JP3665612B2 - Ultrasonic diagnostic equipment - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は超音波診断装置に関し、特にパルス圧縮技術に関する。
【０００２】
【従来の技術及びその課題】
超音波診断では、超音波探触子に含まれるトランスデューサにより、まず、超音波パルスが検査対象としての媒体、例えば人体内のある領域に送波され、その後、媒体の数々の不連続部分で反射してきた超音波エコー（反射波）が電気信号（受信信号）に変換される。その受信信号に対して、例えば、増幅、フィルタリング、ビーム形成、検波などの種々の処理が施され、最終的にデジタル値（画素値）の集合（つまり超音波画像）に変換される。超音波画像は陰極線管（ＣＲＴ）などの電子ディスプレイに表示することもできるし、あるいは超音波画像から写真を生成することもできる。超音波診断（及び他のコヒーレント映像システム）における問題点の１つとして、電気的ノイズがある。信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が低い場合、ノイズが有意な信号を完全に又は部分的に覆う場合がある（特に超音波画像において深部において顕著となる）。そこで、製造業者は低ノイズシステムを設計することに努力しているが、どんなシステムにおいても、ある程度のサーマルノイズが存在する。したがって、ノイズレベルの低減を図る一方において、ＳＮＲを改善するために信号を増強するのが望ましい。これは、端的に言えば、送信エネルギーの増加によって実現される。
【０００３】
信号の振幅及び存続時間の少なくともいずれかを増加させれば、送信エネルギーが増大する。しかし、信号の振幅を増加できる程度には限界がある。例えば、レーダでは、最大振幅に実際的な実施の限界がある。医用超音波の分野では、高い振幅の音圧が生体組織にダメージを及ぼす可能性があるため、生体の安全性の観点から、振幅の限界がある。そこで、振幅を増加させずに、信号エネルギーを増加させるためには、存続時間の長い波形を送信しなければならない。この長時間波形が単純な正弦波バースト（simple sinusoidal burst）の場合、当該信号の帯域幅が短パルス信号に比べて減少し、距離方向の分解能が劣化する。したがって、長時間波形信号の帯域幅が従来の短パルス信号の帯域幅と等しいかそれ以上に維持されるように、送信された信号を周波数変調する必要がある。この変調された送信波を「符号化された波形（符号化波形）」と呼ぶことにする。これは、大まかに言えば、各送信時期ごとに、異なる瞬時周波数を送信することと等価である。
【０００４】
送信された信号が符号化波形の場合、受信したエコー信号が「パルス圧縮フィルタ」により処理される。パルス圧縮フィルタは、各周波数成分ごとに異なる位相遅延を与えて、振幅が増大するように全周波数成分の位相を揃えて加算するものである。これにより、短い且つ高振幅の「圧縮」パルスが生成される。
【０００５】
符号化波形を用いる方式はよく知られており、数多くの通信理論及びレーダの教本で説明されている。例えば、ペイトンＺピーブルズジュニア、ジョンワイリーアンドサンズ会社（Peyton Z. Peebles,Jr.,John Wiley & Sons,Inc.,1998）による「レーダ原理(Radar Principles）」に記載されている。この方法を医用超音波に適用した特定の方法については、例えば、Ｍオドネル（M. O'Donnell）によって"Coded excitation systems for improving the penetration of real-time phased-array imaging systems" (IEEE Transactions UFFC, Vol.39,No.3,May 1992)において、発表されている。
【０００６】
符号化波形を用いる方式を実施する場合における第１の問題は、パルス圧縮フィルタのコストである。高性能装置への当該方式の適用を考えた場合、パルス圧縮フィルタは、デジタルＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタとして実施されるが、このパルス圧縮フィルタのコストは、フィルタタップ数（すなわち、フィルタのインパルス応答におけるサンプル数）に伴い増加する。フィルタタップ数は、フィルタの有効時間とサンプリングレートとの積で規定され、医用超音波の分野では５１２タップを越えるものとなる。長いデータ列をリアルタイムでフィルタリングしなければならない場合には、各フィルタタップに対して、１つずつ乗算器が必要となり、このためパルス圧縮フィルタの回路規模は増大し、またそのコストは非常に高くなる。
【０００７】
長いデータ列のフィルタリングに関しては、周波数領域において畳込み演算を実行するのがより効率的であることが知られている。すなわち、まずデータに高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行し、この変換されたデータとフィルタ周波数特性とを乗算し、その結果を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することにより、フィルタリングされた時間領域の信号を得られる。この手法により計算量は低減するが、満足できるデータ処理速度で当該処理を実現することは依然として非常に難しい状況にある。
【０００８】
計算量を低減する方法として、２組のデータに対して並列にＦＦＴ演算を実行する方法が考えられる。すなわち、ＦＦＴ演算器の実部入力に、あるデータを供給し、ＦＦＴ演算器の虚部入力に、別のデータを供給する。ＦＦＴ演算器から出力された２つの信号（実部信号、虚部信号）を分離し、その分離されたそれぞれの信号に対して、時間領域のフィルタ特性を周波数領域に変換したものを個別的に乗算し、更に、それらを個別的に逆フーリエ変換するというものである。この方法によれば、全体の計算量が２０％強減少するが、それほど大きな改善とはいえない。
【０００９】
ちなみに、ＲＦ周波数をもった符号化波形に対するパルス圧縮に必要な計算量を低減する別の方法では、ＲＦ信号がベースバンドに復調され、これに対し、パルス圧縮に先立って、データ間引き処理がなされる。これにより、サンプリングレートが低減される。しかしながら、有効な帯域幅が中心周波数の５０％を超える医用超音波技術の分野では、この方法による計算量低減はあったとしてもごく僅かである。しかも適切なパルス圧縮フィルタの設計がさらに難しいために、距離方向の分解能が劣る可能性がある。したがって、符号化波形のパルス圧縮に必要な計算量を減少させることが望まれている。
【００１０】
符号化波形システムの第２の問題は、送受信回路及び媒体における非線形性のため、殊に、媒体における周波数依存型減衰のために生じる信号の歪みに起因する問題である。パルス圧縮フィルタは、理論上の特定の波形形状に対して設計され、歪みのある波形を処理する場合にはその性能が低下する。したがって、このような波形の歪みを補償する簡易な方法が望まれる。
【００１１】
本発明の目的は、低コストで信号対雑音比を高めることにある。
【００１２】
本発明の他の目的は、浅い部位から深い部位まで超音波画像の画質を高めることにある。
【００１３】
本発明の他の目的は、非符号化送信と符号化送信の両者の利点を発揮させることにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
（１）本発明においては、送信パルスが符号化（周波数変調などを含む）され、反射波の受波により得られる受信信号に対して、周波数領域での畳み込み演算が遂行され、つまりパルス圧縮が施される。そして、パルス圧縮後の信号が時間領域の受信信号に戻される。必要に応じて、そのパルス圧縮後の受信信号に基づいて超音波画像が形成される。
【００１５】
望ましくは、パルス圧縮フィルタには、検波（包絡検波や直交検波）前におけるＲＦ受信信号が入力される。また望ましくは、パルス圧縮フィルタは、複素ＦＦＴ演算器、複素乗算器、及び、複素ＩＦＦＴ演算器を含む。複素ＦＦＴ演算器には、２つのＲＦ受信信号（２つの実信号）が入力され、つまり、それら２つの実信号が１つの複素信号に合成処理（パッキング）された状態で、複素ＦＦＴ演算器に入力される。そして、複素ＦＦＴ演算の結果としての複素信号が複素乗算器に入力され、そこで、複素信号に対して周波数領域においてフィルタリング（パルス圧縮）がなされる。フィルタリング後の複素信号は複素ＩＦＦＴ回路に入力され、そこで複素信号に対して分離処理（アンパッキング）がなされて、フィルタリングされた２つの実信号が出力される。フィルタの周波数特性は、周波数領域においてパルス圧縮を実現するために、時間領域における実インパルス応答に対応したものとして設計される。上記構成によれば、周波数領域において、パッキング状態でフィルタリングを行えるので、演算量を半減させることができる。なお、パッキング回路及びアンパッキング回路は、必要に応じて、パルス圧縮フィルタの入力段及び出力段に設けられる。
【００１６】
本発明において、望ましくは、深さ方向に複数のゾーン（フィルタリング処理の単位）が設定され、各ゾーンごとにフィルタ周波数特性が適応的に選択される。例えば、深いところの反射波ほど、歪み量が多い傾向があるが、上記構成によれば、反射波の歪み量を考慮しつつフィルタリングを行える。各ゾーンを部分的にオーバーラップさせれば、より自然な超音波画像を構成できる。
【００１７】
また、本発明において、望ましくは、非符号化送信と符号化送信とが組み合わせて実施される。受信信号の処理に当たっては、符号化送信に対応する受信信号に対してパルス圧縮処理がなされる。この構成によれば、非符号化送信と符号化送信の両者の利点を享受できる。
【００１８】
（２）望ましくは、超音波の送波及び反射波の受波により得られた実信号に対してパルス圧縮を行う超音波診断装置において、第１の実信号を実部とし且つ第２の実信号を虚部とする第１の複素信号を構成する手段と、前記第１の複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、これにより第１の複素信号の周波数スペクトルを生成する手段と、前記第１の複素信号の周波数スペクトルに対して、第１のフィルタ周波数特性を乗算し、これによりフィルタリングされた第１の複素信号の周波数スペクトルを生成する手段と、前記フィルタリングされた第１の複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ逆変換し、これにより、フィルタリングされた第１の実信号を実部とし且つフィルタリングされた第２の実信号を虚部とする、フィルタリングされた第１の複素信号を生成する手段と、を含む。
【００１９】
上記構成によれば、第１及び第２の実信号（望ましくは、第１及び第２のＲＦ受信信号）が第１の複素信号として構成され（パッキングされ）、その第１の複素信号が周波数スペクトル（各周波数ごとの成分量を表す信号）に変換される。そして、その周波数スペクトルに対して周波数領域においてフィルタリングつまりパルス圧縮がなされる。そして、そのフィルタリング後の周波数スペクトルが時間領域へ変換され、これによりパルス圧縮後の第１の複素信号が生成される。更に、必要に応じて、パルス圧縮後の第１の複素信号を構成する第１及び第２の実信号が分離される（アンパッキング）。よって、パッキングされた一組の実信号に対して、周波数領域において、まとめてパルス圧縮処理を行って、従来よりも演算量を大幅に削減できるという利点がある。同様の理由から、２つの実信号を並列処理あるいは一括処理できるので、リアルタイム性を向上できる。なお、第１及び第２の実信号は、同一のビーム方位上又は異なるビーム方位上において取得されたものである。
【００２０】
望ましくは、前記第１のフィルタ周波数特性を複数のフィルタ周波数特性の中から選択する手段を含む。例えば、深さ方向の処理範囲を規定する各ゾーンの深度に応じて、フィルタ周波数特性を切り換えれば、超音波画像全体として画質を向上することが可能である。
【００２１】
望ましくは、第３の実信号を実部とし且つ第４の実信号を虚部とする第２の複素信号を構成する手段と、前記第２の複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、これにより第２の複素信号の周波数スペクトルを生成する手段と、前記第２の複素信号の周波数スペクトルに対して、第２のフィルタ周波数特性を乗算し、これによりフィルタリングされた第２の複素信号の周波数スペクトルを生成する手段と、前記フィルタリングされた第２の複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ逆変換し、これにより、フィルタリングされた第３の実信号を実部とし且つフィルタリングされた第４の実信号を虚部とする、フィルタリングされた第２の複素信号を生成する手段と、を含む。
【００２２】
上記構成によれば、２つの処理部（それぞれの処理部が複素信号を構成する手段、周波数スペクトルを生成する手段、フィルタリングを行う手段を含む）が並列して設けられることになり、２つの複素信号を並列処理することができる。つまり、４つの実信号を同時又は時間差をもって並列処理できる。もちろん、それ以上の個数の実信号が並列処理されるように設計することもできる。
【００２３】
望ましくは、前記第２のフィルタ周波数特性を複数のフィルタ周波数特性の中から選択する手段を含む。第１の複素信号と第２の複素信号とで別々のフィルタ周波数特性を用いてフィルタリングを行ってもよいし、同一のフィルタ周波数特性を用いてフィルタリングを行ってもよい。
【００２４】
望ましくは、前記第１のフィルタ周波数特性を適応的に計算する手段を含む。望ましくは、前記第１のフィルタ周波数特性は、ファントムからの反射波のスペクトルを測定することによりあらかじめ計算されたものである。実験値からフィルタ周波数特性を得れば、それをより適切なものにできる。
【００２５】
（３）望ましくは、周波数領域フィルタは、超音波の送波及び反射波の受波により得られた実信号を処理する周波数領域フィルタであって、第１の実信号を実部とし且つ第２の実信号を虚部とする第１の複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、これにより第１の複素信号の周波数スペクトルを生成する第１の高速フーリエ変換器と、前記第１の複素信号の周波数スペクトルに対して、第１のフィルタ周波数特性を乗算し、フィルタリングされた第１の複素信号の周波数スペクトルを生成する第１の複素乗算器と、前記フィルタリングされた第１の複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ逆変換し、これにより、フィルタリングされた第１の実信号を実部とし且つフィルタリングされた第２の実信号を虚部とする、フィルタリングされた第１の複素信号を生成する第１の逆高速フーリエ変換器と、を含む。
【００２６】
上記構成によれば、第１の実信号及び第２の実信号を時間的に揃えて第１の複素信号を構成し、その第１の複素信号の周波数スペクトルに対して第１のフィルタ周波数特性を乗算してパルス圧縮のための畳み込み演算を実行し、その演算後の周波数スペクトルから、フィルタリング後の第２の複素信号（フィルタリングされた第１及び第２の実信号）が求められる。高速フーリエ変換器が複素ＦＦＴ演算器とも称される場合があり、また、逆高速フーリエ変換器が複素ＩＦＦＴ演算器と称される場合がある。
【００２７】
望ましくは、複数のフィルタ周波数特性を格納し、その中から前記第１のフィルタ周波数特性が選択されると、その選択された第１のフィルタ周波数特性を前記第１の複素乗算器へ供給するメモリ装置を含む。各フィルタ周波数特性は望ましくは複素のフィルタ係数列として構成され、それらがメモリ装置に保有され、必要に応じて選択的に利用される。
【００２８】
望ましくは、前記第１の高速フーリエ変換器、前記第１の複素乗算器及び前記第１の逆高速フーリエ変換器を備えた第１の処理部を含む。
