３１及びトランジスタＴ３１の接続点（第１電位点）Ａ’と抵抗Ｒ３３及びトランジスタＴ３２の接続点（第２電位点）Ｂ’の電位がオペアンプ５２ａに入力され、オペアンプ５２ａの出力がトランジスタＴ３１、Ｔ３２のベース電圧とされるように構成されている。
【００４３】
このような構成では、抵抗Ｒ３１、Ｒ３３それぞれに接続されたトランジスタＴ３１およびトランジスタＴ３２に電流密度の異なる電流を流すことにより、以下のような動作を行なう。
【００４４】
抵抗Ｒ３１及びトランジスタＴ３１に流れる電流をＩ３１とし、抵抗Ｒ３３及びトランジスタＴ３２に流れる電流をＩ３２とすると、抵抗Ｒ３１、Ｒ３３の抵抗値を等しくしていることから、電流Ｉ３１、Ｉ３２が等しくなる。このとき、トランジスタＴ３１、Ｔ３２の形成面積が上記関係とされ、トランジスタＴ３２のベース−エミッタ電圧ＶＢＥ３２がトランジスタＴ３１のベース−エミッタ電圧ＶＢＥ３２よりも小さくなることから、電流Ｉ３１、Ｉ３２が等しくされてもトランジスタＴ３１、Ｔ３２に異なる電流密度の電流が流れることになる。
【００４５】
そして、各接続点Ａ’、Ｂ’の電位がオペアンプ５２ａにフィードバックされると、オペアンプ５２ａの出力にて各トランジスタＴ３１、Ｔ３２へのベース電圧が調整される。例えば、電流Ｉ３１、Ｉ３２のいずれかの値が増加しようとすると、その増加分がオペアンプ５２ａにて下げられるように作動する。
【００４６】
一方、調整部５１ｂも調整部５１ａと同様の構成となっており、同様に作動する。具体的には、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４４が抵抗Ｒ３１〜３３、トランジスタＴ４１、Ｔ４２がトランジスタＴ３１、Ｔ３２と同様の役割を果たす。ただし、抵抗Ｒ４４は、レベルシフト回路部３としての役割も果たすものであり、その抵抗値が抵抗Ｒ３４と異なるものとされている。また、オペアンプ５２ｂもオペアンプ５２ａと同様の構成となっており、同様に作動する。
【００４７】
このように、抵抗Ｒ４４の抵抗値を抵抗Ｒ３４の抵抗値と異ならせることにより、第２バンドギャップ基準電圧形成部２の出力電圧の極大値となる温度が第１バンドギャップ基準電圧形成部１の出力電圧の極大値となる温度からずらされる。
【００４８】
すなわち、図４に示す構成の場合、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２それぞれの温度−出力電圧特性は、次式のように表される。ただし、ＶＢＥ４２は、トランジスタＴ４２のベース−エミッタ電圧、ｍはトランジスタＴ３１、Ｔ３２及びトランジスタＴ４１、Ｔ４２の面積比である。
【００４９】
【数４】

【００５０】
【数５】

【００５１】
第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２の各出力電圧は共に温度Ｔの変化に伴って変化するが、温度Ｔに掛けられる係数が異なっていることから、これらが極大値をとるときの温度Ｔが異なったものとなる。
【００５２】
このように、本実施形態に示す回路構成としても、第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部１、２の温度に対する出力電圧特性をずらすことができ、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００５３】
なお、本実施形態では、トランジスタＴ３１、Ｔ３２、Ｔ４１、Ｔ４２それぞれが本発明でいう第１〜第４のトランジスタに相当する。また、抵抗Ｒ３４、Ｒ４４が本発明でいう第１、第２の抵抗に相当する。また、抵抗Ｒ４１とトランジスタＴ４１との接続点および抵抗Ｒ４２とトランジスタＴ４２との接続点が第３、第４電位点に相当する。
【００５４】
（他の実施形態）
上記第１、第２実施形態では、バンドギャップ基準電圧回路の例として、図２、図４に示す回路構成を示したが、一般的に知られている他の構成を採用しても構わない。
【００５５】
また、第２実施形態では、電流Ｉ３１、Ｉ３２を同等の電流にするために、低工Ｒ３１、Ｒ３３を等しい抵抗値としたが、カレントミラー回路を用いることにより、それを実現しても良い。
【００５６】
なお、以上の説明では、第２バンドギャップ基準電圧形成部２およびレベルシフト回路部３を１つ設ける場合について説明したが、１つに限る必要はなく、より多く同様の構成のものを備えるようにすれば、より高精度のバンドギャップ基準電圧回路とすることができる。この場合、レベルシフト回路部３にて各バンドギャップ基準電圧形成部の出力電圧の極大値となる温度のシフト量を変更すれば良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態におけるバンドギャップ基準電圧回路のブロック構成を示す図である。
【図２】図１に示すバンドギャップ基準電圧回路の具体的な回路構成の一例を示した図である。
【図３】図２に示すバンドギャップ基準電圧回路を用いた場合における温度と出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示した図である。
【図４】第２実施形態におけるバンドギャップ基準電圧回路を示した図である。
【図５】従来のバンドギャップ基準電圧回路における温度と出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示した図である。
【符号の説明】
１、２…第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部、３…レベルシフト部、４…ＯＲ回路部、５ａ、５ｂ…調整部、６ａ、６ｂ…差動対、７ａ、７ｂ…カレントミラー回路部、８ａ、８ｂ…ゲイン形成部、９ａ、９ｂ…エミッタホロワ回路部。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a band gap reference voltage circuit that can output a constant voltage even when a temperature change occurs, and is particularly suitable for application to a wide temperature range that is mounted on a vehicle.
[0002]
[Background Art and Problems to be Solved by the Invention]
