JP3637276B2

JP3637276B2 - 3-level power converter

Info

Publication number: JP3637276B2
Application number: JP2000342023A
Authority: JP
Inventors: 将一久田; 聡稲荷田; 仲田　　清; 阿佐子小柳
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2000-11-09
Filing date: 2000-11-09
Publication date: 2005-04-13
Anticipated expiration: 2020-11-09
Also published as: JP2002153078A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は，３レベル電力変換装置の実装技術に係り，特に直流電圧源，スイッチング素子間のインダクタンスの低減技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流電圧源とスイッチング素子とによって構成され，直流と交流との間で電力の変換を行う電力変換装置において、スイッチング素子がターンオフするとき、直流電圧源とスイッチング素子間の配線インダクタンスにサージ電圧が誘起され、スイッチング素子に印加される。このため配線インダクタンスが大きいと、それだけスイッチング素子の耐圧を高く設計しなければならない。
【０００３】
配線のインダクタンスを低減するために，電流の経路である導体をできるだけ幅広の平板状とし，かつターンオフによって電流が変化する電流経路（以下、転流経路と称する）の往路と復路の導体をできるだけ近接して接続するいわゆる平行平板状とすることが知られている。これは，転流経路の往路と復路を流れる電流によって発生する磁束を互いに相殺することで見かけ上の磁束の変化すなわちインダクタンスを小さくできるからである。ここで言うスイッチング素子の転流経路とは、そのスイッチング素子がターンオフする瞬間に生じている変換装置内の有電流路であって、そのスイッチング素子のターンオフによって電流が変化させられることでサージ電圧を発生する要因となるインダクタンスをもつ電路である。具体的には後述する。
【０００４】
配線インダクタンスを低減する手段として，たとえば特開平１１−８９２４９号公報には、直流電圧源の正側アーム部は、前記直流電圧源に対して第２のスイッチング素子を最も近く、第１のスイッチング素子を最も遠く、第１の結合ダイオードを第１および第２のスイッチング素子の中間にそれぞれ配置し、負側アーム部は、直流電圧源に対して第３のスイッチング素子を最も近く、第４のスイッチング素子を最も遠く、第２の結合ダイオードを第３および第４のスイッチング素子の中間にそれぞれ配置することが開示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記した従来技術においては、まだ、スイッチング素子に加わるサージ電圧が大きく、電力変換装置としての信頼性を確保するためには、導体が大きくなり装置の小型軽量化が不充分であった。
【０００６】
本発明の目的は，３レベル電力変換装置におけるスイッチング素子のターンオフ時のサージ電圧を抑制し，電力変換装置を小形軽量化することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
４つのスイッチング素子がターンオフする時の転流経路は、種類として２通りが考えられる。第１，第４のスイッチング素子の転流経路と、第２，第３のスイッチング素子の転流経路である。第１，第４のスイッチング素子の転流経路は比較的短く、他方、第２，第３のスイッチング素子の転流経路は比較的長くなる。したがって，第２，第３のスイッチング素子に印加されるサージ電圧は、第１，第４のスイッチング素子に印加されるサージ電圧より大きくなる。
【０００８】
そこで、本発明はその一面において、物理的に長くなる第２，第３のスイッチング素子の転流経路における配線インダクタンスを低減するため、転流経路をできるだけ短くするだけでなく、ターンオフするスイッチング素子の電流が流れる第１の電流路と、この第１の電流路の電流の減少に伴って電流が増大する第２の電流路の配線を沿わせるように構成することを特徴とする。
【０００９】
これらの第１、第２の電流路を流れる電流は、詳細を後述するように、転流時に僅かの時間的重なりをもって一方が減少し他方が増大する。あるいは時間的に重ならないで、瞬間的に一方が消滅し、他方が立上がる。これら２つの電流路のインダクタンスを抑制するために、両者の配線を沿わせることが効果的である。
【００１０】
本発明は他の一面において、前記第１、第２の電流路の長さがほぼ同一となるように、直流電圧源の接続端子を配置することを特徴とする。
【００１１】
これにより、両電流路がバランスして、互いに相殺し合い、ターンオフ時のインダクタンスはより小さく抑えられる。
【００１２】
本発明の望ましい一実施態様においては、平滑コンデンサ（単位電圧源）の接続端子を、直線状に配列された素子群のうち、結合ダイオードに最も近くなるように配置する。
【００１３】
これによって、第２，第３のスイッチング素子の転流経路における上記第１、第２の電流路がバランスし、また配線の重なり部分が生じてターンオフ時の実質的なインダクタンスを小さく抑え、サージ電圧は小さくなる。
【００１４】
本発明の他の一実施態様においては、直流電圧源と直線状に配列された素子群とに挟まれるように配置された２層の平板状の導体の間に、平板状の絶縁層を設ける。
【００１５】
これによって、２層の平板状の導体をより接近して配置でき、さらに転流経路の短縮と、配線の重なりを強めることができ、よりサージ電圧は小さくなる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
【００１７】
図１は本発明の第１の実施例による３レベル電力変換装置の１相分の側面図、図２は同じく１相分の電気回路図、図３は同じく１相分の平面図である。ここでは，便宜上スイッチング素子としてＩＧＢＴを例にとって説明するが，ＭＯＳＦＥＴ，バイポーラトランジスタなど，他のスイッチング素子を用いた場合も同様の効果が得られる。ここで，各スイッチング素子の正側の端子をコレクタ，負側の端子をエミッタと称する。
【００１８】
図１〜３において，電力変換装置の一相分は図２の電気回路を構成しており、直線状に並べられた素子群と、直流電圧源を構成する第１，第２の単位電圧源である平滑コンデンサとが、平板状の導体層を挟むように配置されている。
【００１９】
まず、素子群の構成から述べると、図１及び図３に示すように、第１のスイッチング素子１，中間電位導出用の第１の結合ダイオード５，第２のスイッチング素子２，第３のスイッチング素子３，中間電位導出用の第２の結合ダイオード６及び第４のスイッチング素子４が、ほぼ直線上に並べて配置される。
【００２０】
次に，前記素子群の上側に、上下２層の平板状の導体層が配置される。導体層の下層は，図３（ｂ）に示すように、第１の中間電位導体１２，交流側導体１３，第２の中間電位導体１４からなり，図１に示すように，素子と平行となる平板状の部分は図３（ｃ）の素子層の上側で同一平面内にある。導体層の上層は、図３（ａ）に示すように、正極側導体９，第３の中間電位導体１１，負極側導体１０からなり，図１から明らかなように，素子群と平行となる平板状の部分は導体層下層の上側に配置され、これら導体層の上層と下層は平行の関係にある。
【００２１】