【００２９】
望ましくは、第２の処理部と、複素信号を前記第１の処理部と前記第２の処理部とに交互に供給する手段と、を含み、前記第２の処理部は、第３の実信号を実部とし且つ第４の実信号を虚部とする第２の複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、これにより第２の複素信号の周波数スペクトルを生成する第２の高速フーリエ変換器と、前記第２の複素信号の周波数スペクトルに対して、第２のフィルタ周波数特性を乗算し、フィルタリングされた第２の複素信号の周波数スペクトルを生成する第２の複素乗算器と、前記フィルタリングされた第２の複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ変換し、これにより、フィルタリングされた第３の実信号を実部とし且つフィルタリングされた第４の実信号を虚部とする、フィルタリングされた第２の複素信号を生成する第２の逆高速フーリエ変換器と、を備える。
【００３０】
望ましくは、前記第１及び第２の実信号を直列に入力し、前記第１の実信号を前記高速フーリエ変換器の実部入力に供給し、前記第２の実信号を前記高速フーリエ変換器の虚部入力に供給する入力バッファを含む。この入力バッファは、第１及び第２の実信号を時間的に揃えて、それらを複素信号として構成（パッキング）するものである。
【００３１】
望ましくは、前記フィルタリングされた第１の複素信号を入力し、前記フィルタリングされた第１の実信号と前記フィルタリングされた第２の実信号とを直列に出力する出力バッファを含む。この出力バッファは、フィルタリングされた第２の複素信号を構成する第１の実信号及び第２の実信号を分離（アンパッキング）するものである。それらのフィルタリング後の第１の実信号及び第２の実信号は、基本的に、もとの時系列順で直列出力される。
【００３２】
（４）本発明は、送信信号を生成する送信信号生成部と、前記送信信号により生体に対して超音波を送波し、前記送信信号に対応する反射波を受波するトランスデューサと、前記トランスデューサからの出力信号に対してビーム形成処理を実行し、実信号を出力する受信部と、前記受信部からの実信号を入力するパルス圧縮フィルタと、を有する超音波診断装置において、前記パルス圧縮フィルタは、前記入力された実信号を時系列順で振り分けて、一対の実信号を実部及び虚部とする複素信号を生成する入力バッファと、前記複素信号を時間領域から周波数領域に変換し、これにより前記複素信号の周波数スペクトルを生成する高速フーリエ変換器と、前記複素信号の周波数スペクトルに対してフィルタ周波数特性を乗算し、パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルを生成する複素乗算器と、前記パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域に逆変換し、パルス圧縮された一対の実信号を含む、パルス圧縮された複素信号を生成する逆高速フーリエ変換器と、を含むことを特徴とする。
【００３３】
望ましくは、前記パルス圧縮フィルタは、前記複数のフィルタ周波数特性を記憶するメモリ装置を含み、前記複数のフィルタ周波数特性の中から選択されたフィルタ周波数特性が前記複素乗算器に供給される。
【００３４】
望ましくは、深さ方向に複数のゾーンが設定され、各ゾーンごとにフィルタ周波数特性が選択される。例えば、各ゾーンごとに、隣接する超音波ビーム間で２つの受信信号（信号セグメント）を揃えて複素信号として構成し、それをフィルタリングすることも可能である。
【００３５】
望ましくは、前記パルス圧縮フィルタは、重畳追加フィルタ方式及び重畳保留フィルタ方式の少なくとも一方に従って構成される。両者は、隣接ゾーン間での信号のオーバーラップ部分の処理に関する方式であるが、いずれの方式もそれ自体は公知である。そのようなオーバーラップを考慮し、すなわちゾーン間の重み付け（同様に、窓関数に従う重み付け）を考慮し、フィルタ周波数特性を設計しておくのが望ましい。
【００３６】
望ましくは、前記送信信号は符号化された波形である。望ましくは、前記送信信号は線形チャープ方式又はバーカ符号方式の一方に従って構成される。前者は周波数変調を用いるものであり、後者は送信コードを用いるものである。
【００３７】
望ましくは、前記送信信号は、非符号化波形及び符号化波形を含む。前者によれば、パルスを構成する波数が少ないため送信開始時から受信開始時までの受信空白期間を削減でき、また送信フォーカスに当たって方位方向の集束性を向上できる。一方、後者によればＳＮＲを向上できる。よって、諸条件に応じて、それらを組合せ利用するのが望ましい。
【００３８】
望ましくは、前記パルス圧縮フィルタは、前記非符号化波形の送受信周期の間に、前記符号化波形に対応する反射波を表す実信号に対してパルス圧縮処理を遂行する。
【００３９】
望ましくは、前記フィルタ周波数特性は、ビーム集束深度に基づき選択される。望ましくは、前記フィルタ周波数特性は適応的に計算される。望ましくは、前記フィルタ周波数特性はファントムからの反射波のスペクトルを測定することによりあらかじめ計算される。
【００４０】
（５）また、上記目的を達成するために、本発明は、符号化された送信パルスを生体に繰り返し送波すると共に生体からの反射波を受波し、これにより受信信号を順次出力する送受波手段と、前記受信信号を入力し、その受信信号を時系列順で振り分ける手段であって、第１受信信号を実部とし且つ第２受信信号を虚部とする複素信号を構成する前処理手段と、前記複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、前記複素信号の周波数スペクトルを生成する手段であって、前記第１受信信号が入力される実部入力と、前記第２受信信号が入力される虚部入力と、前記周波数スペクトルを表す実部信号が出力される実部出力と、前記周波数スペクトルを表す虚部信号が出力される虚部出力と、を有する複素フーリエ変換手段と、前記複素信号の周波数スペクトルを表す実部信号に対してパルス圧縮のためのフィルタ周波数特性を乗算してフィルタリングされた実部信号を出力する第１乗算器と、前記複素信号の周波数スペクトルを表す虚部信号に対してパルス圧縮のためのフィルタ周波数特性を乗算してフィルタリングされた虚部信号を出力する第２乗算器と、を有する複素乗算手段と、前記フィルタリングされた実部信号と前記フィルタリングされた虚部信号とからなるフィルタリングされた複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ逆変換し、フィルタリングされた第１受信信号とフィルタリングされた第２受信信号とで構成される複素信号を生成する手段であって、前記フィルタリングされた実部信号を入力する実部入力と、前記フィルタリングされた虚部信号を入力する虚部入力と、前記フィルタリングされた第１受信信号を出力する実部出力と、前記フィルタリングされた第２受信信号を出力する虚部出力と、を有する複素逆フーリエ変換手段と、前記フィルタリングされた複素信号を入力し、前記フィルタリングされた第１受信信号と前記フィルタリングされた第２受信信号とを時系列順で出力する後処理手段と、前記後処理手段から順次出力される受信信号に基づいて超音波画像を形成する画像形成手段と、を含むことを特徴とする。
【００４１】
上記前処理手段はパッキング処理手段に相当し、上記後処理手段はアンパッキング処理手段に相当する。
【００４２】
望ましくは、前記フィルタ周波数特性を送受信条件に応じて切り換える手段を含む。望ましくは、前記送受信条件は送信ビーム集束深度である。
【００４３】
（６）望ましくは、符号化された超音波パルスを生体に送波すると共に生体からの反射波を受波し、これにより受信信号を出力する送受波手段と、前記受信信号を時間領域から周波数領域に変換して受信信号の周波数スペクトルを求め、その周波数スペクトルに対してパルス圧縮演算を実行し、パルス圧縮演算がなされた周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ変換し、これによりパルス圧縮された受信信号を出力するパルス圧縮手段と、前記パルス圧縮された受信信号に基づいて超音波画像を形成する画像形成手段と、を含み、前記パルス圧縮演算の条件が送信ビーム集束深度に応じて可変される。
【００４４】
上記パルス圧縮演算の条件の可変は、例えば、パルス圧縮のためのフィルタ周波数特性を可変するものである。
【００４５】
（７）また、上記目的を達成するために、本発明は、所定シーケンスに従って非符号化送信パルス及び符号化送信パルスを生体に送波すると共に生体からの反射波を受波し、これにより前記非符号化送信パルスに対応する非符号化受信信号及び前記符号化送信パルスに対応する符号化受信信号を出力する送受波手段と、前記符号化受信信号に対してパルス圧縮処理を施して圧縮受信信号を出力するパルス圧縮処理手段と、前記非符号化受信信号及び前記圧縮受信信号に基づいて超音波画像を形成する画像形成手段と、を含み、前記パルス圧縮処理手段は、前記符号化受信信号としての実信号を時系列順で振り分けて、一対の実信号を実部及び虚部とする複素信号を生成する入力バッファと、前記複素信号を時間領域から周波数領域に変換し、これにより前記複素信号の周波数スペクトルを生成する高速フーリエ変換器と、前記複素信号の周波数スペクトルに対してフィルタ周波数特性を乗算し、パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルを生成する複素乗算器と、前記パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域に逆変換し、パルス圧縮された一対の実信号を含む、パルス圧縮された複素信号を前記圧縮受信信号として生成する逆高速フーリエ変換器と、を含むことを特徴とする。
【００４６】
上記構成によれば、非符号化送信パルスの送波（通常送信）と符号化送信パルスの送波（符号化送信）とが所定シーケンスにしたがって実行される。この場合、例えば、近距離ゾーンについては、受信空白期間の削減などの観点から、通常送信を行うのが望ましい。遠距離（あるいは中距離及び遠距離）ゾーンについては、感度を向上させるために、符号化送信を行うのが望ましい。その場合に、例えば遠距離ゾーンに対して複数のサブゾーンを設定し、各サブゾーンごとにその深度に応じてフィルタ周波数特性を切り換えるようにするのが望ましい。なお、上記構成においては、２つの受信信号をパッキングして複素信号に構成し、その複素信号に対して周波数領域においてパルス圧縮を行うのが望ましいが、そのような処理以外のパルス圧縮処理を行うようにしてもよい。すなわち、上記構成は、通常送信と符号化送信の組合せを特徴とするものである。
【００４７】
望ましくは、深さ方向に複数のゾーンが設定され、各ゾーンごとに超音波パルスが送波され、前記ゾーンの深さに応じて前記非符号化パルスの送波又は前記符号化パルスの送波が選択される。望ましくは、前記超音波画像は二次元断層画像又は二次元ドプラ画像である。
【００４８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明に係るフィルタが使用される医用超音波システム（超音波診断装置）１０の簡略的な構成を示すブロック図である。超音波診断装置１０は、トランスデューサ１２、送受信スイッチ１４、送信部１６、受信部１８、パルス圧縮フィルタ２０、信号処理部２２、画像処理部２４、及び、表示装置２６を含む。
【００４９】
トランスデューサ１２は、図示されていない超音波探触子内に配置され、１つ又は多数の圧電素子２８によって構成される。送受信スイッチ１４は、トランスデューサ１２に対して、送信部１６又は受信部１８を選択的に接続する。データ収集の各周期は送信トリガから開始され、個々のデータ収集の周期は大別して送信期間と受信期間とからなる。なお、データ収集の各周期は同一でなくてもよく、近距離のデータ収集に対応する短周期と遠距離のデータ収集に対応する長周期とを交互に繰り返すシーケンスなどを設定するようにしてもよい。更に、そのシーケンスとしては公知の各種の方式を採用できる。
【００５０】
送信期間において、送信部１６は、種々の送信ビーム形成アルゴリズムに従って、相対遅延や振幅調整などを行いながら、トランスデューサ１２に対して送信信号を供給する。具体例を説明すると、トランスデューサ１２において送信開口を構成する複数の圧電素子に対して複数の送信信号が供給される。それらの励起により生体内へ超音波パルスが送波される。それらの超音波パルスは送波ビームを構成する。ここで、送信信号は、数個の波からなる通常のパルス、あるいは、それ以上の波数をもって符号化されたパルスである。後者は、例えば、線形チャープ又はバーカ符号などの符号化方式により生成された波形形状を有する。符号化方式としては、パルス圧縮を行える限りにおいて、各種の方式を用いることができる。
【００５１】
送信期間後の受信期間では、受信部１８における複数のチャネルにおいて、トランスデューサ１２から出力された複数の受信信号が処理される。具体例を説明すると、受信部１８において、複数の受信信号は、受信ビーム形成アルゴリズムにしたがって増幅され、フィルタリングされ、遅延され、また重み付け加算され、これにより、受信ビーム（走査線）に対応するＲＦ周波数をもった１つの受信信号が形成される。その受信信号は、いわゆる整相加算後の信号である。ここで、トランスデューサ１２からの各受信信号はアナログ信号であるが、各受信信号は、ビーム形成の前後いずれかの時点においてデジタル信号に変換される。いずれの場合にも、受信部１８からの出力は、複数のアナログＲＦ信号から生成された一連のデジタルサンプルデータである。この連続するデジタルサンプルを以後、デジタルＲＦ信号（あるいは単にＲＦ信号）と呼ぶ。デジタルＲＦ信号は、例えば、１０２４個のサンプルデータによって構成されるものである。それらのサンプルデータは、深さ方向（ビーム方向）にゾーン設定がなされない場合には、深さ方向の全範囲に対応し、深さ方向に複数のゾーンが設定される場合に個々のゾーンに対応する。いずれにしても、デジタルＲＦ信号は、基本的に、超音波の送受波ごとに取得される（但し、１送信ビーム当たり複数の受信ビームが同時に形成されるような場合には各受信ビームごとにデジタルＲＦ信号が取得される）。
【００５２】
次に、受信部１８から順次出力されるデジタルＲＦ信号は、パルス圧縮フィルタ２０に入力され、ここで周波数依存位相遅延（パルス圧縮）処理が施される。これについては、後に詳述する。なお、通常送信の場合には、受信信号はパルス圧縮フィルタ２０をそのまま通過し、あるいは、そのパルス圧縮フィルタ２０をバイパスして、後段の信号処理部２２へ出力される。
【００５３】
パルス圧縮フィルタ２０から出力されたパルス圧縮信号は、信号処理部２２においてさらに処理される。すなわち、そこでは、超音波画像を構成するために、パルス圧縮信号に対して、復調、フィルタリング、検波、ログ圧縮、間引き又は補間などの処理がなされる。なお、ドプラ情報を画像化する場合には、直交検波、自己相関演算などがなされる。このように処理された信号がさらに画像処理部２４に送られ、ここで、走査変換、線形及び非線形２次元フィルタリング、グレイスケール処理又はカラーマッピング処理などの演算が実行される。このように処理された超音波画像は、一般には陰極線管である表示部２６に表示される。さらに、この超音波画像をデジタル又はアナログ媒体に記憶してもよいし、フィルムへの記録又は用紙への印刷などのために用いてもよい。図１では、種々の記憶装置及びハードコピー装置、タイミング信号及び制御信号、ユーザインタフェースなどの他の構成が図示省略されている。
【００５４】
図２は、デジタルＲＦ信号に周波数依存型の位相遅延を与える並列処理型の周波数領域フィルタ５０のブロック図である。後述するように、この周波数領域フィルタ５０は、そのまま図１のパルス圧縮フィルタ２０として用いられてもよいし、後に図３を用いて説明するように、周波数領域フィルタ５０に前段及び後段に入力バッファ１００と出力バッファを付加した構成を図１のパルス圧縮フィルタ２０として用いるようにしてもよい。