Conventionally, there is a band gap reference voltage circuit that plays a role of outputting a constant voltage in an integrated circuit. The band gap reference voltage circuit is preferably configured to output a constant voltage even when a temperature change occurs.
[0003]
However, since the transistors and the like provided in the band gap reference voltage circuit have temperature characteristics, the band gap reference voltage circuit actually has a second-order coefficient with respect to temperature. The output voltage characteristic with respect to the temperature of the band gap reference voltage circuit is expressed as shown in FIG. 5, and shows an upward convex characteristic with respect to the temperature change. When a bandgap reference voltage circuit is used as a reference voltage for a high-precision power source or the like, the above-described second order coefficient becomes a problem, and a bandgap reference voltage circuit with less change in output voltage with respect to temperature is required.
[0004]
In view of the above, it is an object of the present invention to provide a bandgap reference voltage circuit with little change in output voltage with respect to temperature.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to a first aspect of the present invention, there is provided a bandgap reference voltage circuit for outputting a constant voltage, the first bandgap reference voltage forming unit (1) for forming a constant voltage, and a constant voltage. The maximum value of the change in the output voltage of the second band gap reference voltage forming unit (2) that forms the second band gap reference voltage forming unit with respect to the temperature is the maximum value of the output voltage of the first band gap reference voltage forming unit And a level shift circuit section (3) that shifts so as to deviate from the output voltage, and outputs a higher voltage of the output voltages of the first and second bandgap reference voltage forming sections so as to output a constant voltage. It is characterized by being composed.
[0006]
With this configuration, the higher one of the output voltages of the first and second band gap reference voltage forming units is output as the output voltage. For example, the output voltage of the first band gap reference voltage forming unit is output as the output voltage of the band gap reference voltage circuit in the low temperature to room temperature region, and the output voltage of the second band gap reference voltage forming unit is output in the room temperature to high temperature region. Therefore, the output voltage of the bandgap reference voltage circuit is substantially constant over a wide temperature range, and a bandgap reference voltage circuit with little change in output voltage with respect to temperature can be obtained.
[0007]
In this case, as shown in claim 2, a selection unit (4) for outputting a higher one of the output voltages of the first and second bandgap reference voltage forming units can be provided.
