JP3617362B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源のような低周波の交流電源を直流に変換した後に、インバータにより高周波に電力変換して負荷に供給する電源装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
この種の電源装置として図6に示す回路が提案されている。図示例は、商用電源のような交流電源を電源とし、蛍光灯のような放電灯を高周波で点灯させる回路である。
【0003】
すなわち、図6に示す回路では、交流電源Vacを全波整流する整流器DBの出力端間に平滑コンデンサC1が接続され、平滑コンデンサC1の両端間には2個のトランジスタQ1,Q2のコレクタ・エミッタの直列回路と、2個のコンデンサC3,C4の直列回路とがそれぞれ接続されている。各トランジスタQ1,Q2のコレクタとエミッタとの間にはそれぞれダイオードD1,D2が逆並列に接続されている。ここに、逆並列とは、各トランジスタQ1,Q2のコレクタ・エミッタ間において、トランジスタQ1,Q2のオン時に電流が流れる向きとは逆向きの電流を流す極性にダイオードD1,D2を接続することを意味する。各トランジスタQ1,Q2はそれぞれダイオードD1,D2とともにスイッチング素子として機能する。両トランジスタQ1,Q2の接続点と両コンデンサC3,C4の接続点との間には、駆動トランスCTの1次巻線とインダクタL1とコンデンサC2との直列回路が接続され、コンデンサC2の両端間に負荷Zが接続される。
【0004】
駆動トランスCTは2個の2次巻線を有し、一方の2次巻線はベース電流調整用の抵抗R1を介してトランジスタQ1のベース・エミッタ間に接続してあり、他方の2次巻線はベース電流調整用の抵抗R2を介してトランジスタQ2のベース・エミッタ間に接続してある。また、トランジスタQ1に接続される2次巻線は、1次巻線に図6の左向きの電流が通過するときにトランジスタQ1にオン方向のバイアスを与え、トランジスタQ2に接続される2次巻線は、1次巻線に図6の右向きの電流が通過するときにトランジスタQ2にオン方向のバイアスを与える。
【0005】
上記構成では、電源が投入されると平滑コンデンサC1およびコンデンサC3、C4に充電され、トランジスタQ2が導通し始めると、コンデンサC4−負荷ZとコンデンサC2との並列回路−インダクタL1−駆動トランスCTの1次巻線−トランジスタQ2−コンデンサC4の経路で電流が流れる。このとき、駆動トランスCTはトランジスタQ2にオン方向のバイアスを与え、トランジスタQ1をオフに保つから、トランジスタQ2は完全にオンになる。その後、インダクタL1とコンデンサC2とを含む共振回路の共振作用によって駆動トランスCTの1次巻線に流れる電流の向きが反転するから、トランジスタQ2はオフになり、トランジスタQ1にオン方向のバイアスが与えられる。トランジスタQ1が導通し始めると、コンデンサC3−トランジスタQ1−駆動トランスCTの1次巻線−インダクタL1−負荷ZとコンデンサC2との並列回路−コンデンサC3の経路で電流が流れ、トランジスタQ1が完全にオンになる。その後、共振回路の共振作用によって駆動トランスCTの1次巻線に流れる電流の向きが再び反転し、トランジスタQ1がオフになり、トランジスタQ2の導通が開始される。
【0006】
以上のような動作を繰り返すことによって、共振回路の共振周波数に応じた高周波の交番電流が負荷Zに流れるのである。つまり、上述した回路構成では自励発振により高周波電力を生成するインバータ回路を構成している。このインバータ回路は、共振回路(インダクタL1、コンデンサC2などを構成要素とする)と駆動トランスCTの1次巻線とトランジスタQ2との直列回路を含み、駆動トランスCTの2次巻線の出力を用いて自励式で駆動され、負荷Zに高周波電力を供給しているのである。また、この構成ではコンデンサC3,C4がカプリングコンデンサとして機能し直流成分が除去される。
【0007】
ところで、図6に示した回路構成では、整流器DBの出力端間に平滑コンデンサC1が接続されているから、交流電源Vacの電圧のピーク付近でのみ整流器DBに電流が流れることになり、交流電源Vacからの入力電流の休止期間が多く、入力電流歪が大きくなることが知られている。そこで、図7に示すように、平滑コンデンサC1の両端電圧を引き下げる構成を採用することによって、交流電源Vacからの入力電流の休止期間を低減し、入力電流歪を抑制することが考えられている。また、この構成ではトランジスタQ1,Q2などの回路部品に印加される電圧も図6に示した回路構成よりも低くなるから、回路部品の耐圧を図6に示した回路構成よりも低くすることができ、それだけコストを低減することが可能になる。
【0008】