【００５５】
図２において、フィルタ５０は、４つのブロック、すなわち、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック（高速フーリエ変換器）５２、複素乗算器５４、フィルタ特性メモリ５６、及び、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック（逆高速フーリエ変換器）５８で構成されている。ＦＦＴブロック５２及びＩＦＦＴブロック５８は、それぞれ２つの入力（実部入力、虚部入力）及び２つの出力（実部出力、虚部出力）を備えている。周知のように、フーリエ変換は、その定義及び構造から、複素形式で処理される。したがって、ブロック５２，５８のそれぞれの１入力及び１出力が複素信号の実部のために用いられ、ブロック５２と５８のそれぞれの１入力及び１出力が複素信号の虚部のために用いられる。本実施形態において、周波数領域フィルタ５０の１つの実部入力に実信号（デジタルＲＦ信号）が入力され、フィルタ５０のもう１つの虚部入力にも、実信号（デジタルＲＦ信号）が入力がされる。これにより、２つの実信号を並列でフィルタリング処理することが可能である。つまり、処理速度を上げることができる。
【００５６】
複素信号を構成する２つの実信号は、深さ方向の全範囲で取得されたもの、あるいは、いずれかのゾーンで取得されたものである。各ゾーン間で異なるフィルタ周波数特性が用いられる場合には、同一深度のゾーンから取得された２つの実信号によって複素信号が構成され、各ゾーン間で同一のフィルタ周波数特性が用いられる場合には、異なる深度のゾーンから取得された２つの実信号によって複素信号を構成することができる。また、複素信号を構成する２つの実信号は、同一のビーム上において順番に取得され、あるいは、異なるビーム上において順番に又は同時に取得されたものである。
【００５７】
畳込み演算の線形性のため、複素信号が純粋な実インパルス応答を有するフィルタによりフィルタリングされる場合には、複素信号の実部及び虚部が相互作用することなく別々にフィルタリングされる。その性質を利用して２つの実信号を並列処理することが可能となる。
【００５８】
次式に示すように、周波数領域フィルタ５０において、実部出力には、その実部入力に入力された実信号をフィルタリングした後の実信号が現れ、その虚部出力には、その虚部入力に入力された実信号をフィルタリングした後の実信号が現れる。
【００５９】
【数１】

ここで、×を丸で囲んだ記号は、畳込み演算を表している。Ｓは信号であり、ｗはフィルタのインパルス応答（フィルタ特性）を表す。この結果、周波数領域フィルタ５０において、入力される２つの実信号と、それに乗算するフィルタのインパルス応答とがいずれも実数であれば、周波数領域フィルタ５０の有効処理速度は、１つの実信号を処理する場合に比べて倍増する。つまり、実部入力に入力された第１の実信号と、虚部入力に入力された第２の実信号とを並列処理することができる。
【００６０】
図２を参照して動作を説明する。ＦＦＴブロック５２の実部入力に、デジタルＲＦ信号を供給し、ＦＦＴブロック５２の虚部入力に、タイミングを揃えつつ別のデジタルＲＦ信号を供給することにより、時間領域の複素信号が構成される。超音波診断装置において、各デジタルＲＦ信号は、例えば、受信部１８（図１）により形成される受波ビーム（の全体又は一部）に相当するものである。ＦＦＴブロック５２は、この時間領域の複素信号を周波数領域に変換する。変換後における複素信号の周波数スペクトルは、実部信号及び虚部信号によって表され、それらが複素乗算ブロック５４に供給される。複素乗算ブロック５４は実数部の乗算器と虚数部の乗算器とを有する。そこで、フィルタ特性メモリ５６に記憶される適当なフィルタ周波数特性が、入力された周波数スペクトルに乗算される。複素乗算ブロック５４から出力された実部信号及び虚部信号は、パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルに相当し、それらがＩＦＦＴブロック５８の実部入力及び虚部入力に供給される。ＩＦＦＴブロック５８では、パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルを、パルス圧縮された時間領域の複素信号へ変換する。このＩＦＦＴブロック５８から出力される実部信号及び虚部信号がパルス圧縮された２つの実信号である。要するに、ＩＦＦＴブロック５８から出力された実部信号が、ＦＦＴブロック５２の実部入力に供給されたデジタルＲＦ信号をフィルタリングした結果であり、一方、ＩＦＦＴブロック５８から出力された虚部信号が、ＦＦＴブロック５２の虚部入力に供給されたデジタルＲＦ信号をフィルタリングした結果である。さらに後に詳述するが、各デジタルＲＦ信号に対する適当なフィルタ周波数特性は、ビーム集束深度（beam focus depth）などの設定に基づいて選択できる。ビーム集束深度は各ゾーンごとに設定され、具体的には、ゾーンの中間深さとして設定されてもよい。ただし、各フィルタ周波数特性が対応する時間領域のインパルス応答は実数でなければならない。
【００６１】
本実施形態によれば、ＦＦＴブロック５２及びＩＦＦＴブロック５８のそれぞれの１入力及び１出力のみを用いる場合（従来技術）と比較して、それらのブロック５２，５８を最大限活用できるので、処理速度が倍増する。例えば、従来技術においては、デジタルＲＦ信号は実部入力にのみ入力され、虚部入力には一定のゼロ値が供給されている。また、２つの実信号に対して並列してフーリエ変換を実行し、その後、その変換後の２つの信号を分離して別々に処理する方法とは異なり、周波数領域フィルタ５０では、一連の処理過程の全体において複素信号の形式で処理されており、フィルタ５０の実部出力及び虚部出力から、フィルタリングされた２つの信号が直接的に得られる。
【００６２】
なお、周波数領域フィルタ５０は、パルス圧縮の用途以外でも、すなわち実信号を実インパルス応答フィルタでフィルタリングしなければならない全ての信号処理技術において同様に使用できるが、特に、超音波診断装置におけるパルス圧縮に適用するのが好適である。
【００６３】
周波数領域フィルタ５０が搭載される装置（例えば、超音波診断装置１０）が並列システム（後述）であれば、後述の入力バッファ１００及び出力バッファ１０４（図３）といった変換手段を用いることなく、周波数領域フィルタ５０を図１のパルス圧縮フィルタ２０としてそのまま利用することができる。ここで、並列システムとは、受信部１８が２つのデジタルＲＦ信号を並列的に出力し、信号処理部２２がパルス圧縮された２つのデジタルＲＦ信号を並列的に入力可能なシステムである。このような並列方式を採用するシステムでは、図２のフィルタ５０は、システムが要求するＲＦサンプリングレート（データ入力／出力レート）で信号を処理する。すなわち、受信部１８から一対のＲＦ信号が入力されると、フィルタ５０は、上記の処理ステップ（ＦＦＴ、乗算及びＩＦＦＴ）で要求される時間以上遅延させることなく、フィルタリングされた一対の信号を信号処理部２２へ出力する。
【００６４】
図３は、直列システムにおいて使用されるパルス圧縮フィルタ２０のブロック図である。
【００６５】
図３に示すパルス圧縮フィルタ２０が図１の超音波診断装置のパルス圧縮フィルタ２０として使用される場合、受信部１８がデジタルＲＦ信号を１つずつ順次出力し、信号処理部２２は、パルス圧縮されたデジタル信号を１つずつ順次受信する。パルス圧縮フィルタ２０は入力バッファ（パッキング回路）１００を含み、入力バッファ１００は、受信部１８（図１）からの先のデジタルＲＦ信号を受信し、受信した先のデジタルＲＦ信号を一時的に保存し、後のデジタル受信信号が入力された時点で、保存された先のデジタルＲＦ信号を出力する。これにより、時間的に揃えられた２つのデジタルＲＦ信号として複素信号が構成される。このとき、一方のデジタルＲＦ信号が複素信号の実部となり、他方のデジタルＲＦ信号が複素信号の虚部となる。この複素信号の実部及び虚部が周波数領域フィルタ５０に入力される。出力バッファ（アンパッキング回路）１０４は、フィルタ５０から出力された複素信号を保存して、フィルタリングされた２つのデジタルＲＦ信号を分離して信号処理部２２（図１）に供給する。
【００６６】
図２に示される周波数領域フィルタ５０は、３つの処理部を有し、すなわちＦＦＴブロック５２、複素乗算器５４及びＩＦＦＴブロック５８を有する。好ましい実施形態においては、フィルタ５０は、単一のデバイスとして構成され、それは３つの機能、すなわち、ＦＦＴ演算、フィルタ伝達関数との乗算、及び、ＩＦＦＴ演算のすべてを実行する。そのようなデバイスは、例えば、汎用ＤＳＰチップ又は専用ＦＦＴチップである。つまり、そのようなデバイスは、３つの処理すべてを順次実行するために必要な演算機能を具備し、またメモリバッファを具備する。以後、プログラム可能な汎用ＤＳＰチップを「ＤＳＰチップ」と呼び、専用ＦＦＴチップを「ＦＦＴチップ」と呼ぶ。ただし、ＦＦＴチップもある程度はプログラム可能であり、ＦＦＴ処理以外の例えば複素乗算を実行することもできる。
【００６７】
一般的な医用超音波（又はレーダシステム）に必要な処理速度でフィルタ５０の機能を実行するには、１つのＤＳＰチップでは速さが十分でない場合もある。そこで、複数のＤＳＰ又はＦＦＴチップ（それぞれが内部バッファ又は外部バッファを備える）を並列配置して、それらによって並列処理を遂行させることにより所望の処理速度を実現できる。
【００６８】
図４には、２つのＤＳＰ又はＦＦＴチップ１５０，１５２を含むフィルタ５０が示されている。各チップ１５０，１５２は、望ましくは、信号格納用及びフィルタ周波数特性格納用の内部メモリバッファを含む。この実施形態では、各チップ１５０、１５２は、周波数領域フィルタ５０に要求される処理速度の２分の１の速度で、一連のフィルタ処理を実行でき、また、内部メモリバッファのサイズは倍増されており、その内部メモリバッファに既にロードされたデータを処理しつつ、そこに新しいデータがロードされる。
【００６９】
実際の動作では、複素信号が、受信部１８から供給され（並列システムの場合）、あるいは、入力バッファを介して供給されると（直列システムの場合）、スイッチ１５４，１５６，１５８及び１６０（例えば、マルチプレクサ又は読出し／書込み可能なタイマ制御モジュール）が同期化し、複素信号をチップ１５０及び１５２に交互に送る。例えば、すべての偶数番目の複素信号をチップ１５０にロードし、すべての奇数番目の複素信号をチップ１５２にロードできる。この場合、各チップ１５０、１５２は、１つの複素信号の処理に、１チップだけを用いる場合に比べて、２倍の時間を利用できる。なお、チップの処理時間と所望の処理時間との関係に応じて、並列チップの数をさらに増加させることができる。例えば、各チップの処理速度が所望の処理速度の３分の１である場合、３つのチップを同様の配置で並列に配置できる（図示せず）。
【００７０】
所望の処理速度を実現するために必要な並列設置されるＤＳＰ又はＦＦＴチップの数は、周知の多領域映像方法により減少させることができる。この方法では、画像全体を深さ方向に２つ以上の深度領域（ゾーン）に分割し、別々の送受信周期を用いて各領域からデータを取得する。この方法は、一般に、送信部１６（図１）の作用によって、各ゾーンごとに最適な送信ビームが形成される。例えば、送信部１６は、信号の減衰が大きく、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が極めて劣っている遠距離領域においては、符号化された波形をもった送信パルスを生成する（符号化送信）。一方、減衰やＳＮＲがほとんど問題にならない近距離領域では、受信空白期間を削減するためにも、複数個の波で構成される単純なパルス信号を生成する（通常送信）。パルス圧縮フィルタ２０は、符号化送信が適用される場合にのみ必要である。したがって、符号化送信が遠距離領域でのみ使用される場合には（つまり、近距離領域については通常送信が行われる場合には）、近距離領域の送受信期間を遠距離領域についての受信信号処理期間の一部として用いることができる。
【００７１】
図５には、直列システムに使用されるパルス圧縮フィルタ２０が示されている。上述のように、直列システムとは、受信部１８が１つずつデジタルＲＦ信号を順次出力し、信号処理部２２がパルス圧縮されたデジタルＲＦ信号を１つずつ順次受信するシステムである。パルス圧縮フィルタ２０は、入力バッファ１００、周波数領域フィルタ５０及び出力バッファ１０４を含んでいる。
【００７２】
周波数領域フィルタ５０は、ＤＳＰチップ又はＦＦＴチップ１５０，１５２を含む。図５に示される実施形態では、受信部１８（図１）からパルス圧縮フィルタ２０へデジタルＲＦ信号が送信される場合のデータ速度を基準として、その４分の１の速度で、チップ１５０，１５２が１つの複素信号を処理できる。複素信号を２つのデジタルＲＦ信号で構成することにより、各チップ１５０，１５２の有効処理速度を所望の処理速度の半分にすることができる。この結果、２つのチップだけで所望の信号処理速度が実現される。フィルタ５０はさらにスイッチ１５８，１６０を含む。これらのスイッチは、図ではマルチプレクサとして示され、時分割トライステート（time-shared tri-state）バスで構成してもよい。
【００７３】
入力バッファ１００はバッファメモリ２０２を含む。バッファメモリ２０２は、例えば、処理チップ１５０，１５２の信号記憶容量と等しい記憶サイズを有するＦＩＦＯ又はデュアルポートＲＡＭである。例えば、デジタルＲＦ信号が１０２４サンプルのデータの場合、バッファメモリ２０２及び処理チップ１５０，１５２の記憶容量は１０２４の整数倍である。好ましくは、ＦＦＴ演算の効率を最大化するために、デジタルＲＦ信号のデータ数は２の累乗又は４の累乗である。
【００７４】
出力バッファ１０４は、マルチプレクサ２０６及びバッファメモリ２０４を含む。バッファメモリ２０４は、例えば、バッファメモリ２０２と等しい記憶サイズを有するＦＩＦＯ又はＲＡＭである。マルチプレクサ１５８，１６０、２０６は、時分割トライステートバスで構成してもよい。
【００７５】
図５に示したパルス圧縮フィルタ２０の動作を図６を参照しつつ説明する。
【００７６】
図６は、パルス圧縮フィルタ２０のタイミングチャートであり、各時間ステップが列１−９で示され、パルス圧縮フィルタ２０の各部の処理が行（方向）に示されている。時間ステップ１において、デジタルＲＦ信号「ａ」がメモリ２０２に入力される。時間ステップ２において、次のデジタルＲＦ信号「ｂ」が受信され、デジタルＲＦ信号「ａ」及び「ｂ」が処理チップ１５０の実部入力及び虚部入力に供給される。時間ステップ３において、デジタルＲＦ信号「ｃ」がメモリ２０２に入力され、処理チップ１５０は「ａ」と「ｂ」からなる複素信号の処理を開始する。時間ステップ４において、デジタルＲＦ信号「ｄ」が受信され、デジタルＲＦ信号「ｃ」及び「ｄ」が、処理チップ１５２の実部入力及び虚部入力に供給される。時間ステップ５において、デジタルＲＦ信号「ｅ」がメモリ２０２に入力され、処理チップ１５２は、「ｃ」と「ｄ」からなる複素信号の処理を開始する。時間ステップ６において、処理チップ１５０は、「ａ」と「ｂ」からなる複素信号の処理を完了し、信号「ｅ」と「ｆ」が入力される。時間ステップ７においては次の動作が発生する。すなわち、処理チップ１５０はパルス圧縮されたＲＦ信号「ａ」をマルチプレクサ１５８及び２０６を介して出力ライン２０８に出力し、パルス圧縮されたＲＦ信号「ｂ」をマルチプレクサ１６０を介してメモリ２０４に出力し、さらに「ｅ」と「ｆ」から成る複素信号の処理を開始する。メモリ２０２は新しいデジタルＲＦ信号「ｇ」を受信する。時間ステップ８においては、次の動作が発生する。すなわち、処理チップ１５２は「ｃ」と「ｄ」からなる複素信号の処理を完了し、信号「ｇ」及び「ｈ」の入力を受け、メモリ２０４は、パルス圧縮された信号「ｂ」をマルチプレクサ２０６を介して出力２０８に供給する。時間ステップ９においては、処理チップ１５２は、パルス圧縮されたＲＦ信号「ｃ」をマルチプレクサ１５８及び２０６を介して出力２０８に出力し、パルス圧縮されたＲＦ信号「ｄ」をマルチプレクサ１６０を介してメモリ２０４に供給し、「ｇ」と「ｈ」からなる複素信号の処理を開始する。メモリ２０２は新しいデジタルＲＦ信号「ｉ」の入力を受ける。時間ステップ１０（図示せず）においては、メモリ２０４は、パルス圧縮された信号「ｄ」をマルチプレクサ２０６を介して出力ライン２０８に出力し、処理チップ１５０は「ｅ」と「ｆ」からなる複素信号の処理を完了し、新しいデジタルＲＦ信号を受信する。このようにして、上記の処理を任意の時間ステップ数の間、継続することができる。