[0008]
For example, as shown in claim 3, the first bandgap reference voltage forming unit includes the first and second transistors (T11, T12) through which currents having different current densities flow and the first and second transistors, respectively. And a first operational amplifier (5a, 6a, 7a, 8a, 9a) to which the potentials of the first and second potential points (A, B) whose potential varies according to the variation of the current flowing in the circuit are input. The currents flowing through the first and second transistors are adjusted based on the output of the first operational amplifier, and the second bandgap reference voltage forming unit supplies the currents with different current densities. 3, a second operational amplifier (T21, T22), and a second operational amplifier to which the potentials of the third and fourth potential points whose potentials fluctuate according to the fluctuations of the currents flowing in the third and fourth transistors are input. 5b, 6b 7b, 8b, 9b), and the current flowing through the third and fourth transistors is adjusted based on the output of the second operational amplifier. 3. A circuit configuration such as a resistor (R20) connected in series to the fourth transistor can be employed.
[0009]
According to a fourth aspect of the present invention, the first bandgap reference voltage forming unit includes the first and second transistors (T31 and T32) through which currents having different current densities flow and the first and second transistors, respectively. Is connected in series to the first operational amplifier (52a) to which the potentials of the first and second potential points (A ′, B ′) whose potential varies according to the variation of the current flowing through the first and second transistors are input. And a first resistor (R34), and the current flowing through the first and second transistors is adjusted based on the output of the first operational amplifier, and the second band gap reference The voltage forming unit includes third and fourth transistors (T41 and T42) through which currents having different current densities are passed, and third and fourth potentials that change according to changes in currents flowing through the third and fourth transistors. 4th potential point The second operational amplifier 52b is input, and the second resistor R44 is connected in series to the third and fourth transistors. 4 is adjusted, and the second resistor also serves as a level shift circuit, and the resistance value of the second resistor is different from the resistance value of the first resistor. It may be a circuit configuration as assumed.
[0010]
In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each said means shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
FIG. 1 shows a block configuration of a bandgap reference voltage circuit to which an embodiment of the present invention is applied. As shown in FIG. 1, the bandgap reference voltage circuit shown in the present embodiment includes first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2, a level shift circuit unit 3, and an OR circuit unit 4 corresponding to a selection unit. It is the composition provided with.
[0012]
The first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2 have basically the same configuration, and both form a circuit that generates a predetermined constant voltage as an output voltage. The level shift circuit unit 3 shifts the temperature characteristics of the output voltage of the second band gap reference voltage forming unit 2. By appropriately setting the constants of the level shift circuit unit 3 and the second band gap reference voltage forming unit 2, the temperature when the output voltage of the second band gap reference voltage forming unit 2 takes the maximum value becomes the first value. It is shifted from the temperature at which the output voltage of the band gap reference voltage forming unit 1 takes a maximum value. For example, the maximum value of the output voltage of the first band gap reference voltage forming unit 1 is located in the low temperature to room temperature region, and the maximum value of the output voltage of the second band gap reference voltage forming unit 2 is located in the room temperature to high temperature region. Set to.
[0013]
The output voltages of the first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2 are input to the OR circuit unit 4, and the output voltage Vout of the bandgap reference voltage circuit is output from the OR circuit unit 4. ing.
[0014]
According to such a circuit configuration, the higher output voltage of the output voltages of the first and second band gap reference voltage forming units 1 and 2 is output from the OR circuit unit 4. For this reason, for example, the output voltage of the first bandgap reference voltage forming unit 1 is in the low temperature to room temperature region, and the output voltage of the second bandgap reference voltage forming unit 2 is the output voltage Vout of the bandgap reference voltage circuit in the room temperature to high temperature region. Is output as
[0015]
Accordingly, the output voltage Vout is formed by synthesizing the output voltages of the first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2 in the low temperature to room temperature and room temperature to high temperature ranges, and the output voltage Vout varies. Can be reduced. As a result, the output voltage Vout becomes a substantially constant voltage over a wide temperature range, and a bandgap reference voltage circuit with little change in output voltage with respect to temperature can be obtained.
[0016]
The OR circuit unit 4 shown here is provided as necessary, and the first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2 may be provided without the OR circuit unit 4 depending on the circuit configuration. The higher one of the output voltages can be selected.