最後に、直流電圧源７，８が、この直流電圧源と前記素子群とで前記導体層を挟むように配置されている。直流電圧源は、単位電圧源である第１，第２の平滑コンデンサ７，８で構成されている。
【００２２】
この実施例においては、第１の単位電圧源７の負極端子１１ｐを，前記素子群の中で第１の結合ダイオード５に最も近くなるように配置するとともに、前記第２の単位電圧源８の正極端子１１ｎを前記素子群の中で第２の結合ダイオード６に最も近くなるように配置している。
【００２３】
次に，導体層による接続関係を述べる。導体層下層から述べると，第１の中間電位導体１２は、第１のスイッチング素子１のエミッタと第２のスイッチング素子２のコレクタと第１の結合ダイオード５のカソードを接続しており、図３（ｂ）に示すように、第１の結合ダイオードのアノードと接続される第３の中間電位導体１１との絶縁用の穴もしくは切り込み１５が設けてある。交流側導体１３は、第２のスイッチング素子２のエミッタと第３のスイッチング素子のコレクタを接続しており，任意の場所に交流出力端子（図示せず）を設けている。第２の中間電位導体１４は、第３のスイッチング素子３のエミッタと第４のスイッチング素子４のコレクタ及び第２の結合ダイオードのアノードを接続するものであり、図３（ｂ）に示すように、第２の結合ダイオードのカソードと接続される第３の中間電位導体１１との絶縁用の穴または切り込み１６を設けている。
【００２４】
一方、導体層上層での接続は、正極側導体９が，第１のスイッチング素子１のコレクタと第１の平滑コンデンサ７の正極端子９ｐを接続している。負極側導体１０は、第４のスイッチング素子４のエミッタと第２の平滑コンデンサ８の負極端子１０ｎを接続している。第３の中間電位導体１１は，第１のダイオード５のアノードと第２のダイオード６のカソードを接続するとともに、第１の平滑コンデンサ７の負極端子１１ｐと第２の平滑コンデンサ８の正極端子１１ｎに接続している。
【００２５】
ここで，各スイッチング素子のコレクタ，エミッタはそれぞれ一つずつ図示してあるが，コレクタ，エミッタをそれぞれ複数個有するスイッチング素子であっても同様の構成が可能である。また、各スイッチング素子１〜４は，図２に示すように、電流をオンオフするスイッチング機能部と，これに逆並列接続された環流ダイオード、すなわち交流回路に対するフリーホイール機能部で構成される。以上、特に図３（ｃ）に示すように、一列に配置した前記素子群は、これら全ての素子の陽極端子（スイッチング素子のコレクタＣ，ダイオードのアノードＡ）と陰極端子（スイッチング素子のエミッタＥ，ダイオードのカソードＫ）とをほぼ一直線状に配置している。また、平板状の導体９〜１４は、同図（ａ），（ｂ）から明らかなように、前述端子群Ｃ，Ｅ，Ａ及びＫよりも十分に広い幅を持ち、その表裏方向に配置した前記直流電圧源７，８と前記素子群１〜６とにより挟まれるように配置している。
【００２６】
さて、各スイッチング素子がターンオフする時の転流経路は、図４（ａ）〜（ｄ）に示した４経路である。正側アームの第１のスイッチング素子１の転流経路（ａ）と負側アームの第４のスイッチング素子４の転流経路（ｄ）及び正側アームの第２のスイッチング素子２の転流経路（ｂ）と負側アームの第３のスイッチング素子３の転流経路（ｃ）は、それぞれ電気回路上，相似の関係であり，物理的空間的にも相似の位置関係に配置すれば、インダクタンスも同等となる。したがって，転流経路の種類としては（ａ），（ｄ）と（ｂ），（ｃ）の２通りを考えればよい。ここでは転流経路（ａ）と（ｂ）について説明し、（ｃ）と（ｄ）については省略するが、全く同様に理解することができる。
【００２７】
まず、転流経路（ａ）は、スイッチング素子１がターンオフする瞬間に生じていた変換器内の有電流路であって、スイッチング素子１のターンオフによって電流が遮断させられることで高電圧を発生する要因となるインダクタンスをもつ電路である。スイッチング素子１がオンしているときは必ずスイッチング素子２もオンしており、「第２の平滑コンデンサ８の正極→結合ダイオード５→第２のスイッチング素子２→交流端子→交流（負荷）回路→他相のスイッチング素子３，４→第２の平滑コンデンサ８の負極」の経路でダイオード５が通流している。したがって、その電流の大きさの範囲内ではダイオード５は逆方向にも通流し得るので、図４（ａ）に太線で示すように、スイッチング素子１のターンオフ時の転流経路は、「第１の平滑コンデンサ７の正極→第１のスイッチング素子１→ダイオード５（逆方向）→第１の平滑コンデンサ７の負極」の経路であり、スイッチング素子１がターンオフするとき、この転流経路の電流が遮断され、この経路のインダクタンスによってサージ電圧が発生し、スイッチング素子１に印加される。
【００２８】
この転流経路（ａ）は比較的短く，配線インダクタンスも比較的小さいので、第１のスイッチング素子１に印加されるサージ電圧は小さく問題はない。特に、本実施例においては、図５に破線で示すように、転流経路（ａ）は短くなる。
【００２９】
次に、転流経路（ｂ）は、スイッチング素子２がターンオフする瞬間（前後の短時間）に生じる変換器内の有電流路であって、スイッチング素子２のターンオフによって電流が変化させられることでサージ電圧を発生する要因となるインダクタンスをもつ電路である。スイッチング素子２がターンオフするときは、第３，第４のスイッチング素子３，４内のフリーホイルダイオードが「交流（負荷）回路→スイッチング素子４，３の逆並列のダイオード→交流端子→交流（負荷）回路」の経路で導通し得る状態にあるため、図４（ｂ）に太線で示すように、「第２の平滑コンデンサ８の正極→結合ダイオード５→第２のスイッチング素子２→第３，第４のスイッチング素子３，４のフリーホイルダイオード（逆方向）→第２の平滑コンデンサ８の負極」の経路で電流が流れ得る。スイッチング素子２がターンオフするとき、この転流経路のインダクタンスによって高電圧を発生し、スイッチング素子２に印加される。図６は、この転流経路（ｂ）を破線で示す側面図である。
【００３０】
ここで、この転流経路（ｂ）の配線インダクタンスについて考える。この転流経路（ｂ）は図からも明らかなように前記転流経路（ａ）に比べ比較的長くならざるを得ない。配線インダクタンスは経路の長さによって大きくなるため、転流経路をできる限り短く設計しなければならない。更に、スイッチング素子２がターンオフする直前，直後の電流経路が如何に沿わされ（重ねられ）ているかも重要である。３レベル電力変換装置は、ＰＷＭ制御によって交流端子に、短時間に直流の３レベルに電圧を切替え出力する。一方、交流負荷電流は、負荷のインダクタンスを電流源としており、各スイッチング素子のターンオフ時間のようなPWＭ制御のごく短時間の出来事の間では殆ど変化しない。この交流負荷電流の継続のためにフリーホイルダイオードが設けられている。さて、スイッチング素子２がターンオフする直前の交流負荷への電流Ｉ１は、「コンデンサ８の正極→ダイオード５→スイッチング素子２→交流負荷→他の相のスイッチング素子３，４→コンデンサ８の負極」の経路で流れており、一方、スイッチング素子２がターンオフした直後の交流負荷の電流Ｉ２は、「交流負荷→他の相のスイッチング素子３，４→スイッチング素子４，３のフリーホイルダイオード→交流負荷」の経路で流れる。図７は、本実施例におけるこれらの電流Ｉ１，Ｉ２を加筆した側面図である。電流Ｉ１が減少するのに合せて電流Ｉ２は増加し、あるいは、電流Ｉ１が消滅すると同時に電流Ｉ２が立上がる関係にある。これらの電流が図７の（ｅ）部で重なり合って同方向に流れることで、ターンオフの瞬間における実質的なインダクタンスを減少させることができる。すなわち、この部分においては、一方の増大（立上り）と他方の減少（消滅）とが重なり合って、トータルの電流変化ｄＩ／ｄｔが小さくなり、実質的なインダクタンスが小さくなるのである。この結果、スイッチング素子２に印加されるサージ電圧を小さく抑制することができる。スイッチング素子３についても全く同様である。実験によれば、先に述べた公報に記載された従来技術に比べ、スイッチング素子２，３へのサージ電圧の大きさを２０％低減することができた。