【００７７】
要約すると、図５のパルス圧縮フィルタ２０は、各偶数番目のデジタルＲＦ信号をメモリ２０２に一時的に保存し、次に奇数番目のデジタルＲＦ信号を処理チップ１５０又は１５２のいずれかの虚部入力にロードし、これと同時に保存された偶数番目のデジタルＲＦ信号をメモリ２０２から同じ処理チップ１５０又は１５２の実部入力にロードすることにより、２つのデジタルＲＦ信号を並列処理する。次の偶数番目及び奇数番目のデジタルＲＦ信号も、同様に、他方の処理チップ１５０又は１５２にロードされる。このように、デジタルＲＦ信号の対が４信号周期に１回ずつ各処理チップ１５０又は１５２にロードされることにより、処理チップ１５又は１５２には、フィルタリング処理を実行するための十分な時間が与えられる。フィルタリング処理が完了すると、チップ１５０，１５２は、フィルタリングした複素信号を出力する。ここで、複素信号の実部は、マルチプレクサ１５８又は２０６を介して信号処理部２２（図１）に直接出力され、複素信号の虚部はマルチプレクサ２０６を介してメモリ２０４にロードされる。実部の出力後、マルチプレクサ２０６が切替わり、メモリ２０４に保存された信号が信号処理部２２に出力される。次のＲＦ信号処理周期においては、第２のチップ１５０又は１５２による処理が完了し、マルチプレクサ１５８，１６０，２０６が切替えられ、フィルタリングされた次の２つの信号が出力される。このように、パルス圧縮フィルタ２０は、５信号周期のパイプライン遅延で信号をリアルタイムに処理する。
【００７８】
上述したパルス圧縮フィルタ２０の動作は、各プロセッサ１５０、１５２が、パルス圧縮に必要な全データを受け入れるのに十分な容量を備えることを仮定している。しかしながら、例えば、各ゾーンに対応させて、デジタルＲＦ信号を複数のセグメントに分割し、それらを別々に処理することが効果的な場合もある。この場合、図５のフィルタ２０を使用し、同一ＲＦ信号を２つのセグメントに分割し、これらを並列処理してもよい。この場合の処理は、図５及び図６において上述した処理と同様であるが、この場合、フィルタ２０は、時間的に連続するデジタルＲＦ信号ではなく、連続するセグメントを処理する。
【００７９】
ＲＦ信号を複数のセグメントで処理する場合、既知のフィルタリング技術である「重畳加算法（overlap-add）」又は好ましくは「重畳保留法（overlap-save）」を適用できる。後者の重畳保留法によれば、入力セグメントは部分的に重複する（重複の長さはインパルス応答の長さマイナス１に等しい）。このような重複は、入力バッファ１００や出力バッファ１０４を用いて実現できる。重畳加算法及び重畳保存法のフィルタリング技術は周知であり、オッペンハイムとシェ−ファ−（Oppenheim & Schafer）による「デジタル信号処理」（Digital Signal Processing,Prentice-Hall,Inc.1975）にさらに詳細な記載がある。
【００８０】
超音波診断において、超音波は、媒体を伝搬する際に周波数依存の減衰を受ける。信号が伝搬するほど減衰が大きくなり、各周波数成分は別々に減衰される。この現象により、深度が相違するとエコーのスペクトルが異なる。このため、パルス圧縮に当たっては、深度ごとに対応した複数のフィルタ周波数特性を用いる必要がある。すなわち、深度によって特性が可変するパルス圧縮フィルタが要求される。
【００８１】
深度可変型のパルス圧縮フィルタを実施するために、重畳保留フィルタ技術が使用される。この技術においては、減衰によって信号がそれほど大きく変形されない、比較的小さい範囲に対応するセグメントのサイズが選択される。例えば、３．７５ＭＨｚの中心周波数、１５ＭＨｚのＲＦサンプリング周波数、及び、５１３タップのフィルタインパルス応答に対する医用超音波においては、１０２４サンプルのセグメントサイズが選択される。本実施形態の方法により、２つのセグメントが並列に処理されることを考慮すると、上記セグメントサイズは、０．５×（１０２４÷１５ＭＨｚ）×１．５４ｍｍ／μｓ＝５２．５６ｍｍの範囲をカバーする１０２４のフィルタリングサンプルとなる。５２．５６ｍｍセグメントのそれぞれに対し、異なるフィルタ特性を使用してもよい。図２のフィルタ特性メモリ５６は複数（通常は４つ）のフィルタ周波数特性を保存する十分な容量を備え、各深度のセグメントに対して適当なフィルタ周波数特性が選択される。
【００８２】
各深度セグメントに対する適当なフィルタ周波数特性は、Ｋ．エック（Ｅｃｋ）と共著者による"Depth-Dependent Mismatched Filtering Using Ultrasonic Attenuation as a Filter Design Parameter", proceedings of the IEEE Ultrasonics Symposium, 1998.に記載されるように、各ビーム又はビーム群からのＲＦ信号から、つまり信号自身から適応的に計算できる。しかしながら、より好ましい手法は、組織の減衰特性に近い減衰特性を有するファントムからエコーのスペクトルを測定し、各深度におけるフィルタ周波数特性を予め計算する方法である。
【００８３】
フィルタ特性の予備計算に使用されるファントムは、低反射強度をもつ一様な媒質中に、例えば２ｃｍの深度ごとの目標深度に１つずつ配置された複数の強力な反射体（金属又はナイロン糸）を配設したものである。このようなファントムを用いれば、減衰された信号が直接測定できる。これは、減衰されたエコー信号が、１つの強力な反射体から完全に（一部の加法性のノイズ（additive noise）を除き）生成されるためである。ノイズを低減するためには、各反射体からのエコーを繰り返し測定し、複数の測定値を平均化する。これによって、測定数の平方根に比例して信号対ノイズ比を改善できる。これは、測定を同一条件で所望の回数実行できる静止ファントムを用いて可能である。信頼できる信号の推定値が得られれば、パルス圧縮フィルタ２０のフィルタ周波数特性を、公知の多数の方法のいずれかにより計算できる。
【００８４】
フィルタの周波数特性の計算は、オフラインで実行するのが最適であるが、実際の動作中における適当なフィルタの選択は、フィルタリングされた信号セグメントの深度だけに基づく固定的方法でもよいし、各セグメントに対する簡略化されたリアルタイム減衰推定を用いた適応的方法でもよい。パルス圧縮フィルタの実行中に適当なフィルタを選択するための上記固定的方法又は適応的方法は公知の技術である。
【００８５】
以上を要約すると、本実施形態の周波数領域フィルタ５０では、２つの実信号の並列処理が可能である。２つの実信号の並列処理により、従来技術のフィルタに比べて、フィルタの回路規模及びそのコストを大幅に低減できる。特に超音波診断装置に使用するパルス圧縮フィルタ２０にフィルタ５０を適用することにより、符号化送信及びパルス圧縮の利点を最大限発揮できる超音波診断が実現される。さらに、本実施形態において、周波数領域フィルタ５０では、デジタルＲＦ信号のセグメントの並列処理が可能である。デジタルＲＦ信号のセグメントの並列処理によって、重畳加算及び重畳保留フィルタリング方法の実施が可能になる。したがって、本実施形態の装置は、重畳加算法を用いて比較的短い信号セグメントに周波数領域フィルタリングを実行することにより、減衰の影響を補償することができる。さらに、本実施形態の装置は、フィルタ特性を記憶し、固定方法又は適応方法のいずれかにより、異なる深度セグメントに対する異なるフィルタ周波数特性を選択できる。これらのフィルタ周波数特性は、好ましくは、ファントムを用いた較正処理においてオフラインで求められる。
【００８６】
好ましい１実施形態及び種々の選択的な実施形態に関連して本発明を説明したが、本発明の範囲を逸脱することなく、本発明の要素に変更を行い、かつこれを同等物と置き換えてもよいことが当業者には理解されるだろう。さらに、本発明の本質的な範囲を逸脱することなく、特定の状況又は材料を本発明の教示に適合させるべく多くの修正が可能である。したがって、本発明は、本発明を実行するための最適モードとして開示される特定の実施形態に限定されるものではなく、請求の範囲に包含されるすべての実施形態を含むものである。
【００８７】
【発明の効果】
本発明によれば、信号対ノイズ比を改善できる。また、そのための回路規模及びコストを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係るパルス圧縮フィルタを有する超音波診断装置の簡略的なブロック図である。
【図２】 周波数領域フィルタのブロック図である。
【図３】 周波数領域フィルタを含むパルス圧縮フィルタのブロック図である。
【図４】 ２つの処理部を備える周波数領域フィルタのブロック図である。
【図５】 周波数領域フィルタを有するパルス圧縮フィルタのブロック図である。
【図６】 パルス圧縮フィルタの動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１２ トランスデューサ、１６ 送信部、１８ 受信部、２０ パルス圧縮フィルタ、２２ 信号処理部、２４ 画像処理部、２６ 表示部、５０ 周波数領域フィルタ、５２ ＦＦＴブロック、５４ 複素乗算器、５６ フィルタ特性メモリ、５８ ＩＦＦＴブロック、１００ 入力バッファ、１０４ 出力バッファ、１５０，１５２ プロセッサ、２０２，２０４ メモリ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an ultrasonic diagnostic apparatus, and more particularly to a pulse compression technique.
[0002]
[Prior art and problems]
In ultrasonic diagnosis, an ultrasonic pulse is first transmitted to a medium to be inspected, for example, a certain region in the human body, and then reflected by a number of discontinuous parts of the medium. The transmitted ultrasonic echo (reflected wave) is converted into an electric signal (received signal). The received signal is subjected to various processes such as amplification, filtering, beam forming, and detection, and finally converted into a set of digital values (pixel values) (that is, an ultrasonic image). The ultrasound image can be displayed on an electronic display such as a cathode ray tube (CRT), or a photograph can be generated from the ultrasound image. One problem with ultrasound diagnostics (and other coherent imaging systems) is electrical noise. If the signal-to-noise ratio (SNR) is low, the noise may completely or partially cover a significant signal (especially in the deep part of an ultrasound image). Thus, manufacturers are striving to design low noise systems, but there is some thermal noise in any system. Therefore, it is desirable to enhance the signal in order to improve SNR while reducing the noise level. In short, this is achieved by increasing the transmission energy.
[0003]
Increasing the signal amplitude and / or duration increases the transmission energy. However, there is a limit to the extent to which the signal amplitude can be increased. For example, in radar, there is a practical limit on the maximum amplitude. In the field of medical ultrasonic waves, there is a possibility that the sound pressure with high amplitude may cause damage to the living tissue. Therefore, in order to increase the signal energy without increasing the amplitude, it is necessary to transmit a waveform having a long lifetime. When this long-time waveform is a simple sinusoidal burst, the bandwidth of the signal is reduced as compared with a short pulse signal, and the resolution in the distance direction is deteriorated. Therefore, it is necessary to frequency modulate the transmitted signal so that the bandwidth of the long-time waveform signal is maintained equal to or greater than the bandwidth of the conventional short pulse signal. This modulated transmission wave is referred to as “encoded waveform (encoded waveform)”. Roughly speaking, this is equivalent to transmitting a different instantaneous frequency for each transmission period.
