JP3617362B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源のような低周波の交流電源を直流に変換した後に、インバータにより高周波に電力変換して負荷に供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の電源装置として図６に示す回路が提案されている。図示例は、商用電源のような交流電源を電源とし、蛍光灯のような放電灯を高周波で点灯させる回路である。
【０００３】
すなわち、図６に示す回路では、交流電源Ｖａｃを全波整流する整流器ＤＢの出力端間に平滑コンデンサＣ１が接続され、平滑コンデンサＣ１の両端間には２個のトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ・エミッタの直列回路と、２個のコンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路とがそれぞれ接続されている。各トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタとエミッタとの間にはそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続されている。ここに、逆並列とは、各トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ・エミッタ間において、トランジスタＱ１，Ｑ２のオン時に電流が流れる向きとは逆向きの電流を流す極性にダイオードＤ１，Ｄ２を接続することを意味する。各トランジスタＱ１，Ｑ２はそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２とともにスイッチング素子として機能する。両トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点と両コンデンサＣ３，Ｃ４の接続点との間には、駆動トランスＣＴの１次巻線とインダクタＬ１とコンデンサＣ２との直列回路が接続され、コンデンサＣ２の両端間に負荷Ｚが接続される。
【０００４】
駆動トランスＣＴは２個の２次巻線を有し、一方の２次巻線はベース電流調整用の抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ１のベース・エミッタ間に接続してあり、他方の２次巻線はベース電流調整用の抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に接続してある。また、トランジスタＱ１に接続される２次巻線は、１次巻線に図６の左向きの電流が通過するときにトランジスタＱ１にオン方向のバイアスを与え、トランジスタＱ２に接続される２次巻線は、１次巻線に図６の右向きの電流が通過するときにトランジスタＱ２にオン方向のバイアスを与える。
【０００５】
上記構成では、電源が投入されると平滑コンデンサＣ１およびコンデンサＣ３、Ｃ４に充電され、トランジスタＱ２が導通し始めると、コンデンサＣ４−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−トランジスタＱ２−コンデンサＣ４の経路で電流が流れる。このとき、駆動トランスＣＴはトランジスタＱ２にオン方向のバイアスを与え、トランジスタＱ１をオフに保つから、トランジスタＱ２は完全にオンになる。その後、インダクタＬ１とコンデンサＣ２とを含む共振回路の共振作用によって駆動トランスＣＴの１次巻線に流れる電流の向きが反転するから、トランジスタＱ２はオフになり、トランジスタＱ１にオン方向のバイアスが与えられる。トランジスタＱ１が導通し始めると、コンデンサＣ３−トランジスタＱ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３の経路で電流が流れ、トランジスタＱ１が完全にオンになる。その後、共振回路の共振作用によって駆動トランスＣＴの１次巻線に流れる電流の向きが再び反転し、トランジスタＱ１がオフになり、トランジスタＱ２の導通が開始される。
【０００６】
以上のような動作を繰り返すことによって、共振回路の共振周波数に応じた高周波の交番電流が負荷Ｚに流れるのである。つまり、上述した回路構成では自励発振により高周波電力を生成するインバータ回路を構成している。このインバータ回路は、共振回路（インダクタＬ１、コンデンサＣ２などを構成要素とする）と駆動トランスＣＴの１次巻線とトランジスタＱ２との直列回路を含み、駆動トランスＣＴの２次巻線の出力を用いて自励式で駆動され、負荷Ｚに高周波電力を供給しているのである。また、この構成ではコンデンサＣ３，Ｃ４がカプリングコンデンサとして機能し直流成分が除去される。
【０００７】
ところで、図６に示した回路構成では、整流器ＤＢの出力端間に平滑コンデンサＣ１が接続されているから、交流電源Ｖａｃの電圧のピーク付近でのみ整流器ＤＢに電流が流れることになり、交流電源Ｖａｃからの入力電流の休止期間が多く、入力電流歪が大きくなることが知られている。そこで、図７に示すように、平滑コンデンサＣ１の両端電圧を引き下げる構成を採用することによって、交流電源Ｖａｃからの入力電流の休止期間を低減し、入力電流歪を抑制することが考えられている。また、この構成ではトランジスタＱ１，Ｑ２などの回路部品に印加される電圧も図６に示した回路構成よりも低くなるから、回路部品の耐圧を図６に示した回路構成よりも低くすることができ、それだけコストを低減することが可能になる。
【０００８】
図７に示す回路は、図６の回路構成における平滑コンデンサＣ１に代えて、平滑コンデンサＣ１の負極側にインダクタンス要素としてのインダクタＬ２と放電用ダイオード（以下、ダイオードと略称する）Ｄ４との直列回路を接続した回路を設け、インダクタＬ２とダイオードＤ４との接続点を充電用ダイオード（以下、ダイオードと略称する）Ｄ３を介して両トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点に接続した構成を有する。ダイオードＤ３はコンデンサＣ１に充電電流を流す極性とし（つまり、インダクタＬ２とダイオードＤ４との接続点にアノードを接続してある）、ダイオードＤ４はコンデンサＣ１の放電電流を流す極性としてある（つまり、インダクタＬ２とダイオードＤ３のアノードとの接続点にカソードを接続してある）。さらに、図７に示す回路では、図６の回路構成におけるコンデンサＣ４を省略し、平滑コンデンサＣ１とインダクタＬ２とダイオードＤ４との直列回路にコンデンサＣｆを並列接続してある。この種の回路は部分平滑回路と呼ばれている。
【０００９】
すなわち、トランジスタＱ２がオンになると、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−トランジスタＱ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れ、トランジスタＱ２がオフになると、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギがダイオードＤ３−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ１の経路で放出されるようになっている。この構成では、整流器ＤＢから平滑コンデンサＣ１を充電する充電電流がインダクタＬ２およびトランジスタＱ２を通るから、平滑コンデンサＣ１の両端電圧はトランジスタＱ２のオン期間とオフ期間との比率に応じて降圧される。つまり、ダイオードＤ１，Ｄ３とインダクタＬ２とトランジスタＱ２と平滑コンデンサＣ１とにより降圧チョッパ回路が構成される。
【００１０】
図７に示す回路では、トランジスタＱ１が導通すればコンデンサＣ３−トランジスタＱ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３の経路で電流が流れ、このときの動作は図６に示した回路構成と同様になる。一方、トランジスタＱ２が導通する場合、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも高い期間であれば、整流器ＤＢ−コンデンサＣ３−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−トランジスタＱ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。このとき同時に、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−トランジスタＱ２−整流器ＤＢの経路でも電流が流れる。つまり、この期間において交流電源Ｖａｃから整流器ＤＢに入力電流が流れる。トランジスタＱ２が導通する場合であって、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧より低い期間であれば、平滑コンデンサＣ１−コンデンサＣ３−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−トランジスタＱ２−ダイオードＤ４−インダクタＬ２−平滑コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣ１の放電により負荷Ｚにエネルギが供給される。
【００１１】
なお、コンデンサＣｆは、電源投入直後に両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値になるまで充電され、以後はトランジスタＱ２のオン時に、コンデンサＣｆ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−トランジスタＱ２−コンデンサＣｆの経路で平滑コンデンサＣ１を充電する。また、コンデンサＣｆには、トランジスタＱ１がオンからオフになったときにインダクタＬ１などに蓄積されたエネルギを放出させる経路を形成する機能もある。つまり、トランジスタＱ１がオンからオフになると、インダクタＬ１−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３−コンデンサＣｆ−ダイオードＤ２−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１という電流経路を形成する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図７に示した回路構成では、電源投入直後にはコンデンサＣｆは両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値になるまで充電され、その後、トランジスタＱ２が導通すると、コンデンサＣｆ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−トランジスタＱ２−コンデンサＣｆの経路で平滑コンデンサＣ１を充電する。また、電源投入直後には、交流電源Ｖａｃの電圧波形の１周期内の大部分の期間において整流器ＤＢの出力電圧よりも平滑コンデンサＣ１の両端電圧のほうが低いから、トランジスタＱ２が導通してコンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなると、整流器ＤＢから駆動トランスＣＴの１次巻線を通る経路と平滑コンデンサＣ１を通る経路との２経路に電流が流れるようになる。しかしながら、電源投入直後には、平滑コンデンサＣ１は充電されていないから、２経路のうち主として平滑コンデンサＣ１を通る経路に電流が流れることになり、駆動トランスＣＴの１次巻線にはほとんど電流が流れない。つまり、コンデンサＣ１の両端電圧が十分に上昇するまでは、トランジスタＱ１，Ｑ２をオンオフさせることができず、自励発振を開始させることができない。換言すれば、電源を投入しても負荷Ｚの動作をすぐに開始させることができないという問題が生じる。