[0017]
FIG. 2 shows a specific circuit configuration example of the bandgap reference voltage circuit shown in FIG. In the band gap reference voltage circuit shown in FIG. 2, the right side of the drawing constitutes the first band gap reference voltage forming unit 1, and the left side of the drawing constitutes the second band gap reference voltage forming unit 2 and the level shift circuit unit 3. Yes. In the circuit configuration shown here, the higher one of the output voltages of the first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2 is selected without the OR circuit unit 4 shown in FIG. The OR circuit unit 4 is not provided.
[0018]
The first band gap reference voltage forming unit 1 includes an adjusting unit 5a, a differential pair 6a, a current mirror circuit unit 7a, a gain forming unit 8a, and an emitter follower circuit unit 9a.
[0019]
The adjustment unit 5a has a configuration in which a resistor R11 and a transistor T11, a resistor R12, R13, and a transistor T12 are connected in parallel, and the bases of the transistors T11 and T12 are connected to each other. Then, currents having different current densities are supplied to the resistor R11 and the transistor T11, and the resistors R12, R13, and the transistor T12, respectively, thereby adjusting the characteristic change of the output voltage with respect to the temperature. In the present embodiment, the transistors T11 and T12 correspond to the first and second transistors referred to in the present invention.
[0020]
The differential pair 6a includes a transistor T13 to which a connection point (first potential point) A between the resistor R11 and the transistor T11 is input as a base voltage, and a connection point (second potential point) B between the resistor R12 and the transistor T11. The transistor T14 is input as a base voltage, and a resistor R14 is connected to the emitters of the transistors T13 and T14.
[0021]
The current mirror circuit unit 7a serves as an extraction port of the differential pair 6a, and is configured to include transistors T15 and T16 connected to each other's base so that an equivalent current flows through the transistors T15 and T16. It has become.
[0022]
The gain forming unit 8a gains by amplifying fluctuations in the current supply of the transistor T17, the transistor T17 that supplies current to the transistor T14 provided in the differential pair 6a, the resistor R15 directly connected to the transistor T14, and the transistor T14. And a transistor T18 that earns.
[0023]
The emitter follower circuit section 9a is composed of a transistor T19 and a resistor R16 connected between the base and collector of the transistor T19.
[0024]
The differential pair 6a, the current mirror circuit unit 7a, the gain forming unit 8a, and the emitter follower circuit unit 9a constitute an operational amplifier (first operational amplifier). The capacitor C1 is provided to prevent oscillation due to phase compensation of the operational amplifier constituted by these.
[0025]
The first bandgap reference voltage forming unit 1 configured as described above performs the following operation by flowing currents having different current densities through the transistors T11 and T12 connected to the resistors R11 and R12, respectively.
[0026]
The bases of the transistor T11 and the transistor T12 are connected to each other. Therefore, when the collector current of the transistor T11 is Ic1, the base-emitter voltage is VBE11, the collector current of the transistor T12 is Ic2, and the base-emitter voltage is VBE12, Ic2 flowing through the resistor R13 is the base-emitter voltage VBE11, VBE12. The current value corresponds to the differential voltage. That is, it is expressed as the following equation.
[0027]
[Expression 1]
Ic2 = (VBE11−VBE12) / R13
If the base current of the transistor T11 is Ib1, the emitter current is Ie1, the base current of the transistor T12 is Ib2, and the emitter current is Ie2, the base currents Ib1 and Ib2 are sufficiently smaller than the collector currents Ic1 and Ic2 and can be ignored. Therefore, it can be said that the emitter currents Ie1 and Ie2 are equivalent to the collector currents Ic1 and Ic2. For this reason, when the base-emitter voltages VBE11 and VBE12 change due to the characteristic changes of the transistors T11 and T12, the collector current Ic2 flowing through the resistor 23 changes accordingly, and the relationship between the potentials at the connection points A and B Changes. The potentials at these connection points A and B are fed back as the base voltages of the two transistors T13 and T14 constituting the differential pair 6a.