[0004]
When the transmitted signal is an encoded waveform, the received echo signal is processed by the “pulse compression filter”. The pulse compression filter gives different phase delays for each frequency component, and adds the phases of all frequency components so as to increase the amplitude. This produces a short and high amplitude “compressed” pulse.
[0005]
Methods using encoded waveforms are well known and are described in numerous communication theories and radar textbooks. For example, it is described in "Radar Principles" by Peyton Z. Peebles Junior, John Wiley & Sons, Inc., 1998. Specific methods of applying this method to medical ultrasound are described, for example, by M. O'Donnell in "Coded excitation systems for improving the penetration of real-time phased-array imaging systems" (IEEE Transactions UFFC, Vol.39, No.3, May 1992).
[0006]
A first problem in the case of implementing a method using an encoded waveform is the cost of the pulse compression filter. Considering the application of the method to high performance devices, the pulse compression filter is implemented as a digital FIR (finite impulse response) filter, but the cost of this pulse compression filter is the number of filter taps (ie, the impulse of the filter). Increase with the number of samples in the response). The number of filter taps is defined by the product of the effective time of the filter and the sampling rate, and exceeds 512 taps in the field of medical ultrasound. When long data strings must be filtered in real time, one filter is required for each filter tap, which increases the circuit scale of the pulse compression filter and its cost is very high. Become.
[0007]
It is known that it is more efficient to perform convolution operations in the frequency domain for filtering long data strings. That is, first, a fast Fourier transform (FFT) is performed on the data, the transformed data is multiplied by a filter frequency characteristic, and the result is subjected to inverse Fourier transform (IFFT), whereby a filtered time domain signal is obtained. can get. Although the calculation amount is reduced by this method, it is still very difficult to realize the processing at a satisfactory data processing speed.
[0008]
As a method of reducing the amount of calculation, a method of executing an FFT operation on two sets of data in parallel can be considered. That is, certain data is supplied to the real part input of the FFT calculator, and another data is supplied to the imaginary part input of the FFT calculator. Separate the two signals (real part signal and imaginary part signal) output from the FFT computing unit, and individually convert the separated signal from the time domain filter characteristics to the frequency domain. Multiplication is performed, and furthermore, they are individually inverse Fourier transformed. According to this method, the total calculation amount is reduced by more than 20%, but it cannot be said that the improvement is so great.
[0009]
Incidentally, in another method for reducing the amount of calculation required for pulse compression for an encoded waveform having an RF frequency, the RF signal is demodulated to baseband, whereas data thinning processing is performed prior to pulse compression. The Thereby, the sampling rate is reduced. However, in the field of medical ultrasound technology where the effective bandwidth exceeds 50% of the center frequency, there is very little, if any, computational complexity reduction by this method. Moreover, since it is more difficult to design an appropriate pulse compression filter, the resolution in the distance direction may be inferior. Therefore, it is desired to reduce the amount of calculation required for pulse compression of the encoded waveform.
[0010]
A second problem with coded waveform systems is due to non-linearities in the transmit and receive circuits and media, in particular due to signal distortions caused by frequency dependent attenuation in the media. The pulse compression filter is designed for a specific theoretical waveform shape, and its performance is degraded when a distorted waveform is processed. Therefore, a simple method for compensating for such waveform distortion is desired.
[0011]
An object of the present invention is to increase the signal-to-noise ratio at a low cost.
[0012]
Another object of the present invention is to improve the image quality of an ultrasonic image from a shallow part to a deep part.
[0013]
Another object of the present invention is to exhibit the advantages of both non-encoded transmission and encoded transmission.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
(1) In the present invention, a transmission pulse is encoded (including frequency modulation), and a convolution operation in a frequency domain is performed on a received signal obtained by receiving a reflected wave, that is, pulse compression is performed. Applied. Then, the signal after pulse compression is returned to the received signal in the time domain. If necessary, an ultrasonic image is formed based on the received signal after pulse compression.
[0015]
Desirably, an RF reception signal before detection (envelope detection or quadrature detection) is input to the pulse compression filter. Preferably, the pulse compression filter includes a complex FFT calculator, a complex multiplier, and a complex IFFT calculator. Two RF reception signals (two real signals) are input to the complex FFT calculator, that is, the two real signals are combined (packed) into one complex signal, and the complex FFT calculator is then input to the complex FFT calculator. Entered. Then, the complex signal as a result of the complex FFT operation is input to the complex multiplier, where filtering (pulse compression) is performed on the complex signal in the frequency domain. The complex signal after filtering is input to the complex IFFT circuit, where separation processing (unpacking) is performed on the complex signal, and two filtered real signals are output. The frequency characteristics of the filter are designed to correspond to the actual impulse response in the time domain in order to realize pulse compression in the frequency domain. According to the above configuration, since the filtering can be performed in the packing state in the frequency domain, the calculation amount can be halved. The packing circuit and the unpacking circuit are provided in the input stage and the output stage of the pulse compression filter as necessary.
[0016]
In the present invention, preferably, a plurality of zones (units of filtering processing) are set in the depth direction, and a filter frequency characteristic is adaptively selected for each zone. For example, the deeper the reflected wave, the larger the distortion amount tends to be. However, according to the above configuration, the filtering can be performed in consideration of the reflected wave distortion amount. If each zone is partially overlapped, a more natural ultrasonic image can be constructed.
[0017]
In the present invention, preferably, unencoded transmission and encoded transmission are performed in combination. In processing the received signal, pulse compression processing is performed on the received signal corresponding to the encoded transmission. According to this configuration, the advantages of both non-encoded transmission and encoded transmission can be enjoyed.
[0018]
(2)PreferablyIn an ultrasonic diagnostic apparatus that performs pulse compression on a real signal obtained by transmitting an ultrasonic wave and receiving a reflected wave, the first real signal is a real part and the second real signal is an imaginary part. Means for constructing a first complex signal; means for transforming the first complex signal from the time domain to the frequency domain, thereby generating a frequency spectrum of the first complex signal; and Means for multiplying the frequency spectrum by a first filter frequency characteristic and thereby generating a frequency spectrum of the filtered first complex signal; and the frequency spectrum of the filtered first complex signal in the frequency domain. From the time domain to the time domain, so that the filtered first real signal is the real part and the filtered second real signal is the imaginary part Means for generating a first complex signal, the freeMu
[0019]
According to the above configuration, the first and second real signals (preferably, the first and second RF reception signals) are configured (packed) as the first complex signal, and the first complex signal has the frequency. It is converted into a spectrum (a signal representing the component amount for each frequency). Then, filtering, that is, pulse compression, is performed on the frequency spectrum in the frequency domain. Then, the filtered frequency spectrum is converted into the time domain, thereby generating a first complex signal after pulse compression. Furthermore, the first and second real signals constituting the first complex signal after pulse compression are separated as necessary (unpacking). Therefore, there is an advantage that the amount of calculation can be greatly reduced as compared with the prior art by performing pulse compression processing collectively on a set of packed real signals in the frequency domain. For the same reason, since two real signals can be processed in parallel or collectively, real-time performance can be improved. Note that the first and second real signals are obtained on the same beam direction or on different beam directions.
[0020]
Preferably, means for selecting the first filter frequency characteristic from a plurality of filter frequency characteristics is included. For example, if the filter frequency characteristics are switched according to the depth of each zone that defines the processing range in the depth direction, the image quality of the entire ultrasound image can be improved.
[0021]
Preferably, a means for forming a second complex signal having the third real signal as a real part and the fourth real signal as an imaginary part, and converting the second complex signal from the time domain to the frequency domain, Thereby, the means for generating the frequency spectrum of the second complex signal and the frequency spectrum of the second complex signal are multiplied by the second filter frequency characteristic, and thereby the filtered second complex signal Means for generating a frequency spectrum and inversely transforming the frequency spectrum of the filtered second complex signal from the frequency domain to the time domain, so that the filtered third real signal is real and filtered. Means for generating a filtered second complex signal having the fourth real signal as an imaginary part.
[0022]
According to the above configuration, two processing units (each processing unit includes a means for forming a complex signal, a means for generating a frequency spectrum, and a means for filtering) are provided in parallel. Signals can be processed in parallel. That is, four real signals can be processed in parallel or with a time difference. Of course, it can also be designed so that more real signals are processed in parallel.
[0023]
Preferably, means for selecting the second filter frequency characteristic from a plurality of filter frequency characteristics is included. Filtering may be performed using different filter frequency characteristics for the first complex signal and the second complex signal, or filtering may be performed using the same filter frequency characteristic.
[0024]
Preferably, it includes means for adaptively calculating the first filter frequency characteristic. Preferably, the first filter frequency characteristic is calculated in advance by measuring a spectrum of a reflected wave from the phantom. If filter frequency characteristics are obtained from experimental values, they can be made more appropriate.
[0025]
(3)PreferablyThe frequency domain filter is a frequency domain filter that processes a real signal obtained by transmitting an ultrasonic wave and receiving a reflected wave, and uses the first real signal as a real part and the second real signal as an imaginary part. A first fast Fourier transform that transforms the first complex signal from the time domain to the frequency domain, thereby generating the frequency spectrum of the first complex signal, and the frequency spectrum of the first complex signal A first complex multiplier that multiplies the first filter frequency characteristic to generate a frequency spectrum of the filtered first complex signal; and a frequency spectrum of the filtered first complex signal from the frequency domain. Inverted back to the time domain, so that the filtered first real signal is the real part and the filtered second real signal is the imaginary part. Including a first inverse fast Fourier transformer, the generating the complex signalMu
[0026]
According to the above configuration, the first complex signal is configured by temporally aligning the first real signal and the second real signal, and the first filter frequency characteristic with respect to the frequency spectrum of the first complex signal. And a convolution operation for pulse compression is performed, and a filtered second complex signal (filtered first and second real signals) is obtained from the frequency spectrum after the operation. The fast Fourier transformer may be referred to as a complex FFT calculator, and the inverse fast Fourier transformer may be referred to as a complex IFFT calculator.
[0027]
Preferably, a plurality of filter frequency characteristics are stored, and when the first filter frequency characteristic is selected from among the plurality of filter frequency characteristics, the selected first filter frequency characteristic is supplied to the first complex multiplier. Including equipment. Each filter frequency characteristic is preferably configured as a complex filter coefficient sequence, which is stored in the memory device and selectively used as necessary.
[0028]
Preferably, a first processing unit including the first fast Fourier transformer, the first complex multiplier, and the first inverse fast Fourier transformer is included.
[0029]
Preferably, the second processing unit includes means for alternately supplying a complex signal to the first processing unit and the second processing unit, and the second processing unit includes a third actual unit. A second fast Fourier transform that transforms a second complex signal having a real part of the signal and an imaginary part of the fourth real signal from the time domain to the frequency domain, thereby generating a frequency spectrum of the second complex signal A second complex multiplier that multiplies the frequency spectrum of the second complex signal by a second filter frequency characteristic to generate a frequency spectrum of the filtered second complex signal, and the filtering Transforming the frequency spectrum of the second complex signal that has been filtered from the frequency domain to the time domain, so that the filtered third real signal is the real part and the filtered fourth real signal is the imaginary part, fill Comprising a second inverse fast Fourier transformer for generating a second complex signal which is a ring, a.
[0030]
Preferably, the first and second real signals are input in series, the first real signal is supplied to a real part input of the fast Fourier transformer, and the second real signal is supplied to the fast Fourier transformer. An input buffer that feeds the imaginary part input of In this input buffer, the first and second real signals are temporally aligned, and are configured (packed) as complex signals.
[0031]
Preferably, it includes an output buffer that inputs the filtered first complex signal and outputs the filtered first real signal and the filtered second real signal in series. The output buffer separates (unpacks) the first real signal and the second real signal that constitute the filtered second complex signal. The first real signal and the second real signal after the filtering are basically output in series in the original time series order.
[0032]
(4)BookThe invention includes a transmission signal generation unit that generates a transmission signal, a transducer that transmits ultrasonic waves to a living body using the transmission signal, and receives a reflected wave corresponding to the transmission signal, and an output signal from the transducer An ultrasonic diagnostic apparatus comprising: a receiving unit that performs beam forming processing on the signal and outputs a real signal; and a pulse compression filter that inputs a real signal from the receiving unit. Real signalIn chronological orderAn input buffer for generating a complex signal having a pair of real signals as a real part and an imaginary part, and fast Fourier transform for converting the complex signal from a time domain to a frequency domain, thereby generating a frequency spectrum of the complex signal A converter, a complex multiplier that multiplies the frequency spectrum of the complex signal by a filter frequency characteristic to generate a frequency spectrum of the pulse-compressed complex signal, and the frequency spectrum of the pulse-compressed complex signal in the frequency domain. And an inverse fast Fourier transformer that generates a pulse-compressed complex signal that includes a pair of real signals that are inversely transformed from time to time domain.
[0033]
Preferably, the pulse compression filter includes a memory device that stores the plurality of filter frequency characteristics, and a filter frequency characteristic selected from the plurality of filter frequency characteristics is supplied to the complex multiplier.
[0034]
Desirably, a plurality of zones are set in the depth direction, and a filter frequency characteristic is selected for each zone. For example, for each zone, two received signals (signal segments) may be aligned between adjacent ultrasonic beams to form a complex signal, which may be filtered.
[0035]
Preferably, the pulse compression filter is configured according to at least one of a superposition addition filter method and a superposition hold filter method. Both methods are related to processing of overlapping portions of signals between adjacent zones, and both methods are known per se. It is desirable to design the filter frequency characteristics in consideration of such overlap, that is, in consideration of weighting between zones (similarly, weighting according to a window function).
[0036]
Preferably, the transmission signal is an encoded waveform. Preferably, the transmission signal is configured according to one of a linear chirp scheme and a Barker code scheme. The former uses frequency modulation, and the latter uses a transmission code.
[0037]
Preferably, the transmission signal includes an uncoded waveform and a coded waveform. According to the former, since the number of waves constituting the pulse is small, the reception blank period from the start of transmission to the start of reception can be reduced, and the convergence in the azimuth direction can be improved upon the transmission focus. On the other hand, according to the latter, SNR can be improved. Therefore, it is desirable to use them in combination according to various conditions.