【００１３】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、部分平滑回路を備えながらも電源投入直後に負荷への高周波電力の供給を開始させることができる電源装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流器と、平滑コンデンサとインダクタンス要素と充電用ダイオードとスイッチング素子との直列回路および前記平滑コンデンサと放電用ダイオードとの直列回路を含み前記整流器の出力端間に挿入された降圧チョッパ回路と、交流電源の周波数よりも高い共振周波数を有する共振回路と前記スイッチング素子と駆動トランスの１次巻線との直列回路を含み前記整流器または前記平滑コンデンサを電源とし駆動トランスの２次巻線の出力を用いて前記スイッチング素子をオンオフさせて負荷回路に高周波電力を供給する自励式のインバータ回路と、電源投入により前記スイッチング素子をオンにする起動回路とを備え、前記スイッチング素子のオン時に平滑コンデンサに充電電流を流す経路内に前記駆動トランスの１次巻線が挿入されているものである。この構成によれば、電源投入直後に起動回路によってスイッチング素子がオンになると、まだ充電されていない平滑コンデンサに充電電流が流れ、この充電電流が駆動トランスの１次巻線を通過するから、駆動トランスに比較的大きい電流を流すことができ、平滑コンデンサの電圧上昇を待たずにスイッチング素子のオンオフを開始させることができる。
【００１５】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記インバータ回路において発生する高周波電圧が印加されるインピーダンス要素を前記平滑コンデンサの充電経路内に設け、インピーダンス要素の両端電圧を前記整流器の出力電圧に重畳して前記平滑コンデンサに印加するものである。この構成によれば、整流器の出力電圧が平滑コンデンサの両端電圧よりも低くなる期間であっても、インバータ回路で発生する高周波電圧を整流器の出力電圧に加算して平滑コンデンサに充電電流を流すことができるから、交流電源から整流器への入力電流に休止期間がほとんどなく、入力電流歪を抑制することができるとともに高い入力力率を得ることができる。
【００１６】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記平滑コンデンサと前記充電用ダイオードとの直列回路と前記スイッチング素子との間に前記駆動トランスの１次巻線が挿入されるものである。このような接続関係としておけば、降圧チョッパ回路とインバータ回路とに兼用されているスイッチング素子と平滑コンデンサとの位置関係が駆動トランスに対して対称性を持つから、回路設計が容易になる。
【００１７】
請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記負荷回路がリーケージトランスよりなる出力トランスを有し、出力トランスのリーケージインダクタンスを前記共振回路の構成要素として用いるものである。この構成によれば、出力トランスが共振回路の構成要素として用いられるから、出力トランスを用いる構成であれば、別途に共振用のインダクタを設ける必要がなく、部品点数の削減が可能になることがある。
【００１８】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記充電用ダイオードの一端と整流器との間に平滑コンデンサが接続され、前記充電用ダイオードの他端と前記スイッチング素子との間に前記出力トランスの１次巻線と駆動トランスの１次巻線との直列回路が挿入され、前記出力トランスのリーケージインダクタンスが前記インダクタンス要素として用いられるものである。この構成によれば、出力トランスが降圧チョッパ回路におけるインダクタンス要素として用いられるから、出力トランスを用いる構成であれば、降圧チョッパ用のインダクタンス要素を別途に設ける必要がなく、また共振用のインダクタも設ける必要がないから、部品点数が削減されることになる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本実施形態は、図１に示すように、基本的には図７に示した従来構成と同様の回路構成を有しているが、部分平滑回路に用いるダイオードＤ３のカソードをトランジスタＱ２のコレクタに直接接続するのではなく、駆動トランスＣＴの１次巻線とインダクタＬ１との間に接続してある。
【００２０】
さらに具体的に説明する。図１に示す回路は、交流電源Ｖａｃを全波整流するダイオードブリッジからなる整流器ＤＢの出力端間にコンデンサＣｆを接続してあり、コンデンサＣｆの両端間には２個のトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ・エミッタの直列回路を接続してある。また、平滑コンデンサＣ１の負極にインダクタＬ２を介してダイオードＤ４のカソードを接続した直列回路もコンデンサＣｆの両端間に接続される。各トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタとエミッタとの間にはそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続されている。両トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの正極との間には、駆動トランスＣＴの１次巻線とインダクタＬ１とコンデンサＣ２とコンデンサＣ３との直列回路が接続される。すなわち、両トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点に駆動トランスＣＴの１次巻線の一端が接続され、整流器ＤＢの正極にはコンデンサＣ３の一端が接続されるのであって、駆動トランスＣＴの１次巻線の他端に接続されたインダクタＬ１と、コンデンサＣ３の他端に接続されたコンデンサＣ２とが直列接続されているのである。またコンデンサＣ２には負荷Ｚが並列接続される。コンデンサＣ２はインダクタＬ１などとともに共振回路を構成し、コンデンサＣ３は負荷Ｚへの直流成分を除去するカプリングコンデンサであってコンデンサＣ２よりも十分に大きな容量を有している。また、上述したコンデンサＣｆは交流成分を通過させるために設けられている。
【００２１】
駆動トランスＣＴは２個の２次巻線を有し、一方の２次巻線はベース電流調整用の抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ１のベース・エミッタ間に接続してあり、他方の２次巻線はベース電流調整用の抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に接続してある。トランジスタＱ１に接続される２次巻線は１次巻線に図１の左向きの電流が通過するときにトランジスタＱ１にオン方向のバイアスを与え、トランジスタＱ２に接続される２次巻線は１次巻線に図１の右向きの電流が通過するときにトランジスタＱ２にオン方向のバイアスを与える。
【００２２】
部分平滑回路を構成するインダクタＬ２とダイオードＤ４との接続点には、ダイオードＤ３のアノードが接続される。本実施形態はダイオードＤ３のカソードの接続位置が、駆動トランスＣＴの１次巻線とインダクタＬ１との接続点である点に特徴を有している。この構成を採用したことによる動作は後述する。
【００２３】
さらに、コンデンサＣｆには、抵抗Ｒ３の一端を整流器ＤＢの正極に接続する形で、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との直列回路が接続される。また、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との接続点とトランジスタＱ２のベースとの間にはダイアックのようなトリガ素子Ｑ３が挿入される。抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５とトリガ素子Ｑ３とは起動回路を構成しており、抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ５が充電され、コンデンサＣ５の端子電圧がトリガ素子Ｑ３のブレークオーバ電圧に達すると、トリガ素子Ｑ３がオンになりトランジスタＱ２をオンにするように構成されている。また、トランジスタＱ２の導通後には、コンデンサＣ５を放電させてトリガ素子Ｑ３をオフにするために、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との接続点と両トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点との間にはダイオードＤ５が挿入されている。つまり、後述するように定常状態ではトランジスタＱ１，Ｑ２は交互に高周波でオンオフするから、トランジスタＱ２のオン時にダイオードＤ５を通してコンデンサＣ５の電荷を放出させて、コンデンサＣ５の端子電圧をトリガ素子Ｑ３のブレークオーバ電圧より低い状態に保つのである。この動作を可能とするために、コンデンサＣ５の端子電圧がトリガ素子Ｑ３のブレークオーバ電圧に達する時間は、トランジスタＱ１，Ｑ２のオンオフの周期よりも長くなるように設定される。
【００２４】
しかして、電源が投入されると、コンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値まで充電され、同時に抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ５が充電されることによって上述のようにトランジスタＱ２がオンになる。トランジスタＱ２がオンになれば、まずコンデンサＣｆ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−駆動トランスＣＴの１次巻線−トランジスタＱ２−コンデンサＣｆの経路で電流が流れる。コンデンサＣｆが放電してコンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなると、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−駆動トランスＣＴの１次巻線−トランジスタＱ２−整流器ＤＢの経路と、整流器ＤＢ−コンデンサＣ３−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬ１−駆動トランスＣＴ−トランジスタＱ２−整流器ＤＢの経路との２経路に電流が流れる。