[0028]
Here, when the collector currents of the transistors T13 and T14 are I1 and I2, and the current flowing through the resistor R14 connected to the collectors of the transistors T13 and T14 is I, the extraction connected to the transistors T13 and T14, respectively. The current transistors I15 and T16 are basically equal to I / 2 since the collector currents I3 and I4 of the transistors T15 and T16 are equal to each other.
[0029]
However, when the relationship between the potentials at the connection points A and B changes as described above, the values of the collector currents I1 and I2 flowing through the transistors T13 and T14 change. For this reason, for example, if the current I2 flowing through the transistor T14 is larger than I / 2, the collector currents I3 and I4 of the transistors T15 and T16 connected in the current mirror can take only equal values. It is supplemented by the base current of T17. Then, the collector current I5 of the transistor T17, in other words, the value of the current flowing through the resistor R15 increases, and accordingly, the value of the collector current I6 of the transistor T18 also increases.
[0030]
Since the collector current I6 corresponds to the current I7 flowing through the resistor R16, the base potential and the emitter potential of the transistor T19 are lowered by the increase of the collector current I6, that is, the increase of the current I7. As a result, the potentials at the connection points A and B are adjusted, and the output voltage Vout is fed back to a constant potential.
[0031]
On the other hand, the second bandgap reference voltage forming unit 2 includes an adjusting unit 5b, a differential pair 6b, a current mirror circuit unit 7b, a gain forming unit 8b, and an emitter follower circuit unit 9b. Among these, the adjustment unit 5b, the differential pair 6b, the current mirror circuit unit 7b, the gain formation unit 8b, and the emitter follower circuit unit 9b constitute an operational amplifier (second operational amplifier). A resistor R20 corresponding to the level shift circuit unit 3 is connected to the second band gap reference voltage forming unit 2.
[0032]
The configurations of the adjustment unit 5b, the differential pair 6b, the current mirror circuit unit 7b, the gain formation unit 8b, and the emitter follower circuit unit 9b are the same as those of the first band gap reference voltage formation unit 1, and each plays the same role. Specifically, the resistors R21 to R26 correspond to the resistors R11 to R16, the transistors T21 to T29 correspond to the transistors T11 to T19, and the capacitor C2 corresponds to the capacitor C1. In the present embodiment, the transistors T21 and T22 correspond to the third and fourth transistors in the present invention. A connection point between the resistor R21 and the transistor T21 and a connection point between the resistor R22 and the transistor T22 correspond to the third and fourth potential points.
[0033]
Further, the resistor R20 corresponding to the level shift circuit unit 3 is directly connected to the resistor R21, the transistor T21, the resistor R22, and the transistor T22 connected in parallel. By this resistor R20, the relationship of the output voltage characteristics with respect to the temperature of the second band gap reference voltage forming unit 2 is made different from that of the first band gap reference voltage forming unit 1.
[0034]
For example, in the case of the configuration shown in FIG. 2, the temperature-output voltage characteristics of the first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2 are expressed by the following equations. T is the temperature, k is the Boltzmann constant, q is the charge amount, and Vout1 and Vout2 are the output voltages of the first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2, respectively. VBE21 is a base-emitter voltage of the transistor T21.
[0035]
[Expression 2]

[0036]
[Equation 3]

[0037]
The output voltages of the first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2 both change with the change of the temperature T. However, since the coefficients applied to the temperature T are different, these take local maximum values. The temperature T can be set differently.
[0038]
When the output voltage characteristics with respect to the temperature of the first and second band gap reference voltage forming units 1 and 2 were examined by simulation, the result shown in FIG. 3A was obtained. In this figure, as shown in FIG. 3B, the output voltages in the first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2 are obtained and synthesized. Also from this simulation result, it can be confirmed that the temperatures when the output voltages of the first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2 take the maximum values are different.
[0039]
Since the higher one of the output voltages of the first and second band gap voltage forming units 1 and 2 is the output voltage Vout, the output voltages of the first and second band gap voltage forming units 1 and 2 When the temperature at which the maximum value is shifted, as shown in FIG. 3A, it can be seen that the fluctuation of the output voltage Vout becomes small in the low temperature to high temperature range.