[0038]
Preferably, the pulse compression filter performs a pulse compression process on a real signal representing a reflected wave corresponding to the encoded waveform during a transmission / reception period of the non-encoded waveform.
[0039]
Preferably, the filter frequency characteristic is selected based on a beam focusing depth. Preferably, the filter frequency characteristic is calculated adaptively. Preferably, the filter frequency characteristic is calculated in advance by measuring a spectrum of a reflected wave from the phantom.
[0040]
(5) In order to achieve the above object, the present invention repeatedly transmits and receives the encoded transmission pulse to the living body and receives the reflected wave from the living body, thereby sequentially outputting the received signal. And means for inputting the received signal and distributing the received signal in time series order, and comprising preprocessing for forming a complex signal having the first received signal as a real part and the second received signal as an imaginary part Means for converting the complex signal from the time domain to the frequency domain to generate a frequency spectrum of the complex signal, wherein the real part input to which the first received signal is input, and the second received signal are Complex Fourier transform means having an imaginary part input, a real part output from which a real part signal representing the frequency spectrum is output, and an imaginary part output from which an imaginary part signal representing the frequency spectrum is output; Of the complex signal A first multiplier for outputting a filtered real part signal by multiplying a real part signal representing a wave number spectrum by a filter frequency characteristic for pulse compression; and an imaginary part signal representing a frequency spectrum of the complex signal. And a second multiplier for outputting a filtered imaginary part signal by multiplying the filter frequency characteristic for pulse compression, and the filtered real part signal and the filtered imaginary part signal. Is a means for inversely transforming the frequency spectrum of the filtered complex signal consisting of: from the frequency domain to the time domain, and generating a complex signal composed of the filtered first received signal and the filtered second received signal. A real part input for inputting the filtered real part signal, and the filtered imaginary part signal. Complex inverse Fourier transform means having an imaginary part input to input, a real part output to output the filtered first received signal, and an imaginary part output to output the filtered second received signal, and the filtering A post-processing means for inputting the filtered complex signal and outputting the filtered first received signal and the filtered second received signal in time-series order; and a received signal sequentially output from the post-processing means And image forming means for forming an ultrasonic image based on the image.
[0041]
The pre-processing means corresponds to a packing processing means, and the post-processing means corresponds to an unpacking processing means.
[0042]
Preferably, means for switching the filter frequency characteristic according to transmission / reception conditions is included. Preferably, the transmission / reception condition is a transmission beam focusing depth.
[0043]
(6)PreferablyTransmits and receives encoded ultrasonic pulses to a living body, receives a reflected wave from the living body, and outputs a received signal thereby, and converts the received signal from the time domain to the frequency domain and receives it. A pulse that obtains the frequency spectrum of a signal, performs pulse compression operation on the frequency spectrum, converts the frequency spectrum that has been subjected to pulse compression operation from the frequency domain to the time domain, and outputs a pulse-compressed received signal Compression means and image forming means for forming an ultrasonic image based on the pulse-compressed received signal, and the conditions of the pulse compression calculation are varied according to the transmission beam focusing depth.The
[0044]
The variable pulse compression calculation condition is, for example, variable filter frequency characteristics for pulse compression.
[0045]
(7) Further, in order to achieve the above object, the present invention transmits an unencoded transmission pulse and an encoded transmission pulse to a living body according to a predetermined sequence and receives a reflected wave from the living body. Transmission / reception means for outputting an unencoded reception signal corresponding to an unencoded transmission pulse and an encoded reception signal corresponding to the encoded transmission pulse, and compression reception by applying pulse compression processing to the encoded reception signal Pulse compression processing means for outputting a signal; and image forming means for forming an ultrasonic image based on the non-encoded reception signal and the compressed reception signal;The pulse compression processing means distributes the real signal as the encoded received signal in time-series order to generate a complex signal having a pair of real signals as a real part and an imaginary part, and the complex buffer A Fast Fourier Transform that converts the signal from the time domain to the frequency domain, thereby generating a frequency spectrum of the complex signal, and a complex signal that is pulse-compressed by multiplying the frequency spectrum of the complex signal by a filter frequency characteristic A complex multiplier that generates a frequency spectrum of the pulse, and a pulse-compressed complex signal including a pair of real signals that are pulse-compressed by inversely transforming the frequency spectrum of the pulse-compressed complex signal from the frequency domain to the time domain. An inverse fast Fourier transformer that generates the compressed received signal;It is characterized by including.
[0046]
According to the above configuration, transmission of non-encoded transmission pulses (normal transmission) and transmission of encoded transmission pulses (encoded transmission) are executed according to a predetermined sequence. In this case, for example, in the short distance zone, it is desirable to perform normal transmission from the viewpoint of reducing the reception blank period. For long distance (or medium and long distance) zones, it is desirable to perform coded transmission in order to improve sensitivity. In that case, for example, it is desirable to set a plurality of sub-zones for the long-distance zone and to switch the filter frequency characteristics for each sub-zone according to the depth. In the above configuration, it is desirable to pack two received signals into a complex signal and perform pulse compression on the complex signal in the frequency domain. However, pulse compression processing other than such processing is performed. You may do it. In other words, the above configuration is characterized by a combination of normal transmission and encoded transmission.
[0047]
Preferably, a plurality of zones are set in the depth direction, an ultrasonic pulse is transmitted for each zone, and transmission of the non-encoded pulse or transmission of the encoded pulse is performed according to the depth of the zone. Is selected. Preferably, the ultrasonic image is a two-dimensional tomographic image or a two-dimensional Doppler image.
[0048]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing a simple configuration of a medical ultrasonic system (ultrasonic diagnostic apparatus) 10 in which a filter according to the present invention is used. The ultrasonic diagnostic apparatus 10 includes a transducer 12, a transmission / reception switch 14, a transmission unit 16, a reception unit 18, a pulse compression filter 20, a signal processing unit 22, an image processing unit 24, and a display device 26.
[0049]
The transducer 12 is arranged in an ultrasonic probe (not shown) and is constituted by one or many piezoelectric elements 28. The transmission / reception switch 14 selectively connects the transmission unit 16 or the reception unit 18 to the transducer 12. Each period of data collection starts from a transmission trigger, and each period of data collection is roughly divided into a transmission period and a reception period. It should be noted that each cycle of data collection may not be the same, and a sequence that alternately repeats a short cycle corresponding to short-distance data collection and a long cycle corresponding to long-distance data collection may be set. Good. Furthermore, various known methods can be adopted as the sequence.
[0050]
During the transmission period, the transmission unit 16 supplies a transmission signal to the transducer 12 while performing relative delay, amplitude adjustment, and the like according to various transmission beam forming algorithms. To explain a specific example, a plurality of transmission signals are supplied to a plurality of piezoelectric elements constituting a transmission aperture in the transducer 12. An ultrasonic pulse is transmitted into the living body by the excitation. Those ultrasonic pulses constitute a transmission beam. Here, the transmission signal is a normal pulse composed of several waves, or a pulse encoded with a wave number higher than that. The latter has a waveform shape generated by an encoding method such as a linear chirp or Barker code, for example. As a coding method, various methods can be used as long as pulse compression can be performed.
[0051]
In the reception period after the transmission period, a plurality of reception signals output from the transducer 12 are processed in a plurality of channels in the reception unit 18. A specific example will be described. In the reception unit 18, a plurality of reception signals are amplified, filtered, delayed, and weighted and added in accordance with a reception beam forming algorithm, whereby an RF corresponding to the reception beam (scan line) is obtained. One reception signal having a frequency is formed. The received signal is a signal after so-called phasing addition. Here, each reception signal from the transducer 12 is an analog signal, but each reception signal is converted into a digital signal at any time before or after beam formation. In any case, the output from the receiving unit 18 is a series of digital sample data generated from a plurality of analog RF signals. This continuous digital sample is hereinafter referred to as a digital RF signal (or simply an RF signal). The digital RF signal is composed of, for example, 1024 sample data. These sample data correspond to the entire range in the depth direction when the zone is not set in the depth direction (beam direction), and to each zone when multiple zones are set in the depth direction. Correspond. In any case, the digital RF signal is basically acquired for each ultrasonic transmission / reception wave (however, when a plurality of reception beams are simultaneously formed per transmission beam, for each reception beam). A digital RF signal is acquired).
[0052]
Next, the digital RF signals sequentially output from the receiving unit 18 are input to the pulse compression filter 20, where frequency-dependent phase delay (pulse compression) processing is performed. This will be described in detail later. In the case of normal transmission, the received signal passes through the pulse compression filter 20 as it is, or bypasses the pulse compression filter 20 and is output to the signal processing unit 22 at the subsequent stage.
[0053]
The pulse compression signal output from the pulse compression filter 20 is further processed in the signal processing unit 22. That is, in order to construct an ultrasonic image, processing such as demodulation, filtering, detection, log compression, thinning, or interpolation is performed on the pulse compression signal. Note that when Doppler information is imaged, quadrature detection, autocorrelation calculation, and the like are performed. The signal processed in this way is further sent to the image processing unit 24, where operations such as scan conversion, linear and nonlinear two-dimensional filtering, gray scale processing, or color mapping processing are executed. The ultrasonic image processed in this way is displayed on the display unit 26 which is generally a cathode ray tube. Further, the ultrasonic image may be stored in a digital or analog medium, or may be used for recording on a film or printing on a sheet. In FIG. 1, other configurations such as various storage devices and hard copy devices, timing signals and control signals, and user interfaces are omitted.
[0054]
FIG. 2 is a block diagram of a parallel processing type frequency domain filter 50 that applies a frequency-dependent phase delay to a digital RF signal. As will be described later, the frequency domain filter 50 may be used as it is as the pulse compression filter 20 of FIG. 1, or, as will be described later with reference to FIG. A configuration in which 100 and an output buffer are added may be used as the pulse compression filter 20 of FIG.
[0055]
In FIG. 2, the filter 50 includes four blocks: a fast Fourier transform (FFT) block (fast Fourier transformer) 52, a complex multiplier 54, a filter characteristic memory 56, and an inverse fast Fourier transform (IFFT) block ( Inverse Fast Fourier Transformer) 58. The FFT block 52 and the IFFT block 58 each have two inputs (real part input and imaginary part input) and two outputs (real part output and imaginary part output). As is well known, due to its definition and structure, the Fourier transform is processed in complex form. Thus, one input and one output of each of blocks 52 and 58 are used for the real part of the complex signal, and one input and one output of each of blocks 52 and 58 are used for the imaginary part of the complex signal. In the present embodiment, a real signal (digital RF signal) is input to one real part input of the frequency domain filter 50, and a real signal (digital RF signal) is input to the other imaginary part input of the filter 50. The Thus, it is possible to perform filtering processing on two real signals in parallel. That is, the processing speed can be increased.
[0056]
The two real signals constituting the complex signal are acquired in the entire range in the depth direction or acquired in any zone. When different filter frequency characteristics are used for each zone, a complex signal is formed by two real signals acquired from the same depth zone, and when the same filter frequency characteristics are used for each zone, A complex signal can be composed of two real signals acquired from zones of different depths. Further, the two real signals constituting the complex signal are acquired sequentially on the same beam, or acquired sequentially or simultaneously on different beams.
[0057]
Because of the linearity of the convolution operation, when the complex signal is filtered by a filter with a pure real impulse response, the real and imaginary parts of the complex signal are filtered separately without interaction. Using this property, it is possible to process two real signals in parallel.
[0058]
As shown in the following equation, in the frequency domain filter 50, the real signal after filtering the real signal input to the real part input appears in the real part output, and the imaginary part output includes the imaginary part input. The actual signal after filtering the input actual signal appears.
[0059]
[Expression 1]

Here, a symbol surrounded by a circle represents a convolution operation. S is a signal and w represents the impulse response (filter characteristic) of the filter. As a result, in the frequency domain filter 50, if the two input real signals and the impulse response of the filter to be multiplied are both real numbers, the effective processing speed of the frequency domain filter 50 is to process one real signal. Double the case. That is, the first real signal input to the real part input and the second real signal input to the imaginary part input can be processed in parallel.
[0060]
The operation will be described with reference to FIG. A digital RF signal is supplied to the real part input of the FFT block 52, and another digital RF signal is supplied to the imaginary part input of the FFT block 52 while aligning the timing, thereby forming a time domain complex signal. In the ultrasonic diagnostic apparatus, each digital RF signal corresponds to, for example, a received beam (all or a part thereof) formed by the receiving unit 18 (FIG. 1). The FFT block 52 converts the complex signal in the time domain into the frequency domain. The frequency spectrum of the complex signal after conversion is represented by a real signal and an imaginary signal, which are supplied to the complex multiplication block 54. The complex multiplication block 54 has a real part multiplier and an imaginary part multiplier. Therefore, the input frequency spectrum is multiplied by an appropriate filter frequency characteristic stored in the filter characteristic memory 56. The real part signal and the imaginary part signal output from the complex multiplication block 54 correspond to the frequency spectrum of the pulse-compressed complex signal, which are supplied to the real part input and the imaginary part input of the IFFT block 58. The IFFT block 58 converts the frequency spectrum of the pulse-compressed complex signal into a pulse-compressed time-domain complex signal. The real part signal and the imaginary part signal output from the IFFT block 58 are two real signals obtained by pulse compression. In short, the real part signal output from the IFFT block 58 is the result of filtering the digital RF signal supplied to the real part input of the FFT block 52, while the imaginary part signal output from the IFFT block 58 is the FFT. This is a result of filtering the digital RF signal supplied to the imaginary part input of the block 52. As will be described in detail later, an appropriate filter frequency characteristic for each digital RF signal can be selected based on settings such as beam focus depth. The beam focusing depth is set for each zone, and specifically, may be set as an intermediate depth of the zone. However, the time domain impulse response corresponding to each filter frequency characteristic must be a real number.
[0061]
According to the present embodiment, compared to the case where only one input and one output of each of the FFT block 52 and the IFFT block 58 are used (prior art), the blocks 52 and 58 can be utilized to the maximum, so that the processing speed is increased. Doubles. For example, in the prior art, the digital RF signal is input only to the real part input, and a constant zero value is supplied to the imaginary part input. Unlike the method of performing Fourier transform on two real signals in parallel and then separating and processing the two signals after the transformation separately, the frequency domain filter 50 performs a series of processing steps. Are processed in the form of complex signals, and two filtered signals are obtained directly from the real part output and the imaginary part output of the filter 50.