【００２５】
このように、本実施形態の構成では、平滑コンデンサＣ１の充電経路に駆動トランスＣＴの１次巻線が挿入されていることによって、平滑コンデンサＣ１が充電されていない電源投入直後においても駆動トランスＣＴの１次巻線に十分な電流を流すことができ、トランジスタＱ２にオン方向のバイアスを十分な大きさで与えることができるのである。
【００２６】
以後は、図７に示した従来構成と同様であって、コンデンサＣ２およびインダクタＬ１を含む共振回路の共振作用によって駆動コイルＣＴの１次巻線に流れる電流の向きが逆転すると、トランジスタＱ２がオフになり、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギがダイオードＤ３−駆動トランスＣＴの１次巻線−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ１の経路で放出される。ここで、整流器ＤＢから平滑コンデンサＣ１を充電する充電電流は、インダクタＬ２およびトランジスタＱ２を通るから、平滑コンデンサＣ１の両端電圧はトランジスタＱ２のオン期間とオフ期間との比率に応じて整流器ＤＢの出力電圧よりも降圧されることになる。つまり、ダイオードＤ１，Ｄ３とインダクタＬ２とトランジスタＱ２と平滑コンデンサＣ１とにより降圧チョッパ回路が構成される。
【００２７】
トランジスタＱ２のオフに伴ってトランジスタＱ１が導通すると、コンデンサＣ３−トランジスタＱ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３の経路で電流が流れる。その後、コンデンサＣ２およびインダクタＬ１を含む共振回路の共振作用によって駆動コイルＣＴの１次巻線に流れる電流の向きが逆転して、トランジスタＱ１がオフになると、インダクタＬ１などの蓄積エネルギは、インダクタＬ１−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３−コンデンサＣｆ−ダイオードＤ２−駆動トランスＣＴ−インダクタＬ１の経路で放出される。また、トランジスタＱ１のオフに伴ってトランジスタＱ２が再びオンになり、上述の動作を繰り返す。
【００２８】
ところで、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも低い期間においては、トランジスタＱ２が導通すると、平滑コンデンサＣ１−コンデンサＣ３−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−トランジスタＱ２−ダイオードＤ４−インダクタＬ２−平滑コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣ１の放電により負荷Ｚにエネルギが供給される。また、平滑コンデンサＣ１の両端電圧が上昇すれば、平滑コンデンサＣ１の充電電流が減少するから、インダクタＬ２およびダイオードＤ３を通して駆動トランスＣＴの１次巻線に流れる電流は減少し、整流器ＤＢ−コンデンサＣ３−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬ１−駆動トランスＣＴ−トランジスタＱ２−整流器ＤＢの経路で駆動トランスＣＴに流れる電流が増加する。
【００２９】
以後は、図７に示した従来構成と同様に動作し、両トランジスタＱ１，Ｑ２が交互にオンオフするように安定して自励発振し、負荷Ｚに高周波電力が供給されるのである。
【００３０】
以上説明したように、電源投入直後における平滑コンデンサＣ１の充電電流を駆動トランスＣＴの１次巻線に流すようにしているから、トランジスタＱ１，Ｑ２に十分なバイアスを与えることができ、電源投入直後から安定して自励発振を行わせて負荷Ｚに高周波電力を供給することができるのである。
【００３１】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図２に示すように、トランジスタＱ１のオン時に平滑コンデンサＣ１を充電するように部分平滑回路を構成し、また、電源投入直後にトランジスタＱ１がオンになるように構成したものである。
【００３２】
すなわち、本実施形態の部分平滑回路では、整流器ＤＢの負極にインダクタＬ２を介して平滑コンデンサＣ１を接続し、整流器ＤＢの正極にダイオードＤ４のカソードを接続し、さらにダイオードＤ４のアノードと平滑コンデンサＣ１との接続点にダイオードＤ３のカソードを接続してある。ダイオードＤ３のアノードは、インダクタＬ１と駆動トランスＣＴの１次巻線との接続点に接続される。
【００３３】
また、本実施形態では、トランジスタＱ２のエミッタ・コレクタ間に抵抗Ｒ４を接続してあり、トランジスタＱ１のエミッタ・コレクタ間に抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との直列回路を接続してある。抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との接続点にはトリガ素子Ｑ３の一端とダイオードＤ３のアノードとが接続されており、トリガ素子３の他端はトランジスタＱ１のベースに接続され、ダイオードＤ３のカソードはトランジスタＱ１のコレクタに接続される。
【００３４】
しかして、電源を投入すれば、コンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値まで充電され、同時に抵抗Ｒ３，Ｒ４を通してコンデンサＣ５が充電されるから、コンデンサＣ５の両端電圧がトリガ素子Ｑ３のブレークオーバ電圧に達するとトリガ素子Ｑ３が導通してトランジスタＱ１がオンになる。トランジスタＱ１がオンになれば、まずコンデンサＣｆ−トランジスタＱ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−ダイオードＤ３−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−コンデンサＣｆの経路で電流が流れる。その後は、第１の実施の形態と同様に、自励発振によって両トランジスタＱ１，Ｑ２が交互にオンオフする。
【００３５】
トランジスタＱ１のオン時には、整流器ＤＢ−トランジスタＱ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−ダイオードＤ３−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−整流器ＤＢの経路と、コンデンサＣ３−トランジスタＱ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３の経路とに電流が流れ、平滑コンデンサＣ１が充電されるとともに負荷Ｚに高周波電力が供給される。このようにして平滑コンデンサＣ１が充電されると、平滑コンデンサＣ１の両端電圧の上昇に伴ってダイオードＤ３およびインダクタＬ２を通る経路で平滑コンデンサＣ１に流れる充電電流が減少するから、駆動トランスＣＴの１次巻線に流れる電流は、主としてコンデンサＣ２とインダクタＬ１とを含む共振回路の共振作用による電流になる。こうして両トランジスタＱ１，Ｑ２を安定にオンオフさせることができる。
【００３６】
なお、コンデンサＣ３、コンデンサＣ２と負荷Ｚとの並列回路、インダクタＬ１、駆動トランスＣＴの１次巻線よりなる直列回路は、上述した実施形態ではトランジスタＱ１に並列接続しているが、トランジスタＱ２に並列接続することも可能であって、トランジスタＱ１に並列接続した場合と同様に動作する。
【００３７】
（第３の実施の形態）
本実施形態は、図３に示すように、第１の実施の形態において、負荷Ｚとして蛍光ランプのような放電灯Ｌａを用い、コンデンサＣ３の一端を整流器ＤＢの正極に接続する代わりに負極に接続したものである。また、ダイオードＤ１，Ｄ２を逆並列に接続したトランジスタＱ１，Ｑ２を用いる代わりに、ＭＯＳＦＥＴを用いたものである。以下では、各トランジスタＱ１，Ｑ２とダイオードＤ１，Ｄ２との並列回路に置き換えたＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として説明する。ここに、ＭＯＳＦＥＴには寄生ダイオードが存在するからダイオードＤ１，Ｄ２は不要になっている。さらに、本実施形態では、インダクタＬ１とコンデンサＣ３との間に１次巻線を接続した出力トランスＴ１の２次側に放電灯Ｌａを接続してあり、放電灯Ｌａにおけるフィラメントの非電源側端間にコンデンサＣ２が接続される。これらの構成に加えて、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ２のソースと整流器ＤＢの負極との間にコンデンサＣｉｎが接続され、このコンデンサＣｉｎにはダイオードＤ６が並列接続される。ダイオードＤ６のカソードは整流器ＤＢの負極に接続される。
【００３８】
本実施形態は、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも高い期間においては、第１の実施の形態とほぼ同様に動作する。電源が投入されると、上述した他の実施形態と同様にスイッチング素子Ｑ２がオンになる。スイッチング素子Ｑ２がオンになると、まずコンデンサＣｆ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−駆動トランスＣＴの１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣｆの経路で電流が流れる。コンデンサＣｆが放電してコンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなると、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−駆動トランスＣＴの１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ６−整流器ＤＢの経路と、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−インダクタＬ１−出力トランスＴ１の１次巻線−コンデンサＣ３−整流器ＤＢの経路とに電流が流れる。このように、平滑コンデンサＣ１の充電電流を駆動トランスＣＴの１次巻線に流すことによって、スイッチング素子Ｑ２にオン方向のバイアスを十分な大きさで与えることができる。以後は、インダクタＬ１とコンデンサＣ２とを含む共振回路の共振作用によって駆動コイルＣＴの１次巻線に流れる電流の向きが交互に逆転してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフするように自励発振を行う。
【００３９】