【００３１】
このように、本実施態様においては、スイッチング素子がターンオフする時の（ａ），（ｂ）の２種類の転流経路のうち、特に，転流経路が長く配線インダクタンスが大きくなる転流経路（ｂ）の配線インダクタンスを低減するため、第１の直流電圧源としての平滑コンデンサ７は、その負極端子１１ｐが，第１の結合ダイオード５に最も近くなるように配置され，他方，第２の直流電圧源としての平滑コンデンサ８は、その正極端子１１ｎが，第２の結合ダイオード６に最も近くなるように配置される。すなわち、導体層の一個所の表裏に、その一方に第１の直流電圧源の負極端子１１ｐがあり，その他方に第１の結合ダイオード５のアノード端子が存在するという位置関係である。同様に、導体層のもうひとつの個所の表裏に、その一方に第２の直流電圧源の正極端子１１ｎがあり，その他方に第２の結合ダイオード６のカソード端子が存在する。
【００３２】
このようにして、第２のスイッチング素子２のターンオフ直前に前記交流端子に向って電流Ｉ１が流れる第１の電流路と、前記第２のスイッチング素子２のターンオフ直後に前記交流端子に向って電流Ｉ２が流れる第２の電流路とを、ほぼ同一の長さとする位置（この実施例では結合ダイオード５，６に近接する位置）にそれぞれ前記第１，第２の単位電圧源７及び８の接続端子９ｐ、１１ｐ及び１０ｎ，１１ｎを配置するとともに、前記第１，第２の電流路を（ｅ）部で互いに沿わせて配置するのである。
【００３３】
図８は，本発明の第２の実施形態を示す側面図である。図１〜７の構成に加え，導体層の上層と下層との間に絶縁層１７を設けたものである。絶縁層１７は例えば絶縁材料でできた平板であり，第１及び第２の中間電位導体の絶縁確保用の穴または切り込みに合わせて穴または切り込みが設けられている。絶縁層を設けることにより，導体層の上層と下層の距離を近くすることが可能となり，相互誘導をさらに強めることができるので，さらにインダクタンスを低減可能である。絶縁層は上層，下層のどちらか一方または両方に接触していても構わない。
【００３４】
図９は，本発明の第３の実施形態の平面図であり、上層、下層の導体層及び素子層を示している。この実施の形態は，第１の実施形態において，各スイッチング素子１〜４及びダイオード５，６をそれぞれ２つずつ並列に接続し、電流容量を２倍としたものである。この場合にも、上記実施例と同様の効果を奏する。主回路構成は前述した特開平１１−８９２４９号公報の図１８と同一となる。
【００３５】
【発明の効果】
本発明によれば、スイッチング素子のターンオフ時のサージ電圧を抑制でき、小形軽量化された３レベル電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による３レベル電力変換装置の１相分の側面図である。
【図２】本発明の一実施例による３レベル電力変換装置の１相分の電気回路図である。
【図３】本発明の一実施例による３レベル電力変換装置の１相分の平面図である。
【図４】本発明の一実施例による４種の転流経路を示した電気回路図である。
【図５】本発明の一実施例による転流経路（ａ）を加筆した側面図である。
【図６】本発明の一実施例による転流経路（ｂ）を加筆した側面図である。
【図７】本発明の一実施例による転流経路（ｂ）の電流路を加筆した側面図である。
【図８】絶縁層を付加した本発明の他の実施例の側面図である。
【図９】並列接続した本発明の他の実施例の平面図である。
【符号の説明】
１…第１のスイッチング素子、２…第２のスイッチング素子、３…第３のスイッチング素子、４…第４のスイッチング素子、５…第１の結合ダイオード、６…第２の結合ダイオード、７，８…第１，第２の単位電圧源（平滑コンデンサ）、９〜１４…平板状導体、１７…絶縁層、９ｐ，１１ｐ…第１の単位電圧源の接続端子、１０ｎ，１１ｎ…第２の単位電圧源の接続端子。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a technology for mounting a three-level power converter, and more particularly to a technology for reducing inductance between a DC voltage source and a switching element.
[0002]
[Prior art]
In a power converter configured by a DC voltage source and a switching element and converting power between DC and AC, when the switching element is turned off, a surge voltage is induced in the wiring inductance between the DC voltage source and the switching element. And applied to the switching element. For this reason, when the wiring inductance is large, the switching element must be designed to have a high withstand voltage.
[0003]
In order to reduce the inductance of the wiring, the conductor that is the current path is made as wide as possible, and the forward and return conductors of the current path (hereinafter referred to as a commutation path) in which the current changes by turn-off are as close as possible It is known to form so-called parallel flat plates that are connected together. This is because the change in the apparent magnetic flux, that is, the inductance can be reduced by canceling out the magnetic fluxes generated by the current flowing in the forward path and the return path of the commutation path. The commutation path of the switching element referred to here is a current path in the converter that occurs at the moment when the switching element is turned off, and a surge voltage is generated by changing the current by turning off the switching element. It is an electric circuit with an inductance that causes generation. Details will be described later.