図7に示す回路は、図6の回路構成における平滑コンデンサC1に代えて、平滑コンデンサC1の負極側にインダクタンス要素としてのインダクタL2と放電用ダイオード(以下、ダイオードと略称する)D4との直列回路を接続した回路を設け、インダクタL2とダイオードD4との接続点を充電用ダイオード(以下、ダイオードと略称する)D3を介して両トランジスタQ1,Q2の接続点に接続した構成を有する。ダイオードD3はコンデンサC1に充電電流を流す極性とし(つまり、インダクタL2とダイオードD4との接続点にアノードを接続してある)、ダイオードD4はコンデンサC1の放電電流を流す極性としてある(つまり、インダクタL2とダイオードD3のアノードとの接続点にカソードを接続してある)。さらに、図7に示す回路では、図6の回路構成におけるコンデンサC4を省略し、平滑コンデンサC1とインダクタL2とダイオードD4との直列回路にコンデンサCfを並列接続してある。この種の回路は部分平滑回路と呼ばれている。
【0009】
すなわち、トランジスタQ2がオンになると、整流器DB−平滑コンデンサC1−インダクタL2−ダイオードD3−トランジスタQ2−整流器DBの経路で電流が流れ、トランジスタQ2がオフになると、インダクタL2に蓄積されたエネルギがダイオードD3−ダイオードD1−平滑コンデンサC1の経路で放出されるようになっている。この構成では、整流器DBから平滑コンデンサC1を充電する充電電流がインダクタL2およびトランジスタQ2を通るから、平滑コンデンサC1の両端電圧はトランジスタQ2のオン期間とオフ期間との比率に応じて降圧される。つまり、ダイオードD1,D3とインダクタL2とトランジスタQ2と平滑コンデンサC1とにより降圧チョッパ回路が構成される。
【0010】
図7に示す回路では、トランジスタQ1が導通すればコンデンサC3−トランジスタQ1−駆動トランスCTの1次巻線−インダクタL1−負荷ZとコンデンサC2との並列回路−コンデンサC3の経路で電流が流れ、このときの動作は図6に示した回路構成と同様になる。一方、トランジスタQ2が導通する場合、整流器DBの出力電圧が平滑コンデンサC1の両端電圧よりも高い期間であれば、整流器DB−コンデンサC3−負荷ZとコンデンサC2との並列回路−インダクタL1−駆動トランスCTの1次巻線−トランジスタQ2−整流器DBの経路で電流が流れる。このとき同時に、整流器DB−平滑コンデンサC1−インダクタL2−ダイオードD3−トランジスタQ2−整流器DBの経路でも電流が流れる。つまり、この期間において交流電源Vacから整流器DBに入力電流が流れる。トランジスタQ2が導通する場合であって、整流器DBの出力電圧が平滑コンデンサC1の両端電圧より低い期間であれば、平滑コンデンサC1−コンデンサC3−負荷ZとコンデンサC2との並列回路−インダクタL1−駆動トランスCTの1次巻線−トランジスタQ2−ダイオードD4−インダクタL2−平滑コンデンサC1の経路で電流が流れ、平滑コンデンサC1の放電により負荷Zにエネルギが供給される。
【0011】
なお、コンデンサCfは、電源投入直後に両端電圧が整流器DBの出力電圧のピーク値になるまで充電され、以後はトランジスタQ2のオン時に、コンデンサCf−平滑コンデンサC1−インダクタL2−ダイオードD3−トランジスタQ2−コンデンサCfの経路で平滑コンデンサC1を充電する。また、コンデンサCfには、トランジスタQ1がオンからオフになったときにインダクタL1などに蓄積されたエネルギを放出させる経路を形成する機能もある。つまり、トランジスタQ1がオンからオフになると、インダクタL1−負荷ZとコンデンサC2との並列回路−コンデンサC3−コンデンサCf−ダイオードD2−駆動トランスCTの1次巻線−インダクタL1という電流経路を形成する。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図7に示した回路構成では、電源投入直後にはコンデンサCfは両端電圧が整流器DBの出力電圧のピーク値になるまで充電され、その後、トランジスタQ2が導通すると、コンデンサCf−平滑コンデンサC1−インダクタL2−ダイオードD3−トランジスタQ2−コンデンサCfの経路で平滑コンデンサC1を充電する。また、電源投入直後には、交流電源Vacの電圧波形の1周期内の大部分の期間において整流器DBの出力電圧よりも平滑コンデンサC1の両端電圧のほうが低いから、トランジスタQ2が導通してコンデンサCfの両端電圧が整流器DBの出力電圧よりも低くなると、整流器DBから駆動トランスCTの1次巻線を通る経路と平滑コンデンサC1を通る経路との2経路に電流が流れるようになる。しかしながら、電源投入直後には、平滑コンデンサC1は充電されていないから、2経路のうち主として平滑コンデンサC1を通る経路に電流が流れることになり、駆動トランスCTの1次巻線にはほとんど電流が流れない。つまり、コンデンサC1の両端電圧が十分に上昇するまでは、トランジスタQ1,Q2をオンオフさせることができず、自励発振を開始させることができない。換言すれば、電源を投入しても負荷Zの動作をすぐに開始させることができないという問題が生じる。