ところで、コンデンサＣｉｎおよびダイオードＤ６は、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも低い期間においても交流電源Ｖａｃから整流器ＤＢに電流を流すために設けてある。つまり、コンデンサＣｉｎおよびダイオードＤ６を設けていないと、平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器Ｄｂの出力電圧のほうが低い期間には、交流電源Ｖａｃから整流器ＤＢへの入力電流が休止することになり、入力電流波形の包絡線が正弦波状にならず、入力電流歪が増加するとともに力率が低下することになる。これに対して、コンデンサＣｉｎを設けると、このコンデンサＣｉｎの充放電を利用することで、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも低い期間においても交流電源Ｖａｃから整流器ＤＢに電流を流すことが可能になる。この動作について簡単に説明する。
【００４０】
平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が低い期間においては、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、平滑コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１−出力トランスＴ１の１次巻線−コンデンサＣ３−コンデンサＣｉｎ−ダイオードＤ４−インダクタＬ２−平滑コンデンサＣ１という経路で電流が流れる。つまり、コンデンサＣｉｎが充電される。こうしてコンデンサＣｉｎの両端電圧が平滑コンデンサＣ１の両端で電圧と整流器ＤＢの出力電圧との差電圧に達すると、交流電源Ｖａｃから整流器ＤＢに電流が流れ込むようになり、整流器ＤＢ−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１−出力トランスＴ１の１次巻線−コンデンサＣ３−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。つまり、コンデンサＣ６を設けない場合に比較して、交流電源Ｖａｃから整流器ＤＢに電流が流れる期間を多くすることができ、結果的に入力電流歪を低減するとともに、入力力率を高めることが可能になる。
【００４１】
言い換えると、インバータ回路において発生する高周波電圧がインピーダンス要素としてのコンデンサＣｉｎの両端に印加されるから、この高周波電圧を整流器ＤＢの出力電圧に重畳することで、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも低い期間であっても、平滑コンデンサＣ１を充電することが可能になるのである。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００４２】
（第４の実施の形態）
本実施形態は、図４に示すように、図３に示した第３の実施の形態からインダクタＬ１を省略し、駆動トランスＴ１としてリーケージトランスを用いたものである。この構成では、駆動トランスＴ１のリーケージインダクタンスがインダクタＬ１として機能するから、第３の実施の形態の構成と同様に動作することになる。他の構成および動作は第３の実施の形態と同様である。
【００４３】
（第５の実施の形態）
本実施形態は、図５に示すように、第４の実施の形態からインダクタＬ２を省略し、コンデンサＣ３と駆動トランスＴの１次巻線との接続点にダイオードＤ３のカソードを接続したものである。要するに、共振用のインダクタＬ１だけではなく、降圧チョッパ回路としての動作を実現するためのインダクタＬ２も、出力トランスＴのリーケージインダクタで代用するものである。要するに、スイッチング素子Ｑ２のオン時に整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−ダイオードＤ３−出力トランスＴの１次巻線−駆動トランスｃＴの１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ６−整流器ＤＢの経路で平滑コンデンサＣ１を充電し、このとき出力トランスＴのリーケージインダクタンスに蓄積されたエネルギを、スイッチング素子Ｑ２のオフ時に、出力トランスＴ−駆動トランスＣＴの１次巻線−スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード−平滑コンデンサＣ１−ダイオードＤ３−出力トランスＴの経路で放出させるのである。
【００４４】
また、本実施形態では、電源投入直後においてスイッチング素子Ｑ２がオンになると、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−ダイオードＤ３−出力トランスＴの１次巻線−駆動トランスＣＴの１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ６−整流器ＤＢの経路で電流が流れるから、他の実施形態と同様に、平滑コンデンサＣ１の充電電流を駆動トランスＣＴの１次巻線に流してスイッチング素子Ｑ２を確実にオンにし、電源投入直後から安定して自励発振を行わせることができる。他の構成および動作は第４の実施の形態と同様である。
【００４５】
なお、起動回路については上述の構成に限定されるものではなく、平滑コンデンサＣ１の充電経路に挿入されたトランジスタＱ２（ないしスイッチング素子Ｑ２）を電源投入直後にオンにする構成であれば、どのような構成の起動回路を用いてもよい。
【００４６】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流器と、平滑コンデンサとインダクタンス要素と充電用ダイオードとスイッチング素子との直列回路および平滑コンデンサと放電用ダイオードとの直列回路を含み整流器の出力端間に挿入された降圧チョッパ回路と、交流電源の周波数よりも高い共振周波数を有する共振回路とスイッチング素子と駆動トランスの１次巻線との直列回路を含み整流器または平滑コンデンサを電源とし駆動トランスの２次巻線の出力を用いてスイッチング素子をオンオフさせて負荷回路に高周波電力を供給する自励式のインバータ回路と、電源投入によりスイッチング素子をオンにする起動回路とを備え、スイッチング素子のオン時に平滑コンデンサに充電電流を流す経路内に駆動トランスの１次巻線が挿入されているものであり、電源投入直後に起動回路によってスイッチング素子がオンになると、まだ充電されていない平滑コンデンサに充電電流が流れ、この充電電流が駆動トランスの１次巻線を通過するから、駆動トランスに比較的大きい電流を流すことができ、平滑コンデンサの電圧上昇を待たずにスイッチング素子のオンオフを開始させることができるという利点がある。
【００４７】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、インバータ回路で発生する高周波電圧が印加されるインピーダンス要素を平滑コンデンサの充電経路内に設け、インピーダンス要素の両端電圧を整流器の出力電圧に重畳して平滑コンデンサに印加するものであり、整流器の出力電圧が平滑コンデンサの両端電圧よりも低くなる期間であっても、インバータ回路で発生する高周波電圧を整流器の出力電圧に加算して平滑コンデンサに充電電流を流すことができるから、交流電源から整流器への入力電流に休止期間がほとんどなく、入力電流歪を抑制することができるとともに高い入力力率を得ることができるという利点がある。
【００４８】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、平滑コンデンサと充電用ダイオードとの直列回路とスイッチング素子との間に駆動トランスの１次巻線が挿入されるものであり、このような接続関係としておけば、降圧チョッパ回路とインバータ回路とに兼用されているスイッチング素子と平滑コンデンサとの位置関係が駆動トランスに対して対称性を持つから、回路設計が容易になるという利点がある。
【００４９】
請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、負荷回路がリーケージトランスよりなる出力トランスを有し、出力トランスのリーケージインダクタンスを共振回路の構成要素として用いるものであり、出力トランスが共振回路の構成要素として用いられるから、出力トランスを用いる構成であれば、別途に共振用のインダクタを設ける必要がなく、部品点数の削減が可能になることがある。
【００５０】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、充電用ダイオードの一端と整流器との間に平滑コンデンサが接続され、充電用ダイオードの他端とスイッチング素子との間に出力トランスの１次巻線と駆動トランスの１次巻線との直列回路が挿入され、出力トランスのリーケージインダクタンスがインダクタンス要素として用いられるものであり、出力トランスが降圧チョッパ回路におけるインダクタンス要素として用いられるから、出力トランスを用いる構成であれば、降圧チョッパ用のインダクタンス要素を別途に設ける必要がなく、また共振用のインダクタも設ける必要がないから、部品点数が削減されるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図５】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図６】従来例を示す回路図である。
【図７】他の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ５ コンデンサ
Ｃｉｎ コンデンサ
ＣＴ 駆動トランス
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｄ３ （充電用）ダイオード
Ｄ４ （放電用）ダイオード
Ｄ５ ダイオード
Ｄ６ ダイオード
ＤＢ 整流器
Ｌ１ インダクタ
Ｌ２ インダクタ
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｑ３ トリガ素子
Ｒ３ 抵抗
Ｔ 出力トランス
Ｖａｃ 交流電源
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源のような低周波の交流電源を直流に変換した後に、インバータにより高周波に電力変換して負荷に供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の電源装置として図６に示す回路が提案されている。図示例は、商用電源のような交流電源を電源とし、蛍光灯のような放電灯を高周波で点灯させる回路である。
【０００３】