[0040]
(Second Embodiment)
In the first embodiment, the circuit configuration of FIG. 2 is shown as an example of the band gap reference voltage circuit shown in FIG. 1, but a circuit configuration as shown in FIG. 4 is also possible.
[0041]
As shown in FIG. 4, in the present embodiment, the first bandgap reference voltage forming unit 1 is composed of an adjustment unit 51a and an operational amplifier (first operational amplifier) 52a, and the second bandgap reference voltage forming unit 2 and The level shift circuit unit 3 also includes an adjustment unit 51b and an operational amplifier (second operational amplifier) 52b.
[0042]
The adjustment unit 51a is configured by connecting resistors R31 and R32, a transistor T31, a resistor R33, and a transistor T32 in parallel, and connecting a resistor R34 to the emitter side of each of the transistors T31 and T32. The resistor R34 is connected to the emitter of the transistor T31 via the resistor R32. The resistors R31 and R33 have the same resistance value. The transistors T31 and T32 have different areas formed on the semiconductor substrate, and the transistor T31 has a larger area than the transistor T32. Then, the connection point (first potential point) A ′ of the resistor R31 and the transistor T31 and the potential of the connection point (second potential point) B ′ of the resistor R33 and the transistor T32 are input to the operational amplifier 52a, and the output of the operational amplifier 52a is the transistor. The base voltage is set to T31 and T32.
[0043]
In such a configuration, the following operations are performed by flowing currents having different current densities through the transistors T31 and T32 connected to the resistors R31 and R33, respectively.
[0044]
Assuming that the current flowing through the resistor R31 and the transistor T31 is I31 and the current flowing through the resistor R33 and the transistor T32 is I32, since the resistance values of the resistors R31 and R33 are equal, the currents I31 and I32 are equal. At this time, the formation areas of the transistors T31 and T32 have the above relationship, and the base-emitter voltage VBE32 of the transistor T32 is smaller than the base-emitter voltage VBE32 of the transistor T31. Therefore, even if the currents I31 and I32 are equalized, the transistor Currents having different current densities flow through T31 and T32.
[0045]
When the potentials at the connection points A ′ and B ′ are fed back to the operational amplifier 52a, the base voltage to the transistors T31 and T32 is adjusted by the output of the operational amplifier 52a. For example, when the value of any of the currents I31 and I32 is to increase, the operation is performed so that the increase is reduced by the operational amplifier 52a.
[0046]
On the other hand, the adjustment unit 51b has the same configuration as the adjustment unit 51a and operates in the same manner. Specifically, the resistors R41 to R44 play the same role as the resistors R31 to R33, and the transistors T41 and T42 play the same role as the transistors T31 and T32. However, the resistor R44 also serves as the level shift circuit unit 3, and its resistance value is different from that of the resistor R34. The operational amplifier 52b has the same configuration as the operational amplifier 52a and operates in the same manner.
[0047]
In this way, by making the resistance value of the resistor R44 different from the resistance value of the resistor R34, the temperature at which the output voltage of the second bandgap reference voltage forming unit 2 becomes the maximum value of the first bandgap reference voltage forming unit 1 is increased. The temperature is shifted from the temperature at which the output voltage is maximized.
[0048]
That is, in the case of the configuration shown in FIG. 4, the temperature-output voltage characteristics of the first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2 are expressed by the following equations. However, VBE42 is the base-emitter voltage of the transistor T42, and m is the area ratio of the transistors T31 and T32 and the transistors T41 and T42.
[0049]
[Expression 4]

[0050]
[Equation 5]

[0051]
The output voltages of the first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2 both change with the change of the temperature T. However, since the coefficients applied to the temperature T are different, these take local maximum values. When the temperature T is different.
[0052]
Thus, even with the circuit configuration shown in the present embodiment, the output voltage characteristics with respect to the temperature of the first and second bandgap reference voltage forming units 1 and 2 can be shifted, and the same effect as in the first embodiment can be obtained. be able to.