【0013】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、部分平滑回路を備えながらも電源投入直後に負荷への高周波電力の供給を開始させることができる電源装置を提供することにある。
【0014】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明は、交流電源を整流する整流器と、平滑コンデンサとインダクタンス要素と充電用ダイオードとスイッチング素子との直列回路および前記平滑コンデンサと放電用ダイオードとの直列回路を含み前記整流器の出力端間に挿入された降圧チョッパ回路と、交流電源の周波数よりも高い共振周波数を有する共振回路と前記スイッチング素子と駆動トランスの1次巻線との直列回路を含み前記整流器または前記平滑コンデンサを電源とし駆動トランスの2次巻線の出力を用いて前記スイッチング素子をオンオフさせて負荷回路に高周波電力を供給する自励式のインバータ回路と、電源投入により前記スイッチング素子をオンにする起動回路とを備え、前記スイッチング素子のオン時に平滑コンデンサに充電電流を流す経路内に前記駆動トランスの1次巻線が挿入されているものである。この構成によれば、電源投入直後に起動回路によってスイッチング素子がオンになると、まだ充電されていない平滑コンデンサに充電電流が流れ、この充電電流が駆動トランスの1次巻線を通過するから、駆動トランスに比較的大きい電流を流すことができ、平滑コンデンサの電圧上昇を待たずにスイッチング素子のオンオフを開始させることができる。
【0015】
請求項2の発明は、請求項1の発明において、前記インバータ回路において発生する高周波電圧が印加されるインピーダンス要素を前記平滑コンデンサの充電経路内に設け、インピーダンス要素の両端電圧を前記整流器の出力電圧に重畳して前記平滑コンデンサに印加するものである。この構成によれば、整流器の出力電圧が平滑コンデンサの両端電圧よりも低くなる期間であっても、インバータ回路で発生する高周波電圧を整流器の出力電圧に加算して平滑コンデンサに充電電流を流すことができるから、交流電源から整流器への入力電流に休止期間がほとんどなく、入力電流歪を抑制することができるとともに高い入力力率を得ることができる。
【0016】
請求項3の発明は、請求項1または請求項2の発明において、前記平滑コンデンサと前記充電用ダイオードとの直列回路と前記スイッチング素子との間に前記駆動トランスの1次巻線が挿入されるものである。このような接続関係としておけば、降圧チョッパ回路とインバータ回路とに兼用されているスイッチング素子と平滑コンデンサとの位置関係が駆動トランスに対して対称性を持つから、回路設計が容易になる。
【0017】
請求項4の発明は、請求項1ないし請求項3の発明において、前記負荷回路がリーケージトランスよりなる出力トランスを有し、出力トランスのリーケージインダクタンスを前記共振回路の構成要素として用いるものである。この構成によれば、出力トランスが共振回路の構成要素として用いられるから、出力トランスを用いる構成であれば、別途に共振用のインダクタを設ける必要がなく、部品点数の削減が可能になることがある。
【0018】
請求項5の発明は、請求項4の発明において、前記充電用ダイオードの一端と整流器との間に平滑コンデンサが接続され、前記充電用ダイオードの他端と前記スイッチング素子との間に前記出力トランスの1次巻線と駆動トランスの1次巻線との直列回路が挿入され、前記出力トランスのリーケージインダクタンスが前記インダクタンス要素として用いられるものである。この構成によれば、出力トランスが降圧チョッパ回路におけるインダクタンス要素として用いられるから、出力トランスを用いる構成であれば、降圧チョッパ用のインダクタンス要素を別途に設ける必要がなく、また共振用のインダクタも設ける必要がないから、部品点数が削減されることになる。
【0019】
【発明の実施の形態】
(第1の実施の形態)
本実施形態は、図1に示すように、基本的には図7に示した従来構成と同様の回路構成を有しているが、部分平滑回路に用いるダイオードD3のカソードをトランジスタQ2のコレクタに直接接続するのではなく、駆動トランスCTの1次巻線とインダクタL1との間に接続してある。
【0020】