すなわち、図６に示す回路では、交流電源Ｖａｃを全波整流する整流器ＤＢの出力端間に平滑コンデンサＣ１が接続され、平滑コンデンサＣ１の両端間には２個のトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ・エミッタの直列回路と、２個のコンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路とがそれぞれ接続されている。各トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタとエミッタとの間にはそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続されている。ここに、逆並列とは、各トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ・エミッタ間において、トランジスタＱ１，Ｑ２のオン時に電流が流れる向きとは逆向きの電流を流す極性にダイオードＤ１，Ｄ２を接続することを意味する。各トランジスタＱ１，Ｑ２はそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２とともにスイッチング素子として機能する。両トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点と両コンデンサＣ３，Ｃ４の接続点との間には、駆動トランスＣＴの１次巻線とインダクタＬ１とコンデンサＣ２との直列回路が接続され、コンデンサＣ２の両端間に負荷Ｚが接続される。
【０００４】
駆動トランスＣＴは２個の２次巻線を有し、一方の２次巻線はベース電流調整用の抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ１のベース・エミッタ間に接続してあり、他方の２次巻線はベース電流調整用の抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に接続してある。また、トランジスタＱ１に接続される２次巻線は、１次巻線に図６の左向きの電流が通過するときにトランジスタＱ１にオン方向のバイアスを与え、トランジスタＱ２に接続される２次巻線は、１次巻線に図６の右向きの電流が通過するときにトランジスタＱ２にオン方向のバイアスを与える。
【０００５】
上記構成では、電源が投入されると平滑コンデンサＣ１およびコンデンサＣ３、Ｃ４に充電され、トランジスタＱ２が導通し始めると、コンデンサＣ４−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−トランジスタＱ２−コンデンサＣ４の経路で電流が流れる。このとき、駆動トランスＣＴはトランジスタＱ２にオン方向のバイアスを与え、トランジスタＱ１をオフに保つから、トランジスタＱ２は完全にオンになる。その後、インダクタＬ１とコンデンサＣ２とを含む共振回路の共振作用によって駆動トランスＣＴの１次巻線に流れる電流の向きが反転するから、トランジスタＱ２はオフになり、トランジスタＱ１にオン方向のバイアスが与えられる。トランジスタＱ１が導通し始めると、コンデンサＣ３−トランジスタＱ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３の経路で電流が流れ、トランジスタＱ１が完全にオンになる。その後、共振回路の共振作用によって駆動トランスＣＴの１次巻線に流れる電流の向きが再び反転し、トランジスタＱ１がオフになり、トランジスタＱ２の導通が開始される。
【０００６】
以上のような動作を繰り返すことによって、共振回路の共振周波数に応じた高周波の交番電流が負荷Ｚに流れるのである。つまり、上述した回路構成では自励発振により高周波電力を生成するインバータ回路を構成している。このインバータ回路は、共振回路（インダクタＬ１、コンデンサＣ２などを構成要素とする）と駆動トランスＣＴの１次巻線とトランジスタＱ２との直列回路を含み、駆動トランスＣＴの２次巻線の出力を用いて自励式で駆動され、負荷Ｚに高周波電力を供給しているのである。また、この構成ではコンデンサＣ３，Ｃ４がカプリングコンデンサとして機能し直流成分が除去される。
【０００７】
ところで、図６に示した回路構成では、整流器ＤＢの出力端間に平滑コンデンサＣ１が接続されているから、交流電源Ｖａｃの電圧のピーク付近でのみ整流器ＤＢに電流が流れることになり、交流電源Ｖａｃからの入力電流の休止期間が多く、入力電流歪が大きくなることが知られている。そこで、図７に示すように、平滑コンデンサＣ１の両端電圧を引き下げる構成を採用することによって、交流電源Ｖａｃからの入力電流の休止期間を低減し、入力電流歪を抑制することが考えられている。また、この構成ではトランジスタＱ１，Ｑ２などの回路部品に印加される電圧も図６に示した回路構成よりも低くなるから、回路部品の耐圧を図６に示した回路構成よりも低くすることができ、それだけコストを低減することが可能になる。
【０００８】
図７に示す回路は、図６の回路構成における平滑コンデンサＣ１に代えて、平滑コンデンサＣ１の負極側にインダクタンス要素としてのインダクタＬ２と放電用ダイオード（以下、ダイオードと略称する）Ｄ４との直列回路を接続した回路を設け、インダクタＬ２とダイオードＤ４との接続点を充電用ダイオード（以下、ダイオードと略称する）Ｄ３を介して両トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点に接続した構成を有する。ダイオードＤ３はコンデンサＣ１に充電電流を流す極性とし（つまり、インダクタＬ２とダイオードＤ４との接続点にアノードを接続してある）、ダイオードＤ４はコンデンサＣ１の放電電流を流す極性としてある（つまり、インダクタＬ２とダイオードＤ３のアノードとの接続点にカソードを接続してある）。さらに、図７に示す回路では、図６の回路構成におけるコンデンサＣ４を省略し、平滑コンデンサＣ１とインダクタＬ２とダイオードＤ４との直列回路にコンデンサＣｆを並列接続してある。この種の回路は部分平滑回路と呼ばれている。
【０００９】
すなわち、トランジスタＱ２がオンになると、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−トランジスタＱ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れ、トランジスタＱ２がオフになると、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギがダイオードＤ３−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ１の経路で放出されるようになっている。この構成では、整流器ＤＢから平滑コンデンサＣ１を充電する充電電流がインダクタＬ２およびトランジスタＱ２を通るから、平滑コンデンサＣ１の両端電圧はトランジスタＱ２のオン期間とオフ期間との比率に応じて降圧される。つまり、ダイオードＤ１，Ｄ３とインダクタＬ２とトランジスタＱ２と平滑コンデンサＣ１とにより降圧チョッパ回路が構成される。
【００１０】
図７に示す回路では、トランジスタＱ１が導通すればコンデンサＣ３−トランジスタＱ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３の経路で電流が流れ、このときの動作は図６に示した回路構成と同様になる。一方、トランジスタＱ２が導通する場合、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも高い期間であれば、整流器ＤＢ−コンデンサＣ３−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−トランジスタＱ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。このとき同時に、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−トランジスタＱ２−整流器ＤＢの経路でも電流が流れる。つまり、この期間において交流電源Ｖａｃから整流器ＤＢに入力電流が流れる。トランジスタＱ２が導通する場合であって、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧より低い期間であれば、平滑コンデンサＣ１−コンデンサＣ３−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−トランジスタＱ２−ダイオードＤ４−インダクタＬ２−平滑コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣ１の放電により負荷Ｚにエネルギが供給される。
【００１１】
なお、コンデンサＣｆは、電源投入直後に両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値になるまで充電され、以後はトランジスタＱ２のオン時に、コンデンサＣｆ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−トランジスタＱ２−コンデンサＣｆの経路で平滑コンデンサＣ１を充電する。また、コンデンサＣｆには、トランジスタＱ１がオンからオフになったときにインダクタＬ１などに蓄積されたエネルギを放出させる経路を形成する機能もある。つまり、トランジスタＱ１がオンからオフになると、インダクタＬ１−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３−コンデンサＣｆ−ダイオードＤ２−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１という電流経路を形成する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図７に示した回路構成では、電源投入直後にはコンデンサＣｆは両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値になるまで充電され、その後、トランジスタＱ２が導通すると、コンデンサＣｆ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−トランジスタＱ２−コンデンサＣｆの経路で平滑コンデンサＣ１を充電する。また、電源投入直後には、交流電源Ｖａｃの電圧波形の１周期内の大部分の期間において整流器ＤＢの出力電圧よりも平滑コンデンサＣ１の両端電圧のほうが低いから、トランジスタＱ２が導通してコンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなると、整流器ＤＢから駆動トランスＣＴの１次巻線を通る経路と平滑コンデンサＣ１を通る経路との２経路に電流が流れるようになる。しかしながら、電源投入直後には、平滑コンデンサＣ１は充電されていないから、２経路のうち主として平滑コンデンサＣ１を通る経路に電流が流れることになり、駆動トランスＣＴの１次巻線にはほとんど電流が流れない。つまり、コンデンサＣ１の両端電圧が十分に上昇するまでは、トランジスタＱ１，Ｑ２をオンオフさせることができず、自励発振を開始させることができない。換言すれば、電源を投入しても負荷Ｚの動作をすぐに開始させることができないという問題が生じる。