[0004]
As means for reducing the wiring inductance, for example, in Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-89249, the positive side arm portion of the DC voltage source is closest to the second switching element with respect to the DC voltage source. , The first coupling diode is disposed in the middle of each of the first and second switching elements, and the negative arm portion is closest to the third switching element with respect to the DC voltage source, and the fourth switching element It is disclosed that the element is farthest and the second coupling diode is placed in between the third and fourth switching elements, respectively.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described prior art, the surge voltage applied to the switching element is still large, and the conductor becomes large and the device is insufficiently reduced in size and weight in order to ensure the reliability as the power conversion device.
[0006]
An object of the present invention is to suppress a surge voltage when a switching element is turned off in a three-level power converter, and to reduce the size and weight of the power converter.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
There are two possible commutation paths when the four switching elements are turned off. These are a commutation path of the first and fourth switching elements and a commutation path of the second and third switching elements. The commutation paths of the first and fourth switching elements are relatively short, while the commutation paths of the second and third switching elements are relatively long. Therefore, the surge voltage applied to the second and third switching elements is larger than the surge voltage applied to the first and fourth switching elements.
[0008]
Therefore, in one aspect of the present invention, in order to reduce the wiring inductance in the commutation path of the second and third switching elements that are physically long, not only the commutation path is made as short as possible but also the switching element that is turned off. The first current path through which the current flows and the wiring of the second current path in which the current increases as the current in the first current path decreases are arranged.
[0009]
As will be described in detail later, one of the currents flowing through these first and second current paths decreases and the other increases with a slight temporal overlap during commutation. Or without overlapping in time, one disappears momentarily and the other rises. In order to suppress the inductance of these two current paths, it is effective to align both wirings.
[0010]
In another aspect, the present invention is characterized in that the connection terminals of the DC voltage source are arranged so that the lengths of the first and second current paths are substantially the same.
[0011]
Thereby, both current paths balance and cancel each other, and the inductance at the time of turn-off is further suppressed.
[0012]
In a preferred embodiment of the present invention, the connection terminal of the smoothing capacitor (unit voltage source) is disposed so as to be closest to the coupling diode in the linearly arranged element group.