[0053]
In the present embodiment, each of the transistors T31, T32, T41, and T42 corresponds to the first to fourth transistors in the present invention. The resistors R34 and R44 correspond to the first and second resistors in the present invention. The connection point between the resistor R41 and the transistor T41 and the connection point between the resistor R42 and the transistor T42 correspond to the third and fourth potential points.
[0054]
(Other embodiments)
In the first and second embodiments, the circuit configurations shown in FIGS. 2 and 4 are shown as examples of the bandgap reference voltage circuit, but other generally known configurations may be adopted. .
[0055]
In the second embodiment, the low resistances R31 and R33 have the same resistance value in order to make the currents I31 and I32 equivalent, but this may be realized by using a current mirror circuit.
[0056]
In the above description, the case where one second band gap reference voltage forming unit 2 and one level shift circuit unit 3 are provided has been described. However, the number is not limited to one, and more similar configurations are provided. In this way, a more accurate bandgap reference voltage circuit can be obtained. In this case, the level shift circuit unit 3 may change the shift amount of the temperature that becomes the maximum value of the output voltage of each band gap reference voltage forming unit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a block configuration of a bandgap reference voltage circuit according to a first embodiment of the present invention.
2 is a diagram showing an example of a specific circuit configuration of the bandgap reference voltage circuit shown in FIG.
FIG. 3 is a diagram showing the relationship between temperature and output voltage Vout when the bandgap reference voltage circuit shown in FIG. 2 is used.
FIG. 4 is a diagram showing a bandgap reference voltage circuit in a second embodiment.
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between temperature and output voltage Vout in a conventional bandgap reference voltage circuit.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1, 2 ... 1st, 2nd band gap reference voltage formation part, 3 ... Level shift part, 4 ... OR circuit part, 5a, 5b ... Adjustment part, 6a, 6b ... Differential pair, 7a, 7b ... Current mirror circuit Part, 8a, 8b ... gain forming part, 9a, 9b ... emitter follower circuit part.

Claims (4)

定電圧を出力するバンドギャップ基準電圧回路であって、
前記定電圧を形成する第１バンドギャップ基準電圧形成部（１）と、
前記定電圧を形成する第２バンドギャップ基準電圧形成部（２）と、
温度に対する前記第２バンドギャップ基準電圧形成部の出力電圧の変化の極大値が、前記第１バンドギャップ基準電圧形成部の出力電圧の極大値からずれるようにシフトさせるレベルシフト回路部（３）とを備え、
前記第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部の出力電圧のうち高い方の電圧を出力することにより、前記定電圧を出力するように構成されていることを特徴とするバンドギャップ基準電圧回路。A band gap reference voltage circuit that outputs a constant voltage,
A first band gap reference voltage forming part (1) for forming the constant voltage;
A second band gap reference voltage forming part (2) for forming the constant voltage;
A level shift circuit unit (3) for shifting the maximum value of the change in the output voltage of the second band gap reference voltage forming unit with respect to the temperature so as to deviate from the maximum value of the output voltage of the first band gap reference voltage forming unit; With
A band gap reference voltage circuit configured to output the constant voltage by outputting a higher voltage of the output voltages of the first and second band gap reference voltage forming units. 前記第１、第２バンドギャップ基準電圧形成部の出力電圧のうち、高い方の電圧を出力する選択部（４）が備えられていることを特徴とする請求項１に記載のバンドギャップ基準電圧回路。The bandgap reference voltage according to claim 1, further comprising a selection unit (4) for outputting a higher one of the output voltages of the first and second bandgap reference voltage forming units. circuit. 前記第１バンドギャップ基準電圧形成部は、電流密度の異なる電流が流される第１、第２のトランジスタ（Ｔ１１、Ｔ１２）と、前記第１、第２のトランジスタそれぞれに流れる電流の変動に応じて電位が変動する第１、第２電位点（Ａ、Ｂ）の電位が入力される第１オペアンプ（５ａ、６ａ、７ａ、８ａ、９ａ）とを有して構成され、前記第１オペアンプの出力に基づいて前記第１、第２のトランジスタに流される電流が調整されるようになっており、