【００１３】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、部分平滑回路を備えながらも電源投入直後に負荷への高周波電力の供給を開始させることができる電源装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流器と、平滑コンデンサとインダクタンス要素と充電用ダイオードとスイッチング素子との直列回路および前記平滑コンデンサと放電用ダイオードとの直列回路を含み前記整流器の出力端間に挿入された降圧チョッパ回路と、交流電源の周波数よりも高い共振周波数を有する共振回路と前記スイッチング素子と駆動トランスの１次巻線との直列回路を含み前記整流器または前記平滑コンデンサを電源とし駆動トランスの２次巻線の出力を用いて前記スイッチング素子をオンオフさせて負荷回路に高周波電力を供給する自励式のインバータ回路と、電源投入により前記スイッチング素子をオンにする起動回路とを備え、前記スイッチング素子のオン時に平滑コンデンサに充電電流を流す経路内に前記駆動トランスの１次巻線が挿入されているものである。この構成によれば、電源投入直後に起動回路によってスイッチング素子がオンになると、まだ充電されていない平滑コンデンサに充電電流が流れ、この充電電流が駆動トランスの１次巻線を通過するから、駆動トランスに比較的大きい電流を流すことができ、平滑コンデンサの電圧上昇を待たずにスイッチング素子のオンオフを開始させることができる。
【００１５】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記インバータ回路において発生する高周波電圧が印加されるインピーダンス要素を前記平滑コンデンサの充電経路内に設け、インピーダンス要素の両端電圧を前記整流器の出力電圧に重畳して前記平滑コンデンサに印加するものである。この構成によれば、整流器の出力電圧が平滑コンデンサの両端電圧よりも低くなる期間であっても、インバータ回路で発生する高周波電圧を整流器の出力電圧に加算して平滑コンデンサに充電電流を流すことができるから、交流電源から整流器への入力電流に休止期間がほとんどなく、入力電流歪を抑制することができるとともに高い入力力率を得ることができる。
【００１６】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記平滑コンデンサと前記充電用ダイオードとの直列回路と前記スイッチング素子との間に前記駆動トランスの１次巻線が挿入されるものである。このような接続関係としておけば、降圧チョッパ回路とインバータ回路とに兼用されているスイッチング素子と平滑コンデンサとの位置関係が駆動トランスに対して対称性を持つから、回路設計が容易になる。
【００１７】
請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記負荷回路がリーケージトランスよりなる出力トランスを有し、出力トランスのリーケージインダクタンスを前記共振回路の構成要素として用いるものである。この構成によれば、出力トランスが共振回路の構成要素として用いられるから、出力トランスを用いる構成であれば、別途に共振用のインダクタを設ける必要がなく、部品点数の削減が可能になることがある。
【００１８】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記充電用ダイオードの一端と整流器との間に平滑コンデンサが接続され、前記充電用ダイオードの他端と前記スイッチング素子との間に前記出力トランスの１次巻線と駆動トランスの１次巻線との直列回路が挿入され、前記出力トランスのリーケージインダクタンスが前記インダクタンス要素として用いられるものである。この構成によれば、出力トランスが降圧チョッパ回路におけるインダクタンス要素として用いられるから、出力トランスを用いる構成であれば、降圧チョッパ用のインダクタンス要素を別途に設ける必要がなく、また共振用のインダクタも設ける必要がないから、部品点数が削減されることになる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本実施形態は、図１に示すように、基本的には図７に示した従来構成と同様の回路構成を有しているが、部分平滑回路に用いるダイオードＤ３のカソードをトランジスタＱ２のコレクタに直接接続するのではなく、駆動トランスＣＴの１次巻線とインダクタＬ１との間に接続してある。
【００２０】
さらに具体的に説明する。図１に示す回路は、交流電源Ｖａｃを全波整流するダイオードブリッジからなる整流器ＤＢの出力端間にコンデンサＣｆを接続してあり、コンデンサＣｆの両端間には２個のトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ・エミッタの直列回路を接続してある。また、平滑コンデンサＣ１の負極にインダクタＬ２を介してダイオードＤ４のカソードを接続した直列回路もコンデンサＣｆの両端間に接続される。各トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタとエミッタとの間にはそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続されている。両トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの正極との間には、駆動トランスＣＴの１次巻線とインダクタＬ１とコンデンサＣ２とコンデンサＣ３との直列回路が接続される。すなわち、両トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点に駆動トランスＣＴの１次巻線の一端が接続され、整流器ＤＢの正極にはコンデンサＣ３の一端が接続されるのであって、駆動トランスＣＴの１次巻線の他端に接続されたインダクタＬ１と、コンデンサＣ３の他端に接続されたコンデンサＣ２とが直列接続されているのである。またコンデンサＣ２には負荷Ｚが並列接続される。コンデンサＣ２はインダクタＬ１などとともに共振回路を構成し、コンデンサＣ３は負荷Ｚへの直流成分を除去するカプリングコンデンサであってコンデンサＣ２よりも十分に大きな容量を有している。また、上述したコンデンサＣｆは交流成分を通過させるために設けられている。
【００２１】
駆動トランスＣＴは２個の２次巻線を有し、一方の２次巻線はベース電流調整用の抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ１のベース・エミッタ間に接続してあり、他方の２次巻線はベース電流調整用の抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に接続してある。トランジスタＱ１に接続される２次巻線は１次巻線に図１の左向きの電流が通過するときにトランジスタＱ１にオン方向のバイアスを与え、トランジスタＱ２に接続される２次巻線は１次巻線に図１の右向きの電流が通過するときにトランジスタＱ２にオン方向のバイアスを与える。
【００２２】
部分平滑回路を構成するインダクタＬ２とダイオードＤ４との接続点には、ダイオードＤ３のアノードが接続される。本実施形態はダイオードＤ３のカソードの接続位置が、駆動トランスＣＴの１次巻線とインダクタＬ１との接続点である点に特徴を有している。この構成を採用したことによる動作は後述する。
【００２３】
さらに、コンデンサＣｆには、抵抗Ｒ３の一端を整流器ＤＢの正極に接続する形で、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との直列回路が接続される。また、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との接続点とトランジスタＱ２のベースとの間にはダイアックのようなトリガ素子Ｑ３が挿入される。抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５とトリガ素子Ｑ３とは起動回路を構成しており、抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ５が充電され、コンデンサＣ５の端子電圧がトリガ素子Ｑ３のブレークオーバ電圧に達すると、トリガ素子Ｑ３がオンになりトランジスタＱ２をオンにするように構成されている。また、トランジスタＱ２の導通後には、コンデンサＣ５を放電させてトリガ素子Ｑ３をオフにするために、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との接続点と両トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点との間にはダイオードＤ５が挿入されている。つまり、後述するように定常状態ではトランジスタＱ１，Ｑ２は交互に高周波でオンオフするから、トランジスタＱ２のオン時にダイオードＤ５を通してコンデンサＣ５の電荷を放出させて、コンデンサＣ５の端子電圧をトリガ素子Ｑ３のブレークオーバ電圧より低い状態に保つのである。この動作を可能とするために、コンデンサＣ５の端子電圧がトリガ素子Ｑ３のブレークオーバ電圧に達する時間は、トランジスタＱ１，Ｑ２のオンオフの周期よりも長くなるように設定される。
【００２４】
しかして、電源が投入されると、コンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値まで充電され、同時に抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ５が充電されることによって上述のようにトランジスタＱ２がオンになる。トランジスタＱ２がオンになれば、まずコンデンサＣｆ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−駆動トランスＣＴの１次巻線−トランジスタＱ２−コンデンサＣｆの経路で電流が流れる。コンデンサＣｆが放電してコンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなると、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−駆動トランスＣＴの１次巻線−トランジスタＱ２−整流器ＤＢの経路と、整流器ＤＢ−コンデンサＣ３−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬ１−駆動トランスＣＴ−トランジスタＱ２−整流器ＤＢの経路との２経路に電流が流れる。
【００２５】
このように、本実施形態の構成では、平滑コンデンサＣ１の充電経路に駆動トランスＣＴの１次巻線が挿入されていることによって、平滑コンデンサＣ１が充電されていない電源投入直後においても駆動トランスＣＴの１次巻線に十分な電流を流すことができ、トランジスタＱ２にオン方向のバイアスを十分な大きさで与えることができるのである。
【００２６】
以後は、図７に示した従来構成と同様であって、コンデンサＣ２およびインダクタＬ１を含む共振回路の共振作用によって駆動コイルＣＴの１次巻線に流れる電流の向きが逆転すると、トランジスタＱ２がオフになり、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギがダイオードＤ３−駆動トランスＣＴの１次巻線−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ１の経路で放出される。ここで、整流器ＤＢから平滑コンデンサＣ１を充電する充電電流は、インダクタＬ２およびトランジスタＱ２を通るから、平滑コンデンサＣ１の両端電圧はトランジスタＱ２のオン期間とオフ期間との比率に応じて整流器ＤＢの出力電圧よりも降圧されることになる。つまり、ダイオードＤ１，Ｄ３とインダクタＬ２とトランジスタＱ２と平滑コンデンサＣ１とにより降圧チョッパ回路が構成される。