[0013]
As a result, the first and second current paths in the commutation paths of the second and third switching elements are balanced, and an overlapping portion of the wiring is generated, so that a substantial inductance at the time of turn-off is suppressed, and a surge voltage is reduced. Becomes smaller.
[0014]
In another embodiment of the present invention, a flat insulating layer is provided between two flat conductive layers arranged so as to be sandwiched between a DC voltage source and a linearly arranged element group. .
[0015]
As a result, the two-layer flat conductors can be arranged closer to each other, the commutation path can be shortened, and the overlapping of the wirings can be strengthened, resulting in a smaller surge voltage.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0017]
1 is a side view of one phase of the three-level power converter according to the first embodiment of the present invention, FIG. 2 is an electric circuit diagram of one phase, and FIG. 3 is a plan view of one phase. Here, the IGBT is described as an example of the switching element for convenience, but the same effect can be obtained when other switching elements such as a MOSFET and a bipolar transistor are used. Here, the positive terminal of each switching element is called a collector, and the negative terminal is called an emitter.
[0018]
1 to 3, one phase of the power conversion device constitutes the electric circuit of FIG. 2, and a group of elements arranged in a straight line and first and second unit voltage sources constituting a DC voltage source. Are arranged so as to sandwich a flat conductor layer.
[0019]
First, in terms of the configuration of the element group, as shown in FIGS. 1 and 3, the first switching element 1, the first coupling diode 5 for deriving the intermediate potential 5, the second switching element 2, and the third switching element. The element 3, the second coupling diode 6 for deriving the intermediate potential, and the fourth switching element 4 are arranged substantially on a straight line.
[0020]
Next, two upper and lower flat conductor layers are disposed above the element group. The lower layer of the conductor layer is composed of a first intermediate potential conductor 12, an AC side conductor 13, and a second intermediate potential conductor 14, as shown in FIG. 3B, and is parallel to the element as shown in FIG. The flat plate-like portion is in the same plane on the upper side of the element layer in FIG. As shown in FIG. 3A, the upper layer of the conductor layer is composed of a positive electrode side conductor 9, a third intermediate potential conductor 11, and a negative electrode side conductor 10, and as shown in FIG. 1, is parallel to the element group. The flat plate portion is disposed above the lower layer of the conductor layer, and the upper layer and the lower layer of these conductor layers are in a parallel relationship.
[0021]
Finally, the DC voltage sources 7 and 8 are arranged so that the conductor layer is sandwiched between the DC voltage source and the element group. The DC voltage source is composed of first and second smoothing capacitors 7 and 8 which are unit voltage sources.
[0022]
In this embodiment, the negative terminal 11p of the first unit voltage source 7 is arranged so as to be closest to the first coupling diode 5 in the element group, and the second unit voltage source 8 The positive electrode terminal 11n is arranged so as to be closest to the second coupling diode 6 in the element group.
[0023]
Next, the connection relationship by conductor layer is described. In the lower layer of the conductor layer, the first intermediate potential conductor 12 connects the emitter of the first switching element 1, the collector of the second switching element 2, and the cathode of the first coupling diode 5 as shown in FIG. As shown in FIG. 6B, a hole or notch 15 for insulation with the third intermediate potential conductor 11 connected to the anode of the first coupling diode is provided. The AC side conductor 13 connects the emitter of the second switching element 2 and the collector of the third switching element, and is provided with an AC output terminal (not shown) at an arbitrary location. The second intermediate potential conductor 14 connects the emitter of the third switching element 3, the collector of the fourth switching element 4, and the anode of the second coupling diode, as shown in FIG. 3B. A hole or notch 16 is provided for insulation from the third intermediate potential conductor 11 connected to the cathode of the second coupling diode.
[0024]
On the other hand, the connection in the upper layer of the conductor layer is such that the positive conductor 9 connects the collector of the first switching element 1 and the positive terminal 9 p of the first smoothing capacitor 7. The negative conductor 10 connects the emitter of the fourth switching element 4 and the negative terminal 10 n of the second smoothing capacitor 8. The third intermediate potential conductor 11 connects the anode of the first diode 5 and the cathode of the second diode 6, and the negative terminal 11 p of the first smoothing capacitor 7 and the positive terminal 11 n of the second smoothing capacitor 8. Connected to.
[0025]
Here, one collector and one emitter of each switching element are shown, but a similar configuration is possible even with a switching element having a plurality of collectors and emitters. Further, as shown in FIG. 2, each of the switching elements 1 to 4 includes a switching function unit for turning on / off current and a freewheeling function unit for an AC circuit connected in reverse parallel to the switching function unit. In particular, as shown in FIG. 3 (c), the element group arranged in a line includes the anode terminal (the collector C of the switching element, the anode A of the diode) and the cathode terminal (the emitter E of the switching element). , Diode cathodes K) are arranged in a substantially straight line. The flat conductors 9 to 14 have a width that is sufficiently wider than the terminal groups C, E, A, and K as shown in FIGS. The DC voltage sources 7 and 8 and the element groups 1 to 6 are arranged so as to be sandwiched between them.
[0026]
Now, the commutation paths when each switching element is turned off are the four paths shown in FIGS. The commutation path (a) of the first switching element 1 of the positive arm, the commutation path (d) of the fourth switching element 4 of the negative arm, and the commutation path of the second switching element 2 of the positive arm. (B) and the commutation path (c) of the third switching element 3 of the negative arm have a similar relationship on the electric circuit, and if arranged in a similar positional relationship in physical space, inductance Is equivalent. Therefore, two types of commutation paths (a), (d) and (b), (c) may be considered. Here, the commutation paths (a) and (b) will be described, and (c) and (d) will be omitted, but they can be understood in exactly the same way.