前記第２バンドギャップ基準電圧形成部は、電流密度の異なる電流が流される第３、第４のトランジスタ（Ｔ２１、Ｔ２２）と、前記第３、第４のトランジスタそれぞれに流れる電流の変動に応じて電位が変動する第３、第４電位点の電位が入力される第２オペアンプ（５ｂ、６ｂ、７ｂ、８ｂ、９ｂ）とを有して構成され、前記第２オペアンプの出力に基づいて前記第３、第４のトランジスタに流される電流が調整されるようになっており、
前記レベルシフト回路部は、前記第３、第４トランジスタに直列接続された抵抗（Ｒ２０）によって構成されていることを特徴とする請求項１に記載のバンドギャップ基準電圧回路。The first bandgap reference voltage forming unit is configured to respond to fluctuations in currents flowing through the first and second transistors (T11 and T12) through which currents having different current densities flow and the first and second transistors, respectively. And a first operational amplifier (5a, 6a, 7a, 8a, 9a) to which the potentials of the first and second potential points (A, B) where the potential varies are input. The currents flowing through the first and second transistors are adjusted based on
The second bandgap reference voltage forming unit is responsive to fluctuations of currents flowing through the third and fourth transistors (T21 and T22) through which currents having different current densities flow and the third and fourth transistors, respectively. And a second operational amplifier (5b, 6b, 7b, 8b, 9b) to which the potential of the third and fourth potential points where the potential varies is input, and the second operational amplifier is configured based on the output of the second operational amplifier. 3, the current flowing through the fourth transistor is adjusted,
2. The bandgap reference voltage circuit according to claim 1, wherein the level shift circuit unit includes a resistor (R20) connected in series to the third and fourth transistors. 前記第１バンドギャップ基準電圧形成部は、電流密度の異なる電流が流される第１、第２のトランジスタ（Ｔ３１、Ｔ３２）と、前記第１、第２のトランジスタそれぞれに流れる電流の変動に応じて電位が変動する第１、第２電位点（Ａ’、Ｂ’）の電位が入力される第１オペアンプ（５２ａ）と、前記第１、第２トランジスタに直列接続された第１の抵抗（Ｒ３４）とを有して構成され、前記第１オペアンプの出力に基づいて前記第１、第２のトランジスタに流される電流が調整されるようになっており、
前記第２バンドギャップ基準電圧形成部は、電流密度の異なる電流が流される第３、第４のトランジスタ（Ｔ４１、Ｔ４２）と、前記第３、第４のトランジスタそれぞれに流れる電流の変動に応じて電位が変動する第３、第４電位点の電位が入力される第２オペアンプ（５２ｂ）と、前記第３、第４トランジスタに直列接続された第２の抵抗（Ｒ４４）とを有して構成され、前記第２オペアンプの出力に基づいて前記第３、第４のトランジスタに流される電流が調整されるようになっており、
前記第２の抵抗は前記レベルシフト回路部の役割も果たし、該第２の抵抗の抵抗値が前記第１の抵抗の抵抗値と異なったものとされていることを特徴とする請求項１に記載のバンドギャップ基準電圧回路。The first bandgap reference voltage forming unit is configured to respond to fluctuations in currents flowing through the first and second transistors (T31 and T32) through which currents having different current densities flow and the first and second transistors, respectively. A first operational amplifier (52a) to which the potentials of the first and second potential points (A ′, B ′) where the potential varies and a first resistor (R34) connected in series to the first and second transistors are provided. ), And the current flowing through the first and second transistors is adjusted based on the output of the first operational amplifier,
The second bandgap reference voltage forming unit is responsive to fluctuations of currents flowing through the third and fourth transistors (T41 and T42) through which currents having different current densities flow and the third and fourth transistors, respectively. A second operational amplifier (52b) to which the potential of the third and fourth potential points where the potential varies is input, and a second resistor (R44) connected in series to the third and fourth transistors. And the current flowing through the third and fourth transistors is adjusted based on the output of the second operational amplifier,
The second resistor also serves as the level shift circuit unit, and the resistance value of the second resistor is different from the resistance value of the first resistor. The described band gap reference voltage circuit.

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