さらに具体的に説明する。図1に示す回路は、交流電源Vacを全波整流するダイオードブリッジからなる整流器DBの出力端間にコンデンサCfを接続してあり、コンデンサCfの両端間には2個のトランジスタQ1,Q2のコレクタ・エミッタの直列回路を接続してある。また、平滑コンデンサC1の負極にインダクタL2を介してダイオードD4のカソードを接続した直列回路もコンデンサCfの両端間に接続される。各トランジスタQ1,Q2のコレクタとエミッタとの間にはそれぞれダイオードD1,D2が逆並列に接続されている。両トランジスタQ1,Q2の接続点と整流器DBの正極との間には、駆動トランスCTの1次巻線とインダクタL1とコンデンサC2とコンデンサC3との直列回路が接続される。すなわち、両トランジスタQ1,Q2の接続点に駆動トランスCTの1次巻線の一端が接続され、整流器DBの正極にはコンデンサC3の一端が接続されるのであって、駆動トランスCTの1次巻線の他端に接続されたインダクタL1と、コンデンサC3の他端に接続されたコンデンサC2とが直列接続されているのである。またコンデンサC2には負荷Zが並列接続される。コンデンサC2はインダクタL1などとともに共振回路を構成し、コンデンサC3は負荷Zへの直流成分を除去するカプリングコンデンサであってコンデンサC2よりも十分に大きな容量を有している。また、上述したコンデンサCfは交流成分を通過させるために設けられている。
【0021】
駆動トランスCTは2個の2次巻線を有し、一方の2次巻線はベース電流調整用の抵抗R1を介してトランジスタQ1のベース・エミッタ間に接続してあり、他方の2次巻線はベース電流調整用の抵抗R2を介してトランジスタQ2のベース・エミッタ間に接続してある。トランジスタQ1に接続される2次巻線は1次巻線に図1の左向きの電流が通過するときにトランジスタQ1にオン方向のバイアスを与え、トランジスタQ2に接続される2次巻線は1次巻線に図1の右向きの電流が通過するときにトランジスタQ2にオン方向のバイアスを与える。
【0022】
部分平滑回路を構成するインダクタL2とダイオードD4との接続点には、ダイオードD3のアノードが接続される。本実施形態はダイオードD3のカソードの接続位置が、駆動トランスCTの1次巻線とインダクタL1との接続点である点に特徴を有している。この構成を採用したことによる動作は後述する。
【0023】
さらに、コンデンサCfには、抵抗R3の一端を整流器DBの正極に接続する形で、抵抗R3とコンデンサC5との直列回路が接続される。また、抵抗R3とコンデンサC5との接続点とトランジスタQ2のベースとの間にはダイアックのようなトリガ素子Q3が挿入される。抵抗R3とコンデンサC5とトリガ素子Q3とは起動回路を構成しており、抵抗R3を介してコンデンサC5が充電され、コンデンサC5の端子電圧がトリガ素子Q3のブレークオーバ電圧に達すると、トリガ素子Q3がオンになりトランジスタQ2をオンにするように構成されている。また、トランジスタQ2の導通後には、コンデンサC5を放電させてトリガ素子Q3をオフにするために、抵抗R3とコンデンサC5との接続点と両トランジスタQ1,Q2の接続点との間にはダイオードD5が挿入されている。つまり、後述するように定常状態ではトランジスタQ1,Q2は交互に高周波でオンオフするから、トランジスタQ2のオン時にダイオードD5を通してコンデンサC5の電荷を放出させて、コンデンサC5の端子電圧をトリガ素子Q3のブレークオーバ電圧より低い状態に保つのである。この動作を可能とするために、コンデンサC5の端子電圧がトリガ素子Q3のブレークオーバ電圧に達する時間は、トランジスタQ1,Q2のオンオフの周期よりも長くなるように設定される。
【0024】
しかして、電源が投入されると、コンデンサCfの両端電圧が整流器DBの出力電圧のピーク値まで充電され、同時に抵抗R3を介してコンデンサC5が充電されることによって上述のようにトランジスタQ2がオンになる。トランジスタQ2がオンになれば、まずコンデンサCf−平滑コンデンサC1−インダクタL2−ダイオードD3−駆動トランスCTの1次巻線−トランジスタQ2−コンデンサCfの経路で電流が流れる。コンデンサCfが放電してコンデンサCfの両端電圧が整流器DBの出力電圧よりも低くなると、整流器DB−平滑コンデンサC1−インダクタL2−ダイオードD3−駆動トランスCTの1次巻線−トランジスタQ2−整流器DBの経路と、整流器DB−コンデンサC3−負荷ZとコンデンサC2との並列回路−インダクタL1−駆動トランスCT−トランジスタQ2−整流器DBの経路との2経路に電流が流れる。
【0025】
このように、本実施形態の構成では、平滑コンデンサC1の充電経路に駆動トランスCTの1次巻線が挿入されていることによって、平滑コンデンサC1が充電されていない電源投入直後においても駆動トランスCTの1次巻線に十分な電流を流すことができ、トランジスタQ2にオン方向のバイアスを十分な大きさで与えることができるのである。
【0026】