[0027]
First, the commutation path (a) is a current path in the converter that has occurred at the moment when the switching element 1 is turned off, and generates a high voltage when the current is interrupted by the turn-off of the switching element 1. It is an electric circuit with inductance that becomes a factor. When the switching element 1 is turned on, the switching element 2 is also turned on, and “the positive electrode of the second smoothing capacitor 8 → the coupling diode 5 → the second switching element 2 → the AC terminal → the AC (load) circuit → The diode 5 flows through the path of the other phase switching elements 3, 4 → the negative electrode of the second smoothing capacitor 8. Therefore, the diode 5 can also flow in the reverse direction within the range of the magnitude of the current. Therefore, as shown by the bold line in FIG. The positive electrode of the smoothing capacitor 7 → the first switching element 1 → the diode 5 (reverse direction) → the negative electrode of the first smoothing capacitor 7 ”. When the switching element 1 is turned off, the current in the commutation path is This is interrupted, and a surge voltage is generated by the inductance of this path, and is applied to the switching element 1.
[0028]
Since the commutation path (a) is relatively short and the wiring inductance is also relatively small, the surge voltage applied to the first switching element 1 is small and causes no problem. In particular, in this embodiment, the commutation path (a) is shortened as shown by a broken line in FIG.
[0029]
Next, the commutation path (b) is a current path in the converter that occurs at the moment when the switching element 2 is turned off (short time before and after), and the current is changed by turning off the switching element 2. This is an electric circuit having an inductance that causes a surge voltage. When the switching element 2 is turned off, the free wheel diodes in the third and fourth switching elements 3 and 4 are “AC (load) circuit → an antiparallel diode of the switching elements 4 and 3 → AC terminal → AC (load ) Circuit ”, it is in a state where it can be conducted. Therefore, as shown by a thick line in FIG. 4B,“ the positive electrode of the second smoothing capacitor 8 → the coupling diode 5 → the second switching element 2 → the third, Current can flow through a path of “freewheel diodes (reverse direction) of the fourth switching elements 3, 4 → negative electrode of the second smoothing capacitor 8”. When the switching element 2 is turned off, a high voltage is generated by the inductance of the commutation path and applied to the switching element 2. FIG. 6 is a side view showing the commutation path (b) with a broken line.
[0030]
Here, the wiring inductance of the commutation path (b) is considered. This commutation path (b) must be relatively longer than the commutation path (a), as is apparent from the figure. Since the wiring inductance increases with the length of the path, the commutation path must be designed as short as possible. Further, it is also important how the current paths immediately before and after the switching element 2 is turned off are arranged (overlapped). The three-level power conversion device switches the voltage to an AC terminal and outputs the voltage to three levels of DC in a short time by PWM control. On the other hand, the AC load current uses the inductance of the load as a current source, and hardly changes during a very short event of PWM control such as the turn-off time of each switching element. A free wheel diode is provided to continue the AC load current. The current I1 to the AC load immediately before the switching element 2 is turned off is expressed as “positive electrode of capacitor 8 → diode 5 → switching element 2 → AC load → switching elements 3 and 4 of other phases → negative electrode of capacitor 8”. On the other hand, the current I2 of the AC load immediately after the switching element 2 is turned off is “AC load → switching elements 3 and 4 of other phases → freewheel diodes of switching elements 4 and 3 → AC load”. It flows in the route. FIG. 7 is a side view obtained by adding these currents I1 and I2 in this embodiment. The current I2 increases as the current I1 decreases, or the current I2 rises at the same time as the current I1 disappears. Since these currents overlap in the part (e) of FIG. 7 and flow in the same direction, a substantial inductance at the moment of turn-off can be reduced. That is, in this portion, one increase (rise) and the other decrease (disappearance) overlap, and the total current change dI / dt becomes small, and the substantial inductance becomes small. As a result, the surge voltage applied to the switching element 2 can be suppressed small. The same applies to the switching element 3. According to the experiment, the magnitude of the surge voltage to the switching elements 2 and 3 can be reduced by 20% compared to the prior art described in the above-mentioned publication.
[0031]
Thus, in this embodiment, among the two types of commutation paths (a) and (b) when the switching element is turned off, the commutation path (in which the commutation path is long and the wiring inductance is large) In order to reduce the wiring inductance of b), the smoothing capacitor 7 as the first DC voltage source is arranged so that the negative electrode terminal 11p is closest to the first coupling diode 5, while the second DC voltage is applied. The smoothing capacitor 8 as a voltage source is arranged so that the positive electrode terminal 11 n is closest to the second coupling diode 6. That is, there is a positional relationship in which one side of the conductor layer has the negative terminal 11p of the first DC voltage source on one side and the anode terminal of the first coupling diode 5 on the other side. Similarly, on the other side of the conductor layer, the positive terminal 11n of the second DC voltage source is on one side and the cathode terminal of the second coupling diode 6 is on the other side.
[0032]
In this way, the first current path through which the current I1 flows toward the AC terminal immediately before the second switching element 2 is turned off, and the current toward the AC terminal immediately after the second switching element 2 is turned off. Connection of the first and second unit voltage sources 7 and 8 to a position where the second current path through which I2 flows is substantially the same length (position close to the coupling diodes 5 and 6 in this embodiment), respectively. Terminals 9p, 11p and 10n, 11n are arranged, and the first and second current paths are arranged along each other in the portion (e).
