JP3635519B2 - 発振回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、水晶振動子などの圧電振動子を用いた発振回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
時計などの基準クロック発生源として用いられる発振回路は、CMOSインバータの入出力端子間に水晶振動子などの圧電振動子を接続し、このCMOSインバータの入力端子及び出力端子と定電位点間にそれぞれコンデンサを接続し、さらにCMOSインバータの入出力端子間に帰還抵抗を接続して構成している。
【0003】
図4は、そのような水晶振動子を用いた発振回路の一般的な構成を示した電気回路図で、1は水晶振動子、2はCMOSインバータ、3及び4はコンデンサ、5aは帰還抵抗としてのCMOSトランジスタ、6は発振停止用のNチャンネルMOSトランジスタである。
【0004】
通常、帰還抵抗には数MΩ程度の大きな抵抗値のものが用いられるが、抵抗値のばらつきや抵抗値の温度変化が大きく(約50%程度)ても発振に支障はないことから、帰還抵抗としてPチャンネルMOSトランジスタとNチャンネルMOSトランジスタで構成されるCMOSトランジスタ5aが高抵抗器として用いられていた。
【0005】
このように構成される発振回路において、発振停止信号S1をHレベルにすると、帰還抵抗としてのCMOSトランジスタ5aがオフし、NチャンネルMOSトランジスタ6がオンすることにより、CMOSインバータ2の入力端子が定電位点である接地電位にプルダウンされて発振が停止する。
【0006】
一方、この帰還抵抗の抵抗値を小さくすることによりオーバートーン水晶発振回路を構成できることが知られている。その抵抗値は発振させるべき次数(3次波、5次波など)に応じて定められ、発振回路の条件にもよるが、例えば3〜10KΩ程度である。
【0007】
図5は、そのようなオーバートーン水晶発振回路の構成を示す電気回路図であり、5bは帰還抵抗としての薄膜抵抗、7は直流阻止用のコンデンサ、8は直流バイアス設定用の高抵抗のMOSトランジスタである。なお、図4の素子に相当する素子には同じ符号を付けて説明は省略している。
【0008】
帰還抵抗の抵抗値を小さくしてオーバートーン水晶発振回路を構成する場合には、帰還抵抗5bの抵抗値が変化するとカットオフ周波数Fcがシフトし、例えば3次オーバートーン発振回路において基本波発振あるいは5次オーバートーン発振に発振条件が変化するなど、安定して所定のオーバートーン発振をさせることができなくなる。従って、帰還抵抗としては、抵抗値のばらつきや抵抗値の温度変化が大きいMOSトランジスタでなく、抵抗値のばらつきや変化の少ない高精度の薄膜抵抗を使用している。
【0009】
また、帰還抵抗として、低抵抗化とともに、スイッチ機能を持たない抵抗を使用することにともない、発振停止時(NチャンネルMOSトランジスタ6がオン時)の消費電力が増大するのを防止するために直流阻止用のコンデンサ7を帰還抵抗としての薄膜抵抗5bに直列に接続して帰還回路を形成するとともに、これと並列に高抵抗(数100KΩ〜数MΩ程度)の抵抗値を持つMOSトランジスタ8からなる直流バイアス設定回路を形成している。
【0010】
この発振回路において、発振停止信号S1がLレベルのとき、NチャンネルMOSトランジスタ6がオフ、直流バイアス設定用のMOSトランジスタ8がオンして所定次数のオーバートーン周波数で発振し、発振停止信号S1をHレベルにすると、直流バイアス設定用のMOSトランジスタ8がオフし、NチャンネルMOSトランジスタ6がオンすることにより、CMOSインバータ2の入力端子が定電位点である接地電位にプルダウンされて発振が停止する。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明した従来の発振回路では、発振停止用MOSトランジスタ6がCMOSインバータ2の入力端子に接続されているから、発振時、すなわち発振停止用MOSトランジスタ6のオフ時に、この発振停止用MOSトランジスタ6のもつキャパシタンス成分が入力回路に直接接続され入力容量に付加される。この付加されるMOSトランジスタ6のキャパシタンス成分が電源電圧により変動すること、及び製造工程によりばらつくことから、発振回路のトータルの入力容量が一定せず、発振周波数が安定した発振回路を得ることが困難であった。
【0012】
また、特に第5図のオーバートーン発振回路では停止時の消費電力が増大するのを防止するための直流阻止用のコンデンサ7を帰還回路に設ける一方、さらに直流バイアス設定用のMOSトランジスタ8を設けるために、発振回路を構成するうえで大きな面積が必要となり、回路接続も複雑になるという問題があった。