以後は、図7に示した従来構成と同様であって、コンデンサC2およびインダクタL1を含む共振回路の共振作用によって駆動コイルCTの1次巻線に流れる電流の向きが逆転すると、トランジスタQ2がオフになり、インダクタL2に蓄積されたエネルギがダイオードD3−駆動トランスCTの1次巻線−ダイオードD1−平滑コンデンサC1の経路で放出される。ここで、整流器DBから平滑コンデンサC1を充電する充電電流は、インダクタL2およびトランジスタQ2を通るから、平滑コンデンサC1の両端電圧はトランジスタQ2のオン期間とオフ期間との比率に応じて整流器DBの出力電圧よりも降圧されることになる。つまり、ダイオードD1,D3とインダクタL2とトランジスタQ2と平滑コンデンサC1とにより降圧チョッパ回路が構成される。
【0027】
トランジスタQ2のオフに伴ってトランジスタQ1が導通すると、コンデンサC3−トランジスタQ1−駆動トランスCTの1次巻線−インダクタL1−負荷ZとコンデンサC2との並列回路−コンデンサC3の経路で電流が流れる。その後、コンデンサC2およびインダクタL1を含む共振回路の共振作用によって駆動コイルCTの1次巻線に流れる電流の向きが逆転して、トランジスタQ1がオフになると、インダクタL1などの蓄積エネルギは、インダクタL1−負荷ZとコンデンサC2との並列回路−コンデンサC3−コンデンサCf−ダイオードD2−駆動トランスCT−インダクタL1の経路で放出される。また、トランジスタQ1のオフに伴ってトランジスタQ2が再びオンになり、上述の動作を繰り返す。
【0028】
ところで、整流器DBの出力電圧が平滑コンデンサC1の両端電圧よりも低い期間においては、トランジスタQ2が導通すると、平滑コンデンサC1−コンデンサC3−負荷ZとコンデンサC2との並列回路−インダクタL1−駆動トランスCTの1次巻線−トランジスタQ2−ダイオードD4−インダクタL2−平滑コンデンサC1の経路で電流が流れ、平滑コンデンサC1の放電により負荷Zにエネルギが供給される。また、平滑コンデンサC1の両端電圧が上昇すれば、平滑コンデンサC1の充電電流が減少するから、インダクタL2およびダイオードD3を通して駆動トランスCTの1次巻線に流れる電流は減少し、整流器DB−コンデンサC3−負荷ZとコンデンサC2との並列回路−インダクタL1−駆動トランスCT−トランジスタQ2−整流器DBの経路で駆動トランスCTに流れる電流が増加する。
【0029】
以後は、図7に示した従来構成と同様に動作し、両トランジスタQ1,Q2が交互にオンオフするように安定して自励発振し、負荷Zに高周波電力が供給されるのである。
【0030】
以上説明したように、電源投入直後における平滑コンデンサC1の充電電流を駆動トランスCTの1次巻線に流すようにしているから、トランジスタQ1,Q2に十分なバイアスを与えることができ、電源投入直後から安定して自励発振を行わせて負荷Zに高周波電力を供給することができるのである。
【0031】
(第2の実施の形態)
本実施形態は、図2に示すように、トランジスタQ1のオン時に平滑コンデンサC1を充電するように部分平滑回路を構成し、また、電源投入直後にトランジスタQ1がオンになるように構成したものである。
【0032】
すなわち、本実施形態の部分平滑回路では、整流器DBの負極にインダクタL2を介して平滑コンデンサC1を接続し、整流器DBの正極にダイオードD4のカソードを接続し、さらにダイオードD4のアノードと平滑コンデンサC1との接続点にダイオードD3のカソードを接続してある。ダイオードD3のアノードは、インダクタL1と駆動トランスCTの1次巻線との接続点に接続される。
【0033】
また、本実施形態では、トランジスタQ2のエミッタ・コレクタ間に抵抗R4を接続してあり、トランジスタQ1のエミッタ・コレクタ間に抵抗R3とコンデンサC5との直列回路を接続してある。抵抗R3とコンデンサC5との接続点にはトリガ素子Q3の一端とダイオードD3のアノードとが接続されており、トリガ素子3の他端はトランジスタQ1のベースに接続され、ダイオードD3のカソードはトランジスタQ1のコレクタに接続される。
【0034】
しかして、電源を投入すれば、コンデンサCfの両端電圧が整流器DBの出力電圧のピーク値まで充電され、同時に抵抗R3,R4を通してコンデンサC5が充電されるから、コンデンサC5の両端電圧がトリガ素子Q3のブレークオーバ電圧に達するとトリガ素子Q3が導通してトランジスタQ1がオンになる。トランジスタQ1がオンになれば、まずコンデンサCf−トランジスタQ1−駆動トランスCTの1次巻線−ダイオードD3−平滑コンデンサC1−インダクタL2−コンデンサCfの経路で電流が流れる。その後は、第1の実施の形態と同様に、自励発振によって両トランジスタQ1,Q2が交互にオンオフする。
【0035】