[0033]
FIG. 8 is a side view showing a second embodiment of the present invention. In addition to the configurations of FIGS. 1 to 7, an insulating layer 17 is provided between the upper layer and the lower layer of the conductor layer. The insulating layer 17 is a flat plate made of an insulating material, for example, and is provided with holes or cuts in accordance with holes or cuts for ensuring insulation of the first and second intermediate potential conductors. By providing the insulating layer, the distance between the upper layer and the lower layer of the conductor layer can be reduced and the mutual induction can be further increased, so that the inductance can be further reduced. The insulating layer may be in contact with one or both of the upper layer and the lower layer.
[0034]
FIG. 9 is a plan view of a third embodiment of the present invention, showing an upper layer, a lower conductor layer, and an element layer. In this embodiment, in the first embodiment, each switching element 1 to 4 and two diodes 5 and 6 are connected in parallel, and the current capacity is doubled. In this case as well, the same effects as in the above embodiment are achieved. The main circuit configuration is the same as that shown in FIG. 18 of JP-A-11-89249.
[0035]
【The invention's effect】
ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the surge voltage at the time of turn-off of a switching element can be suppressed, and the three-level power converter device reduced in size and weight can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a side view of one phase of a three-level power converter according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an electric circuit diagram for one phase of a three-level power converter according to an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a plan view of one phase of the three-level power converter according to one embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an electric circuit diagram showing four types of commutation paths according to an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a side view of a commutation path (a) according to an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a side view of a commutation path (b) according to an embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a side view in which a current path of a commutation path (b) is added according to an embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a side view of another embodiment of the present invention in which an insulating layer is added.
FIG. 9 is a plan view of another embodiment of the present invention connected in parallel.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... 1st switching element, 2 ... 2nd switching element, 3 ... 3rd switching element, 4 ... 4th switching element, 5 ... 1st coupling diode, 6 ... 2nd coupling diode, 7, 8 ... first and second unit voltage sources (smoothing capacitors), 9 to 14 ... flat conductors, 17 ... insulating layers, 9p, 11p ... connection terminals of the first unit voltage source, 10n, 11n ... second Unit voltage source connection terminal.

Claims

直列接続された第１，第２の単位電圧源を含み，３つの直流電圧レベルの３端子を有する直流電圧源と、前記第１の単位電圧源の正極端子と交流端子との間に直列接続された第１，第２のスイッチング素子と、その直列接続点と前記第１，第２の単位電圧源の直列接続点との間に接続された第１の結合ダイオードと、前記交流端子と前記第２の単位電圧源の負極端子との間に直列接続された第３，第４のスイッチング素子と、その直列接続点と前記第１，第２の単位電圧源の直列接続点との間に接続された第２の結合ダイオードと、前記第１のスイッチング素子，第１の結合ダイオード，第２のスイッチング素子，第３のスイッチング素子，第２の結合ダイオード及び第４のスイッチング素子の順に一列に配置した素子群と、この素子群と前記直流電圧源とに挟まれるように配置され，前記の電気接続を担う平板状の導体とを備え、前記交流端子に３つの電圧レベルを出力する３レベル電力変換装置において、前記導体層の略同一個所の表裏の一方に第１の単位電圧源の負極端子を配置し，その他方に第１の結合ダイオードのアノード端子を配置し、導体層のもうひとつの略同一個所の表裏の一方に第２の単位電圧源の正極端子を配置し，その他方に第２の結合ダイオードのカソード端子を配置したことを特徴とする３レベル電力変換装置。 A DC voltage source including first and second unit voltage sources connected in series and having three terminals of three DC voltage levels, and a series connection between a positive terminal and an AC terminal of the first unit voltage source The first and second switching elements, the first coupling diode connected between the series connection point thereof and the series connection point of the first and second unit voltage sources, the AC terminal, and the The third and fourth switching elements connected in series between the negative terminal of the second unit voltage source and the series connection point between the series connection point of the first and second unit voltage sources. The connected second coupling diode and the first switching element, the first coupling diode, the second switching element, the third switching element, the second coupling diode, and the fourth switching element in a line in this order. The arranged element group and this element group In a three-level power conversion device that is disposed so as to be sandwiched between DC voltage sources and that has a flat conductor for carrying out the electrical connection and outputs three voltage levels to the AC terminal, the conductor layers are substantially identical. The negative terminal of the first unit voltage source is arranged on one of the front and back sides of the location, the anode terminal of the first coupling diode is arranged on the other side, and the second is placed on the other side of the substantially identical location of the conductor layer A three-level power converter characterized in that the positive terminal of the unit voltage source is arranged and the cathode terminal of the second coupling diode is arranged on the other side.

請求項１において、一列に配置した前記素子群は、これら全ての素子の陽極端子と陰極端子とをほぼ一直線状に配置し、前記平板状の導体は、これらの端子群よりも十分に広い幅を持ち、その表裏方向に配置した前記直流電圧源と前記素子群とにより挟まれるように配置したことを特徴とする３レベル電力変換装置。2. The element group arranged in a row according to claim 1, wherein the anode terminal and the cathode terminal of all of these elements are arranged substantially in a straight line, and the flat conductor is sufficiently wider than these terminal groups. The three-level power converter is arranged so as to be sandwiched between the DC voltage source and the element group arranged in the front and back direction.

請求項１又は２において、前記第２のスイッチング素子のターンオフ直前の電流が流れる平板状導体と、前記第２のスイッチング素子のターンオフ直後の電流が流れる平板状導体とを沿わせて配置するとともに、前記第３のスイッチング素子のターンオフ直前の電流が流れる平板状導体と、前記第３のスイッチング素子のターンオフ直後の電流が流れる平板状導体とを沿わせて配置したことを特徴とする３レベル電力変換装置。 In claim 1 or 2 , the flat conductor through which the current immediately before the turn-off of the second switching element flows and the flat conductor through which the current immediately after the turn-off of the second switching element flows are arranged alongside, A three-level power conversion comprising: a flat conductor through which a current immediately before turning off the third switching element; and a flat conductor through which a current immediately after turning off the third switching element are arranged. apparatus.