【0013】
そこで、本発明は、入力容量を一定にし、かつ直流成分遮断用のコンデンサを不要とし、必要面積が小さく発振周波数が安定した発振回路を得ることを目的とする。
【0014】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発振回路は、CMOSインバータと、このCMOSインバータの入出力端子間に接続された圧電振動子と、前記CMOSインバータの入力端子と第1定電位源との間に接続された第1コンデンサと、前記CMOSインバータの出力端子と第1定電位源との間に接続された第2コンデンサと、前記CMOSインバータの入力端子に一端が接続された帰還抵抗と、この帰還抵抗の他端を入力信号に応じて第2定電位源あるいは上記CMOSインバータの出力端子のいずれかに接続を切り換えるスイッチとを備え、前記帰還抵抗を前記CMOSインバータの入力端子のプルダウン抵抗またはプルアップ抵抗として共用することを特徴とする。
【0015】
この構成によれば、CMOSインバータの入力端子には発振停止用のMOSトランジスタによる不安定なキャパシタ成分が付加されず、発振回路の諸常数の設定が簡単になるとともに、安定な周波数を発振することができる。また、従来オーバートーン周波数を発振させる場合に必要とされていた直流阻止用のコンデンサ及びに直流バイアス設定用の高抵抗値をもつMOSトランジスタを必要とせず、発振回路を小さい面積で構成でき、回路接続も簡単にできる。
【0017】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例を説明する前に、先ず、本発明の原理を図1を参照して説明する。図1(a)は発振回路の全体回路図、同図(b)は発振停止状態図、同図(c)は発振状態図をそれぞれ示したものである。これらの図において、1は水晶振動子、2はCMOSインバータ、3及び4はコンデンサ、5cは帰還抵抗、9は発振停止信号S1により切換接点cがb接点からa接点に切替られる切換スイッチである。
【0018】
この発振回路は、基本波周波数発振回路あるいはオーバートーン発振回路として構成できるが、基本波周波数発振回路とする場合には、帰還抵抗5cの抵抗値を高く(例えば数MΩ程度)設定し、オーバートーン発振回路とする場合には、帰還抵抗5cの抵抗値を低く(例えば3〜10KΩ程度)設定する。
【0019】
CMOSインバータ2の入出力端子間には水晶振動子1が並列に接続されると共に、その入出力端子と接地間にはそれぞれコンデンサ3および4が接続される。また、切換スイッチ9の切換接点cは帰還抵抗5cを介してCMOSインバータ2の入力端子に、切換スイッチ9のb接点はCMOSインバータ2の出力端子に、切換スイッチ9のa接点は定電位点VSSに接続される。
【0020】
この構成で、発振停止信号S1がLレベルのときは、切換スイッチ9の切換接点cがa接点側に切り換わって帰還抵抗5cがCMOSインバータ2の入出力端子間に接続される。このときの発振回路は、図1(c)に示す回路構成となり、CMOSインバータ2の入力端子には所定の直流バイアス電圧が印加され、帰還抵抗5cの値に応じた次数の周波数(基本周波数あるいは所定オーバートーン周波数)で発振する。
【0021】
また、発振停止信号S1がHレベルのときは、切換スイッチ9の切換接点cがb接点側に切り換わって帰還抵抗5cが定電位点VSSに接続される。このときの発振回路は、図1(b)に示す回路構成となり、帰還抵抗5cはCMOSインバータ2の入出力端子間から切り放され、CMOSインバータ2の入力端子は帰還抵抗5cを介して定電位VSSに固定され、発振を停止する。
【0022】
なお、この発振回路の発振停止時にCMOSインバータ2の入力端が帰還抵抗5cを介して定電位点VSSに接続されるため、帰還抵抗5cをCMOSインバータの入力端電位を固定電位に設定するためのプルダウン抵抗あるいはプルアップ抵抗として共用することができ、専用のプルダウン抵抗あるいはプルアップ抵抗を省くことができる。
【0023】
この発振回路によれば、CMOSインバータ2の入力端子には従来のように発振停止用のMOSトランジスタによる不安定なキャパシタ成分が付加されないため、発振回路の諸常数の設定が簡単になるとともに、設定された次数の周波数で安定に発振することができる。また、従来オーバートーン周波数を発振させる場合に必要とされていた直流阻止用のコンデンサ及びに直流バイアス設定用の高抵抗値をもつMOSトランジスタを必要とせず、発振回路を小さい面積で構成でき、回路接続も簡単にできる。
【0024】