トランジスタQ1のオン時には、整流器DB−トランジスタQ1−駆動トランスCTの1次巻線−ダイオードD3−平滑コンデンサC1−インダクタL2−整流器DBの経路と、コンデンサC3−トランジスタQ1−駆動トランスCTの1次巻線−インダクタL1−負荷ZとコンデンサC2との並列回路−コンデンサC3の経路とに電流が流れ、平滑コンデンサC1が充電されるとともに負荷Zに高周波電力が供給される。このようにして平滑コンデンサC1が充電されると、平滑コンデンサC1の両端電圧の上昇に伴ってダイオードD3およびインダクタL2を通る経路で平滑コンデンサC1に流れる充電電流が減少するから、駆動トランスCTの1次巻線に流れる電流は、主としてコンデンサC2とインダクタL1とを含む共振回路の共振作用による電流になる。こうして両トランジスタQ1,Q2を安定にオンオフさせることができる。
【0036】
なお、コンデンサC3、コンデンサC2と負荷Zとの並列回路、インダクタL1、駆動トランスCTの1次巻線よりなる直列回路は、上述した実施形態ではトランジスタQ1に並列接続しているが、トランジスタQ2に並列接続することも可能であって、トランジスタQ1に並列接続した場合と同様に動作する。
【0037】
(第3の実施の形態)
本実施形態は、図3に示すように、第1の実施の形態において、負荷Zとして蛍光ランプのような放電灯Laを用い、コンデンサC3の一端を整流器DBの正極に接続する代わりに負極に接続したものである。また、ダイオードD1,D2を逆並列に接続したトランジスタQ1,Q2を用いる代わりに、MOSFETを用いたものである。以下では、各トランジスタQ1,Q2とダイオードD1,D2との並列回路に置き換えたMOSFETをスイッチング素子Q1,Q2として説明する。ここに、MOSFETには寄生ダイオードが存在するからダイオードD1,D2は不要になっている。さらに、本実施形態では、インダクタL1とコンデンサC3との間に1次巻線を接続した出力トランスT1の2次側に放電灯Laを接続してあり、放電灯Laにおけるフィラメントの非電源側端間にコンデンサC2が接続される。これらの構成に加えて、本実施形態では、スイッチング素子Q2のソースと整流器DBの負極との間にコンデンサCinが接続され、このコンデンサCinにはダイオードD6が並列接続される。ダイオードD6のカソードは整流器DBの負極に接続される。
【0038】
本実施形態は、整流器DBの出力電圧が平滑コンデンサC1の両端電圧よりも高い期間においては、第1の実施の形態とほぼ同様に動作する。電源が投入されると、上述した他の実施形態と同様にスイッチング素子Q2がオンになる。スイッチング素子Q2がオンになると、まずコンデンサCf−平滑コンデンサC1−インダクタL2−ダイオードD3−駆動トランスCTの1次巻線−スイッチング素子Q2−コンデンサCfの経路で電流が流れる。コンデンサCfが放電してコンデンサCfの両端電圧が整流器DBの出力電圧よりも低くなると、整流器DB−平滑コンデンサC1−インダクタL2−ダイオードD3−駆動トランスCTの1次巻線−スイッチング素子Q2−ダイオードD6−整流器DBの経路と、整流器DB−平滑コンデンサC1−インダクタL2−ダイオードD3−インダクタL1−出力トランスT1の1次巻線−コンデンサC3−整流器DBの経路とに電流が流れる。このように、平滑コンデンサC1の充電電流を駆動トランスCTの1次巻線に流すことによって、スイッチング素子Q2にオン方向のバイアスを十分な大きさで与えることができる。以後は、インダクタL1とコンデンサC2とを含む共振回路の共振作用によって駆動コイルCTの1次巻線に流れる電流の向きが交互に逆転してスイッチング素子Q1,Q2が交互にオンオフするように自励発振を行う。
【0039】
ところで、コンデンサCinおよびダイオードD6は、整流器DBの出力電圧が平滑コンデンサC1の両端電圧よりも低い期間においても交流電源Vacから整流器DBに電流を流すために設けてある。つまり、コンデンサCinおよびダイオードD6を設けていないと、平滑コンデンサC1の両端電圧よりも整流器Dbの出力電圧のほうが低い期間には、交流電源Vacから整流器DBへの入力電流が休止することになり、入力電流波形の包絡線が正弦波状にならず、入力電流歪が増加するとともに力率が低下することになる。これに対して、コンデンサCinを設けると、このコンデンサCinの充放電を利用することで、整流器DBの出力電圧が平滑コンデンサC1の両端電圧よりも低い期間においても交流電源Vacから整流器DBに電流を流すことが可能になる。この動作について簡単に説明する。
【0040】