直列接続された第１，第２の単位電圧源を含み，３つの直流電圧レベルの３端子を有する直流電圧源と、前記第１の単位電圧源の正極端子と交流端子との間に直列接続された第１，第２のスイッチング素子と、その直列接続点と前記第１，第２の単位電圧源の直列接続点との間に接続された第１の結合ダイオードと、前記交流端子と前記第２の単位電圧源の負極端子との間に直列接続された第３，第４のスイッチング素子と、その直列接続点と前記第１，第２の単位電圧源の直列接続点との間に接続された第２の結合ダイオードと、前記第１〜第４のスイッチング素子を一列に配置した素子群と、この素子群と前記直流電圧源とに挟まれるように配置され，前記の電気接続を担う平板状の導体とを備え、前記交流端子に３つの電圧レベルを出力する３レベル電力変換装置において、一列に配置した前記素子群は、これら全ての素子の陽極端子と陰極端子とをほぼ一直線状に配置し、前記平板状の導体は、これらの端子群よりも十分に広い幅を持ち、その表裏方向に配置した前記直流電圧源と前記素子群とにより挟まるように配置するとともに、前記第２のスイッチング素子のターンオフ直前に前記交流端子に向って電流が流れる電流路と、前記第２のスイッチング素子のターンオフ直後に前記交流端子に向って電流が流れる電流路とを、ほぼ同一の長さとする位置に前記第１，第２の単位電圧源の接続端子を配置したことを特徴とする３レベル電力変換装置。A DC voltage source including first and second unit voltage sources connected in series and having three terminals of three DC voltage levels, and a series connection between a positive terminal and an AC terminal of the first unit voltage source The first and second switching elements, the first coupling diode connected between the series connection point thereof and the series connection point of the first and second unit voltage sources, the AC terminal, and the The third and fourth switching elements connected in series between the negative terminal of the second unit voltage source and the series connection point between the series connection point of the first and second unit voltage sources. The second coupling diode connected, the element group in which the first to fourth switching elements are arranged in a line, and the element group and the DC voltage source are arranged so as to be sandwiched between the electric connection and the electric connection. A plate-shaped conductor that provides three voltage levels to the AC terminal. To the three-level power converter, wherein the element group arranged in a line, the anode terminal and the cathode terminal of all these elements are arranged substantially in a straight line, the flat conductor is sufficiently than these terminal groups A current path through which the current flows toward the AC terminal immediately before the second switching element is turned off , and is arranged so as to be sandwiched between the DC voltage source and the element group arranged in the front and back direction. And the connection terminals of the first and second unit voltage sources are arranged at positions where the current paths through which current flows toward the AC terminal immediately after turn-off of the second switching element are substantially the same length. A three-level power converter characterized by the above.

請求項４において、前記第２のスイッチング素子のターンオフ直前に前記交流端子に向って電流が流れる第１の電流路と、前記第２のスイッチング素子のターンオフ直後に前記交流端子に向って電流が流れる第２の電流路とを、ほぼ同一の長さとする位置に前記第１，第２の単位電圧源の接続端子を配置するとともに、前記第１，第２の電流路の一部を互いに沿わせて配置したことを特徴とする３レベル電力変換装置。In claim 4, a current flows toward the first current path a current flows toward the AC terminal to turn off immediately before the second switching element, the AC terminals immediately after turn-off of the second switching element The connection terminals of the first and second unit voltage sources are arranged at positions where the second current path has substantially the same length, and parts of the first and second current paths are arranged along each other. A three-level power converter characterized by being arranged.

請求項１〜５のうちのいずれかにおいて、下記（１）と（２）との間に挟まれるように平板状の絶縁層を設けたことを特徴とする３レベル電力変換装置。
（１）第１の単位電圧源の正極端子と第１のスイッチング素子とを接続する平板状の導体，第２の単位電圧源の負極端子と第４のスイッチング素子とを接続する平板状の導体及び第１，第２の単位電圧源を接続する平板状の導体。
（２）第１と第２のスイッチング素子を接続する平板状の導体，第２と第３のスイッチング素子を接続する平板状の導体及び第３と第４のスイッチング素子を接続する平板状の導体。6. The three-level power converter according to claim 1, wherein a flat insulating layer is provided so as to be sandwiched between the following (1) and (2).
(1) A flat conductor that connects the positive terminal of the first unit voltage source and the first switching element, and a flat conductor that connects the negative terminal of the second unit voltage source and the fourth switching element. And a flat conductor connecting the first and second unit voltage sources.
(2) A flat conductor connecting the first and second switching elements, a flat conductor connecting the second and third switching elements, and a flat conductor connecting the third and fourth switching elements .

請求項１〜６のいずれかにおいて、第１〜第４のスイッチング素子及び第１及び第２のダイオードをそれぞれ並列に接続された複数のスイッチング素子及びダイオードで構成したことを特徴とする３レベル電力変換装置。The three-level power according to any one of claims 1 to 6, wherein the first to fourth switching elements and the first and second diodes are each composed of a plurality of switching elements and diodes connected in parallel. Conversion device.

請求項１〜７のいずれかにおいて、前記第１及び第２の単位電圧源はそれぞれ第１及び第２のコンデンサを備えたことを特徴とする３レベル電力変換装置。 8. The three-level power conversion device according to claim 1, wherein the first and second unit voltage sources include first and second capacitors, respectively.