【００２７】
トランジスタＱ２のオフに伴ってトランジスタＱ１が導通すると、コンデンサＣ３−トランジスタＱ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３の経路で電流が流れる。その後、コンデンサＣ２およびインダクタＬ１を含む共振回路の共振作用によって駆動コイルＣＴの１次巻線に流れる電流の向きが逆転して、トランジスタＱ１がオフになると、インダクタＬ１などの蓄積エネルギは、インダクタＬ１−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３−コンデンサＣｆ−ダイオードＤ２−駆動トランスＣＴ−インダクタＬ１の経路で放出される。また、トランジスタＱ１のオフに伴ってトランジスタＱ２が再びオンになり、上述の動作を繰り返す。
【００２８】
ところで、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも低い期間においては、トランジスタＱ２が導通すると、平滑コンデンサＣ１−コンデンサＣ３−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−トランジスタＱ２−ダイオードＤ４−インダクタＬ２−平滑コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣ１の放電により負荷Ｚにエネルギが供給される。また、平滑コンデンサＣ１の両端電圧が上昇すれば、平滑コンデンサＣ１の充電電流が減少するから、インダクタＬ２およびダイオードＤ３を通して駆動トランスＣＴの１次巻線に流れる電流は減少し、整流器ＤＢ−コンデンサＣ３−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−インダクタＬ１−駆動トランスＣＴ−トランジスタＱ２−整流器ＤＢの経路で駆動トランスＣＴに流れる電流が増加する。
【００２９】
以後は、図７に示した従来構成と同様に動作し、両トランジスタＱ１，Ｑ２が交互にオンオフするように安定して自励発振し、負荷Ｚに高周波電力が供給されるのである。
【００３０】
以上説明したように、電源投入直後における平滑コンデンサＣ１の充電電流を駆動トランスＣＴの１次巻線に流すようにしているから、トランジスタＱ１，Ｑ２に十分なバイアスを与えることができ、電源投入直後から安定して自励発振を行わせて負荷Ｚに高周波電力を供給することができるのである。
【００３１】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図２に示すように、トランジスタＱ１のオン時に平滑コンデンサＣ１を充電するように部分平滑回路を構成し、また、電源投入直後にトランジスタＱ１がオンになるように構成したものである。
【００３２】
すなわち、本実施形態の部分平滑回路では、整流器ＤＢの負極にインダクタＬ２を介して平滑コンデンサＣ１を接続し、整流器ＤＢの正極にダイオードＤ４のカソードを接続し、さらにダイオードＤ４のアノードと平滑コンデンサＣ１との接続点にダイオードＤ３のカソードを接続してある。ダイオードＤ３のアノードは、インダクタＬ１と駆動トランスＣＴの１次巻線との接続点に接続される。
【００３３】
また、本実施形態では、トランジスタＱ２のエミッタ・コレクタ間に抵抗Ｒ４を接続してあり、トランジスタＱ１のエミッタ・コレクタ間に抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との直列回路を接続してある。抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との接続点にはトリガ素子Ｑ３の一端とダイオードＤ３のアノードとが接続されており、トリガ素子３の他端はトランジスタＱ１のベースに接続され、ダイオードＤ３のカソードはトランジスタＱ１のコレクタに接続される。
【００３４】
しかして、電源を投入すれば、コンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値まで充電され、同時に抵抗Ｒ３，Ｒ４を通してコンデンサＣ５が充電されるから、コンデンサＣ５の両端電圧がトリガ素子Ｑ３のブレークオーバ電圧に達するとトリガ素子Ｑ３が導通してトランジスタＱ１がオンになる。トランジスタＱ１がオンになれば、まずコンデンサＣｆ−トランジスタＱ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−ダイオードＤ３−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−コンデンサＣｆの経路で電流が流れる。その後は、第１の実施の形態と同様に、自励発振によって両トランジスタＱ１，Ｑ２が交互にオンオフする。
【００３５】
トランジスタＱ１のオン時には、整流器ＤＢ−トランジスタＱ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−ダイオードＤ３−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−整流器ＤＢの経路と、コンデンサＣ３−トランジスタＱ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１−負荷ＺとコンデンサＣ２との並列回路−コンデンサＣ３の経路とに電流が流れ、平滑コンデンサＣ１が充電されるとともに負荷Ｚに高周波電力が供給される。このようにして平滑コンデンサＣ１が充電されると、平滑コンデンサＣ１の両端電圧の上昇に伴ってダイオードＤ３およびインダクタＬ２を通る経路で平滑コンデンサＣ１に流れる充電電流が減少するから、駆動トランスＣＴの１次巻線に流れる電流は、主としてコンデンサＣ２とインダクタＬ１とを含む共振回路の共振作用による電流になる。こうして両トランジスタＱ１，Ｑ２を安定にオンオフさせることができる。
【００３６】
なお、コンデンサＣ３、コンデンサＣ２と負荷Ｚとの並列回路、インダクタＬ１、駆動トランスＣＴの１次巻線よりなる直列回路は、上述した実施形態ではトランジスタＱ１に並列接続しているが、トランジスタＱ２に並列接続することも可能であって、トランジスタＱ１に並列接続した場合と同様に動作する。
【００３７】
（第３の実施の形態）
本実施形態は、図３に示すように、第１の実施の形態において、負荷Ｚとして蛍光ランプのような放電灯Ｌａを用い、コンデンサＣ３の一端を整流器ＤＢの正極に接続する代わりに負極に接続したものである。また、ダイオードＤ１，Ｄ２を逆並列に接続したトランジスタＱ１，Ｑ２を用いる代わりに、ＭＯＳＦＥＴを用いたものである。以下では、各トランジスタＱ１，Ｑ２とダイオードＤ１，Ｄ２との並列回路に置き換えたＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として説明する。ここに、ＭＯＳＦＥＴには寄生ダイオードが存在するからダイオードＤ１，Ｄ２は不要になっている。さらに、本実施形態では、インダクタＬ１とコンデンサＣ３との間に１次巻線を接続した出力トランスＴ１の２次側に放電灯Ｌａを接続してあり、放電灯Ｌａにおけるフィラメントの非電源側端間にコンデンサＣ２が接続される。これらの構成に加えて、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ２のソースと整流器ＤＢの負極との間にコンデンサＣｉｎが接続され、このコンデンサＣｉｎにはダイオードＤ６が並列接続される。ダイオードＤ６のカソードは整流器ＤＢの負極に接続される。
【００３８】
本実施形態は、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも高い期間においては、第１の実施の形態とほぼ同様に動作する。電源が投入されると、上述した他の実施形態と同様にスイッチング素子Ｑ２がオンになる。スイッチング素子Ｑ２がオンになると、まずコンデンサＣｆ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−駆動トランスＣＴの１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣｆの経路で電流が流れる。コンデンサＣｆが放電してコンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなると、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−駆動トランスＣＴの１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ６−整流器ＤＢの経路と、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−インダクタＬ２−ダイオードＤ３−インダクタＬ１−出力トランスＴ１の１次巻線−コンデンサＣ３−整流器ＤＢの経路とに電流が流れる。このように、平滑コンデンサＣ１の充電電流を駆動トランスＣＴの１次巻線に流すことによって、スイッチング素子Ｑ２にオン方向のバイアスを十分な大きさで与えることができる。以後は、インダクタＬ１とコンデンサＣ２とを含む共振回路の共振作用によって駆動コイルＣＴの１次巻線に流れる電流の向きが交互に逆転してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフするように自励発振を行う。
【００３９】
ところで、コンデンサＣｉｎおよびダイオードＤ６は、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも低い期間においても交流電源Ｖａｃから整流器ＤＢに電流を流すために設けてある。つまり、コンデンサＣｉｎおよびダイオードＤ６を設けていないと、平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器Ｄｂの出力電圧のほうが低い期間には、交流電源Ｖａｃから整流器ＤＢへの入力電流が休止することになり、入力電流波形の包絡線が正弦波状にならず、入力電流歪が増加するとともに力率が低下することになる。これに対して、コンデンサＣｉｎを設けると、このコンデンサＣｉｎの充放電を利用することで、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも低い期間においても交流電源Ｖａｃから整流器ＤＢに電流を流すことが可能になる。この動作について簡単に説明する。
【００４０】