平滑コンデンサC1の両端電圧よりも整流器DBの出力電圧が低い期間においては、スイッチング素子Q1がオンになると、平滑コンデンサC1−スイッチング素子Q1−駆動トランスCTの1次巻線−インダクタL1−出力トランスT1の1次巻線−コンデンサC3−コンデンサCin−ダイオードD4−インダクタL2−平滑コンデンサC1という経路で電流が流れる。つまり、コンデンサCinが充電される。こうしてコンデンサCinの両端電圧が平滑コンデンサC1の両端で電圧と整流器DBの出力電圧との差電圧に達すると、交流電源Vacから整流器DBに電流が流れ込むようになり、整流器DB−スイッチング素子Q1−駆動トランスCTの1次巻線−インダクタL1−出力トランスT1の1次巻線−コンデンサC3−整流器DBの経路で電流が流れる。つまり、コンデンサC6を設けない場合に比較して、交流電源Vacから整流器DBに電流が流れる期間を多くすることができ、結果的に入力電流歪を低減するとともに、入力力率を高めることが可能になる。
【0041】
言い換えると、インバータ回路において発生する高周波電圧がインピーダンス要素としてのコンデンサCinの両端に印加されるから、この高周波電圧を整流器DBの出力電圧に重畳することで、整流器DBの出力電圧が平滑コンデンサC1の両端電圧よりも低い期間であっても、平滑コンデンサC1を充電することが可能になるのである。他の構成および動作は第1の実施の形態と同様である。
【0042】
(第4の実施の形態)
本実施形態は、図4に示すように、図3に示した第3の実施の形態からインダクタL1を省略し、駆動トランスT1としてリーケージトランスを用いたものである。この構成では、駆動トランスT1のリーケージインダクタンスがインダクタL1として機能するから、第3の実施の形態の構成と同様に動作することになる。他の構成および動作は第3の実施の形態と同様である。
【0043】
(第5の実施の形態)
本実施形態は、図5に示すように、第4の実施の形態からインダクタL2を省略し、コンデンサC3と駆動トランスTの1次巻線との接続点にダイオードD3のカソードを接続したものである。要するに、共振用のインダクタL1だけではなく、降圧チョッパ回路としての動作を実現するためのインダクタL2も、出力トランスTのリーケージインダクタで代用するものである。要するに、スイッチング素子Q2のオン時に整流器DB−平滑コンデンサC1−ダイオードD3−出力トランスTの1次巻線−駆動トランスcTの1次巻線−スイッチング素子Q2−ダイオードD6−整流器DBの経路で平滑コンデンサC1を充電し、このとき出力トランスTのリーケージインダクタンスに蓄積されたエネルギを、スイッチング素子Q2のオフ時に、出力トランスT−駆動トランスCTの1次巻線−スイッチング素子Q1の寄生ダイオード−平滑コンデンサC1−ダイオードD3−出力トランスTの経路で放出させるのである。
【0044】
また、本実施形態では、電源投入直後においてスイッチング素子Q2がオンになると、整流器DB−平滑コンデンサC1−ダイオードD3−出力トランスTの1次巻線−駆動トランスCTの1次巻線−スイッチング素子Q2−ダイオードD6−整流器DBの経路で電流が流れるから、他の実施形態と同様に、平滑コンデンサC1の充電電流を駆動トランスCTの1次巻線に流してスイッチング素子Q2を確実にオンにし、電源投入直後から安定して自励発振を行わせることができる。他の構成および動作は第4の実施の形態と同様である。
【0045】
なお、起動回路については上述の構成に限定されるものではなく、平滑コンデンサC1の充電経路に挿入されたトランジスタQ2(ないしスイッチング素子Q2)を電源投入直後にオンにする構成であれば、どのような構成の起動回路を用いてもよい。
【0046】
【発明の効果】
請求項1の発明は、交流電源を整流する整流器と、平滑コンデンサとインダクタンス要素と充電用ダイオードとスイッチング素子との直列回路および平滑コンデンサと放電用ダイオードとの直列回路を含み整流器の出力端間に挿入された降圧チョッパ回路と、交流電源の周波数よりも高い共振周波数を有する共振回路とスイッチング素子と駆動トランスの1次巻線との直列回路を含み整流器または平滑コンデンサを電源とし駆動トランスの2次巻線の出力を用いてスイッチング素子をオンオフさせて負荷回路に高周波電力を供給する自励式のインバータ回路と、電源投入によりスイッチング素子をオンにする起動回路とを備え、スイッチング素子のオン時に平滑コンデンサに充電電流を流す経路内に駆動トランスの1次巻線が挿入されているものであり、電源投入直後に起動回路によってスイッチング素子がオンになると、まだ充電されていない平滑コンデンサに充電電流が流れ、この充電電流が駆動トランスの1次巻線を通過するから、駆動トランスに比較的大きい電流を流すことができ、平滑コンデンサの電圧上昇を待たずにスイッチング素子のオンオフを開始させることができるという利点がある。
【0047】
請求項2の発明は、請求項1の発明において、インバータ回路で発生する高周波電圧が印加されるインピーダンス要素を平滑コンデンサの充電経路内に設け、インピーダンス要素の両端電圧を整流器の出力電圧に重畳して平滑コンデンサに印加するものであり、整流器の出力電圧が平滑コンデンサの両端電圧よりも低くなる期間であっても、インバータ回路で発生する高周波電圧を整流器の出力電圧に加算して平滑コンデンサに充電電流を流すことができるから、交流電源から整流器への入力電流に休止期間がほとんどなく、入力電流歪を抑制することができるとともに高い入力力率を得ることができるという利点がある。