図2は、上記図1に説明した発振回路の原理図を具体化した本発明の一実施例に係る発振回路の構成図で、図1と同一部分には同一符号を付している。図2の構成で図1と異なる点は切換スイッチ9を具体的にMOSトランジスタで構成している点である。
【0025】
即ち、切換スイッチ9を、一端がCMOSインバータ2の入力端子に接続された帰還抵抗5cの他端側と固定定電位点VSSとの間に接続されたNチャンネルMOSトランジスタ9cと、帰還抵抗5cの他端側とCMOSインバータ2の出力端子間に接続されたPチャンネルMOSトランジスタとNチャンネルMOSトランジスタとの並列回路から成るCMOSトランジスタ9aと、そのCMOSトランジスタ9aの一方の入力端子に接続されたインバータ9bと、MOSトランジスタ9cとCMOSトランジスタ9aの他方およびインバータ9bの各入力端子に接続された発振停止信号S1の入力線とから構成した点である。
【0026】
なお、MOSトランジスタ9aはスイッチとしての機能を向上させるために、PチャンネルMOSトランジスタとNチャンネルMOSトランジスタとが並列に接続されるCMOS構成となっているが、このMOSトランジスタ9aはPチャンネルMOSトランジスタあるいはNチャンネルMOSトランジスタのいずれか単独のMOSトランジスタで構成することもできる。
【0027】
図2の回路構成で、発振停止信号S1がLレベルに設定されると、その発振停止信号S1によりNチャンネルMOSトランジスタ9cがオフし、一方発振停止信号S1およびその反転信号によりMOSトランジスタ9aがオンして、帰還抵抗5cがCMOSインバータ2の入出力端子間に接続されて帰還回路が形成されるとともに、CMOSインバータ2の入力端子に所定の直流バイアスが印加され、発振回路は、所定次数の周波数(基本波周波数あるいはオーバートーン周波数)で安定した発振が行われる。
【0028】
逆に発振停止信号S1がHレベルに設定されると、発振停止信号S1およびその反転信号によりMOSトランジスタ9aがオフして帰還回路が開放され、一方発振停止信号S1によりNチャンネルMOSトランジスタ9CがオンしてCMOSインバータ2の入力端子が固定電位VSSとなり、発振回路は発振が停止する。
【0029】
この発振回路で帰還抵抗5cと直列に接続されるNチャンネルMOSトランジスタ9cおよびMOSトランジスタ9aは帰還抵抗5cと比較して低抵抗であり、これらのMOSトランジスタの面積を小さくできる。MOSトランジスタ9aの抵抗値に最大50%程度のばらつきあるいは変動があったしとても帰還抵抗5cの抵抗値(基本波周波数発振回路の場合で数MΩ程度、オーバートーン発振回路の場合で3〜10KΩ程度)に比べて小さいから、帰還回路のトータルの抵抗値のばらつきあるいは変動は小さく、所定次数での発振条件として回路上問題とはならない。
【0030】
また、NチャンネルMOSトランジスタ9cは、発振時にオフとなっており、このNチャンネルMOSトランジスタ9cのキャパシタンス成分がCMOSインバータ2の入力回路に接続されることになるが、帰還抵抗5cを介して接続されているため、NチャンネルMOSトランジスタ9cのキャパシタンス成分の大きさ及びその変動がトータルの入力容量に対して与える影響はきわめて小さく、実質上無視できる程度のものである。
【0031】
したがって、第1図の基本的な発振回路におけると同様に、発振回路の諸常数の設定が簡単になるとともに、安定な周波数で発振することができる。なお、NチャンネルMOSトランジスタ9cのキャパシタンス成分はCMOSインバータ2の出力回路にも接続されることになるが、この場合もMOSトランジスタ9aの抵抗を介して接続されているため、上述の入力容量におけると同様に、その影響は小さく実質上問題とならない。
【0032】
また、従来オーバートーン周波数を発振させる場合に必要とされていた直流阻止用のコンデンサ及び直流バイアス設定用の高抵抗値をもつMOSトランジスタを必要とせず、発振回路を小さい面積で構成でき、回路接続も簡単にできる。
【0033】
なお、図2の発振回路では、切換スイッチ9をMOSトランジスタで構成しているが、切換スイッチ9はMOSトランジスタに限られず、MOSトランジスタと同様に電圧制御型双方向スイッチとして機能する電界効果トランジスタFET、例えば接合型電界効果トランジスタJFET等で構成することができる。
【0034】
このように切換スイッチ9を電界効果トランジスタFETで構成した発振回路は、MOSトランジスタで構成した発振回路と同様に、発振停止信号S1を電界効果トランジスタFETのゲートに印加することにより、発振停止信号S1のHレベルあるいはLレベルに応じて発振状態あるいは発振停止状態になる。
【0035】