[0062]
The frequency domain filter 50 can be used similarly in all signal processing techniques other than the pulse compression application, that is, the real signal must be filtered by the real impulse response filter. In particular, the pulse compression in the ultrasonic diagnostic apparatus is used. It is suitable to apply to.
[0063]
If the apparatus (for example, the ultrasonic diagnostic apparatus 10) on which the frequency domain filter 50 is mounted is a parallel system (described later), the frequency without using conversion means such as an input buffer 100 and an output buffer 104 (FIG. 3) described later. The area filter 50 can be used as it is as the pulse compression filter 20 of FIG. Here, the parallel system is a system in which the receiving unit 18 outputs two digital RF signals in parallel, and the signal processing unit 22 can input two digital RF signals that have been pulse-compressed in parallel. In a system employing such a parallel system, the filter 50 in FIG. 2 processes a signal at an RF sampling rate (data input / output rate) required by the system. That is, when a pair of RF signals are input from the receiver 18, the filter 50 outputs the filtered pair of signals without delaying more than the time required in the above processing steps (FFT, multiplication and IFFT). Output to the processing unit 22.
[0064]
FIG. 3 is a block diagram of a pulse compression filter 20 used in a series system.
[0065]
When the pulse compression filter 20 shown in FIG. 3 is used as the pulse compression filter 20 of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG. 1, the receiving unit 18 sequentially outputs digital RF signals one by one, and the signal processing unit 22 performs pulse compression. The received digital signals are sequentially received one by one. The pulse compression filter 20 includes an input buffer (packing circuit) 100. The input buffer 100 receives the previous digital RF signal from the receiving unit 18 (FIG. 1) and temporarily stores the received previous digital RF signal. Then, when the later digital received signal is input, the stored previous digital RF signal is output. Thereby, a complex signal is constituted as two digital RF signals aligned in time. At this time, one digital RF signal becomes a real part of the complex signal, and the other digital RF signal becomes an imaginary part of the complex signal. The real part and the imaginary part of this complex signal are input to the frequency domain filter 50. The output buffer (unpacking circuit) 104 stores the complex signal output from the filter 50, separates the two filtered digital RF signals, and supplies them to the signal processing unit 22 (FIG. 1).
[0066]
The frequency domain filter 50 shown in FIG. 2 has three processing units, that is, an FFT block 52, a complex multiplier 54, and an IFFT block 58. In the preferred embodiment, the filter 50 is configured as a single device, which performs all three functions: an FFT operation, a multiplication with a filter transfer function, and an IFFT operation. Such a device is, for example, a general purpose DSP chip or a dedicated FFT chip. That is, such a device has a calculation function necessary for sequentially executing all three processes, and also has a memory buffer. Hereinafter, a programmable general-purpose DSP chip is referred to as a “DSP chip”, and a dedicated FFT chip is referred to as an “FFT chip”. However, the FFT chip can be programmed to some extent, and for example, complex multiplication other than FFT processing can be executed.
[0067]
One DSP chip may not be fast enough to perform the function of the filter 50 at the processing speed required for general medical ultrasound (or radar systems). Therefore, a desired processing speed can be realized by arranging a plurality of DSP or FFT chips (each having an internal buffer or an external buffer) in parallel and performing parallel processing using them.
[0068]
FIG. 4 shows a filter 50 that includes two DSP or FFT chips 150, 152. Each chip 150, 152 preferably includes an internal memory buffer for signal storage and filter frequency characteristic storage. In this embodiment, each chip 150, 152 can perform a series of filtering processes at half the processing speed required for the frequency domain filter 50, and the size of the internal memory buffer is doubled. While processing the data already loaded into its internal memory buffer, new data is loaded there.
[0069]
In actual operation, when the complex signal is supplied from the receiver 18 (in the case of a parallel system) or via an input buffer (in the case of a series system), the switches 154, 156, 158 and 160 (for example, , Multiplexer or read / write timer control module) synchronizes and sends complex signals to chips 150 and 152 alternately. For example, all even-numbered complex signals can be loaded into chip 150 and all odd-numbered complex signals can be loaded into chip 152. In this case, each of the chips 150 and 152 can use twice as much time as the case of using only one chip for processing one complex signal. The number of parallel chips can be further increased according to the relationship between the chip processing time and the desired processing time. For example, if the processing speed of each chip is one third of the desired processing speed, three chips can be arranged in parallel in a similar arrangement (not shown).
[0070]
The number of DSP or FFT chips installed in parallel necessary to achieve a desired processing speed can be reduced by a well-known multi-region video method. In this method, the entire image is divided into two or more depth regions (zones) in the depth direction, and data is acquired from each region using different transmission / reception cycles. In this method, generally, an optimum transmission beam is formed for each zone by the action of the transmitter 16 (FIG. 1). For example, the transmission unit 16 generates a transmission pulse having an encoded waveform in a long-distance region where the signal attenuation is large and the signal-to-noise ratio (SNR) is extremely poor (encoded transmission). On the other hand, in a short distance region where attenuation and SNR are hardly a problem, a simple pulse signal composed of a plurality of waves is generated (normal transmission) in order to reduce the reception blank period. The pulse compression filter 20 is necessary only when coded transmission is applied. Therefore, when coded transmission is used only in the long-distance area (that is, when normal transmission is performed for the short-distance area), the transmission / reception period of the short-distance area is set to the received signal processing for the long-distance area. Can be used as part of the period.
[0071]
FIG. 5 shows a pulse compression filter 20 used in a series system. As described above, the serial system is a system in which the receiving unit 18 sequentially outputs the digital RF signals one by one, and the signal processing unit 22 sequentially receives the pulse-compressed digital RF signals one by one. The pulse compression filter 20 includes an input buffer 100, a frequency domain filter 50, and an output buffer 104.
[0072]
The frequency domain filter 50 includes DSP chips or FFT chips 150 and 152. In the embodiment shown in FIG. 5, the chips 150 and 152 at a rate that is a quarter of the data rate when the digital RF signal is transmitted from the receiving unit 18 (FIG. 1) to the pulse compression filter 20. Can process one complex signal. By configuring the complex signal with two digital RF signals, the effective processing speed of each of the chips 150 and 152 can be reduced to half of the desired processing speed. As a result, a desired signal processing speed is realized with only two chips. Filter 50 further includes switches 158 and 160. These switches are shown as multiplexers in the figure and may consist of a time-shared tri-state bus.
[0073]
The input buffer 100 includes a buffer memory 202. The buffer memory 202 is, for example, a FIFO or a dual port RAM having a storage size equal to the signal storage capacity of the processing chips 150 and 152. For example, when the digital RF signal is data of 1024 samples, the storage capacities of the buffer memory 202 and the processing chips 150 and 152 are integer multiples of 1024. Preferably, in order to maximize the efficiency of the FFT operation, the number of data in the digital RF signal is a power of 2 or a power of 4.
[0074]
The output buffer 104 includes a multiplexer 206 and a buffer memory 204. The buffer memory 204 is, for example, a FIFO or a RAM having a storage size equal to that of the buffer memory 202. The multiplexers 158, 160, 206 may be configured by a time division tristate bus.
[0075]
The operation of the pulse compression filter 20 shown in FIG. 5 will be described with reference to FIG.
[0076]
FIG. 6 is a timing chart of the pulse compression filter 20. Each time step is indicated by a column 1-9, and processing of each part of the pulse compression filter 20 is indicated by a row (direction). At time step 1, the digital RF signal “a” is input to the memory 202. In time step 2, the next digital RF signal “b” is received and the digital RF signals “a” and “b” are provided to the real and imaginary part inputs of the processing chip 150. At time step 3, the digital RF signal “c” is input to the memory 202, and the processing chip 150 starts processing the complex signal consisting of “a” and “b”. At time step 4, the digital RF signal “d” is received and the digital RF signals “c” and “d” are provided to the real and imaginary part inputs of the processing chip 152. At time step 5, the digital RF signal “e” is input to the memory 202, and the processing chip 152 starts processing the complex signal consisting of “c” and “d”. At time step 6, the processing chip 150 completes the processing of the complex signal consisting of “a” and “b”, and the signals “e” and “f” are input. In time step 7, the following operations occur: That is, the processing chip 150 outputs the pulse-compressed RF signal “a” to the output line 208 via the multiplexers 158 and 206, and outputs the pulse-compressed RF signal “b” to the memory 204 via the multiplexer 160. Further, processing of a complex signal composed of “e” and “f” is started. Memory 202 receives a new digital RF signal “g”. In time step 8, the following operations occur: That is, the processing chip 152 completes the processing of the complex signal composed of “c” and “d”, receives the signals “g” and “h”, and the memory 204 multiplexes the pulse-compressed signal “b”. The output 208 is supplied via 206. At time step 9, processing chip 152 outputs pulse compressed RF signal “c” to output 208 via multiplexers 158 and 206, and pulse compressed RF signal “d” to memory via multiplexer 160. 204, processing of the complex signal consisting of “g” and “h” is started. Memory 202 receives a new digital RF signal “i”. At time step 10 (not shown), the memory 204 outputs the pulse-compressed signal “d” to the output line 208 via the multiplexer 206, and the processing chip 150 has a complex consisting of “e” and “f”. Complete signal processing and receive a new digital RF signal. In this way, the above process can be continued for any number of time steps.
[0077]
In summary, the pulse compression filter 20 of FIG. 5 temporarily stores each even-numbered digital RF signal in the memory 202 and then inputs the odd-numbered digital RF signal to either imaginary part of the processing chip 150 or 152. The digital RF signals stored at the same time are loaded from the memory 202 to the real part input of the same processing chip 150 or 152, so that the two digital RF signals are processed in parallel. The next even and odd digital RF signals are similarly loaded into the other processing chip 150 or 152. In this way, the pair of digital RF signals is loaded into each processing chip 150 or 152 once every four signal periods, so that the processing chip 15 or 152 has sufficient time to perform the filtering process. It is done. When the filtering process is completed, the chips 150 and 152 output the filtered complex signal. Here, the real part of the complex signal is directly output to the signal processing unit 22 (FIG. 1) via the multiplexer 158 or 206, and the imaginary part of the complex signal is loaded into the memory 204 via the multiplexer 206. After the output of the real part, the multiplexer 206 is switched, and the signal stored in the memory 204 is output to the signal processing unit 22. In the next RF signal processing cycle, the processing by the second chip 150 or 152 is completed, the multiplexers 158, 160 and 206 are switched, and the next two filtered signals are output. Thus, the pulse compression filter 20 processes the signal in real time with a pipeline delay of 5 signal periods.
[0078]
The operation of the pulse compression filter 20 described above assumes that each processor 150, 152 has sufficient capacity to accept all the data necessary for pulse compression. However, for example, it may be effective to divide the digital RF signal into a plurality of segments corresponding to each zone and process them separately. In this case, the filter 20 of FIG. 5 may be used to divide the same RF signal into two segments and process them in parallel. The processing in this case is similar to the processing described above with reference to FIGS. 5 and 6, but in this case, the filter 20 processes continuous segments rather than temporally continuous digital RF signals.
[0079]
When processing an RF signal in a plurality of segments, a known filtering technique “overlap-add” or preferably “overlap-save” can be applied. According to the latter superposition hold method, the input segments partially overlap (the length of the overlap is equal to the length of the impulse response minus 1). Such duplication can be realized using the input buffer 100 and the output buffer 104. The filtering technique of the superposition addition method and the superposition preserving method is well known, and more detailed in “Digital Signal Processing” (Prentice-Hall, Inc. 1975) by Oppenheim & Schafer. There is a description.
[0080]
In ultrasound diagnostics, ultrasound undergoes frequency dependent attenuation as it propagates through the medium. Attenuation increases as the signal propagates, and each frequency component is attenuated separately. Due to this phenomenon, the spectrum of the echo differs at different depths. For this reason, in the pulse compression, it is necessary to use a plurality of filter frequency characteristics corresponding to each depth. That is, a pulse compression filter whose characteristics are variable depending on the depth is required.
[0081]
In order to implement a variable depth pulse compression filter, a superposition pending filter technique is used. In this technique, a segment size is selected that corresponds to a relatively small range where the signal is not significantly deformed by attenuation. For example, for medical ultrasound for a center frequency of 3.75 MHz, an RF sampling frequency of 15 MHz, and a filter impulse response of 513 taps, a segment size of 1024 samples is selected. Considering that two segments are processed in parallel by the method of this embodiment, the segment size covers a range of 0.5 × (1024 ÷ 15 MHz) × 1.54 mm / μs = 52.56 mm. There are 1024 filtering samples. Different filter characteristics may be used for each of the 52.56 mm segments. The filter characteristic memory 56 of FIG. 2 has a sufficient capacity to store a plurality (usually four) of filter frequency characteristics, and an appropriate filter frequency characteristic is selected for each depth segment.
[0082]
Appropriate filter frequency characteristics for each depth segment are described in K.A. From RF signals from each beam or group of beams, as described in Eck and co-author "Depth-Dependent Mismatched Filtering Using Ultrasonic Attenuation as a Filter Design Parameter", proceedings of the IEEE Ultrasonics Symposium, 1998. That is, it can be calculated adaptively from the signal itself. However, a more preferable method is a method of measuring a spectrum of an echo from a phantom having an attenuation characteristic close to the attenuation characteristic of the tissue, and calculating a filter frequency characteristic at each depth in advance.
[0083]
The phantom used for the preliminary calculation of the filter characteristics is composed of a plurality of strong reflectors (metal or nylon threads) arranged in a uniform medium with low reflection intensity, for example one at a target depth for every 2 cm depth. ). With such a phantom, the attenuated signal can be measured directly. This is because the attenuated echo signal is completely generated (except for some additive noise) from one strong reflector. In order to reduce noise, echoes from each reflector are repeatedly measured, and a plurality of measured values are averaged. This can improve the signal to noise ratio in proportion to the square root of the number of measurements. This is possible using a stationary phantom that can perform measurements as many times as desired under the same conditions. If a reliable signal estimate is obtained, the filter frequency characteristics of the pulse compression filter 20 can be calculated by any of a number of known methods.
[0084]
Calculation of the frequency characteristics of the filter is best performed off-line, but the selection of an appropriate filter during actual operation may be a fixed method based solely on the depth of the filtered signal segment, It may be an adaptive method using a simplified real-time attenuation estimate for. Such fixed or adaptive methods for selecting an appropriate filter during the execution of a pulse compression filter are known techniques.