【0048】
請求項3の発明は、請求項1または請求項2の発明において、平滑コンデンサと充電用ダイオードとの直列回路とスイッチング素子との間に駆動トランスの1次巻線が挿入されるものであり、このような接続関係としておけば、降圧チョッパ回路とインバータ回路とに兼用されているスイッチング素子と平滑コンデンサとの位置関係が駆動トランスに対して対称性を持つから、回路設計が容易になるという利点がある。
【0049】
請求項4の発明は、請求項1ないし請求項3の発明において、負荷回路がリーケージトランスよりなる出力トランスを有し、出力トランスのリーケージインダクタンスを共振回路の構成要素として用いるものであり、出力トランスが共振回路の構成要素として用いられるから、出力トランスを用いる構成であれば、別途に共振用のインダクタを設ける必要がなく、部品点数の削減が可能になることがある。
【0050】
請求項5の発明は、請求項4の発明において、充電用ダイオードの一端と整流器との間に平滑コンデンサが接続され、充電用ダイオードの他端とスイッチング素子との間に出力トランスの1次巻線と駆動トランスの1次巻線との直列回路が挿入され、出力トランスのリーケージインダクタンスがインダクタンス要素として用いられるものであり、出力トランスが降圧チョッパ回路におけるインダクタンス要素として用いられるから、出力トランスを用いる構成であれば、降圧チョッパ用のインダクタンス要素を別途に設ける必要がなく、また共振用のインダクタも設ける必要がないから、部品点数が削減されるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態を示す回路図である。
【図2】本発明の第2の実施の形態を示す回路図である。
【図3】本発明の第3の実施の形態を示す回路図である。
【図4】本発明の第4の実施の形態を示す回路図である。
【図5】本発明の第5の実施の形態を示す回路図である。
【図6】従来例を示す回路図である。
【図7】他の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
C1 平滑コンデンサ
C2 コンデンサ
C5 コンデンサ
Cin コンデンサ
CT 駆動トランス
D1,D2 ダイオード
D3 (充電用)ダイオード
D4 (放電用)ダイオード
D5 ダイオード
D6 ダイオード
DB 整流器
L1 インダクタ
L2 インダクタ
Q1,Q2 スイッチング素子
Q3 トリガ素子
R3 抵抗
T 出力トランス
Vac 交流電源
Claims (5)
- 交流電源を整流する整流器と、平滑コンデンサとインダクタンス要素と充電用ダイオードとスイッチング素子との直列回路および前記平滑コンデンサと放電用ダイオードとの直列回路を含み前記整流器の出力端間に挿入された降圧チョッパ回路と、交流電源の周波数よりも高い共振周波数を有する共振回路と前記スイッチング素子と駆動トランスの1次巻線との直列回路を含み前記整流器または前記平滑コンデンサを電源とし駆動トランスの2次巻線の出力を用いて前記スイッチング素子をオンオフさせて負荷回路に高周波電力を供給する自励式のインバータ回路と、電源投入により前記スイッチング素子をオンにする起動回路とを備え、前記スイッチング素子のオン時に平滑コンデンサに充電電流を流す経路内に前記駆動トランスの1次巻線が挿入されていることを特徴とする電源装置。
- 前記インバータ回路において発生する高周波電圧が印加されるインピーダンス要素を前記平滑コンデンサの充電経路内に設け、インピーダンス要素の両端電圧を前記整流器の出力電圧に重畳して前記平滑コンデンサに印加することを特徴とする請求項1記載の電源装置。
- 前記平滑コンデンサと前記充電用ダイオードとの直列回路と前記スイッチング素子との間に前記駆動トランスの1次巻線が挿入されることを特徴とする請求項1または請求項2記載の電源装置。
- 前記負荷回路はリーケージトランスよりなる出力トランスを有し、出力トランスのリーケージインダクタンスを前記共振回路の構成要素として用いることを特徴とする請求項1ないし請求項3記載の電源装置。
- 前記充電用ダイオードの一端と整流器との間に平滑コンデンサが接続され、前記充電用ダイオードの他端と前記スイッチング素子との間に前記出力トランスの1次巻線と駆動トランスの1次巻線との直列回路が挿入され、前記出力トランスのリーケージインダクタンスが前記インダクタンス要素として用いられることを特徴とする請求項4記載の電源装置。
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