この、切換スイッチ9を電界効果トランジスタFETで構成した発振回路は、図2の切換スイッチ9をMOSトランジスタで構成した発振回路におけると同様の効果を奏する。
【0036】
図3は、本発明の他の実施例に係り、図2の発振回路をシリコン基板などの半導体基板Sに集積化した集積化発振回路を示す。同図(a)は発振停止時にCMOSインバータ2の入力端子の固定電位を接地電位とするもので、そのためのMOSトランジスタ9cをNチャンネルとしており、回路的には図2の発振回路と同様である。同図(b)は、発振停止時にCMOSインバータ2の入力端子の固定電位を電源電位VDDとするもので、そのためのMOSトランジスタ9cをPチャンネルとしており、発振停止信号S1のH/Lレベルと発振状態/停止状態の関係が逆になる点で異なるだけで、その他は(a)と同じである。
【0037】
同図(a)では、発振停止信号S1がLレベルで発振状態、Hレベルで停止状態になり、同図(b)では、発振停止信号S1がHレベルで発振状態、Lレベルで停止状態になる。
【0038】
集積化発振回路を構成する場合に、水晶振動子1は外付けとし、その他の構成要素、すなわちCMOSインバータ2、コンデンサ3及び4、帰還抵抗5c、MOSトランジスタ9a、インバータ9b、MOSトランジスタ9c、はすべて半導体基板に集積化される。帰還抵抗5は薄膜抵抗で、発振周波数に対応した抵抗値で高精度に形成される。
【0039】
この集積化発振回路によると、上述の第2図に係る具体的な発振回路におけると同様の種々の効果を奏するとともに、半導体基板に外付けされる水晶振動子用の外部端子に外部からサージ電圧が印加された場合に、帰還抵抗5c及びCMOSトランジスタ9cが、MOSトランジスタ9cの保護抵抗として機能しサージ電圧が減衰される。したがって、従来例の発振回路におけるように、プルダウンあるいはプルアップ用MOSトランジスタ9cにサージ電圧が直接印加されることがなく、耐圧を高める必要がないため、このMOSトランジスタ9cのサイズを小さくすることができる。
【0040】
【発明の効果】
本発明の請求項1記載の構成によれば、CMOSインバータの入力端子には発振停止用のMOSによる不安定なキャパシタ成分が付加されず、発振回路の諸常数の設定が簡単になるとともに、安定な周波数を発振することができる。また、従来オーバートーン周波数を発振させる場合に必要とされていた直流阻止用のコンデンサ及びに直流バイアス設定用の高抵抗値をもつMOSトランジスタスイッチを必要とせず、発振回路を小さい面積で構成でき、回路接続も簡単にできる。
【0041】
また、発振停止時にCMOSインバータの入力端が帰還抵抗を介して定電位点に接続されるため、帰還抵抗をCMOSインバータの入力端電位設定用のプルダウン抵抗あるいはプルアップ抵抗として共用でき、専用のプルダウン抵抗あるいはプルアップ抵抗を省くことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の原理を示す発振回路図であり、同図(a)はその全体回路図、同図(b)は発振停止状態図、同図(c)は発振状態図をそれぞれ示す図である。
【図2】本発明の一実施例に係る発振回路を示す図である。
【図3】本発明の他の実施例に係る集積化発振回路を示す図であり、同図(a)及び同図(b)はそれぞれ、発振停止時にCMOSインバータ2の入力端子の固定電位を接地電位及び電源電位VDDとする図である。
【図4】従来の一般的な発振回路を示す図である。
【図5】従来のオーバートーン発振回路を示す図である。
【符号の説明】
1 水晶振動子
2 CMOSインバータ
3 コンデンサ
4 コンデンサ
5a 帰還抵抗としてのCMOSトランジスタ
5b、5c 帰還抵抗
6 発振停止用のMOSトランジスタ
7 直流阻止用のコンデンサ
8 直流バイアス設定用のMOSトランジスタ
9 切換スイッチ
9a MOSトランジスタ
9b インバータ
9c MOSトランジスタ
Claims (1)
- CMOSインバータと、このCMOSインバータの入出力端子間に接続された圧電振動子と、前記CMOSインバータの入力端子と第1定電位源との間に接続された第1コンデンサと、前記CMOSインバータの出力端子と第1定電位源との間に接続された第2コンデンサと、前記CMOSインバータの入力端子に一端が接続された帰還抵抗と、この帰還抵抗の他端を入力信号に応じて第2定電位源あるいは上記CMOSインバータの出力端子のいずれかに接続を切り換えるスイッチとを備え、
前記帰還抵抗を前記CMOSインバータの入力端子のプルダウン抵抗またはプルアップ抵抗として共用することを特徴とする発振回路。
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