平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が低い期間においては、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、平滑コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１−出力トランスＴ１の１次巻線−コンデンサＣ３−コンデンサＣｉｎ−ダイオードＤ４−インダクタＬ２−平滑コンデンサＣ１という経路で電流が流れる。つまり、コンデンサＣｉｎが充電される。こうしてコンデンサＣｉｎの両端電圧が平滑コンデンサＣ１の両端で電圧と整流器ＤＢの出力電圧との差電圧に達すると、交流電源Ｖａｃから整流器ＤＢに電流が流れ込むようになり、整流器ＤＢ−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＣＴの１次巻線−インダクタＬ１−出力トランスＴ１の１次巻線−コンデンサＣ３−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。つまり、コンデンサＣ６を設けない場合に比較して、交流電源Ｖａｃから整流器ＤＢに電流が流れる期間を多くすることができ、結果的に入力電流歪を低減するとともに、入力力率を高めることが可能になる。
【００４１】
言い換えると、インバータ回路において発生する高周波電圧がインピーダンス要素としてのコンデンサＣｉｎの両端に印加されるから、この高周波電圧を整流器ＤＢの出力電圧に重畳することで、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも低い期間であっても、平滑コンデンサＣ１を充電することが可能になるのである。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００４２】
（第４の実施の形態）
本実施形態は、図４に示すように、図３に示した第３の実施の形態からインダクタＬ１を省略し、駆動トランスＴ１としてリーケージトランスを用いたものである。この構成では、駆動トランスＴ１のリーケージインダクタンスがインダクタＬ１として機能するから、第３の実施の形態の構成と同様に動作することになる。他の構成および動作は第３の実施の形態と同様である。
【００４３】
（第５の実施の形態）
本実施形態は、図５に示すように、第４の実施の形態からインダクタＬ２を省略し、コンデンサＣ３と駆動トランスＴの１次巻線との接続点にダイオードＤ３のカソードを接続したものである。要するに、共振用のインダクタＬ１だけではなく、降圧チョッパ回路としての動作を実現するためのインダクタＬ２も、出力トランスＴのリーケージインダクタで代用するものである。要するに、スイッチング素子Ｑ２のオン時に整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−ダイオードＤ３−出力トランスＴの１次巻線−駆動トランスｃＴの１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ６−整流器ＤＢの経路で平滑コンデンサＣ１を充電し、このとき出力トランスＴのリーケージインダクタンスに蓄積されたエネルギを、スイッチング素子Ｑ２のオフ時に、出力トランスＴ−駆動トランスＣＴの１次巻線−スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード−平滑コンデンサＣ１−ダイオードＤ３−出力トランスＴの経路で放出させるのである。
【００４４】
また、本実施形態では、電源投入直後においてスイッチング素子Ｑ２がオンになると、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−ダイオードＤ３−出力トランスＴの１次巻線−駆動トランスＣＴの１次巻線−スイッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ６−整流器ＤＢの経路で電流が流れるから、他の実施形態と同様に、平滑コンデンサＣ１の充電電流を駆動トランスＣＴの１次巻線に流してスイッチング素子Ｑ２を確実にオンにし、電源投入直後から安定して自励発振を行わせることができる。他の構成および動作は第４の実施の形態と同様である。
【００４５】
なお、起動回路については上述の構成に限定されるものではなく、平滑コンデンサＣ１の充電経路に挿入されたトランジスタＱ２（ないしスイッチング素子Ｑ２）を電源投入直後にオンにする構成であれば、どのような構成の起動回路を用いてもよい。
【００４６】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流器と、平滑コンデンサとインダクタンス要素と充電用ダイオードとスイッチング素子との直列回路および平滑コンデンサと放電用ダイオードとの直列回路を含み整流器の出力端間に挿入された降圧チョッパ回路と、交流電源の周波数よりも高い共振周波数を有する共振回路とスイッチング素子と駆動トランスの１次巻線との直列回路を含み整流器または平滑コンデンサを電源とし駆動トランスの２次巻線の出力を用いてスイッチング素子をオンオフさせて負荷回路に高周波電力を供給する自励式のインバータ回路と、電源投入によりスイッチング素子をオンにする起動回路とを備え、スイッチング素子のオン時に平滑コンデンサに充電電流を流す経路内に駆動トランスの１次巻線が挿入されているものであり、電源投入直後に起動回路によってスイッチング素子がオンになると、まだ充電されていない平滑コンデンサに充電電流が流れ、この充電電流が駆動トランスの１次巻線を通過するから、駆動トランスに比較的大きい電流を流すことができ、平滑コンデンサの電圧上昇を待たずにスイッチング素子のオンオフを開始させることができるという利点がある。
【００４７】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、インバータ回路で発生する高周波電圧が印加されるインピーダンス要素を平滑コンデンサの充電経路内に設け、インピーダンス要素の両端電圧を整流器の出力電圧に重畳して平滑コンデンサに印加するものであり、整流器の出力電圧が平滑コンデンサの両端電圧よりも低くなる期間であっても、インバータ回路で発生する高周波電圧を整流器の出力電圧に加算して平滑コンデンサに充電電流を流すことができるから、交流電源から整流器への入力電流に休止期間がほとんどなく、入力電流歪を抑制することができるとともに高い入力力率を得ることができるという利点がある。
【００４８】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、平滑コンデンサと充電用ダイオードとの直列回路とスイッチング素子との間に駆動トランスの１次巻線が挿入されるものであり、このような接続関係としておけば、降圧チョッパ回路とインバータ回路とに兼用されているスイッチング素子と平滑コンデンサとの位置関係が駆動トランスに対して対称性を持つから、回路設計が容易になるという利点がある。
【００４９】
請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、負荷回路がリーケージトランスよりなる出力トランスを有し、出力トランスのリーケージインダクタンスを共振回路の構成要素として用いるものであり、出力トランスが共振回路の構成要素として用いられるから、出力トランスを用いる構成であれば、別途に共振用のインダクタを設ける必要がなく、部品点数の削減が可能になることがある。
【００５０】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、充電用ダイオードの一端と整流器との間に平滑コンデンサが接続され、充電用ダイオードの他端とスイッチング素子との間に出力トランスの１次巻線と駆動トランスの１次巻線との直列回路が挿入され、出力トランスのリーケージインダクタンスがインダクタンス要素として用いられるものであり、出力トランスが降圧チョッパ回路におけるインダクタンス要素として用いられるから、出力トランスを用いる構成であれば、降圧チョッパ用のインダクタンス要素を別途に設ける必要がなく、また共振用のインダクタも設ける必要がないから、部品点数が削減されるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図５】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図６】従来例を示す回路図である。
【図７】他の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ５ コンデンサ
Ｃｉｎ コンデンサ
ＣＴ 駆動トランス
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｄ３ （充電用）ダイオード
Ｄ４ （放電用）ダイオード
Ｄ５ ダイオード
Ｄ６ ダイオード
ＤＢ 整流器
Ｌ１ インダクタ
Ｌ２ インダクタ
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｑ３ トリガ素子
Ｒ３ 抵抗
Ｔ 出力トランス
Ｖａｃ 交流電源
Claims (5)
- 交流電源を整流する整流器と、平滑コンデンサとインダクタンス要素と充電用ダイオードとスイッチング素子との直列回路および前記平滑コンデンサと放電用ダイオードとの直列回路を含み前記整流器の出力端間に挿入された降圧チョッパ回路と、交流電源の周波数よりも高い共振周波数を有する共振回路と前記スイッチング素子と駆動トランスの１次巻線との直列回路を含み前記整流器または前記平滑コンデンサを電源とし駆動トランスの２次巻線の出力を用いて前記スイッチング素子をオンオフさせて負荷回路に高周波電力を供給する自励式のインバータ回路と、電源投入により前記スイッチング素子をオンにする起動回路とを備え、前記スイッチング素子のオン時に平滑コンデンサに充電電流を流す経路内に前記駆動トランスの１次巻線が挿入されていることを特徴とする電源装置。
- 前記インバータ回路において発生する高周波電圧が印加されるインピーダンス要素を前記平滑コンデンサの充電経路内に設け、インピーダンス要素の両端電圧を前記整流器の出力電圧に重畳して前記平滑コンデンサに印加することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 前記平滑コンデンサと前記充電用ダイオードとの直列回路と前記スイッチング素子との間に前記駆動トランスの１次巻線が挿入されることを特徴とする請求項１または請求項２記載の電源装置。
- 前記負荷回路はリーケージトランスよりなる出力トランスを有し、出力トランスのリーケージインダクタンスを前記共振回路の構成要素として用いることを特徴とする請求項１ないし請求項３記載の電源装置。
- 前記充電用ダイオードの一端と整流器との間に平滑コンデンサが接続され、前記充電用ダイオードの他端と前記スイッチング素子との間に前記出力トランスの１次巻線と駆動トランスの１次巻線との直列回路が挿入され、前記出力トランスのリーケージインダクタンスが前記インダクタンス要素として用いられることを特徴とする請求項４記載の電源装置。
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