[0085]
In summary, the frequency domain filter 50 of the present embodiment can process two real signals in parallel. By parallel processing of two real signals, the circuit scale and cost of the filter can be greatly reduced as compared with the prior art filter. In particular, by applying the filter 50 to the pulse compression filter 20 used in the ultrasonic diagnostic apparatus, ultrasonic diagnosis capable of maximizing the advantages of encoded transmission and pulse compression is realized. Furthermore, in the present embodiment, the frequency domain filter 50 can perform parallel processing of segments of a digital RF signal. The parallel processing of the segments of the digital RF signal enables the implementation of the superposition addition and superposition hold filtering method. Therefore, the apparatus of this embodiment can compensate for the influence of attenuation by performing frequency domain filtering on relatively short signal segments using the superposition addition method. Furthermore, the apparatus of this embodiment stores the filter characteristics and can select different filter frequency characteristics for different depth segments, either by a fixed method or an adaptive method. These filter frequency characteristics are preferably obtained offline in a calibration process using a phantom.
[0086]
Although the invention has been described with reference to a preferred embodiment and various alternative embodiments, modifications may be made to the elements of the invention and replaced with equivalents without departing from the scope of the invention. It will be appreciated by those skilled in the art. In addition, many modifications may be made to adapt a particular situation or material to the teachings of the invention without departing from the essential scope thereof. Accordingly, the present invention is not limited to the specific embodiments disclosed as the best mode for carrying out the invention, but includes all embodiments encompassed by the claims.
[0087]
【The invention's effect】
According to the present invention, the signal-to-noise ratio can be improved. Moreover, the circuit scale and cost for that purpose can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a simplified block diagram of an ultrasonic diagnostic apparatus having a pulse compression filter according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a frequency domain filter.
FIG. 3 is a block diagram of a pulse compression filter including a frequency domain filter.
FIG. 4 is a block diagram of a frequency domain filter including two processing units.
FIG. 5 is a block diagram of a pulse compression filter having a frequency domain filter.
FIG. 6 is a timing chart showing the operation of the pulse compression filter.
[Explanation of symbols]
12 transducers, 16 transmission units, 18 reception units, 20 pulse compression filters, 22 signal processing units, 24 image processing units, 26 display units, 50 frequency domain filters, 52 FFT blocks, 54 complex multipliers, 56 filter characteristic memories, 58 IFFT block, 100 input buffer, 104 output buffer, 150,152 processor, 202,204 memory.

Claims (17)

送信信号を生成する送信信号生成部と、
前記送信信号により生体に対して超音波を送波し、前記送信信号に対応する反射波を受波するトランスデューサと、
前記トランスデューサからの出力信号に対してビーム形成処理を実行し、実信号を出力する受信部と、
前記受信部からの実信号を入力するパルス圧縮フィルタと、
を有する超音波診断装置において、
前記パルス圧縮フィルタは、
前記入力された実信号を時系列順で振り分けて、一対の実信号を実部及び虚部とする複素信号を生成する入力バッファと、
前記複素信号を時間領域から周波数領域に変換し、これにより前記複素信号の周波数スペクトルを生成する高速フーリエ変換器と、
前記複素信号の周波数スペクトルに対してフィルタ周波数特性を乗算し、パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルを生成する複素乗算器と、
前記パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域に逆変換し、パルス圧縮された一対の実信号を含む、パルス圧縮された複素信号を生成する逆高速フーリエ変換器と、
を含むことを特徴とする超音波診断装置。A transmission signal generator for generating a transmission signal;
A transducer for transmitting an ultrasonic wave to the living body by the transmission signal and receiving a reflected wave corresponding to the transmission signal;
A receiver that performs beam forming processing on an output signal from the transducer and outputs an actual signal;
A pulse compression filter for inputting a real signal from the receiver;
In an ultrasonic diagnostic apparatus having
The pulse compression filter is
An input buffer that distributes the input real signals in time series order and generates a complex signal having a pair of real signals as a real part and an imaginary part;
A fast Fourier transformer that transforms the complex signal from the time domain to the frequency domain, thereby generating a frequency spectrum of the complex signal;
A complex multiplier that multiplies the frequency spectrum of the complex signal by a filter frequency characteristic to generate a frequency spectrum of the pulse-compressed complex signal;
An inverse fast Fourier transformer that inversely transforms the frequency spectrum of the pulse-compressed complex signal from the frequency domain to the time domain and generates a pulse-compressed complex signal that includes a pair of pulse-compressed real signals;
An ultrasonic diagnostic apparatus comprising: 請求項１記載の装置において、
前記パルス圧縮フィルタは、前記複数のフィルタ周波数特性を記憶するメモリ装置を含み、
前記複数のフィルタ周波数特性の中から選択されたフィルタ周波数特性が前記複素乗算器に供給されることを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 1 .
The pulse compression filter includes a memory device that stores the plurality of filter frequency characteristics,
An ultrasonic diagnostic apparatus, wherein a filter frequency characteristic selected from the plurality of filter frequency characteristics is supplied to the complex multiplier. 請求項２記載の装置において、
深さ方向に複数のゾーンが設定され、各ゾーンごとにフィルタ周波数特性が選択されることを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 2 .
An ultrasonic diagnostic apparatus characterized in that a plurality of zones are set in the depth direction, and a filter frequency characteristic is selected for each zone. 請求項３記載の装置において、
前記パルス圧縮フィルタは、重畳追加フィルタ方式及び重畳保留フィルタ方式の少なくとも一方に従って構成されたことを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 3 .
The ultrasonic diagnostic apparatus, wherein the pulse compression filter is configured in accordance with at least one of a superposition addition filter method and a superposition hold filter method. 請求項１記載の装置において、
前記送信信号は符号化された波形であることを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 1 .
The ultrasonic diagnostic apparatus, wherein the transmission signal is an encoded waveform. 請求項５記載の装置において、
前記送信信号は線形チャープ方式又はバーカ符号方式の一方に従って構成されたことを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 5 .
The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1, wherein the transmission signal is configured according to one of a linear chirp method and a Barker code method. 請求項１記載の装置において、
前記送信信号は、非符号化波形及び符号化波形を含むことを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 1 .
The ultrasonic diagnostic apparatus, wherein the transmission signal includes an unencoded waveform and an encoded waveform. 請求項７記載の装置において、
前記パルス圧縮フィルタは、前記非符号化波形の送受信周期の間に、前記符号化波形に対応する実信号に対してパルス圧縮処理を実行することを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 7 .
The ultrasonic diagnostic apparatus, wherein the pulse compression filter performs a pulse compression process on an actual signal corresponding to the encoded waveform during a transmission / reception cycle of the non-encoded waveform. 請求項２記載の装置において、
前記フィルタ周波数特性は、ビーム集束深度に基づき選択されることを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 2 .
The ultrasonic diagnostic apparatus, wherein the filter frequency characteristic is selected based on a beam focusing depth. 請求項１記載の装置において、
前記フィルタ周波数特性は適応的に計算されることを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 1 .
The ultrasonic diagnostic apparatus, wherein the filter frequency characteristic is calculated adaptively. 請求項１記載の装置において、
前記フィルタ周波数特性はファントムからの反射波のスペクトルを測定することによりあらかじめ計算されることを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 1 .
The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1, wherein the filter frequency characteristic is calculated in advance by measuring a spectrum of a reflected wave from a phantom. 符号化された送信パルスを生体に繰り返し送波すると共に生体からの反射波を受波し、これにより受信信号を順次出力する送受波手段と、
前記受信信号を入力し、その受信信号を時系列順で振り分ける手段であって、第１受信信号を実部とし且つ第２受信信号を虚部とする複素信号を構成する前処理手段と、
前記複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、前記複素信号の周波数スペクトルを生成する手段であって、前記第１受信信号が入力される実部入力と、前記第２受信信号が入力される虚部入力と、前記周波数スペクトルを表す実部信号が出力される実部出力と、前記周波数スペクトルを表す虚部信号が出力される虚部出力と、を有する複素フーリエ変換手段と、
前記複素信号の周波数スペクトルを表す実部信号に対してパルス圧縮のためのフィルタ周波数特性を乗算してフィルタリングされた実部信号を出力する第１乗算器と、前記複素信号の周波数スペクトルを表す虚部信号に対してパルス圧縮のためのフィルタ周波数特性を乗算してフィルタリングされた虚部信号を出力する第２乗算器と、を有する複素乗算手段と、
前記フィルタリングされた実部信号と前記フィルタリングされた虚部信号とからなるフィルタリングされた複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ逆変換し、フィルタリングされた第１受信信号とフィルタリングされた第２受信信号とで構成される複素信号を生成する手段であって、前記フィルタリングされた実部信号を入力する実部入力と、前記フィルタリングされた虚部信号を入力する虚部入力と、前記フィルタリングされた第１受信信号を出力する実部出力と、前記フィルタリングされた第２受信信号を出力する虚部出力と、を有する複素逆フーリエ変換手段と、
前記フィルタリングされた複素信号を入力し、前記フィルタリングされた第１受信信号と前記フィルタリングされた第２受信信号とを時系列順で出力する後処理手段と、
前記後処理手段から順次出力される受信信号に基づいて超音波画像を形成する画像形成手段と、
を含むことを特徴とする超音波診断装置。A transmitting / receiving means for repeatedly transmitting the encoded transmission pulse to the living body and receiving the reflected wave from the living body, thereby sequentially outputting the received signal;
Means for inputting the received signal and allocating the received signal in chronological order, preprocessing means for configuring a complex signal having the first received signal as a real part and the second received signal as an imaginary part;
Means for converting the complex signal from the time domain to the frequency domain to generate a frequency spectrum of the complex signal, the real part input to which the first received signal is input, and the second received signal being input Complex Fourier transform means having an imaginary part input, a real part output from which a real part signal representing the frequency spectrum is output, and an imaginary part output from which an imaginary part signal representing the frequency spectrum is output;
A first multiplier that outputs a filtered real part signal by multiplying a real part signal representing the frequency spectrum of the complex signal by a filter frequency characteristic for pulse compression; and an imaginary part representing the frequency spectrum of the complex signal. A second multiplier that outputs a filtered imaginary part signal by multiplying the partial signal by a filter frequency characteristic for pulse compression;
The frequency spectrum of the filtered complex signal composed of the filtered real part signal and the filtered imaginary part signal is inversely transformed from the frequency domain to the time domain, and the filtered first received signal and the filtered second signal Means for generating a complex signal composed of a received signal, a real part input for inputting the filtered real part signal, an imaginary part input for inputting the filtered imaginary part signal, and the filtered signal A complex inverse Fourier transform means having a real part output for outputting the first received signal and an imaginary part output for outputting the filtered second received signal;
Post-processing means for inputting the filtered complex signal and outputting the filtered first received signal and the filtered second received signal in chronological order;
Image forming means for forming an ultrasonic image based on reception signals sequentially output from the post-processing means;
An ultrasonic diagnostic apparatus comprising: 請求項１２記載の装置において、
前記フィルタ周波数特性を送受信条件に応じて切り換える手段を含むことを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 12 .
An ultrasonic diagnostic apparatus comprising means for switching the filter frequency characteristic according to transmission / reception conditions. 請求項１３記載の装置において、
前記送受信条件は送信ビーム集束深度であることを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 13 .
The ultrasonic diagnostic apparatus, wherein the transmission / reception condition is a transmission beam focusing depth. 所定シーケンスに従って非符号化送信パルス及び符号化送信パルスを生体に送波すると共に生体からの反射波を受波し、これにより前記非符号化送信パルスに対応する非符号化受信信号及び前記符号化送信パルスに対応する符号化受信信号を出力する送受波手段と、
前記符号化受信信号に対してパルス圧縮処理を施して圧縮受信信号を出力するパルス圧縮処理手段と、
前記非符号化受信信号及び前記圧縮受信信号に基づいて超音波画像を形成する画像形成手段と、
を含み、
前記パルス圧縮処理手段は、
前記符号化受信信号としての実信号を時系列順で振り分けて、一対の実信号を実部及び虚部とする複素信号を生成する入力バッファと、
前記複素信号を時間領域から周波数領域に変換し、これにより前記複素信号の周波数スペクトルを生成する高速フーリエ変換器と、
前記複素信号の周波数スペクトルに対してフィルタ周波数特性を乗算し、パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルを生成する複素乗算器と、
前記パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域に逆変換し、パルス圧縮された一対の実信号を含む、パルス圧縮された複素信号を前記圧縮受信信号として生成する逆高速フーリエ変換器と、
を含むことを特徴とする超音波診断装置。An unencoded transmission pulse and an encoded transmission pulse are transmitted to a living body according to a predetermined sequence and a reflected wave from the living body is received, whereby an unencoded received signal corresponding to the unencoded transmission pulse and the encoded A transmission / reception means for outputting an encoded reception signal corresponding to the transmission pulse;
Pulse compression processing means for applying a pulse compression process to the encoded reception signal and outputting a compressed reception signal;
Image forming means for forming an ultrasound image based on the uncoded received signal and the compressed received signal;
Including
The pulse compression processing means includes
An input buffer for generating a complex signal having a real part and an imaginary part as a pair of real signals, by allocating the real signals as the encoded received signals in time series order;
A fast Fourier transformer that transforms the complex signal from the time domain to the frequency domain, thereby generating a frequency spectrum of the complex signal;
A complex multiplier that multiplies the frequency spectrum of the complex signal by a filter frequency characteristic to generate a frequency spectrum of the pulse-compressed complex signal;
Inverse fast Fourier transform that inversely transforms the frequency spectrum of the pulse-compressed complex signal from the frequency domain to the time domain and generates a pulse-compressed complex signal as the compressed received signal, including a pair of pulse-compressed real signals And
An ultrasonic diagnostic apparatus comprising: 請求項１５記載の装置において、
深さ方向に複数のゾーンが設定され、各ゾーンごとに超音波パルスが送波され、
前記ゾーンの深さに応じて前記非符号化パルスの送波又は前記符号化パルスの送波が選択されることを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 15 .
Multiple zones are set in the depth direction, and an ultrasonic pulse is transmitted for each zone.
The ultrasonic diagnostic apparatus, wherein transmission of the non-encoded pulse or transmission of the encoded pulse is selected according to the depth of the zone. 請求項１５記載の装置において、
前記超音波画像は二次元断層画像又は二次元ドプラ画像であることを特徴とする超音波診断装置。The apparatus of claim 15 .
The ultrasonic diagnostic apparatus, wherein the ultrasonic image is a two-dimensional tomographic image or a two-dimensional Doppler image.

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